光电信号（精选6篇）
光电信号 篇1
差动对焦系统用于实现对焦距比较敏感的显微图像采集设备的自动对焦控制。该系统中光源、被测物、聚焦物镜及两个针孔光阑构成差动光路。工作时采用波长为632. 8 nm的激光光源经聚焦物镜对目标物体进行照射,利用光电探测器检测返回光斑的光强,采用差动对焦的技术方法,由两路光电探测器接收光强的差值经计算得到离焦距离及离焦方向并形成控制信号,利用伺服反馈控制改变物—镜间距来实现显微图像采集设备的自动对焦。与常用的测距法、聚焦检测法、基于图像处理法等自动对焦方法相比,差动对焦法能够有效抑制系统噪声与温度漂移对测量产生的影响,具有对焦精度高( 可达到纳米级别) 、系统计算量少及控制速度快等优点[1,2]。系统中所探测的差动光信号具有对灵敏度及线性度需求较高,对动态特性要求较低的特点,并考虑到周围环境可能产生的高频电磁干扰,需要设计低噪声、高信噪比、高精度且能够抑制系统共模干扰的光电信号探测电路。本文提出了一种基于高精度低噪声低失调漂移高共模抑制比测量放大器AD620BN的光电信号探测电路,能够将差动光信号转换为电信号,通过信号调理与差分放大及低通滤波处理后,送入后续电路进行处理,产生调焦控制信号,驱动伺服位移台运动实现系统的自动对焦。
1 差动对焦系统光电信号探测原理
激光器所产生的激光光源经过差动光路进行分光后,照射至两个光电探测器上。两路探测器接收光强的差值与轴向离焦量的响应曲线由图1 所示。光强差值过零点处即为合焦位置,因此通过检测差值的正负符号可以判断物体的离焦方向,通过相应的公式计算即可得到离焦距离,利用自动对焦算法,可实现自动对焦。差动光路的引入可以有效抑制系统噪声与温度漂移对测量产生的影响,提高系统的信噪比[2]。
差动对焦系统中光电信号探测电路由光电转换前置电路、信号调理及差分电路、低通滤波电路、伪零点消除电路等部分组成,电路结构如图2 所示。光电探测器将接收到的光信号转换为微弱电信号,经过前置电路及调理电路将信号幅值放大至合适范围,再将两路电压信号经差分放大电路相减产生差分误差电压信号,通过低通滤波后生成与光强差值呈线性关系的调焦误差信号,送入后续MSP430F149 单片机控制电路进行处理,经计算产生调焦控制信号以驱动伺服位移台运动实现系统的自动对焦。另外为判断系统伪零点,设计了伪零点消除电路,以解决成像平面距离焦平面过远及处于合焦状态时相混淆的问题。
2 光电信号探测电路设计
2. 1 光电转换前置电路
激光器输出的激光波长为632. 8 nm,功率为2. 5 m W,不属于极微弱光信号,系统所探测的光信号对灵敏度及线性度需求较高,对动态特性要求较低,故选用型号为PD204-6C /L3 硅光电二极管作为光电探测器。其探测光谱范围400 ~ 1 100 nm,短路电流ISC= 10 μA( Ee= 1 m W / cm2,λp= 940 nm) ,反偏时暗电流ID= 10 n A。当入射光波长为632. 8 nm时,感光灵敏度越为峰值波长最大值的75% ,此时短路电流ISC= 7. 5 μA( Ee= 1 m W / cm2) 。
光电二极管有两种工作模式: 零伏偏置( 光伏)模式和反向偏置( 光导) 模式,见图3 所示。在零偏模式下,光电二极管线性度较高,被放大的信号只与入射光强成正比; 反偏模式下光电二极管动态响应特性较好,但需要损失一定线性。同时,在反偏模式下即使没有光照,光电二极管也会产生一个很小的电流( 称为暗电流或无照电流) ,但工作于零偏模式下时则不会产生暗电流[3,4]。考虑到差动对焦系统对线性度要求高及对动态特性要求较低的技术要求,电路设计中采用零偏工作模式构成光电二极管检测电路,将光信号转化为(A级的微弱电流信号。
考虑到运放的失调电压UIO与失调电流IIO影响,输出电压Uo由式( 1) 确定。式中R为反馈电阻,Rd为光电二极管结电阻; I为光信号所转化的微弱电流信号,ISC= 7. 5 μA,为光电探测器的短路电流。
由式( 1) 可知运放的失调电压与失调电流对输出电压有较大影响。为减小误差,选用低噪声、精密场效应输入型运算放大器AD795JRZ作为前置放大器。AD795JRZ的输入失调电压在25 ℃ 时最大值为500 μV,输入失调电流最大值为1 p A,失调电压漂移最大值10 μV/℃,开环增益为100 d B,由于光电二极管产生的微弱电流为 μA级,远大于运放输入失调电流,故可以大大降低其所引起的电压误差。为提高探测电路信噪比,设计中选用反馈电阻R为1 MΩ,考虑到室内灯光与电磁辐射可能产生的干扰,在反馈电阻上并联一1 μF的电容,以减小高频干扰。实际设计的光电二极管转换前置电路如图4所示,其中第一级即为光电二极管检测电路。图4中第二级电路为采用OP07EP运放构成的电压跟随器,避免后级电路对于输出电压的不利影响。
2. 2 信号调理及差分电路
通过前置放大电路后,检测的电压信号依然比较微弱,因此需要加一后级放大电路进行电压放大调理,将信号幅值放大至合适范围。利用运放OP07EP组成的信号调理电路如图5 所示。
考虑到两路探测电路中光电探测器灵敏度及电路元件参数的分散性,电路中反馈电阻R2采用100kΩ 精密可调变阻器,根据式( 2 ) 可知,输出电压U2的大小由电阻R2与R1的比值决定,所以可以通过调整精密变阻器R2的阻值使两路光电探测电路增益相等。各电路元件参数示于图5。
