测向精度

2024-08-15

测向精度（精选4篇）

测向精度篇1

0 引言

在无线电导航、电子侦察、电子跟踪和电子对抗等电子系统中, 一个很重要的任务是测定目标的方位[1]。测向的方法和种类很多, 按天线的方向图大体可分为两类。一种是利用简单振子或天线阵列的一定方向性来测向;另一类是利用系统功能来测向, 而对天线方向图没有特殊要求。前者如由垂直振子天线与环形天线组合的复合天线, 这个复合天线将会产生一心形方向图。通过旋转天线可找出某一方位天线感应电压最小。这种方式的测向的优点是:天线结构简单, 尺寸小。缺点是:工作带宽窄, 测向精度低。而后一类采用干涉仪测向体制, 具有适用于任意形状的天线阵列、测向精度高等优点, 广泛应用于无线电通信侦察、电磁频谱监测、导航、射电天文等领域。其中, 圆形阵列是目前应用最普遍的干涉仪测向体制。

评价测向系统性能的主要技术指标是灵敏度、测向精度和抗干扰性能。

1 测向原理

1.1干涉仪原理

干涉仪原理是利用信号到达固定间距天线阵列中不同天线振子的时间先后所形成的相位差来判断来波方位的一种测向方法, 它是目前世界上最先进的测向机制。图1为测向原理图。

如图1所示, 间隔为d (称为基线) 的2个偶极子天线1和2, 来波方向与d的垂直平分线的夹角为θ, 此时信号到达2个天线振子时就会有相位差, 如以天线1为计算相位差的基准天线, 波程差与相位分别为:

d21=dsinθ, (1)

ϕ21= (2πd/λ) sinθ, (2)

式 (1) 、式 (2) 中d21和ϕ21分别表示天线2相对于天线1的波程差和相位差, λ为来波波长。令:

$n = \frac{d}{λ}$ 。 (3)

由式 (2) 可得:

$θ = \arcsin (\frac{ϕ_{21}}{2 n π})$ , (4)

由式 (4) 可知n值越大, ϕ21对θ的灵敏度就越高, 测向精度也越高。但是, n值越大, θ值越容易超过2π的范围, 从而引起测量相位差的模糊。为了解决解相位值模糊这一矛盾, 可增加单元天线组数。

1.2测向算法

实际测向天线采用五阵元体制, 如图2所示。

图2中, 边长为d, 则各单元天线之间的波程差为:

d12=dsin (θ) , (5)

d32=dsin (θ-720) , (6)

d43=dsin (θ-2×720) , (7)

d54=dsin (θ-3×720) , (8)

d15=dsin (θ-4×720) 。 (9)

各单元天线相对应的相位差为:

$\begin{array}{l} ϕ_{21} = \frac{2 π d}{λ} \sin (θ) ‚ (10) \\ ϕ_{32} = \frac{2 π d}{λ} \sin (θ - 72^{0}) ‚ (11) \\ ϕ_{43} = \frac{2 π d}{λ} \sin (θ - 2 \times 72^{0}) ‚ (12) \\ ϕ_{54} = \frac{2 π d}{λ} \sin (θ - 3 \times 72^{0}) ‚ (13) \\ ϕ_{15} = \frac{2 π d}{λ} \sin (θ - 4 \times 72^{0}) 。 (14) \end{array}$

由式 (10) ～ (14) 可以看出:各单元天线的间距将影响天线的测向精度。因此, 有必要分析间距误差对相位的影响。

2 受力与误差分析

2.1受力分析

一般情况下, 天线所受的载荷主要包括:自重和风负荷。自重主要引起各单元天线在垂直平面内的微小位移, 但我们注意到:各单元天线为全向, 因此, 自重变形不会对天线的测向精度产生影响。风负荷则不同, 它将影响天线的测向精度。

风力计算的公式可写为:

$F = \frac{1}{16} v^{2} C_{F} A$ , (15)

式中, v为风速, CF为风力系数, A为物体的特征面积。风力作用于各基线的横向力分别为:

F1=Fcos (θ-360) , (16)

F2=Fcos (θ-1080) , (17)

F3=Fcos (θ) , (18)

F4=Fcos (θ-720) , (19)

F5=Fcos (θ-1440) 。 (20)

对于各集合线的载荷集度为:

$q_{i} = \frac{F_{i}}{r} i = 1 ‚ 2 ‚ 3 ‚ 4 ‚ 5$ , (21)

