电力线通信物理层综述

电力线通信物理层综述（精选4篇）

电力线通信物理层综述 篇1

0 引言

国内外利用电力线进行通信已经有几十年了, 但是, 由于电力线信道特性和参数随频率、位置、时间的变化而改变, 而且电力线信道是频率选择性信道, 除此之外还有背景噪声、50/60 Hz冲激噪声和窄带干扰, 这些因素使得电力线技术的发展一直较为缓慢, 大规模地利用电力线通信技术进行音频、视频传输及在Internet、IPTV行业的应用更是滞后。然而, 电力线网络分布非常普遍, 且通信成本非常低廉, 因此利用电力线载波进行通信的技术一直是通信领域和电力线领域专家学者的研究热点。目前, 国内外特别是国内的电力线载波通信的应用还只是停留在片区的实验应用上。近年来, 国内外专家学者以及相关组织相继推出了一系列电力线通信技术标准, 如美国的G3标准、Homeplug GP标准、ITU-T G.955标准以及PRIME标准等。这些标准定义了电力线通信收发器的物理层 (Physical Layer, PHY) 、介质访问层 (Media Access Control, MAC) 和逻辑链路层 (Logical Link Control, LLC) 。其中对物理层, 特别是物理层中的前向纠错 (Forward Error Correction, FEC) 部分的研究, 对提高电力线通信网络的抗干扰性和稳定性具有重要意义。

目前, 国内外主流的电力线载波通信技术标准可以分为宽带电力线载波通信技术标准 (Broad Band Power Line Communication, BB-PLC) 和窄带电力线载波通信技术标准 (Narrow Band Power Line Communication, NB-PLC) 。BB-PLC和NB-PLC都包括物理层、介质访问控制层以及逻辑链路层。

宽带电力线载波通信技术标准和窄带电力线载波通信标准都以正交频分复用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 技术为核心标准。宽带电力线载波通信技术标准主要有Home Plug GP、IEEEP1901和Homeplug AV。窄带电力线载波通信技术标准主要有G3、PRIME、IEEEP1902 (还没公布) 。

本文主要介绍宽带电力线载波通信标准的物理层技术和窄带电力线载波通信相关标准的物理层技术。

1 宽带电力线通信物理层技术

宽带电力线通信的频带范围为2~30 MHz, 主要有以下3种技术标准。

1.1 Home Plug GP标准

Home Plug GP的物理层使用OFDM调制方式, 它将待发送的信息码元通过串并变换, 降低速率, 从而增大码元周期, 削弱多径干扰的影响。同时使用循环前缀 (Cycle Prefix, CP) 作为保护间隔, 大大减少甚至消除了码间干扰, 而且保证了各信道间的正交性, 从而减少信道间干扰[1]。OFDM中各个子载波频谱间有1/2的重叠正交, 由此提高了OFDM调制方式的频谱利用率。在接收端通过相关解调技术分离出各载波, 同时消除码间干扰的影响。调制方式采用四相相移键控 (Quadrature Phase Shift Keying, QPSK) 调制, 信道编码采用码率为1/2的Turbo。Home Plug物理层参数见表1所列。

1.2 IEEEP1901标准

IEEEP1901标准涉及到的物理层技术有2种, 一种是基于FFT的OFDM系统;另外一种是基于小波变换的OFDM系统物理层。

IEEEP1901标准的频率范围是1.8~50.0 MHz, 所使用载波数达1 974个, 子载波间隔为24.414 k Hz, 调制方式为二进制相移键控 (Binary Phase Shift Keying, BPSK) 、QPSK、8进制正交振幅调制 (Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 、1 6 Q A M、6 4 Q A M、2 5 6 Q A M、1 0 2 4 Q A M、4096QAM。

IEEEP1901物理层结构如图1所示, 可以看出, 在发射端, 1901 MAC层输出的信号作为物理层发射端的输入信号, 来自TIA-1113HE的帧控制数据和P1901的帧控制数据都要经过Turbo编码, 以提高抗干扰性, 传输的消息数据流则先经过伪随机序列的扰码处理后再经过Turbo和卷积编码, 如果信道条件不好, 则可以在ROBO模式下传输, 以提高系统的鲁棒性。帧头和有效数据经过信道编码和交织后, 通过映射 (M-QAM) 和循环前缀, 以及插入前导序列, 将包括帧头和有效数据的码流通过模拟前端 (Analog Front-End, AFE) 送入电力线中。在接收端, AFE的信号送给自动增益控制器 (Automatic Gain Controller, AGC) 并进行符号同步后, 进行信号解调, 包括解调P1901帧头控制信号、TIA-1113帧头控制信号以及有效数据信号然后分别输出[2]。

从图1中还可以看出, P1901帧头控制信息和有效数据信息采用的都是4096IFFT。

在IEEEP1901标准中, 基于小波变换的OFDM系统频段选择DC频带31.25 MHz和1.8~28.0 MHz, 子载波数为512个。调制方式为M-PAM, M为2, 4, 8, 16, 32。如果选择频带为1.8~50.0 MHz, 子载波数可以是1 024个, FEC部分由RS卷积或LDPC-CC构成[3]。

1.3 Homeplug AV

Homeplug AV在2~28 MHz频段使用917个子载波, 各个子载波间有1/2的重叠正交, 功率谱密度可编程, 以满足不同国家的频率管制;每个子载波可以单独进行BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM或1 024QAM调制, 采用Turbo FEC错误校验, 物理层线路速率达到200 Mbit/s, 净荷为150 Mbit/s, 接近电力线信道的通信容量[4]。

2 窄带电力线通信标准物理层规范

NB-PLC所应用的频带范围为3~500 k Hz, 包括欧洲电工标准委员会 (CENELEC) 中的3.0~148.5 k Hz、美国联邦通信委员会 (FCC) 中的9~4 90l Hz、日本无线工业及商贸联合会 (ARIB) 中的10~450 k Hz。

2.1 Prime标准

Prime物理层结构如图2所示, 帧头控制采用循环冗余校验 (Cyclic Redundancy Check, CRC) , 信道编码由卷积、扰码和交织3部分构成, 映射采用差分二进制相移键控 (Differential Binary Phase Shift Keying, DBPSK) 、差分四进制相移键控 (Differential Quadrature Phase Shift Keying, DQPSK) 、D8PSK。

Prime标准物理层帧结构如图3所示, 其中前导序列是2.048 ms, 后面紧跟2个OFDM符号 (用DBPSK) , 每个符号持续时间为2.24 ms, 共持续4.48 ms, 并作为PHY帧头[5]。其中第一个OFDM符号包含84个Data子载波和13个Pilot子载波, 第二个OFDM符号包括96个Data子载波。Pilot子载波是伪随机二进制序列, 并经过BPSK调制;Data子载波占1 bit、2 bit或者3 bit[6]。

Prime物理层参数[7]见表2所列。

2.2 ITU-T G.955标准

ITU–T G.955标准的物理层可以应用在CENELEC、FCC和ARIB中, 将CENELEC频带3.0~148.5 k Hz分为A、B、DC 3个频段, 载波间隔为1.562 5 k Hz, 如果划分为FCC、FCC-1、FCC-2, 则载波间隔为3.125 k Hz。保护间隔 (Guard Interval, GI) 为30、60和120 us。信道编码采用RS卷积, 物理块 (Physical Block, PB) 输入为25 bit, 包误码率PER为0.01。在加性高斯白噪声 (Additive White Gaussian Noise, AWGN) 信道中, 如果PB为50~239 bit, 编码率为1/2或者1/3, 则通过该信道编码, 可以获得6~7 d B的增益[8]。在鲁棒模式下, 可以根据信道噪声的情况, 选择重复传输有效数据2、4、6、12次来提高有效数据的抗干扰性。调制方式可采用2QAM, 4QAM, 16QAM。