为了降低电路中共模干扰,提高电路整体性能,采用高精度低噪声低失调漂移高共模抑制比仪表放大器AD620BN构成差分放大电路。AD620BN输入失调电压最大值50 μV,输入失调漂移0. 6 μV/℃,输入偏置电流最大值1. 0 n A,共模抑制比最小值80d B( G = 1 ) 。 设计中为了尽量减小增益误差,将AD620 构成的差分放大电路的放大倍数设定为1,即不接外部电阻RG,此时增益误差最大值仅为0. 02% 。调理放大后的两路探测信号通过AD620差分放大电路相减后输出误差电压信号,送入后续低通滤波电路以作进一步处理。设计的差分放大电路如图6 所示。输出电压Uo可由式( 3) 给出,其中Ui1与Ui2为经过调理后的两路光电信号,系数K = 1。
2. 3 低通滤波器
由于周围环境存在的高频电磁干扰以及室内灯光频闪影响,前级电路的输出信号不可避免地存在大量高频噪声,因此需设计低通滤波器以抑制高频噪声干扰。常用的低通滤波器有巴特沃兹( Butterworth) 、切比雪夫( Chebyshev) 和贝塞尔( Bessel) 滤波器等类型,其中Chebyshev低通滤波器具有通带等纹波、在截止频率附近的截止特性好及曲线衰减斜率陡等特点,其特性曲线和理想滤波器的频率响应曲线之间的误差最小[5],故本设计选用二阶Chebyshev低通滤波器结构,利用OP07EP运算放大器及两节RC滤波网络组成二阶有源低通滤波电路实现对高频噪声的滤除,其电路如图7 所示。
该滤波电路传递函数见式( 4)[5]。
根据差动对焦系统的硬件需求与技术指标的要求,设计时确定截止频率f0= 31 Hz,经过计算后确定电路各元件参数R = 51 kΩ,R1= R2= 200 kΩ,C = 0. 1 μF。电路通带增益为Aup( s) = 2,等效品质因数Q = 1。
为了验证所设计Chebyshev低通滤波器的性能是否满足设计要求,首先利用Multisim13 仿真软件的波特图仪对该电路进行了仿真[6],所得到的滤波器频率特性仿真结果如图8 所示。通过读仿真结果可看出电路通带增益Aup( s) = 2,截止频率f0=31 Hz。
进一步,使用信号发生器( Tektronix AFG3102)与数字示波器( Agilent DSO-X 2012A) 对实际电路进行性能测试,实验结果如图9 所示。图中曲线2为信号发生器产生的输入扫频信号,其频率范围为1 m Hz ~ 10 k Hz; 曲线1 为滤波器输出信号波形,从波形图可以看出滤波输出信号的截止频率为33. 3Hz,电路通带增益为2。
综上所述,软件仿真结果及实际电路测试结果均证明了所设计的低通滤波器实际性能与设计参数基本一致,满足电路的滤波需要。
2. 4 伪零点消除电路
在实际测量中,当成像平面距离焦平面过远时,两光电探测器的输出信号基本相等,经过差分电路后所输出的误差电压信号可能为零,这种伪零点会造成系统误认为对焦成功。为了防止伪零点的出现,需要设计一个伪零点消除电路进行甄别,只有当两路调理放大电路的输出信号之和大于阈值电压后,系统才能进入对焦状态。伪零点消除电路可用一加法电路与比较电路组成。考虑到后续控制电路中所用MSP430F149 单片机具有内置电压比较器,因此光电信号探测电路部分只需设计加法电路即可。加法电路实现两路调理放大电路的输出信号的求和运算,其电路结构如图10 所示。
3 实验结果
激光器采用大恒公司DH-HN250 氦氖内腔激光器,产生激光波长为632. 8 nm。成像物镜采用大恒公司GCO-2132 长工作距物镜,其放大倍率20倍,数值孔径为0. 40,有效工作距离5. 460 mm。采用数字示波器Agilent DSO-X 2012A观察测量调焦误差信号,测量精度为4 位半。实验时,首先调整成像物体位置使系统处于合焦状态,此时调焦误差电压信号为0 V。在此基础上以100 μm为位移步长移动成像物体位置以改变离焦量,利用示波器测量进入差分放大器的两路光电转换信号( C1及C2) 电压值与调焦误差电压值,共测量16 组数据。利用软件对测量数据进行分析得到光电转换电路探测曲线图,如图11 所示。通过与图1 所示差动共焦光强相应曲线相比较,二者具有较好的一致性,说明设计实现了系统的要求,验证了光电信号探测电路设计的可行性和正确性。
4 结束语
差动对焦系统可实现显微图像采集设备的自动对焦控制。该系统具有低噪声、高精度、系统计算量少及控制速度快等优点。光电信号探测电路是差动对焦系统的重要组成部分,其性能好坏将直接影响对焦系统的性能。本文以高性能差分放大器AD620BN、低噪声精密场效应输入型运放AD795JRZ及OP07EP运放为核心器件设计了一种光电信号探测电路,该电路主要由光电转换前置电路、信号调理及差分电路、二阶低通滤波器电路及伪零点消除电路等部分组成,实现将差动光信号转换为电信号,经后续MSP430F149 单片机系统电路处理后,产生调焦控制信号实现系统的自动对焦。实验测试结果验证了光电信号探测电路设计的可行性和正确性,所设计的电路符合系统的要求。
摘要：依据差动对焦系统的要求,给出了差动光电信号探测电路的实现方法。以高性能仪用放大器AD620BN、低噪声运放AD795JRZ和运放OP07EP为核心,设计了光电转换前置电路、信号调理及差分电路、二阶低通滤波器及伪零点消除电路,实现将差动光信号转换为电信号。经后续MSP430F149单片机系统电路处理后,产生调焦控制信号实现系统的自动对焦。实验测试结果验证了所设计电路的可行性和正确性,符合差动对焦系统的设计要求。
关键词：差动对焦,光电检测,差分放大器AD620BN,滤波器
参考文献
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光电信号 篇2
关键词：旋转角,光电信号,自适应
旋转角基准是各种飞行器进行控制的关键输入参数, 用来实现对飞行姿态的解算控制, 通过获取旋转角基准, 可以确定飞行器到达固定旋转角度的时刻, 进而确定飞行器旋转姿态以进行后期飞行姿态控制。