式 (21) 中, Fi为各基线所受的横向力, r为基线半径。

基线受力示意图如图3所示。

则距离原点为x的截面的弯矩为:

$Μ = \frac{q r}{2} x - \frac{q x^{2}}{2}$ ; (22)

根据变形物体的挠曲线微分方程:

$E Ι δ^{″} = Μ = \frac{q r}{2} x - \frac{q}{2} x^{2}$ , (23)

式 (23) 中, E为弹性模量, I为惯性矩, δ″为变形的两阶导数。

经过两次积分可得:

$E Ι δ^{'} = \frac{q r}{4} x^{2} - \frac{q}{6} x^{2} + C$ 。 (24)

$E Ι δ = \frac{q r}{12} x^{3} - \frac{q}{24} x^{4} + C x + D$ 。 (25)

再由边界条件原点处的转角和挠度应等于0, 即

当x=0时, δ′=0, δ=0。

则式 (24) 、式 (25) 中的常数C、D均为0。式 (25) 变为:

$E Ι δ = \frac{q r}{12} x^{3} - \frac{q}{24} x^{4}$ , (26)

由式 (26) 可以看出当给定r时, 即可求出该处的挠度。

2.2变形计算

现以某工程的测向天线为例来计算单元振子之间的间距误差。取1号和5号基线为例。由式 (26) 可得出δ1=0.071 mm, δ5=0.054 mm。再经过转化振子间的距离为x=0.11 mm。

3 测向误差

以50 MHz为例来计算有间距误差和无误差时的相位曲线。

在图4、图5中θ表示来波方位角, ϕ表示理论相位差曲线, Δϕ表示基线在受力变形时与理论相位差之间的误差。

4 结束语

通过计算不同风速时单元天线的变形, 进而得出修正后的各单元间的相位差, 这样可以作到有的放矢, 同时, 将各种情况加入到系统的相关表中, 来提高测向天线在不同工况时的测向精度。

参考文献

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[2]刘鸿文, 材料力学[M].北京:高等教育出版社, 2004.

[3]TITZE W A U.Direction Finding System Using Symmetric-pair Anntenna Arrsys[J].IEEE proc.Radar, Sonar Navig., 1995, 142 (3) :130-136.

[4]周朝栋.天线理论与工程[M].西安:西安电子科技大学出版社, 1988.

干涉仪基线组合对测向精度的影响篇2

在基于干涉仪测向体制的系统中, 测向天线阵是影响系统测向精度的重要因素。测向天线阵一般采用均匀圆形阵列, 具有以下优点: (1) 天线元之间的互耦情况相同; (2) 与支撑天线阵的桅杆互耦最小; (3) 测向精度与来波方向无关; (4) 具有圆对称性, 其方向图在阵列盘面上电磁旋转扫描时波束的形状不会有太大改变。可见, 均匀圆形阵列干涉仪测向系统兼有优越的结构特点和良好的测向性能, 这使其在军用和民用领域均有广泛的应用[2]。

一、干涉仪测向算法

以图1所示的四元天线为例, 假设天线对NS、EW的间距均为d, 来波的方位角为θ, 则电波到达NS天线对时所形成的的相位差分别为:

由式 (1) 可得:即:

可见Δθ正比于ΔφNS, 反比于d/λ。

实际中, 相邻天线元相差φ可能大于λ, 因此有

其中N为的最大整数, φ0为实际鉴相器测量值, φ0<π, i值可以是0、1、2、…、N中的任意一个值, i值的不确定性就是所谓的相位模糊现象。相位的模糊引起了来波方位测量值的模糊[3]。

二、三种基线组合对测向精度影响的分析

以5单元均匀圆阵列为例, 其中A1、A2、A3、A4、A5分别表示1号、2号、3号、4号、5号天线单元。5个天线单元两两组合共有10条基线。此处主要分析三种基线组合方式:最短基线法、最长基线法、长短基线法。最短基线法选取A2A1、A3A2、A4A3、A5A4为基线组合;最长基线法选取A3A1、A4A2、A5A3、A1A4为基线组合;长短基线法选取A2A1、A3A1、A4A1、A3A2为基线组合。

2.1信号频率对测向精度的影响

以孔径1.5m的5单元均匀圆阵为例, 假设频率范围是30~500MHz, 来波方位为60°, 相位不一致性取10°, 通过式 (2) 可以推算出三种基线组合的测向精度随信号频率的变化曲线, 结果如图2所示。