G.955标准物理层帧结构如图4所示, 由前导序列 (Preamble) 、帧头 (Header) 和负载 (Payload) 3部分构成, 其中前导序列用于时钟、符号同步、帧控制和信道估计。

前导序列由N1个符号S1和S2组成, 其中S1和S2符号相反。N1根据信道情况的不同, 可以取8值 (当信噪比为–7 d B) , 当信道条件非常恶劣时, 取1/4AC[8]。整个前导序列都由4QAM调制伪随机二进制序列 (Pseudo-Random Binary Sequence, PRBS) 。PHY帧头由4QAM映射, 并由码率为1/2的卷积保护。为了提高其抗干扰性, 重复12次, 并由12位CRC保护。物理层帧头与Prime、G3等的不同之处是, 其他不仅包括负载的译码信息, 还包括MAC层数据单元 (MAC Data Uint, MDU) 和MAC协议数据单元 (MAC Protocol Data Unit, MPDU) 。其中MAC协议头 (MAC Protocol Header, MPH) 是由8位CRC来保护, 并可以单独作为FEC的码字来传输, 而MPDU则是由一个或者多个逻辑链路控制协议数据单元 (Logical Link Control PDUs, LPDU) 组成, 并由32位CRC保护。

2.3 G3标准

G3标准物理层结构如图5所示。

图5中, 电力通信系统的物理层数据单元的帧结构由3部分级联而成, 即前导序列 (Preamble) 、帧控制头 (Frame Control Header, FCH) 和有效数据 (DATA) 。FEC部分采用RS卷积和交织。映射方式为BPSK、DQPSK, 其中, 有效数据为MAC层要物理层发射的数据, FCH为帧控制头。传输的最大速率为300 kbit/s[9]。

物理层帧结构设计如图6所示。每一帧由前导序列 (Preamble) 开始, 用于同步、定时检测以及自动增益控制。SYNP表示符号乘以+1, 而SYNM表示符号乘以–1, 用于信道及噪声功率谱估计。前导序列由8个SYNP以及1.5个SYNM组成, 相邻符号间没有循环前缀[10]。首符号头部以及末符号尾部均有升余弦滚降成形。前导序列后紧跟7个FCH。FCH携带重要信息供接收机解调数据。有效数据 (DATA) 符号在FCH之后。此图中, GI代表保护间隔, 包含循环前缀, OL代表2个符号的交叠 (Overlap, OL) [11]。

G3系统有2种不同的工作模式:Normal和Robust模式。在Normal模式下, FEC是由RS码和卷积码组成。其中, RS码可以有8位校验位和16位校验位。在Robust模式下, FEC由RS码和卷积码组成, 后面还有重复码 (Repetition Code, RC) 。RC码将每个比特重复4次, 使系统在信道环境极差的情况下具有更高的鲁棒性, 但同时会减少3/4的吞吐量[12]。G3标准物理层参数定义[13]见表3所列。

3 物理层技术展望

目前, 无论是宽带电力线通信标准的物理层技术规范, 还是窄带电力线通信标准的物理层技术规范, 大多都是以OFDM基本技术为核心, 有FEC部分, 有以降低传输效率来提高系统抗干扰性的Robust模式, 但是各个技术标准的物理层技术规范所使用的调制、FEC部分不尽相同, 帧结构差异也较大[14]。对于电力线通信标准的物理层技术规范, 国内外专家学者给出了很多建议, 如根据电力线信道噪声, 可以自适应地调制各个子载波的发射功率, 自适应子载波的调制方式, 自适应传输速率, 甚至可以自适应信道编码方式、编码长度等。

4 结语

本文对目前国际上主流的电力线通信标准的物理层技术规范进行了介绍, 重点对窄带电力线通信标准的物理层技术规范进行了综合分析。

本文给出了国际上主流宽带电力线通信 (BB-PLC) 标准和窄带电力线通信 (NB-PLC) 标准的物理层技术, 并介绍其核心技术、调制方式、信道编码方式和子载波数等。目前, BB-PLC标准主要有Home Plug GP、IEEE P1901和Home Plug AV, 这3种标准都是OFDM技术为核心, 使用子载波的个数为1 000个左右, 信道编码和映射不尽相同;NB-PLC标准主要有PRIME, ITU-T G.955和G3, 其核心技术为OFDM, 调制方式主要以差分调制为主, 信道编码多采用RS码和其他编码方式的 (如RS卷积码) 结合, 对于帧头重要信息则另外增加冗余信息, 以增加帧头信息的抗干扰性。

目前, 电力线通信标准的制定还处于快速发展阶段 (如NB-PLC标准中的IEEE P1902即将公布) , 各项标准还很难在兼容性、优缺点方面做出直接比较, 但这些标准的物理层技术都是以OFDM技术为核心, 并包含信道编码部分, 有部分标准还包括循前缀、前导序列等。这些标准的通用性和差异性将有利于不同的生产厂家选择不同标准的电力载波芯片开发性能各异的电力载波产品, 也有利于制定电力线通信标准的相关组织制定出更优的标准。

摘要：电力线通信收发器主要由物理层、介质访问层和逻辑链路层3部分构成, 其中物理层是电力线通信收发器系统最基础和最关键的部分之一, 其功能主要是把信号调制成为可以传输的信息, 并解调发射端传输的信息, 提高通信系统的抗干扰性和稳定性。为了更加全面和深入地了解电力线通信系统标准中物理层性能上的特点, 文章对目前国际上主流电力线通信系统标准的物理层技术进行了介绍, 重点对窄带电力线通信相关标准物理层技术进行了总结、分析。

关键词：电力线通信,物理层,PLC,OFDM

电力线通信MAC层综述 篇2

电力线通信技术(Power Line Communication,PLC)以其成本低、见效快、与电网建设同步等优点在很多领域得到广泛应用[1]。完整的电力线通信收发器的体系结构是由物理层、介质访问控制(Medium Access Control,MAC)层、逻辑链路(Logical Link Control,LLC)层等构成。其中,对MAC层功能的进一步研究对降低电力线通信网络中数据冲突率、提高网络吞吐量,提高电力线通信网络的可靠性与稳定性有着重要意义[2,3,4]。

1 电力线通信标准背景介绍

2000年3月,由英特尔、惠普等13家公司发起的家庭插电联盟(HomePlug Powerline Alliance)正式成立,现已发展为90家公司的企业联盟,通过与美国电气和电子工程师协会(Institute of Electrical and Electronics Engineers,IEEE)等国际标准化组织的合作,致力于HomePlug技术在全球范围内推广。HomePlug规范目前有3类:面向家庭内宽带网1.0+AV规范、面向宽带电力线接入(Broadband over Power Lines,BPL)的规范以及面向较低带宽控制应用的家庭自动化C&C规范[5]。

IEEE P1901.1国际标准是以HomePlug AV技术规范为基础发展起来,主要目标是为电力线高速通信创建一套国际化的技术标准,将市场上的PLC设备整合为统一的技术框架,该标准主要关注高速宽带接入和高速室内互联的应用。

ITU-T G.hn是国际电信联盟在2010年日内瓦会议上批准的下一代家庭有线网络标准G.hn,该标准的目标是实现消费者能够通过家里的任何线路(同轴电缆、电力线和电话线)联网并分享内容,该标准主要应用在家庭内的高速PLC通信和低速低频窄带通信,ITU-T G.hn低速配置可扩展为支持多带宽,该技术支持低端设备和高端设备的无缝通信[6]。