飞行器旋转角基准通常由陀螺加表等传感器感知旋转加速度, 再通过积分计算旋转角度, 但该方法技术复杂, 成本较高, 且存在累积测量误差。现有采用光电信号获取旋转角基准的方法是通过安装在飞行器壁上的光电传感器敏感外部光线强弱, 由于光电传感器输出信号强弱与照射光线强弱呈线性比例关系, 随着旋转光电传感器输出信号会发生强弱变化, 将输出信号与预先设置的门限基准信号进行对比, 可以确定信号大于门限的时间段, 在该时段的中间时刻输出一个脉冲信号就是旋转角基准。
现有方法主要存在如下问题:
(1) 使用的预设门限值需通过现场测量确定, 并相应调整电路参数, 设计电路应设计成参数可调工作方式, 同时对外保留参数调整接口, 增加了设计应用难度。
(2) 预设门限值只在工作期间环境光照强度基本不变条件下才有效, 而实际应用中不但光照强度会随环境因素影响发生变化, 而且光电信号的频率也会随飞行器的转速改变而变化, 影响旋转角基准的正确输出。
1 系统功能与总体结构
本文提供一种对光电信号进行自适应处理方法, 解决处理自然环境条件的光电信号时门限值需通过现场测量预设的问题, 同时适应光照强度和频率变化对基准信号的正确产生输出导致的影响。
设飞行器绕纵轴旋转, 在侧面设置透光孔A, 光敏二极管应安装在透光位置, 随着飞行器旋转能接收敏感入射光线的强弱变化。
利用自适应光电信号处理获取飞行器旋转角基准, 由光电转换电路将光照强度转换为电压信号, 转换电路采用2CU30作为光电转换器件, 与电阻进行串联的分压方式产生电压信号, 电压信号经LM2904运放芯片构成的二阶低通滤波电路滤波后输出到单片机的A/D转换输入端口。采用8051F120单片机作为运算处理器, 由其进行电压采样和信号处理, 将采样光强电压信号与预设初始门限值进行比较, 对超门限部分的时间宽度进行测量, 利用前一周期的测量值对下一周期进行预测, 在中间时刻输出飞行器旋转角基准信号, 利用预测门限宽度和测量门限宽度之差对门限值进行修正, 实现对光照强度和频率变化的自动适应, 产生的飞行器旋转角基准信号最后通过8051F120的IO口输出。图1是利用自适应光电信号处理获取飞行器旋转角基准的电气原理图, 如图1。
2 硬件设计说明
D1为型号为2CU30的光敏二极管, 与阻值为910欧姆的R1串联, D1与R1对模拟5V供电电压进行分压, 取R1两端电压为输出电压。
U1为型号为LM2904的集成双运算放大器, 工作时需将第8脚接5V供电, 将第4脚接地, U1与C1、R2、C2、R3按图1进行连接, 构成二阶低通滤波器, 对光电敏感信号进行滤波。
滤波电路输出信号通过U1的第7脚输出, 经R4与8051F120单片机的AIN0.0引脚连接, R4阻值为50欧姆。
C8051F120单片机工作时需分别为其模拟供电端AV+和数字供电端VDD提供3.3V供电, 芯片的模拟部分参考电压引脚VREF接22..55VV电电压压, , 由由无无源源晶晶振振YY11和和电电容容CC33、、CC44为为数数字字部部分分提提供供2255MMHHzz工工作作时时钟钟。。
3 信号处理流程
(1) 硬件初始化设置关闭看门狗功能, 使能片上锁相环, 设置内部工作时钟为50MHz, 使能A/D采集和中断功能, 采用外部参考电压、设置采样频率为5400Hz, 设置I/O引脚为推挽输出。
(2) 设置变量门限值、采样值、最大值、最小值、比较正计数值、上周期比较正计数值、比较正有效、比较负计数值、比较负有效、采样完成参数初值。
(3) 采样数据处理由单片机周期性进行A/D转换, 转换完成后触发中断, 在中断处理程序中读取A/D转换数据寄存器存储到“采样值”, 并置“采样完成”标志为1。
(4) 采样值大于门限值判断。
(5) 正有效计数检测处理。
(6) 采样最大值检测处理。
(7) 按计数值输出脉冲是在“比较正有效”为1时, 当“比较正计数值”等于“上周期比较正计数值”的1/2时, 置I/O输出为1。
(8) 计数值超范围门限调整处理。
(9) 输出脉冲复位是检测到采样值小于门限值时, 置I/O输出为0。
(10) 门限值调整处理。
(11) 负有效计数检测处理。
(12) 采样最小值检测处理。
图2是利用自适应光电信号处理获取飞行器旋转角基准的信号处理流程图。
5 结束语
采用光电信号自适应处理的光电转换电路, 无须设计成参数可调工作方式, 只将光电转换器件与固定电阻进行串联分压即可, 由于省去了参数调整接口电路, 电路简单可靠。利用自适应方法对门限值进行修正, 可适应外部不同的光照强度和频率变化, 环境适应性强。采用利用自适应光电信号处理获取飞行器旋转角基准, 在应用上省去了现场测量和调节参数的环节, 应用简单方便。
参考文献
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光电信号 篇3
基于法拉第磁光效应的直流光学电流互感器具有优良的绝缘性能和优越的性价比、抗电磁干扰能力强、不存在暂态磁饱和和铁磁谐振、动态测量范围大、频率响应宽、安全性好等优点,相对于传统的电磁式直流互感器和有源型电子式电流互感器,具有广阔的发展前景[1,2]。但是目前在光学电流互感器的实用化道路上依然存在一些问题。
由于直流光学电流互感器的信号检测具有强噪声弱信号和噪声与信号频段相重叠的背景,在这种情况下,使用传统的滤波器无法消除其中的噪声,也就无法得到高精度的输出,为了克服这个问题,本文在基于调制解调方法的基础上对提高直流光学电流互感器的输出信噪比展开研究。
1 直流光学电流互感器测量原理[3]