从图2可得, 不论在何种基线组合下, 测向精度都随信号频率的增加而提高。最长基线法和长短基线法的测向精度始终高于最短基线法, 这说明基线越长测向精度越高。

2.2来波方位对测向精度的影响

设信号频率为500MHz, 相位不一致性取10°, 通过式 (2) 可以推算出三种基线组合下测向精度随来波方位的变化曲线, 结果如图3所示。

由上图可得, 不论在何种基线组合下, 测向精度都随着来波方位的变化呈周期性变化。最长基线法波动范围最小, 测向精度最高, 长短基线法次之, 最短基线法最差。

2.3不同基线组合对相位模糊的影响

根据式 (3) 可得, 基线越短则N就越小, 越不易出现相位模糊。下表是频率为500MHz时N的数值统计。

三、模型仿真分析

根据上述理论分析数据, 建立一个直径为1.5米的5单元均匀圆阵天线的仿真模型。得出三种基线组合下测向精度仿真结果, 见图4所示。

对比仿真结果, 可以得出以下结论: (1) 最短基线法具有最强的抗相位模糊性, 但是测向精度最低; (2) 最长基线法具有最高的测向精度, 而且测向精度随来波方位的变化起伏最小, 但抗相位模糊性最差; (3) 长短基线法具有与最长基线法同样的测向精度, 测向精度随来波方位变化起伏次于最长基线法优于最短基线法, 同时抗相位模糊性介于最短基线法和最长基线法之间。

四、结束语

天线阵列的基线组合对测向系统的性能有不容忽视的影响。本文从频率变化、来波方位变化, 相位模糊3个方面, 对干涉仪测向中最典型的3种基线组合:最短基线法, 最长基线法和长短基线法的测向精度进行了理论分析和模型仿真。通过对比分析, 总结出3种基线组合在干涉仪体质测向系统中的优劣, 对于测向系统的工程实现具有一定的指导意义。

摘要：针对干涉仪测向算法, 以三种不同基线组合为例, 通过理论和仿真分析, 说明信号频率、来波方位、相位模糊对测向精度的具体情况。得出长基线数量越多测向模糊越严重, 但测向精度越高的结论。为干涉仪测向系统的工程应用提供理论依据。

关键词：干涉仪,基线组合,测向精度,相位模糊

参考文献

[1]杨忠.一种基于干涉仪体制的机载测向技术研究[J].无线电工程, 2010, 40 (12) :58-60

[2]季宇.均匀圆阵列测向技术研究[D].西安;西安电子科技大学, 2009

Ku频段的一种高精度测向模型篇3

Ku频段覆盖的频率范围是12.4～18 GHz,属于微波频段,多用于卫星及雷达通信。目前Ku频段较常用的测向方法为比幅测向法,该方法结构简单,性能稳定,但测向精度较低。随着通信技术的快速发展,人们在Ku频段甚至更高频段上的应用日益广泛,无论是民用的无线电管理还是军用的通信对抗都对该频段的测向精度提出了更高的要求[1]。下面在比幅测向法的基础上结合相关干涉仪测向的思路提出了一种新的测向模型,提高了Ku频段测向水平。

1测向天线阵列设计

干涉仪测向具有测向精度高、处理速度快和适用于多样天线阵列形式等优点,是无源测向技术中应用最为广泛的测向体制。由于Ku频段的信号波长为1.67～2.42 cm,而干涉仪测向对基线长度的基本要求为d<λ/2(λ为波长),若采用全向天线布阵,无论对于单个天线的加工制作还是阵列的布阵设计,实现起来难度都很大[2,3]。综合考虑以上因素设计的天线阵列结构如图1所示。

天线阵列共有9个阵元,其中8个阵元采用均匀圆形阵列的布阵方式,圆的半径为5.4 cm,天线形式为定向的喇叭天线,波束宽度设计为60°,保证了空域的全方位瞬时覆盖。圆阵中心位置为一个全向天线,作为比幅测向时的基准幅度,避免测向过程中信号幅度抖动对测向结果产生影响。

2测向算法

采用比幅测向法和干涉仪测向法相结合的测向方法,比幅测向法测向精度低,用来解模糊,而干涉仪测向法用来保证较高的测向精度。每一对相邻天线负责60°的空域,天线覆盖的空域范围如表1所示。