电力线载波远程抄表(Powerline Intelligent Metering Evolution,PRIME)标准是2007年由西班牙Iberdrola电力公司组织有关PLC芯片、系统、电表等厂商,提出的一种新的窄带电力线载波远程抄表标准,是一个开放型的基于正交频分复用技术(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)的PLC物理层和MAC层的自动抄表(Automatic Meter Reading,AMR)技术。

G3-PLC是专为智能电网通信而设计的全球电力线通信开放协议,由法国电力集团(Electricite De France,EDF)发起,Maxim和Sagem Communications共同开发的方案。G3-PLC属于窄带电力线载波通信标准,通常用于自动抄表、能源控制和电网监测等低速数据通信场合[7]。

IEEE P1901.2基于G3-PLC标准,与现有的PRIME和G3-PLC标准相互兼容。

2 OSI参考模型与PLC体系结构的关系

为了解决异构网络互联时所遇到的兼容性问题,帮助各厂商生产出可兼容的网络设备,国际标准化组织(International Organization for Standardization,ISO)于1984年提出开放系统互连参考模型(Open Systems International Reference Model,OSI/RM),很快成为计算机网络通信的基础模型[8]。OSI参考模型很重要的一个特性是采用分层体系结构,OSI参考模型共划分为七层。该模型最大优点是将服务、接口和协议这3个概念明确地区分开来。

OSI参考模型将数据链路层进一步划分为MAC和LLC共2个子层。PLC体系结构与OSI模型对应关系如图1所示。

MAC子层使用物理层提供的服务实现设备之间的数据帧传输。MAC子层提供2种服务:MAC层数据服务和MAC层管理服务(MAC Sublayer Management Entity,MLME)。前者保证MAC协议数据单元在物理层数据服务中的正确收发,后者维护一个存储MAC子层协议状态相关信息的数据库。

目前的PLC体系结构也都是以OSI/RM为基础,根据PLC网络的实际特点,构建其分层结构[9]。

3 标准MAC层介绍

3.1 HomePlug系列标准

为了提高与目前广泛部署的以太网兼容性,HomePlug1.0的MAC层采用了IEEE 802.3规定的帧结构,包括2种:长帧和短帧。长帧包括一个帧起始定界符、有效载荷和帧结束定界符。短帧由一个应答定界符组成,是自动请求重传(Automatic Repeat reQuest,ARQ)的一部分。

HomePlug AV的MAC层支持100 Mbit/s以上的速率。具有安全可靠的连接和内部服务质量(Quality of Service,QoS)保证,以确保广大用户体验到与其他家庭网络相比的价格竞争力。HomePlug AV兼容HomePlug 1.0。

HomePlug AV提供了面向连接的自由竞争服务,支持QoS需求(保证带宽、时延等),这个自由竞争服务基于时分多址(Time Division Multiple Access,TDMA),分配足够的时间间隔支持QoS连接需求[10]。

在每个信标期开始时,中央协调器(Central Coordinator,CCo)会广播一个信标,使用信标在信标期内进行调度。CCo保证不会改变信标期的进度表,会连续广播信标以保证发送站在连续分配阶段能连续发送,即使中途有几个信标丢失,也能够保证其连续性。载波侦听多路访问(Carrier Sense Multiple Access,CSMA)也是连续的,即使中途有几个信标丢失,在CSMA区也能够连续发送流量。

MAC层在信标期的2个时期分别提供基于竞争(CSMA)的和自由竞争(Contention Free,CF)的服务。CCo管理连续的自由竞争期,使HomePlug AV能够向更高层的服务质量需求提供严格的保证。更高层使用连接说明书(Connection Spec,CSPEC)规定其服务质量需求。连接管理器(Connection Manager,CM)评估CSPEC,如果合适,便会通知CCo,让CCo分配一个自由竞争区。CSPEC中的QoS包括:保证带宽、准误差服务、固定时延、跳动控制。

HomePlug AV的MAC循环周期示意如图2所示。

信标期与交流线路周期同步。通过与交流线路的同步,HomePlug AV能够提供稳定的周期分配,能提供更好的信道适应同步干扰,从而提高吞吐量。信标帧会公告接下来的几个信标期连续通信。

HomePlug GP的MAC层基本上是HomePlug AV/P1901 MAC层的简化版本。HomePlug GP MAC层采用CSMA和HomePlug AV的优先级机制,但不支持基于时分多址机制。HomePlug GP的物理层不使用自适应比特分配。

HomePlug GP能够运行在专用于智能电网的异构网络,也可运行在由HomePlug GP和HomePlug AV/AV2设备组成的异构网络。

3.2 IEEE P1901标准

IEEE P1901的MAC层采用载波侦听多路访问/冲突避免(Carrier Sense Multiple Access with Collision Avoidance,CSMA/CA)技术,基于信标的访问管理,提供基于优先级的机制保证服务质量。MAC循环周期针对3种不同的信道接入划分为3个时期,本地管理员设备通过在信标期内传输信标开始一个新的MAC循环周期,信标帧包含竞争期(Contention Period,CP)和自由竞争期(Contention Free Period,CFP)的起始时间。在竞争期内,数据通过CSMA/CA调回进程再访问信道,采用二进制指数退避(Binary Exponential Backoff,BEB)保证公平性和低时延性,然后进入带有TDMA机制的自由竞争期,其中,信标帧周期描述的是当前MAC循环周期。IEEE P1901的MAC循环周期示意如图3所示。

3.3 ITU-T G.hn标准

ITU-T G.hn的MAC层采用CSMA/CA和TDMA协议,基于媒体接入计划(Medium Access Plan,MAP)的访问管理。G.hn标准是通过一个MAP来描述MAC循环,域管理器(Domain Manager,DM)在一个MAC循环周期里至少发送一个MAP,在MAC循环周期中定义了传输机会(Transmission Opportunities,TXOP)。G.hn中MAP以TDMA的方式分配传输机会(TXOPs)。DM保留下一MAC循环的TXOPs,为下一循环广播MAP,MAP用于描述下一周期。ITU-T G.hn的MAC循环周期示意如图4所示。

对于基于竞争的访问,G.hn标准提供具有公享传输机会(Share Transmission Opportunities,STXOP)的竞争访问。在G.hn标准中,DM会选择一个单独的站或一组站,在STXOP中竞争信道。一个STXOP被分成3种时隙:自由竞争时隙(Contention Free Time Slot,CFTS)、竞争时隙(Contention Based Time Slot,CBTS)、注册竞争时隙(Registration CBTS,RCBTS)。一个STXOP可以只有CFTS,也可以只有CBTS,或者两者都有[11]。

3.4 PRIME标准

PRIME的MAC层采用CSMA/CA和TDM协议,并有ARQ(可选)机制,基于信标的访问管理。每一个PRIME的AMR网络是由一个基站节点和多个服务节点组成,基站节点和服务节点能够在共享竞争期(Shared Contention Period,SCP)或自由竞争期(Contention Free Period,CFP)访问信道[12]。

3.5 G3-PLC标准

G3-PLC的MAC层参考低速无线个人局域网(Low-Rate Wireless Personal Area Network,LR-WPAN)的IEEE 802.15.4标准制定[13,14]。G3-PLC的MAC层采用CSMA/CA和ARQ机制,这增强了误差检测和数据传输的可靠性。CSMA/CA和ARQ机制结合网状路由协议,可支持各种网络通用MAC层服务,在抄表应用中网状路由要优于PRIME的树状路由。此外,高级加密/解密(Advanced Encryption Standard,AES-128)的计数器模式及密码区块链信息认证码(Counter Mode with Cipherb l o c k C h a i n i n g M e s s a g e A u t h e n t i c a t i o n C o d e,CCM)可为通信提供安全和认证。G3-PLC的MAC层如图5所示。