直流光学电流互感器是基于法拉第磁光效应来进行直流电流的测量的。在光学各向同性的透明介质中,外加磁场H可以使介质中沿磁场方向传播的线偏振光发生旋转,这种现象称之为Faraday磁光效应,如图1所示。
根据法拉第磁光效应,一束线偏振光沿磁场方向通过Faraday材料,光的偏振面会发生旋转,旋转角度θ由式(1)决定:
式中:V是材料的费德尔常数;H为磁场强度;l为光在材料中通过的路径。
当磁场H是由于待测载流导体的电流i产生,且光行进的路线围绕载流导体闭合时,由安培环路定律可知:
因此只要测量出θ角度,即可测出电流i。磁光玻璃中的出射光进入光电探测器后,转变为可测的电信号进行信号处理,在这个过程中产生了内部噪声。
2 直流光电互感器信噪分析
影响光学电流互感器的噪声主要来源于两个方面:系统外部的噪声,通常由电、磁、机械、杂散光等因素引起,如电源50 Hz干扰等,但该类干扰多具有一定规律性,采取适当的屏蔽、滤波、远离噪声源等措施可以将其减小或消除;另一种噪声是系统内部的如光电探测器、放大器等元器件的物理过程产生的固有噪声,该类噪声具有随机性,不能完全消除,只能根据其统计规律采用微弱信号检测的方法予以控制。其中影响准确度的一个主要原因是OCT的光电检测器件内部产生的噪声。
2.1 光电探测器中的噪声分析
当前电力系统光学电流互感器中主要用光伏效应的PIN光电二极管,其噪声主要包括器件中光生电流的散粒噪声、暗电流和器件的热噪声、1/f噪声。
2.1.1 热噪声[4]
一般电子学系统的热噪声为白噪声频谱。由统计理论推导出热噪声电流均方值由此可见热噪声的电压和系统的通频带Δf成正比。在保证有用信号无失真地通过的条件和器件允许的情况下,使检测系统的通频带尽量小或降低温度,可以降低热噪声。
2.1.2 散粒噪声
散粒噪声功率为其中e为电子电荷,Δf为探测器工作带宽。散粒噪声正比于噪声带宽的平方根,与频率无关,也是白噪声,因直接起源于电子的粒子性,与e直接有关。
2.1.3 1/f噪声
电流通过具有缺陷、晶格缺陷的元器件电阻体时产生了闪烁噪声(或1/f噪声)。
1/f噪声特点是噪声功率谱密度与频率成反比,而近似与元器件中电流的平方呈正比。电流噪声的均方值可表示为
1/f噪声主要出现在1 k Hz以下的低频区,频率越低噪声的功率谱密度越大,因此又叫做低频噪声,1/f噪声的幅度分布服从高斯分布。当频率高于某一数值时,与热噪声和散粒噪声这些白噪声相比可省略1/f噪声。在实际使用中采用较高的调制频率可避免或大大减小1/f噪声的影响。
2.2 直流光电互感器信噪特性分析
直流OCT的测量电流是频率为0 Hz的直流电流,由OCT噪声的产生机理可见,OCT噪声是随机性极强的随机信号,前后产生的噪声是互不相关的;同时从噪声机理和试验中发现,OCT中对测量准确度影响较大的噪声大多集中于几十到几百赫兹的频段内,频率在1 k Hz以下[3],正好处于信号的频段之中;另一方面在测量小电流时通过光电探测器叠加在基本光强上的有用电压信号幅度非常小,通过放大器放大信号幅度的同时也放大了噪声,而且还附加一些额外的噪声,例如放大器的固有噪声及各种干扰。因此传统的滤波器和放大器不能用来滤除噪声,只能作为辅助设备应用在电路设计中,而只有在有效抑制噪声的条件下增大微弱电压信号的幅度才能提取出有用信号。
3 用调制解调的方法进行微弱信号检测
在微弱信号检测中,为了便于区别信号与噪声,往往给测量信号赋予一定特征,即进行调制,将被测信号进行频谱迁移,然后再用与调制信号同频的信号进行解调得到测量信号。
由于偏振光的偏转角是不能被直接测量的,因此,利用马吕斯定律(一束光强为J0的线偏振光,透过检偏器以后,透射光的强度为J1=J0cos2θ,式中θ为线偏振光的光振动方向与检偏器透振方向间的夹角)把不可测的偏转角信号转换为可测的偏振光的光强信号。为了使检偏器出射偏振光的光强获得最大,通常将起、检偏振器夹角设定为,根据马吕斯定律可得:
由于法拉第旋转角很小,只有几度,式(3)就变成以下形式:
将式(2)代入到式(4)可得:
出射光进入光电探测器后转换为电压信号,同时产生了内部噪声。鉴于信号与噪声的频段相重叠、噪声强信号弱的特点,无法直接用传统的滤波器来滤除噪声。在这种情况下,采用调制解调的方法对直流信号进行频谱迁移,将其频率迁移到噪声的频带之外,用高通滤波器滤除低频噪声,对通过的直流信号进行解调,再用低通滤波器滤除其高频成分,输出部分为一直流。测量系统框图如图2所示。
为使发光二极管发出交流调制光信号,设计了交流调制电源来触发发光二极管进行交流调制。调制信号s(t)=1+sinωt,取调制频率f=20 k Hz,远离噪声的频带。从检偏器出射的光信号为:
光信号进入光电探测器后引入了低频噪声,用高通滤波器滤去其中的低频成分,同时也滤除了低频噪声,取高通滤波器截止频率为f=7 000 Hz,通过的为含有直流信息的量:
对s(1)进行解调,取解调信号r(t)=sinωt,与调制信号同频,可得:
用低通滤波器滤除s(2)中的高频项,取低通滤波器截止频率f=50 Hz,可得输出:
由式(9)可看出,输出为一直流,其中s(3)和J0可测得,V为一常数,根据选用的材料不同而有不同的值。可知直流电流与s(3)存在线性关系,通过这种关系即可求得直流i。
4 基于Lab VIEW的仿真
用Lab VIEW对上述测量过程进行仿真,程序的框图和前面板如图3所示。
在仿真中,模拟了真实的直流光电互感器运行环境,采用噪声滤波器将噪声控制在1 k Hz以下。根据观测,当高通滤波器选择不同的截止频率时,输出直流值与输入直流值呈现不同的线性关系,设y=kx+b,式中y为输出直流,x为输入直流,k为系数,b为常数。对于不同的截止频率下其关系如表1所示。