比幅测向和干涉仪测向都采用查表的方法,对于每一对相邻天线都制作独立的幅度差相关表和相位差相关表,表的角度范围均为60°,幅度差相关表的精度应达到0.1 dB。

2.1数据采集

考虑到Ku频段测向接收机的重量、尺寸以及成本等因素,接收机设计为3信道,1个信道接收圆阵中心的全向天线的信号,另外2个信道通过天线开关阵切换依次接收8个喇叭天线的信号,每次接收相邻的一对喇叭天线,共切换8次才能完成整个测向过程的数据采集。对采集到的数据进行FFT处理,得到一个8×3×N的三维矩阵T,其中N为FFT长度,S为FFT结果。

$\begin{array}{l} Τ = [\begin{matrix} S_{1} & S_{2} & S_{9} \\ S_{2} & S_{3} & S_{9} \\ ⋮ & ⋮ & ⋮ \\ S_{7} & S_{8} & S_{9} \\ S_{8} & S_{1} & S_{9} \end{matrix}], \\ S_{k} = [R_{1} \begin{matrix} (f, a, p) & R_{2} (f, a, p) & \dots & R_{Ν} (f, a, p) \end{matrix}] ‚ \\ k = 1, 2, \dots 9 。 \end{array}$

在实际测向中,由于测向机各接收信道的元器件性能及分布参数存在差异,使得各通道高频前端及中路电路对输入信号的幅频和相移特性不完全相同,造成各接收信道幅度和相位的不一致,称之为信道失配。这种误差会对测向性能造成较大的影响,必须加以修正[4]。信道失配的校准步骤如下:

① 控制开关阵,使得校准信号fca经分路器馈入测向接收机中用于接收喇叭天线的2个信道;

② 记录2个信道中对应频率fca的幅度差,记为ΔCa;

③ 记录2个信道中对应频率fca的相位差,记为ΔCp;

⑤ 重复步骤①～③,记录所有待测向的频点的幅度差和相位差;

⑥ 对矩阵T的前2列数据进行处理,消除2个信道的幅度和相位的不一致。

2.2比幅测向法

该测向模型首先使用比幅测向法确定信号来波的空域范围,其最大特点是参与比较的幅度值是一个相对值而非绝对幅度,是用喇叭天线的幅度与全向天线的幅度做差,将2个相对幅度相加得到累加和,经过8次切换后得到如下8个累加值:

Sum1=Δa1+Δa2;Sum2=Δa2+Δa3;

Sum3=Δa3+Δa4;Sum4=Δa4+Δa5;

Sum5=Δa5+Δa6;Sum6=Δa6+Δa7;

Sum7=Δa7+Δa8;Sum8=Δa8+Δa1。

式中,Δa1=a1-a9;Δa2=a2-a9;……Δa8=a8-a9。

选取Sum1～Sum8中的最大值Summax,则认为信号来自于最大值Summax所对应的那对相邻喇叭天线Am和An之间的区域。Am和An的幅度差记为Δa=am-an,根据Δa查对应2个天线的幅度差相关表,从表中找到和实测幅度差Δa最接近的一个值,该值对应的角度Azia即为比幅测向法的测向结果。

2.3干涉仪测向

2.3.1 初测

比幅测向法的测向结果可以大致确定示向度范围,接下来还需要使用相干干涉仪测向法进行精确测量。这里取20°的裕量,那么相关干涉仪测向法查表范围为 $R a n g e = [A z i_{a} - 10, A z i_{a} + 10]$ ,相邻喇叭天线Am和An的相位差记为Δp=pm-pn,根据Δp查找对应于2个天线的相位差相关表,在Range范围内通过余弦求和匹配法[5]找到与实测相位差Δp最接近的一个值,该值对应的角度Azip即为干涉仪测向法的初测结果。

为了提高系统对于复杂电磁环境的适应能力,可以采用文献[6]中提出的相位差矢量累加的处理方法,保证了测向系统在低信噪比条件下仍能得到较高的测向准确度。

2.3.2 二次曲线拟合

假定相位差相关表中的角度间隔为Δt,经过初测可知在Azip处有最大匹配值,则Azip-Δt、Azip、Azip+Δt三个角度及相应的匹配值是平面中的3个点,刚好能够唯一确定一条抛物线,此抛物线对应顶点对应的自变量即方位角的精确测量值。抛物线属于二次曲线,因此又称为二次曲线拟合。

初测过程中通过余弦求和匹配法得到一组匹配值序列记为C(k),假设C(k)在km处取最大值,经二次曲线拟合后的峰值位置为:

$\hat{k} = k_{m} + Δ k = k_{m} + \frac{1}{2} \times \frac{C (k_{m} + 1) - C (k_{m} - 1)}{2 C (k_{m}) - C (k_{m} - 1) - C (k_{m} + 1)}$ 。

则精确测向结果为 $D_{r} = \hat{k} \times Δ t$ 。

2.4测向结果

经过干涉仪测向后得到的测向结果Dr是对应于相邻喇叭天线Am和An之间60°区域的一个相对值,假定从表1中查找到相邻喇叭天线Am和An所对应的中心角度为Antcenter,则最终的测向结果表示为DOA=Dr-30°+Antcenter。

2.5效果验证

该测向模型已经应用于实际工程中,随机挑选的若干频率和方位的测向结果如表2所示。

对表中的数据做误差均方根统计,得到测向结果误差的RMS=1.414 2°,可以看出该测向模型的准确度较高。

3结束语

上述测向模型结合了比幅测向法和干涉仪测向法的特点,能够对Ku频段的信号进行快速测向,而且对测向过程中信号抖动不敏感。经实际工程验证,该模型对整个Ku频段的测向精度能够达到RMS≤2°,可以满足绝大多数的应用场合。 

摘要：Ku频段信号测向时通常使用比幅测向法,认定测向范围内接收到的信号幅度值最大的方向为信号来波方向,但该方法测向精度较低。针对比幅测向法的不足,提出了一种比幅测向法与相关干涉仪测向法相结合的测向模型,利用比幅测向法来解模糊,而相关干涉仪测向法用来保证较高的测向精度。详细阐述了新方法的实现步骤,介绍了测向天线阵列的设计。试验结果表明,该方法测向精度高,处理速度快,适于硬件实现。

关键词：比幅测向,干涉仪测向,天线阵列,Ku频段

参考文献

[1]王铭三.通信对抗原理[M].北京:解放军出版社,1999:178-179.

[2]杨忠.一种基于干涉仪体制的机载测向技术研究[J].无线电工程,2010,40(12):58-60.

[3]杨超,邱文杰.自适应天线阵元间互耦的校正[J].电子学报,1993,21(3):58-62.

[4]张海燕.五通道相位干涉仪测向的研究和实现[D].成都:成都理工大学,2004:15-36.

[5]李淳,廖桂生,李艳斌.改进的相关干涉仪测向处理方法[J].西安电子科技大学学报,2006,33(3):400-403.

测向精度篇4

关键词：类天线,辐射场,航空无线电,测向误差

0 引言

众所周知, 不论是军用还是民用导航系统, 对空中飞机实现无线电精确实时测向, 保障飞机飞行安全至关重要。随着城市现代化建设的推进和发展, 机场周边环境日趋复杂多样, 尤其是机场无线电测角导航设备周围的物体 (如天线、天线塔、机库、树林等) , 对测向精度产生较大影响。这些物体受到无线电入射波的激励产生二次辐射, 其辐射场叠加到基本场上, 使无线电发射台信号场波阵面发生畸变, 合成场的波阵面法线方向不再是发射台真实方位, 地面无线电测角设备进行方位测量时必然产生测向误差, 影响到飞机的飞行安全。因此, 利用电磁波理论和计算机仿真技术分析测向设备周边辐射体对无线电测角精度影响是非常必要的。

1 类天线辐射场经典算法

各种不同的物体 (辐射体) 产生的二次辐射, 使无线电测向误差按不同规律变化, 研究其变化规律, 寻求减少误差途径, 提高设备战术性能具有重要的现实意义。本文对机场测向设备周边类天线辐射体的影响进行经典分析, 探索其影响变化规律。

假定A点放一部电台, B点放置具有环形天线测定该电台方位的测向器, C点为一个类天线辐射体, 如图1所示。

设基本场的磁场是正弦函数, 且在接收点为:h1=H1sinωt。

由于类天线辐射体的二次辐射场H2存在, 且H2相对于基本场H1在空间上偏移了一个角度α1, 在相位上相差σ, 则:

其中是传播路程差所引起的相位移 (通常很小) , σi则是二次辐射体的电流相对于基本场的相位移。

考虑到场的空间角位移和电的相位移叠加情况, 接收点B处的合成场是H1和H2之和。为此, 将H2分解为两个分量:一是与H1同相的同相分量H′2, 二是与H1相差90°的异相分量H″2, 其关系式为:

其中H′2=H2cosσ, H″2=H2sinσ。

2 同相辐射合成场估计与建模仿真

由图1可知, H1和H′2在相位上是同相的, 且两个矢量的空间角度为α1, 则合成场为:

合成场矢量H相对于基本场H1移动了一个角度ΔP1, 即:

式中M1=H1H′2。

很明显, 最小接收将出现在环形天线的天线平面与合成场矢量H重合一致的位置上。在这种情况下, 方位指示器指示该电台方位值必存在误差, 电台的方位角读数并不是电台的真实方位P, 而是q, 相差ΔP1, 即出现测向误差。

由于α1=P-β, 故有:

根据建立的相差ΔP1数学模型, 为分析方便取β=0° (取其他角度值类同) 采用计算机进行仿真, 得出ΔP1=f (P) 的函数曲线如图2所示, 即相位差变化规律曲线。

从图2中可以看出, 当H′2很大时, 即M1=1, 且H1和H′2是从相反的两个方向传来 (P=180°) 时, 曲线的连续性破坏了。在这种情况下, 不可能测向。当H′2减小, 即M1变大时, 测向误差ΔP1要变小。当M1≫1, 误差ΔP1数值很小, 则上式简化为:

假设行程差很小 (σr→0) , 则σ=σi, 这时参量M1可以近似认为与角度P无关。由上式可以看出, 当角度P变化 (即电台方位变化) 时, 无线电误差ΔP1按谐波规律变化, 其最大值为1/ M1。P角变化一周, ΔP1两次通过零和最大值, 称为半圆误差或二次误差。

值得指出, 上述研究的误差ΔP1是在不考虑σr的情况下, 是以谐振或弱失谐类天线辐射体为特征的, 对强失谐类天线辐射体 (这时σ=90°) , ΔP1就不存在了。

3 异相辐射合成场估计与建模仿真

同样将同相分量H′2和基本场H1的合成场H进一步同异相分量H″2进行叠加。由于这两个场在空间上相差角度为α2=α1-δ, 相位上相差90°, 因此合成场将是椭圆极化场。总合成场矢量大小是变化的, 并以接收振荡的角频率旋转, 如图3所示。

总的矢量表示为:

从图3可以看出, 表示这一矢量的瞬时位置的角度ψ可确定为:

对于这样的场矢量, 转动环形天线时, 只能有最大的和最小的接收位置, 而不存在零值接收位置, 就是说发生了最小值模糊或者说最小值钝化。

图3中当环形天线的天线平面与矢量椭圆的长轴方向一致时, 接收电动势最小, 此时天线平面的法线方向指出了电台方位θ (有误差) 。环形天线平面的法线指向为任一θ时, 它接收到的异相场的电动势e2和同相场的电动势e1分别为:

合成场的电动势为εθ (其中M2=H H″) :

对上式微分, 并令它等于零, 可得出最小接收方位θ0, 而 (θ0-q) 是在异相分量影响下所引起的新的无线电误差ΔP2。经计算可得:

一般情况下, M2≫1, 同时ΔP2很小, 上式可近似简化为:

为明显地看出异相分量引起的无线电误差的误差特性, 假定ΔΡ1=0, β=0, 此时ΔΡ2的误差曲线图仿真如图4所示。

很明显, 所测的电台方位在360°范围变化时, 误差ΔΡ2四次达到最大值, 四次过零, 称为四次误差 (或象限误差) 。当同相误差存在时 (ΔP1≠0) , ΔP2与电台方位P的关系更复杂, 但仍保持四次特性不变, 这时总的误差曲线可以通过半圆误差曲线和四次误差曲线叠加得到。总的误差ΔP为:

可见, 异相分量对测向有两个影响:

(1) 在同相分量影响的基础上, 产生一个附加的偏移ΔP2;

(2) 使得最小值接收发生模糊。

4 结语

本文基于电磁波理论和信号传输模型研究了类天线辐射体二次辐射所产生的同相和异相辐射合成场对无线电测向精度的影响, 并对影响结果进行了分析估计与仿真验证。对于多个不同角位置、二次辐射场不同的情况下作用到同一个无线电测向器上, 其相应分量可采用几何加法进行迭加, 其影响分析与仿真同单个辐射体情况相同。该方法对于无线电测向设备周边环境分析、测向误差分析以及评价设备战术性能与预测具有一定的指导意义。

参考文献

[1]张忠兴.无线电导航理论与系统[M].西安:陕西科学技术出版社, 1998.

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