由于使用额外安全机制需要占用有限的带宽资源,因此不适合电力线通信设备,而IEEE802.15.4在MAC层提供的AES安全机制又相对宽松,MAC CCM和支持身份隐藏协议(Extensible Authentication Protocol Pre-Sharedkey,EAP-PSK)的结合增强了数据传输安全性。

同时,G3-PLC还与窄带通信标准IEEE P1901.2和ITU G.hnem具有互操作性,极大地满足了智能电网快速发展的需求。

3.6 IEEE P1901.2标准

IEEE P1901.2的MAC层通过CSMA/CA访问,采用IEEE 802.15.4的无线MAC,采用BEB算法,带有优先级机制保证服务质量。该标准即将制定完成[15]。

目前,各电力线通信标准的主要技术特点见表1所列。

4 MAC层技术展望

目前,各标准的MAC层有共同点,也有异同点。根据带宽和速率在不同场合的要求,MAC层的运行机制也都有适当调整。大都采用CSMA/CA技术,基于信标的访问管理,带有ARQ和优先级机制保证服务质量等。上述各种技术和机制的有机结合,使MAC层的服务和效率得到较好保证,且有进一步提升的空间。对电力线通信MAC层协议的研究,国内外专家也给出了很多建议,如根据电力线信道的噪声状况,自适应的调整传输速率[16];划分更合理的优先级,设计信道在线评估机制,实时在线估计电力线网络中的活跃节点数[17];设计更加合理的退避算法[18],选择更加合适的竞争窗口参数值[19];通过调整速率和竞争窗口值提高吞吐量[20]等。

5 结语

文章给出了几个典型的MAC循环,分析了各自的循环特点和运行机制,并展望了未来的研究方向和发展趋势。电力线通信标准的制定正处于快速发展阶段,各项标准还很难在兼容性上做出直接比较。其MAC层的设计有各自的特点和运行机制,但也有相通之处,如竞争机制、传输模式、服务质量等。因此,这些标准中的通用性将会有效促进通用模式的实现,帮助解决设备间的互联。

电力线通信物理层综述 篇3

关键词：电力载波通信,特性阻抗,信道特性,智能电网,阻抗模型

0 引言

电力线载波通信是以电力线为信息传输媒介进行语音或数据传输的一种通信方式[1]。电力线遍及千家万户,其作为通信媒介具有应用的广泛性和经济性。人们对于电力载波通信技术的研究历史悠久,早在20世纪20年代就开始将其应用于10 k V配电网线路的通信中。随着人们对各种通信需求的不断上升和相关技术的快速发展,电力载波通信日益成为国内外相关人员研究的热点。近十年来,在权威期刊和国际会议上,有大量基于电力载波通信技术的自动抄表系统[2,3,4,5,6]和家居自动化系统[7,8,9,10]等实际应用研究方面的文章出现。

在电力线载波通信技术中,一方面研究电力线传输特性需要网络中各组成元件准确的阻抗参数,而研究电力网络输入阻抗特性时也需要各组成元件适用的阻抗模型。另一方面配电网中元件数量繁多、运行特性差异很大、影响阻抗特性的因素众多,使得配电网的阻抗特性与传输特性和噪声特性相比更加复杂。因此,研究建立配电网中各组成元件准确适用的阻抗模型,并计算模型参数是电力线载波通信的关键技术和研究热点,也是研究的难点。随着智能电网研究和建设的不断推进,电力线载波通信技术必将成为解决智能电网通信问题的重要手段。在智能电网中将大量采用基于电力电子技术的新型设备,从而给研究元件阻抗模型提出了新的问题和挑战。

本文将配电网络中的元件划分为配电变压器及其负荷、架空线和埋地电缆以及电网用电设备三类,对国内外近年来的元件阻抗模型的最新研究成果进行了综述。介绍了各类元件阻抗模型研究的发展历程,对各种模型建模方法的核心思想进行详细分析,分析了各种模型的优缺点和适用范围。最后分析了智能电网中进行阻抗模型研究时面临的新问题。本文的工作为在智能电网中压网络中应用电力线载波通信技术提供了有益的参考。

1 配电变压器及用户设备的阻抗模型

配电系统中存在高频电力线载波信号时,系统中的主要元件如配电变压器、配电线路以及用户设备的阻抗特性将与工频信号下的不同。由于此类元件和设备数量众多,运行特性千差万别,建立它们相应的阻抗模型一直是电力线载波通信技术研究的重点。

1.1 配电变压器模型

现有的变压器建模方法主要可分为两种:一种是基于内部结构分析的建模方法,即用多个RLC元件组成的电路来模拟变压器,而元件参数需要根据变压器具体的绕组接线方式、铁芯材料和内部结构等计算确定。该方法建模精度高,但存在所需参数多、计算量大的缺点。第二种建模方式则将变压器视为一个二端口网络,仅关注其两端口处的电气关系而无需分析其具体内部结构。尽管存在所建立模型物理概念不明晰的缺点,该建模方式因其简单适用而得到了更广泛的应用。

文献[7]所提出的三相变压器高频信号下的单相二端口等效模型如图1所示。

图中电容C为变压器一二次侧对地杂散电容之和,R为绕组电阻,L为漏电感。

图1所示模型可用式(1)表示。

由此传输矩阵,可得到如图2所示的变压器在PLC载波频率下的等效二端口模型。

该模型中仅考虑了绕组对地杂散电容,并认为R和L均为常数。实际上参数R会随着频率的升高而变化。文献[8]指出电阻R会由于趋肤效应而与频率呈指数增大关系。同时在高频条件下,绕组间的电容以及变压器铁芯的磁滞和磁饱和特性不能忽略。文献[9]提出了建立变压器高频模型时必须考虑的几个因素:1)绕组对地和绕组之间的杂散电容;2)变压器绕组的趋肤效应;3)绕组电感与杂散电容之间多种谐振现象;4)铁芯饱和与磁滞现象。据此,文献[10]提出了基于理想变压器的RLC等效电路模型,并给出了其参数测量方法。这种模型仅对于1 MHz以下的信号有效。文献[11]提出了更精确的能够适应更宽频率范围(几Hz~10 MHz)的中频模型和高频模型。在信号频率低于1 MHz时,使用如图3所示的含有理想变压器的中频模型;而在信号频率大于1 MHz时,则采用如图4所示的忽略理想变压器的高频模型。

由以上分析可知,与工频变压器模型不同,随着信号频率的增加,绕组杂散电容、趋肤效应、铁芯磁滞和磁饱和等因素对变压器参数的影响将不能忽略。现有的各种变压器高频等效模型适用的频率范围不同,在变压器建模时必须根据具体的信号频率区间加以选择。

1.2 用户设备模型

用户负荷大致可分为30多种,图5所示为10 k~450 kHz频段一些典型的居民家用电器设备的阻抗特性曲线[6]。

根据图5所示的阻抗特性曲线,可建立各电器相应的RLC元件模型如图6所示。

从上述等效模型可看出,在高频条件下不同电器设备都可用RLC元件的并联、串联或混合联接方式的集中参数模型进行等效。

在建立综合负荷的等效模型时,若对每一种电气设备均采用不同的模型将大大增加综合等效模型的复杂程度。

综合负荷的建模方法大致可以归纳为两大类,文献[12]给出了一种统计综合建模方法,其基本思想是将负荷看成个别用户的集合,先将这些用户的电器分类,并确定各种类型电器的平均特性,然后统计出各类电器所占的比重,最后综合得出总的负荷模型。但使用这种方法需事先统计成千上万个用户的负荷组成及参数,比较耗时费力,难以统计准确,并且无法适应负荷特性的时变性。文献[13]给出了另一种总体测辨法,其基本思想是将电力线负荷看作一个整体,先从现场采集测量数据,然后确定负荷模型的结构,最后根据现场采集的数据辨识出模型参数,这种方法无需知道各个用户的负荷组成及参数,在负荷母线处长期装设测量装置,可以根据各个时刻的测量数据得到相应的负荷特性参数,从而解决了负荷特性的时变性问题。