通过这种线性关系对输出电流进行修正,即对于仿真中输出的电流值y,根据这种线性关系,反推出输入电流x,再与输入的电流值进行比较分析。
经研究发现,当高通滤波器的截止频率选取不同的值时,修正后的直流值与输入直流值的误差维持在0.2以内,满足国家规定的标准。对不同频率下的输入、输出噪声进行了测量,测量结果显示,经低通滤波器后输出噪声幅值明显减小。
经过测量,得到噪声有效值在2.16左右,针对直流光学电流互感器弱信号强噪声的特点,选择了高通滤波器截止频率在7 000 Hz时0.01~0.1 A间的十个输入电流值对输入信噪比和输出信噪比进行测量,得到的信噪比曲线如图5所示。
由图可见,信噪比有了明显的改善,由-40 d B左右提高到了+40 d B左右,噪声得到了滤除,信号得到了增强。
5 结论
本文分析了直流光学电流互感器的信噪特性,针对其强噪声弱信号以及噪声与信号频谱相重叠的特点,对直流光学电流互感器的微弱信号检测问题展开研究。采用了调制解调的检测方法,给出了系统框图和推导过程,并用Lab VIEW对检测过程进行了仿真,仿真结果证明这种方法能够有效除去噪声、提高直流光电互感器的输出信噪比,可以应用于直流光学电流互感器的进一步研究中。
参考文献
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光电信号 篇4
聚合酶链式反应(Polymerase Chain Reaction,PCR)最早是由Kary B.Mullis博士于1983年发明。1985年,Mullis与Saiki等人正式发表了第一篇关于PCR技术的论文[1],PCR技术是生物医学领域中的一次革命,使生物医学的研究从整体和细胞水平发展到分子水平,广泛应用于病原体测定、免疫分析、基因表达、多态性研究以及评价临床治疗效果等各个方面[2]。实时PCR技术是美国PE公司于1995年研制出的一种新的核酸定量技术,其原理是在PCR的反应体系中加入荧光标记探针,巧妙地把核酸扩增、杂交、光谱分析和实时检测技术结合在一起,利用荧光信号的积累来实时监测PCR的进程,然后通过标准曲线对未知模板进行定量分析。实时PCR技术,一方面由于其可以实时定量检测,已被广泛应用于分子生物学、分子医学诊断的各个领域;另一方面,这种仪器技术也在迅速发展,使实时PCR技术具有更广泛的应用范围与前景[3,4,5]。目前,PCR仪主要依靠进口,价格昂贵,因此,开发具有自主知识产权且价格适当的PCR仪器,建立基于仪器的测试标准具有重要的意义。本研究针对PCR反应中的微弱信号采集进行研究。首先建立了采集系统的仿真模型,从原理上保证了系统的可行性;再搭建采集系统,采用NI公司最新的LabVIEW 8.5图形化软件设计,实现了微弱光电信号的采集与分析,为PCR仪中的信号采集提供了一定的理论与应用基础。
1 微弱光电信号采集系统
本系统采用激光诱导荧光检测法提供原始信号。经激光诱导出的荧光信号,由光电倍增管(Photo Multiplier Tube,PMT)放大,输出最大为1V的电压信号,再经过放大、滤波、电路保护后,由LabVIEW对电路输出信号进行实时采集与分析[6,7,8,9]。
2 系统设计
整个系统包括:光电倍增管放大模块、前置放大滤波电路模块、50Hz陷波电路模块以及LabVIEW采集模块。
2.1 光电倍增管选择
PMT采用滨松公司的光电倍增管。此光电倍增管具有低功耗、低噪声、高灵敏度、带宽达200kHz、集成高压电源等特点,且最大输出电流10μA,最大输出电压1V,满足系统性能要求。
2.2 放大滤波电路设计
放大滤波电路采用TI公司的LM324N,且系统设计为有源滤波电路,并将带通滤波和放大电路结合起来,最大化的精简了电路,电路原理图如图1所示。
此电路的放大倍数由R1和R2决定,增益为:A=1+(R1/R2);其中,低通滤波的截止频率为200kHz;放大倍数为2。
2.3 50Hz陷波电路设计
50Hz陷波采用特殊的非对称阻容网络构成陷波器回路,实现用单一电位器调整陷波器的中心频率,可以有效避免由于元件不匹配导致中心频率不准确的问题。电路原理图如图2所示。
陷波器的中心频率为:
本系统取C2=C3=C4=0.047μf,R16=6.2kΩ,R17=150kΩ,RP1=RP2=10kΩ滑动变阻器。当f0=50Hz时,RP1L=10-RP1R,代入(1)式得:RP1L=4.3kΩ;RP1R=5.7 kΩ。(其中,RP1L代表RP1左半部分电阻;RP1R代表RP1右半部分电阻)。
3 系统设计仿真
电路仿真常用的软件是Multism7.0,通过构建仿真模型,可以在理论层面上初步验证系统的可行性[10]。
3.1 前端保护电路设计仿真
说明:Multism不能仿真二极管击穿,因此只能在实际测试中验证。
3.2 信号放大滤波模块仿真
如图3所示,根据测试结果分析,输出端的信号幅值为3.9V,输入端的信号幅值为2.0V,信号放大倍数为1.95倍。
3.3 测试200kHz低通滤波
输入信号2V,调整输入信号的频率(10kHz,20kHz,50kHz,100kHz,150kHz,200 kHz,1 MHz,2 MHz,5MHz),统计低通滤波结果并用MATLAB7.0画图[11],如图4所示(其中,横坐标单位:kHz;纵坐标单位:V)。
说明:为了能够在一个图片上完整地显示以上数值,对X轴坐标取对数,便于显示。图中标记的红点处(横坐标为2.3)对应的实际横坐标是200kHz。其中,最大输出电压为4V,最小输出电压为0.0189V,中间部分为过渡带。
3.4 测试50Hz陷波电路