1.3 电机模型

配电系统中数量最多的负荷是电动机,建立高频条件下电动机的模型也是电力载波通信的重要研究内容[14]。

1.3.1 电机瞬态分析模型

电机学中多以交流电动机磁链方程和转动方程为基础来建立电机的瞬态分析模型。此模型可描述电机所有内部机电量的瞬时变化情况,进而掌握电机的暂态运行特性。但此模型是以电机控制为目标,在高频条件下的特性体现较少,且磁链方程模型过于复杂而不适用于电力载波通信条件下的电动机阻抗特性分析。

1.3.2 单相高频等效模型

多个文献[15,16,17,18,19,20]从阻抗等效的角度提出了电动机的单相高频等效模型,从而避免了考虑电机内部结构对瞬变参数的复杂影响。

文献[15]计及电机绕组对地杂散电容引起的漏电流的影响,在简单电机RL等效电路的两端增加对地电容Cg和表示漏电流损耗Rg的串联支路,形成π型等效电路。文献[18]同时在RL支路上并联一个电阻Rwk1表示铁芯损耗,所得模型如图7所示。

图8为文献[21]在以上几种模型的基础上提出的更复杂的集中参数高频电机模型。

图中R为定子和转子的绕组电阻;Ld为绕组漏电感;Re表示铁芯和外壳中的涡流损耗;Ct为匝间分布耦合电容;Cg为绕组对地分布耦合电容;Rse和Lse的串联支路表示了趋肤效应对定子绕组电阻和漏电感的影响。文中还通过实验测量得出了几种交流电机相对地和相对中性点的阻抗在信号频率1kHz~1 MHz范围内的变化曲线。

文献[22]提出了整个电机绕组的阶梯型等效模型如图9所示。以此模型为基础,文中还通过实验对某一750 W电机的阻抗进行了测量。同时模型的建立考虑了实验环境,包括电力线、电机、滤波器,以及变压器线圈的趋肤效应的影响。但此模型参数比较复杂,不利于参数估计[23]。

2 架空线及埋地电缆模型

在高频信号下,电力传输线路的电阻、电感以及对地电容不能采用集中参数模型,而必须采用分布参数模型[24]。电力传输线的分布式参数模型如图10所示。

将传输线视为双端口网络,其稳态形式的传输参数端口方程为

其中:Z0为线路特性阻抗;γ为传播常数。由此可见特性阻抗和传播常数均与线路的分布参数和信号频率有关。

获取线路特性阻抗Z0是研究线路阻抗模型的基础。线路的输入阻抗不仅与线路特性阻抗有关,还与线路长度以及线路末端接入的负荷阻抗有关。当传输线路末端接入的终端阻抗为ZL时,线路始端的输入阻抗可以由式(3)计算。

文献[25]通过实测方法给出了10 k V中压网络频率在40 k~2 MHz范围内的输入阻抗特性,其测量结果显示中压网络的输入阻抗约为几百欧。文献[26]在信号频率更高时(2 M~40 MHz),考虑线路的趋肤电阻并用镜像理论计算中压架空线路的分布参数,进而得出了线路的特性阻抗和传播常数。

现有的线路参数多以架空线路为研究对象,对埋地电缆的高频分布参数模型研究较少,文献[27]根据信号注入方式的不同将埋地电缆划分为线—地结构和线—线结构,并给出了线—地结构埋地电缆分布式参数的计算方法。

对于线—线结构,由于两线之间存在绝缘层和屏蔽层等,不能视为均匀介质,故不能采用传统的双回传输线的模型计算其分布参数,其模型参数只能用实验方法得到。

当载波信号频率范围在2 k~2 MHz之间时,单位长度架空线路的波阻抗在200~400Ω之间,而埋地电缆的波阻抗在400~600Ω之间。对于既有架空线路又有埋地电缆的混合线路,可根据架空线路与埋地电缆所占的长度比,采用加权平均的方式获取其等效均匀传输线模型参数。

3 电网用电设备模型

传统配电网中的主要用电设备是用于无功补偿的电容器。

文献[28]提出了电容器模型,为R、L、C三个元件串联,其中L表示电容的杂散电感,R表示电容损耗,该模型适用于工频条件且电容器杂散电感高的场合。文献[29]得出的结论是:当信号频率高于电容器的自谐振频率时,电容器的实测阻抗将大于该模型的计算阻抗,因此该串联模型直接应用到高频条件下存在较大误差。

文献[30]以三种不同结构的卷绕式镀金属电容器为对象,在对其中的电磁场进行分析的基础上,计及高频条件下电容器内部可能存在的串并联谐振所导致的电容器的额外损耗,提出了单个电容器的串并联等效电路如图11所示。

这种等效电路采用集中参数元件的模型来描述电容器的高频特性,非常适合于电路仿真。

4 智能电网中的元件阻抗模型研究

在将电力线载波通信应用于智能配电网中压网络时,就网络中的元件阻抗模型研究而言将出现两个新的变化:首先是各种分布式电源的引入使负荷特性发生一定的变化。文献[31]提出一种用于小干扰稳定分析的风力发电机组的数学模型。应用该建模方法对风电场接入无穷大系统和接入三机系统的两种情况进行了计算。文献[32]对几种典型的分布式电源的运行方式和控制特性进行了研究,建立了各自在潮流计算中所需的数学模型。这些模型与传统负荷模型存在一定的差异。另外,为提高智能电网的可控性、可靠性和稳定性,网络中将出现大量基于电力电子技术的新设备:例如实现分布式电源接入的背靠背交直交变换装置和柔性直流输电线路;在用户侧,为提高用户负荷的能源利用效率,各种基于开关技术的大容量用电设备的应用也将更加广泛,例如高压变频装置等。此外,为增加对配电网络的可控性、提高配电网络的稳定性,各种基于开关技术的控制设备也将广泛应用,例如配电静止无功发生器(DSTATCOM),短路电流抑制器(SCL)等。目前对于此类基于电力电子技术的设备在电力载波通信应用中的阻抗模型研究很少。

根据对研究现状的分析,各种基于电力电子技术的用电设备及负荷的出现必然使得网络组成元件的阻抗特性发生较大变化,从而影响到信道传输特性。这些设备工作模式有限,模式切换速率高,属于高速变动的严重非线性系统。可以采用理论研究结合仿真分析的方法研究各种基于电力电子技术的新设备适用于电力载波通信的阻抗模型。首先将此类设备从功能上按照整流器和逆变器进行划分,其控制方式按照斩控式和相控式划分。其次根据这些设备有限数目的工作模式,应用离散时域仿真方法,分别列出系统的分段线性状态微分方程,求解状态转移矩阵,由此导出非线性差分方程。非线性差分方程的时域解即可作为装置在大输入信号下的瞬态响应。根据控制策略来确定各开关的切换时刻,作为各个分段线性网络的边界条件。求出每一开关周期内功率开关导通和截止的准确时刻,以确定何时采用何段线性拓扑网络的状态微分方程。进而利用数值拟合方法建立阻抗模型的数学表达式,也可直接将此响应特性应用于后续仿真计算中。

5 结论

电力线通信物理层综述 篇4

近年来,数字物理混合仿真技术越来越广泛地应用于电力电子和电力系统领域,是研究分析由大规模电力电子器件构成换流器的交直流混合电力系统的有效手段。数字物理混合仿真又称硬件在环(HIL)仿真,其结合了实时数字仿真和动态物理模拟仿真的优点,既可以对大规模复杂电网进行实时数字仿真,也可以对含大规模电力电子器件开关快速动作的换流器进行精确模拟,大大提高了仿真的效率和仿真的性能[1,2]。

国内外学者已将数模混合仿真技术广泛应用于继电保护系统开发测试[3,4]、功率变换器控制器[5]及电能质量调节器[6]等电力电子换流器开发设计中,这类系统中数字仿真侧和物理模拟侧之间交互的信号都在低功率水平,称为控制信号硬件在环(CHIL)仿真。对于数字侧与物理侧既有信号流,又有功率流的数模混合仿真[7,8,9,10,11],需要转换设备和适当的功率放大器等接口装置,这类系统仿真称为功率连接型硬件在环(PHIL)仿真。文献[12]为了研究实际同步发电机与模拟电力系统之间的相互作用,开发了一套实验室测试装置;文献[13]建立了一个1 MW的风力发电机机舱测试平台;文献[14]将一个2.5 MW变速电动机驱动器与实际电力系统相连,通过与仿真系统连接的可变电压源集成驱动,实现了数字物理混合仿真。PHIL仿真技术因其具有的优点,将在未来电力系统分析研究中发挥重要作用。但与相对成熟的CHIL仿真技术相比,PHIL也有许多新的问题需要解决。在PHIL仿真过程中,由于功率接口引入的误差,如时间延迟、畸变等,给仿真系统的稳定性和精确性带来了系列问题[15,16,17]。为了使PHIL仿真技术更有效地应用于电力系统分析研究中,需要采用合适的接口算法和控制方法提高其性能。

接口算法是PHIL仿真系统的关键,针对不同研究对象,采取合适的接口算法,可以有效提高PHIL仿真系统的稳定性和精确性[18,19,20]。很多专家学者已对其进行了深入的研究,截至目前,接口算法主要有以下5类[21,22,23]:理想变压器模型(ITM)算法、部分电路复制(PCD)算法、阻尼阻抗法(DIM)、时变一阶近似(TFA)算法、输电线路模型(TLM)算法。ITM算法是最传统、实施起来最方便的一种接口算法,已被应用于各领域PHIL仿真研究中[24,25,26]。PCD算法也被成功应用于大型电路仿真软件SPICE中[27]。文献[7,8,9,10]采用基于行波理论的输电线路模型法实现了高压直流输电系统数字物理混合仿真。但不同接口算法在保证PHIL仿真系统稳定性与精确性方面各有优缺点,如何根据实际仿真系统设计接口算法是目前需要解决的难点问题。

本文在分析功率接口所带来的稳定性和精确性问题的基础上,对各类算法的基本原理、优缺点以及改进算法进行了分析;对比分析了各类算法的特性及其适用领域,并通过仿真验证了常用接口算法的稳定性和精确性性能。最后根据现有算法的问题与不足,结合当前电力系统仿真技术的新需求,对接口算法需要解决的关键技术问题和发展趋势进行了展望。

1 PHIL仿真系统的结构原理及存在的问题

PHIL仿真系统主要由数字仿真系统(DSS)、物理仿真系统(PSS)和功率接口3个子系统构成,其具体结构如图1所示。

DSS子系统通常为大规模的交流系统,运行于实时数字仿真器中。在仿真运行过程中,数字仿真器在每个积分步长内需要完成外部信号的采集、模型的实时求解以及对PSS子系统进行激励等功能。PSS子系统主要包括按一定模拟比缩小了的物理模型,以实现对实际系统中电气元件的精确模拟。

功率接口子系统连接DSS和PSS子系统,实现两个子系统间的能量和信息交换。主要由接口硬件装置和接口算法两部分组成。其中,接口硬件装置包括数模转换器、模数转换器、四象限功率放大器和电压/电流互感器等装置。功率放大器通常为大功率电压源变换器,在分析研究时,通常将其等效为延迟环节和受控电压源的组合。数模转换器将DSS侧的数字信号转换为模拟信号,经功率放大器放大后传递到PSS侧,以驱动物理模型正常工作。但此过程中,如果在tk时刻,功率放大器引入了误差ε,则在物理侧会产生相应的系统电流误差Δi2,以电压型ITM算法为例进行推导如下:

式中:Δv2为接口装置产生的电压误差量;ZH为物理侧的等效阻抗。

相应误差量将被电流互感器采集,经模数转换后,反馈回实时数字仿真系统,参与下一仿真系统状态的求解,结合式(2)和式(3)计算可得其在数字侧电压v1中所产生的误差。

式中:uS为DSS子系统电源电压;Δv1为数字侧电压误差量;i1为数字侧电流;ZS为数字侧的等效阻抗。

以此循环下去,若ZS/ZH>1,该误差量将被不断放大,最终导致系统失去稳定,此即接口稳定性问题。此外,由于接口延时和互感器噪声等的存在导致PHIL仿真系统与原始系统难以保持一致,此即接口精确性问题。因此,功率接口的引入导致了PHIL仿真系统稳定性和精确性问题,而接口算法具有传输信号处理的功能,其对于PHIL系统的仿真特性有着至关重要的作用。

2 接口算法

2.1 ITM算法

ITM算法是PHIL仿真技术最早采用和最易实现的方法。根据被放大信号的类型,该算法分为电流型ITM算法和电压型ITM算法,其结构如附录A图A1所示。

ITM算法是以电路中的替代定理为理论依据,以常用的电压型ITM算法为例,其数字侧采用受控电流源来等效模拟物理侧电路,控制电流是实际物理侧电流互感器的量测电流经模数转换后得到的;物理侧采用受控电压源来等效模拟数字侧电路,其控制电压是数字侧电压经数模转换和功率放大器放大后的结果。在考虑各环节总延时的情况下,可得ITM算法的等效开环传递函数为:

式中:td为接口延时。

根据奈奎斯特稳定判据,可知电压型ITM算法稳定的充要条件为:

ITM算法的优点在于其原理简单,且易于实现。其缺点在于接口稳定性取决于ZS和ZH的大小关系,在实际系统中,ZS和ZH的值可能是变化的,致使其稳定性较差,在一定程度上限制了该算法的应用;同时,由接口延时所产生的仿真误差会在每个仿真步长内进行累加,将对仿真的精确性产生影响。针对该算法存在的不足,衍生出诸多改进的ITM算法。

2.1.1 稳定性改进算法

1)增加电感(HIA)法

对于电压型ITM算法,根据其稳定性判据,文献[28]中提出在物理侧串联接入一个电抗器LADD来提高功率接口的稳定性,这是最简单易行的方法,其LADD的最小值应大于L*ADD(系统稳定的临界附加值),以此来保证接口的稳定性。但由于附加的电抗器会影响仿真的精确性,因此需要选取合适的电感值。

2)反馈电流滤波(FCF)法

文献[29]中采用FCF法有效改善了接口的稳定性,其核心思想是将物理侧实测电流经过适当的滤波器反馈回数字侧,通过这样的处理,改变了开环传递函数,并可通过修改滤波器参数来折中满足功率接口稳定性和精确性的要求。但实际仿真中,该滤波器的参数选取较复杂,还未形成完善的设计方案。