输入信号2V,调整信号的频率(10Hz,40Hz,45Hz,48Hz,50Hz,52Hz,55Hz,57Hz,59Hz,61Hz,100Hz),统计陷波结果并用MATLAB7.0画图,如图5所示(其中,横坐标单位:Hz;纵坐标单位:V)。
说明:图中标记红点处即对应50Hz,结果表明陷波电路可行。
4 系统实现
4.1 前端保护电路验证[12]
经测量,管子B-E间压降在0.6V～0.8V之间,正常管子击穿电压在4V～7V左右,可以避免高压脉冲损坏后级放大器。
4.2 信号放大、200kHz低通滤波模块验证
测试数据如表1所示(由于篇幅限制,仅取部分数据):
根据表1数据,用Matlab7.0编程并画图,其程序如下,显示结果如图6所示。
说明:为了能够在一个图片上完整地显示以上数值,对X轴取对数。
结论:第一级放大倍数为1.2,第二级放大倍数约为2倍。理论上放大倍数为2.4,输入为1.04V正弦波,经放大,理论输出为1.04*2.4=2.496V。实际输出电压为2.48V～2.64V,即实际放大倍数为2.38倍～2.54倍。根据以上分析,放大倍数满足系统要求;200kHz低通滤波满足系统要求。
4.3 50Hz陷波电路验证
测试数据,用Matlab7.0编程并画图,如图7所示。
如图7所示,50Hz陷波电路陷波效果明显,优于仿真效果,满足系统要求。
5 基于LabVIEW软件的微弱光电信号采集
Lab VIEW(Laboratory Virtual Instrument Engineering)是一种图形化的编程语言,它广泛地被工业界、学术界和实验室所接受,被视为一个标准的数据采集和仪器控制软件。在本系统中,我们采用NI公司最新的LabVIEW 8.5软件,配合PCI6221型数据采集卡来完成A/D转换[13]。
由于普通的A/D转换容易引入噪声且转换速度慢、精度低,不适合作微弱荧光信号的采集。综上,我们将PCI数据采集卡应用在系统设计中。本系统选用的采集卡具有16通道同步模拟量输入,16位A/D分辨率,采样率250kS/s,可以对多路光电信号完成同步采集,且支持二次开发。
5.1 LabVIEW采集及系统分析
利用LabVIEW图形化编程语言,开发出一套模块化、用户界面友好的测试系统,并完成对信号的采集与分析,如图8所示。
说明:分别输入50*10Hz、100*10Hz,1V的正弦波,经放大、滤波,显示结果如图8所示,其中功率谱的X轴为10倍放大,因此500Hz出现在坐标50处,1000Hz出现在坐标100处,输出与预期结果吻合。
5.2 系统验证
将信号发生器输出的1V模拟信号,连接到我们制作的硬件电路,经放大滤波、保护电路,输出的信号同时由示波器和LabVIEW显示。结果表明,我们设计的LabVIEW采集软件正确、可靠,不但可以完成对输入信号的采集,同时可以进行相关分析(如现代谱分析),扩展性强,可以方便地在此基础上作二次开发,扩展系统功能。
6 结论
该系统通过光电倍增管放大、前置电路二次放大滤波、电路保护、LabVIEW采集,实现微弱光电信号实时采集与分析且系统搭建方便。对比现有采集系统,这种利用LabVIEW采集微弱信号的方法,充分发挥了其开发上层应用程序优势,极大的缩短了开发周期,并能保证采集信号的准确性与可靠性;同时,图形化的设计方法,便于系统扩展,这些工作为本研究正在进行的PCR仪研制提供了一定的理论与应用基础。
摘要：本文介绍一种采集微弱光电信号的方法,通过电路设计、系统仿真,实现了系统验证。该系统将采集的微弱光电信号,经硬件放大、滤波、电路保护,再由LabVIEW对电路输出信号进行实时采集与分析。该系统搭建方便,检测准确,具有较强的实用性与灵活性,为开发PCR(Polymerase Chain Reaction)仪提供了一定的理论与应用基础。
光电信号 篇5
关键词：AD7714,单片机,CA3130A,AD780,光电检测系统
引言
光电检测技术已广泛应用于军事、工业、农业、宇宙、环境科学、医疗卫生和民用等诸多领域, 微弱信号高精度检测系统是其中一个重要领域, 也是目前面临的系统主要技术难题之一, 该难题解决的好坏将直接影响整个系统的性能和精度。
在微弱光电信号检测系统中, 入射到光电传感器光敏面上的光辐射通常仅为几十纳瓦, 这就要求模数转换器ADC的精度高达24位、无噪声, 且具有一定的抗干扰能力, 只有这样才能实现对纳伏级低电平微弱信号的测量。传统的数据采集系统大多采用Nyquist数模转换器ADC, 这些转换器A/D技术通常不能满足较高分辨率 (16bits以上) 的转化要求。AD7714基于Σ-Δ的A/D转换技术能够以比较低的成本获得极高的分辨率 (24bits) , 因而在弱信号检测领域具有广泛的应用前景。
1 光电检测系统结构框图
光电检测系统结构框图如图1所示, 光信号经由光电二极管、前置放大电路转换为电压信号, AD7714将该电压信号转换为相应的数字量输入到单片机内, 单片机进行数字信号处理并且显示结果。在这个系统中, 前置放大电路采用的是美国Intersil半导体公司的高输入阻抗集成运算放大器CA3130A;AD7714是美国Analog Devices (AD) 公司推出的高分辨率24位模数转换器;基准电压源采用的是Analog Devices公司的AD780。
2 光电二极管PIN和放大电路组成的光电检测电路
图2所示为光电检测电路, 它实际上是一个光→电流→电压变换器。PIN管是光电二极管中的一种, 这种光电二极管的特点是频带宽 (可达10GHz) , 但是, 它的输出电流小 (一般只有数微安) 。PIN管将接收的光信号变成与之成比例的微弱电流信号。电流放大采用高输入阻抗集成运算放大器CA3130A, 其输入阻抗可以达到1.5TΩ, 工作电压15V时, 偏置电流为5p A;工作电压5V时, 偏置电流为2p A。如图2, 电阻R2、R3、电容C2和电位器Rp2构成调零电路, 通过调节Rp2可将运放的失调调零。R1和C1补偿集成运放的偏置电流。C3补偿电路的相位偏移, Rp1用来调节放大电路的增益。