3)多速率分区(MRP)法

基于现代实时计算系统的体系结构,文献[30]提出了MRP法,对不同的子系统采用不同的积分步长来模拟仿真。通常将仿真系统分成多个不同采样速率的子系统,主要分为慢速采样子系统和快速采样子系统,其分区原则取决于网络的拓扑结构及其组成元件。PHIL系统的仿真特性与积分步长密切相关,积分步长越小,其仿真效果越好,但受到实时仿真器计算能力的限制,快速采样子系统的规模有限,只能尽可能多地包含原系统网络,以此来保证系统的稳定性与精确性。实际仿真时,也常采用MRP和FCF相结合的ITM接口算法。

4)切换算法

为了保证系统在各种工况下都能满足稳定性要求,文献[31]提出了改进的ITM切换算法。主要是根据电压型ITM算法和电流型ITM算法的稳定判据正好互补的特性,在电压型(或电流型)ITM算法难以满足系统稳定的要求时,切换到电流型(或电压型)ITM算法的系统,以保证系统的安全稳定运行。该算法的核心问题是如何确定算法的切换条件,目前还没有统一的衡量指标。

2.1.2 精确性改进算法

1)时间延迟补偿法

针对接口延时所导致的仿真结果精确性问题,文献[32]根据交流信号的时移等价于固定频率下相移的原理,提出了一种在反馈电流中增加时间延迟补偿的方法。该方法实现过程主要分为以下三个步骤:首先,对物理侧采集的电流进行傅里叶分解,将其分解至13次谐波;其次,把每次谐波都进行一个相应的相移;最后,将补偿后的电流反馈回数字仿真系统中。该补偿方法的不足是它假定系统的基频是固定的,但当系统频率变化时,可能会产生误差。此外,当接口连接的是瞬态变化的系统,其就不能正常工作,这是因为该方法无法预测系统的运行状态。

文献[33]对上述算法进行了进一步的改进,其时间延时补偿过程与前述方法相似,不同之处在于补偿对象是实时数字仿真侧的电压信号,且采用的是实测的频率,有效避免了系统频率变化所带来的误差。但仍存在不适用于瞬态变化系统的问题,同时也受到傅里叶计算时间的限制,无法实现对所有谐波进行处理。为了提高该方法的精确性,应在保证实时仿真的同时尽可能多地对谐波进行补偿。

2)附加接口滤波器法

文献[34]在分析影响PHIL仿真精确性因素的基础上,提出在数字侧和物理侧附加接口滤波器的改进算法,该算法是利用高通滤波器在低频区呈现高阻抗、在高频区呈现电阻性能的特性来提高仿真的精确性,具体表现为频率的补偿和对噪声的免疫,同时也提高了接口的稳定性。但其只是改善了仿真的精度,并没有完全消除时间延迟所带来的误差。

2.2 PCD算法

PCD算法最早是由R.Kuffel等人提出的,其思想源于稀疏技术,该方法先将原始电路划分为多个子电路,再利用迭代法求解,其接口等值电路见附录A图A2。原始电路中的连接阻抗ZSH被同时连接在了数字侧和物理侧[35]。

PCD算法的开环传递函数为:

分析可知,对于一个电阻性网络,PCD算法稳定性要高于ITM算法,这主要是由于它可以很容易地实现GOL_PCD的幅值小于1。若该算法在指定应用中是收敛的,则可通过足够多的迭代次数来保证其精确性,但在实时应用中,每个积分步长只能进行一次迭代,因此每次迭代的误差应尽可能的小,即ZSH的值要尽可能大于ZS和ZH,以提高系统的仿真精度。

PCD算法相比于ITM算法具有较高的稳定性,但由于在实际应用中很难实现ZSH的值大于ZS和ZH,导致其仿真精度较低,限制了该算法的推广应用。

2.3 DIM

DIM在电压型ITM算法和PCD算法的基础上,增加了一个阻尼阻抗Z*,结合了两者的优势,呈现出较好的精确性和稳定性特性。采用该算法的PHIL仿真等值电路见附录A图A3。分析可知,当Z*=0时,ZSH和Z*间的节点电压v*(t)=v1(t),DIM变成了PCD算法;当Z*趋于无穷大时,相当于开路,数字仿真系统中流过的电流就等于i1(t),DIM转化为ITM算法。因此,根据Z*的取值,可使其接口稳定性介于PCD算法和ITM算法之间。该算法的开环传递函数为:

由式(7)可知,当Z*=ZH时,GOL_DIM=0,PHIL仿真系统是绝对稳定的,同时一个积分步长内所产生的仿真误差也不会传递到下一个积分步长中,有效提高了仿真的精确性。因此,在已知物理侧结构参数的情况下,DIM在稳定性和精确性方面都优于其他接口算法。

由于硬件侧不是理想模型,获取ZH的精确值并不容易,且其值也可能是变化的,因此,如何实现物理侧等效阻抗的实时跟踪是一个关键问题,专家学者们也相继提出了DIM的改进算法,主要包括以下3种。

1)阻抗匹配法

针对DIM存在的问题,有学者提出了利用物理侧电压电流有效值实现在线更新Z*的改进算法[18],但该算法只适用于物理侧是阻性负载,其应用局限性较大。因此,文献[36,37,38]中采用分别计算等效电阻R*和等效电感L*的方法对其进行改进,通过获取物理侧电压电流的基频有效值和相角差来求解出R*和L*,进而实现负荷的动态阻抗匹配,提高仿真的精确性和稳定性。然而,该算法是在假设系统频率不变的基础上实现的,当系统频率变化时,获得的L*值是不精确的,且当物理侧是未知的有源系统时,该算法便不再适用。

2)宽频带系统识别法

为了实现DIM阻抗的实时匹配,宽频带系统辨识技术被应用于DIM算法中[39]。该改进算法主要是通过在功率放大器中注入白噪声扰动,得到小信号响应,再利用互相关分析方法求出宽频带估计阻抗,最后采用最小二乘法拟合得出实时更新的阻尼阻抗Z*,从而保证动态和瞬态条件下接口的稳定性,并有效提高仿真的精确性。然而,该算法具体实施应用非常困难,其实用性有待进一步验证。

3)SDIM-ITM接口算法

文献[40]提出了简化阻尼阻抗算法(SDIM)和ITM相结合的新型接口算法,其中SDIM采用戴维南等值模型实现Z*的实时跟踪[41]。该算法的实时数字仿真系统中有两套相同的子系统,分别采用SDIM接口和ITM接口。仿真过程中物理侧只由ITM接口进行激励,而由SDIM接口所连接的子系统提供数字仿真结果,有效结合了SDIM和ITM的优点,具有良好的仿真效果。但由于其在数字仿真系统中有两套子系统,占用计算资源较大,限制了该方法在大规模系统仿真中的应用。

2.4 TFA算法

TFA算法是在假定物理侧系统可简化等效为一阶线性系统(RC或RL系统)的基础上提出的[42,43]。其主要是利用历史仿真数据,在仿真过程中求解物理侧模型的系数并进行在线更新,进而实现在数字仿真侧修正接口所带来的误差。其接口等值电路如附录A图A4所示。以RL系统为例,对TFA的基本原理进行分析。

假设其物理侧满足式(8)的等式约束。

式中:a和b为未知系数;i2和v2分别为物理侧电流和电压。

对其进行梯形近似并整理可得:

式中:α和β为未知系数,可通过式(10)得到。

进而可根据上一仿真步长中的电压v1(k-1)和电流i2(k-1),近似求出物理侧电流i2(k),反馈回数字仿真侧,通过反复迭代,最终实现对仿真误差的修正。

TFA算法本质上是一种预测算法,不适用于非线性系统和高频系统。此外,该算法还存在以下缺点:1当电压和电流变化缓慢时,可能会导致矩阵奇异,严重时会导致振荡;2稳定性较差;3对噪声非常敏感,在实际应用中可能难以满足精确性的要求。因此,TFA算法难以实际应用。