3 AD7714与基准电压源的连接电路[1]
图3是AD7714与基准电压源的连接电路。AD780是外接的2.5V基准电压源, 它产生的稳定电压能保证ADC的测量精度。通过采用模拟和数字分开的供电方式来获得更多的稳定数据位。
4 AD7714与模拟输入及单片机的接口电路[1]
AD7714是适用于低频测量的完整模拟前端, 器件可以直接接受低电平信号并输出串行数字信号。AD7714具有三组差分模拟输入, 它也可以配置为五个准差分模拟输入以及差分基准输入, 可以对多达五个通道的系统实现信号调理和转换。如图4所示, 本系统采用准差分模拟输入, 经由光电转换电路产生的模拟电压Vo与AD7714的AIN1/AIN6输入端相连。在对AD7714的操作中应注意以下几个方面的问题:
4.1串行移位时钟SCLK的上升沿必须小于1us。
4.2若印制板空间许可, 可在AD7714和MCU之间加上光电隔离。这样, 虽然增加了一条数据线, 但可以获得的稳定数据将增加3~4位, 同时在编程时应适当延时, 以满足光电隔离的电平建立时间。
4.3在满足整个应用系统需要的前提下, 应尽量降低单片机的工作频率, 这样可以获取更多的稳定数据位, 同时印制板应采取良好的抗干扰措施, 在干扰比较严重时, 软件上也应采取相应的措施, 比如采用软件冗余技术进行相同命令的多次写入, 以保证可靠操作。
5 AD7714的软件流程图
在对AD7714进行操作时, 首先应对AD7714进行初始化。若不进行初始化, 而直接读取AD转换数据, AD7714将按其内部各寄存器上电复位时的缺省值进行转换。此时若读取24位数据, 则前16位为有效数据, 后8位为FF。图5为单片机选择AD7714的AIN1/AIN6伪差分输入为例, 在设定输入为单极性方式、24位数据输出时的程序流程图, 采用自校准方式, 其增益设定为1。
6 结论
由于微弱电流对环境的影响非常敏感, 所以在调试过程中将放大器放置在屏蔽盒中屏蔽, 采用了低噪声电缆屏蔽线做输入输出引线以减少外界干扰、减少电源噪声。同时还采用了“附加温漂”、“偏置补偿”技术以改善漂移指标, 采用能大大降低输出噪声电平的“输入电缆悬置法”等等一系列措施。这种基于Σ-Δ的A/D转换技术能够以比较低的成本获得极高的分辨率, 但速度不易做得很高, 这一点对于不需要很高的速率, 但需要具有较高分辨率的低电平弱信号测量技术来说非常合适, 因此, 这种电路在弱信号检测领域中有独特优势和发展前景。
参考文献
光电信号 篇6
在工业位置控制领域中,为了提高控制精度,准确地对控制对象进行检测是十分重要的。传统的机械测量位移装置已远远不能满足现代化生产的需要,而数字式传感器光电编码器能将角位移量转换为与之对应的电脉冲输出,具有精度高、体积小等特点,因此光电编码器作为测量机械位移和转速的元器件,在现代化工业生产中得到了广泛应用。但如果工作现场环境恶劣、电磁干扰严重,则会造成光电编码器测量不准,长时间会产生信号累积误差,影响测量精度。
1 光电编码器脉冲信号分析
光电编码器主要由光栅盘和光电检测装置两部分组成。光栅盘是在一定直径的圆盘上等分地开通若干个长方形孔,当传动设备带动光电码盘旋转时,光栅盘就会与连接设备同速旋转,发光二极管等电子元件发出的光就会穿过光栅盘,再由检测装置检测输出若干个脉冲信号。光电编码器输出信号主要包括A、B、Z三路脉冲信号,其中A、B为相位互差90°的方波信号,Z为过零脉冲信号。光电编码器每旋转一周,A、B信号输出相同数量的脉冲,同时A、B信号脉冲出现的先后顺序可以反映出传动设备旋转的正反转方向。如果A信号脉冲超前B信号90°,说明设备正转,输出计数脉冲为正值;如果B信号脉冲超前A信号脉冲90°,说明设备反转,输出计数脉冲为负值。可见光电编码器A、B输出脉冲的个数和传动设备旋转角度、传动设备的运行距离成正比关系,因此可以通过计算脉冲数计算出传动设备在实际旋转中所运行的距离。
Z脉冲是光电编码器中的特殊脉冲,当光电编码器每旋转一周,Z脉冲信号输出一个脉冲,即Z脉冲相对于旋转编码器而言,是一圈一次的脉冲。虽然Z脉冲能够实现计数,但是它无法对光电编码器旋转方向进行判断,编程时需要结合A、B信号脉冲出现的先后顺序对Z脉冲进行正反转方向判断。
Z脉冲信号在光电编码器实际应用中的使用很广泛,包括:用作高速计数器的复位,用作高速计数器当前值的校正;在位置控制中用作定位;在转速控制中可以根据需要,在计数偏差过大时修正计数值,用作累计误差校正;在每圈或者转过固定圈数后需要对计数脉冲进行一定补偿时,Z相可以作为参考修正信号(N×圈长+原始零位修正长度)来计算修正。
2 定尺机位移检测系统缺陷及改进方案
秦皇岛首钢板材有限公司定尺机移动采用三相交流异步电机通过减速机带动丝杆转动来实现。在电机另外一端变速齿轮与光电编码器通过膜片联轴器连接,电机转动带动光电编码器旋转进行脉冲计数。利用西门子S7-200 PLC高速计数功能采集脉冲信号、光电编码器进行反馈、西门子变频器进行驱动和实际长度显示,操作工通过操作面板进行参数设定,实现定尺机自动定尺控制。
在实际应用中发现有时定尺不准,经过长时间现场观察,发现反馈信号光电编码器脉冲计数有时丢失,怀疑外部电磁干扰所致。为防止A/B脉冲或因外界干扰出现的脉冲信号丢失,最终导致脉冲信号误差累积,造成定尺机定尺测量不准,引入Z脉冲数值对反馈信号进行实际校正,在一定程度上能够避免定尺不准情况的发生。具体改进方案如下:
S7-200 CPU提供了6路高速计数器以响应快速的脉冲输入信号(如表1所示),而且高速计数器具有独立于用户程序工作、不受程序扫描时间限制的优势,因此改进方案中将原来的一路输入改进为3路高速计数器输入模式。即一路采集A/B脉冲输入信号,作为定尺机实际定尺反馈和显示;一路采集A/B/Z脉冲输入信号,用来采集零位初始值和判断光电编码器旋转方向以便于Z脉冲确定增减;一路单独采集Z脉冲输入信号,结合零位初始值对A/B实际位移值进行校正。为了提高测量精度,根据PLC-200的类型和设置,采用4倍计数模式,编码器精度提高4倍,即在A/B相的上下沿都进行计数。该套定尺机自动定尺系统由西门子S7-200 CPU224 AC/DC/RLY(6ES7 214-1BD23-0XB0)、TD200文本显示器(6ES7272-0AA30-0YA0)和光电编码器(LEC-250B M-R24C)、西门子变频器(6SE7026-0ED61 59/80.5A)4部分组成。
3 定尺机位移检测校正系统硬件选型
3.1 高速计数器硬件输入及工作模式选择
西门子S7-200提供了6路高速计数器,依据计数脉冲、复位脉冲、起动脉冲端子的不同接法又分为12种工作模式,每种高速计数器所拥有的工作模式和其占有的输入端子有关。选用3路高速计数器,分别为HSC0、HSC1、HSC4。根据各路输入信号和实际需要的不同,3种输入信号又分别采用了工作模式0、工作模式10和工作模式9。工作模式不同,高速计数器外部输入端子也不相同,PLC硬件外部接线如图1所示,I/O端子地址分配见表2。
3.2 高速计数器控制字节位定义及设置
高速计数器要实现计数功能,需要对其控制字进行必要的参数设置。高速计数器控制字地址如表3所示,以HSC0为例对控制字各位定义进行说明,由表3知HSC0控制字地址为SMB37,HSC0控制字各位定义如表4所示。为了提高定位精度,选用4x分辨率计数模式,则控制字位SM37.2定义为0;若需要进行计数内部方向控制,只需要对位SM37.3进行0或1定义,即减计数控制字设置为16#90,增计数控制字设置为16#98。综上所述,HSC0初始化启用控制位可设置为:11111000转化成16进制为F8,启用计数器时存放在SMB47中,即SMB47=16#F8。
4 定尺机位移检测校正系统软件程序设计
与S7-200相配套编程软件为STEP 7-Micro/WIN V4.0。系统程序由1个主程序、6个初始化子程序(高速计数器子程序、增减计数子程序和TD200文本显示器子程序)和1个时间中断程序组成。
定尺机位移检测校正软件编写程序流程图如图2所示。首先在主程序中调用高速计数器HSC0、HSC1、HSC4的初始化子程序、时间中断子程序、HSC0计数增减子程序以及编写相应的逻辑控制程序。当Z脉冲信号HC0绝对值首次为1时,通过时间中断子程序采集保存HC1零位初始值HC1(1),同时判断HC1计数值的正负,作为Z脉冲信号HC0调用加减子程序的依据。当定尺机到达设定位置时,得到Z脉冲计数值即光电编码器实际旋转圈数Z(1)以及此时HC1当前计数脉冲值HC1,通过脉冲计算公式可得到校正脉冲计数值Y1=Z(1)×10000+HC1(1)+HC1。
HC4作为A/B脉冲自始至终实际累加值,将其与Y1校正计数脉冲相比较得到差值,若该差值在累加误差允许范围内,则将HC4作为有效位移反馈信号,同时TD200画面显示实际定尺数值;若超出累加误差允许范围,则输出超差报警指示,由操作工手动复位,定尺机重新开始定尺测量。
根据Z脉冲校正流程图对部分程序进行编写并说明。高速计数器HSC1和HSC4初始化子程序通过选择S7-200 PLC编程软件指令向导中高速计数器HSC逐步生成。首先通过菜单栏“工具”>“指令向导”中选择HSC,点击“下一步”;计数器选择HC1(HC4),模式选择10(9),点击“下一步”;打开配置菜单,选择默认值,点击“下一步”;打开中断配置,选择默认值,点击“下一步”;点击“完成”完成设置,生成高速计数器初始化子程序。初始化子程序与前面选定的工作模式、控制字设置一致,该子程序需要在主程序块中使用SM0.1或一条沿触发指令调用,子程序仅首次扫描运行一次。
由于Z脉冲信号无方向性,所以高速计数器HSC0需要根据内部方向控制调用中断子程序,因此需要在主程序内调用加减子程序,加减子程序(如图3所示)根据HC1进行内部判断正反方向的状态,调用子程序改变计数方向。SBR_0:初始化HSC0;SBR_11:改计数方向为减计数;SBR_12:改计数方向为增计数。
在本程序编写中需要用到时间中断,S7-200 CPU提供了时基中断处理功能,用来执行精确定时的周期性任务。时基中断包括2个特殊存储器定时中断和2个定时器中断,以1ms为单位,可以指定1~255ms的周期范围。本程序中使用定时中断4ms作为定时周期计数,使用定时中断0,通过查中断事件表可以得知定时中断0的中断事件号为10,确定周期的特殊存储器字节是SMB34。在程序中,SBR_0:中断初始化程序;INT_0:中断服务程序。在S7-200 CPU中运行程序,INT_0会自动根据定时中断事件的发生而执行。时间中断子程序和初始化数据采集程序分别如图4、图5所示。
5 结语
随着设备控制方式自动化水平程度的不断提高,光电编码器越来越得到广泛应用,外部干扰信号也随之增多,通过对反馈信号进行双重检测校正编程,一定程度上解决了外部干扰信号造成的编码器测量不准的问题,也提供了一种应用光电编码器Z脉冲信号进行累积误差校正的新方法。
参考文献
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