2.5 TLM算法

TLM算法是将数字侧和物理侧间的连接电感或电容按TLM来处理,然后再根据分布参数传输线路Bergeron等效模型对其进行计算[44,45]。其接口等值电路见附录A图A5。其中,Zeq为L/τ或τ/C,为线路特性阻抗,τ为线路行波传输时间,L和C分别为单位长度电感和电容,在PHIL仿真中,其值应大于等于接口延时td,以实现对td的精确补偿,保证仿真的精确性。

由于TLM算法是严格基于梯形近似法实现的,其稳定性较好。同时,利用等效TLM算法实现数字侧和物理侧的解耦较为方便,且易实现,已被广泛应用于电力系统仿真领域中。但该算法也存在一定缺陷,在仿真过程中,td可能会随着负载状态或信号频率变化而改变,τ为固定值时将会降低仿真的精确性。Zeq的数值依赖于解耦元件,只要仿真系统发生变化,Zeq也会跟着改变,其灵活性较差。此外,其对连接线路长度也有严格要求,限制了该方法的应用领域。

针对短线路连接系统,根据线路行波传输时间τ由其传播速度v和传播距离l决定的原理,文献[46,47,48,49]采用了如下解决方案。

1)通过增加线路长度l来满足时序要求,但同时也增加了系统损耗。

2)在不改变线路长度的情况下,增加单位长度电感L或电容C,达到使τ增加的目的,同时在接口中进行相应补偿,保证仿真系统暂稳态特性保持不变,但实现起来较复杂。

3)利用原仿真系统中的无功特性元件进行解耦,无需附加C或L,简化了操作,但是适用领域有限。

3 接口算法的对比分析

各类接口算法在PHIL仿真中具有不同的仿真性能,结合国内外相关研究成果,分别从算法稳定性、仿真精确性以及实施难易度方面对5类算法进行对比,结果如表1所示。表中,☆越多表示性能越好。

通过对不同算法特性的对比分析,可得如下结论:1由于TFA算法的低稳定性和PCD算法的低精确性导致两者难以被推广应用,逐渐淡出接口算法的研究领域;2通过合理选择电压型ITM算法或电流型ITM算法,可使其在不同系统研究中具有良好的特性,但由于稳定性相对较差,限制了其在非线性系统中的应用;3TLM算法凭借其自身的延时补偿性能,有效提高了仿真系统的精确性,但由于其灵活性低,在非线性系统研究中性能较差,且实现起来较复杂,使其应用具有一定的局限性;4在实现阻抗实时匹配的基础上,DIM的特性要明显优于其他算法,但对于硬件侧未知或结构复杂的仿真系统,其阻抗匹配方法需要进一步的研究。

结合第2节的分析和上述综合比较,可以看出,ITM算法、TLM算法和DIM仿真特性较好,是目前PHIL仿真系统中具有应用前景的三类接口算法。因此,本文对其进行仿真对比分析,进一步验证三类算法的有效性及其适用性。

3.1 ITM算法、TLM算法和DIM的仿真分析

为了有效地分析ITM算法、TLM算法和DIM的稳定性和精确性,在PSCAD/EMTDC中搭建了如图2所示的简单系统模型,其DSS和PSS之间分别采用电压源型ITM算法、TLM算法与阻抗实时匹配的DIM接口连接。仿真步长为20μs,仿真时间为2s,硬件延时均为100μs,具体仿真参数如下:数字侧等效电源US为10kV,物理侧等效电源UH为4kV,数字侧等效电阻RS和电感LS分别为5Ω和0.01 H,物理侧等效电阻RH和电感LH分别为10Ω和0.012H,线路连接电感LSH为0.001H。

3.1.1 稳定性对比分析

为了验证物理侧参数变化后,三类接口算法的稳定特性,在系统运行1s时,改变其物理侧阻抗,使其电阻和电感都增加至原来的1.5倍,1.3s时,都减小为原来的50%,进而得出参考系统与ITM算法、TLM算法、DIM接口系统数字侧电压的对比波形如图3所示。

由图3可以看出,当物理侧阻抗在运行过程中发生变化时,TLM和DIM算法可以保证系统安全稳定运行,而当物理侧阻抗小于数字侧阻抗时,ITM接口系统失去稳定,与前述稳定性分析结果一致。

3.1.2 精确性对比分析

PHIL仿真系统的稳定性是全局的,而其精确性却是局部的,这是由于经过接口算法的处理,DSS与PSS将呈现不同的仿真精度,为此本文将对两子系统分别进行精确性对比分析,并同时考虑了PSS为线性系统和非线性系统两种情况。

1)PSS为线性系统

采用上述系统仿真参数,在稳定运行基础之上对比分析DSS侧的电压波形以及PSS侧的电流波形,并以参考系统为标准,结合式(11)对其进行绝对误差分析,仿真结果如图4和图5所示。

式中:X为对比变量;Xorig为参考系统变量。

通过对比分析可知:对于DSS子系统而言,DIM算法相比于其他接口算法具有较高的仿真精度,TLM算法的精确性也要优于ITM算法;而对于PSS子系统,由于TLM算法具有延时补偿特性,其仿真精度要高于其他算法,并且相位超前,因此仿真精度受接口延时影响较大,可通过延时补偿控制方法来提高PHIL系统的仿真精确性;ITM算法精确性略高于DIM,与之前仿真精度的理论分析基本一致。

2)PSS为非线性系统

在图2系统物理侧添加一个二极管后进行仿真,可得PSS非线性系统情况下,三种接口算法精确性对比结果如图6所示。

对仿真结果分析可知,TLM算法受非线性系统的影响较大,其DSS侧电压发生了畸变,仿真精确性较差;ITM算法和DIM算法则几乎不受非线性系统的影响,仿真特性与PSS为线性系统时基本相同。

综合上述分析,在实现阻抗实时匹配情况下,DIM相比于ITM算法和TLM算法具有较高的稳定裕度和仿真精度,更加适用于物理侧阻抗参数时变或非线性的系统。

4 结语

接口算法直接制约了PHIL仿真系统的性能,是数字物理混合仿真系统中需要解决的关键问题之一。本文在分析PHIL仿真系统结构及其接口问题的基础上,对接口算法基本原理、各类算法的研究现状及其优缺点进行了叙述和总结,对比分析了各类算法的特性;从分析结果可以得出,ITM算法、TLM算法、DIM具有较好的应用前景。ITM算法接口稳定性较差,TLM算法在非线性系统中仿真精度低,实现过程复杂,DIM的阻抗实时匹配较困难,是各类算法应用需要解决的关键问题。

针对PHIL仿真系统的全新特征及其发展需求,未来接口算法研究的发展趋势主要包含以下几个方向:1对于不同研究系统,根据实际物理系统已知的结构参数求取其等效阻抗或利用参数辨识技术获取未知系统阻抗参数来实现DIM阻抗的实时匹配是亟待突破的难题;2随着实时数字仿真系统运算能力和速度的不断提高,将SDIM-ITM接口算法应用于大系统仿真是一个可行的方案;3TLM算法实现较为复杂,如何将接口集成化、模块化是TLM算法需要解决的关键技术;4接口硬件装置参数对仿真效果有较大影响,如何根据系统信息设计选取低输出阻抗、宽频带和延时小的接口硬件装置或调整接口电路参数提高仿真性能是研究的重点;5研究开发可以同时保证PHIL仿真稳定性和精确性,且不受物理侧参数影响的接口算法具有重要的研究意义。