瞬时角加速度测量

瞬时角加速度测量（共6篇）

瞬时角加速度测量 篇1

摘要：在工业生产过程中,在所检测的物理参数中,往往还需要检测低速宽频转盘之类的瞬时速度,由于转盘转速较慢,可变范围很宽(例如5～1200转/min),应用定时计数法无法保证采样间隔正好是n倍转盘的转动周期,测量的精度与实时性差。该文提出并采用了测周法,一片52系列单片机可以监测两路脉宽可变的脉冲信号,并且运用在已经推广使用的现代综合录井仪器上。

关键词：瞬时速度,测周法,单片机,宽频

1 概述

在工业生产过程中,在所检测的物理参数中,可能还需要检测转盘转速之类的瞬时值,以便应用多个参数值诊断生产过程以及图形化处理输出。由于转盘转速较慢,可变范围很宽(例如5~1200转/min,或更大一些),应用定时计数法无法保证采样间隔正好是n倍转盘的转动周期,也就无法保证每次采集到整数个被测脉冲,即使是周期性的被测脉冲,连续两次采样值的波动也很大,准确性差,因此无法保证测量的瞬时性。该文介绍了如何使用单片机通过测量周期的方法,实现了低速宽频转盘瞬时速度的测量。

2 测周法的原理

测周法的原理图如图1所示,其中:f:标准脉冲源,设其频率为f;fx:被测脉冲信号,其频率是可变的。

用相邻两个被测脉冲信号的下降沿(或上升沿)分别作为起始点和终点,即在被测信号的一个周期内,对标准脉冲计数,依据标准脉冲的数量方便计算出被测信号的周期。

3 单片机测周法

3.1 单片机测周法的基本实现

基于单片机测量被测脉冲的周期,一是运用某一个定时器(T0或T1)定时,实际上是对单片机系统的主频脉冲频率除12后进行计数;转盘每旋转一周产生一个脉冲信号的下降沿,并通过外部中断产生中断,每产生一次中断,在中断服务程序中,读取单片机内T0或T1的计数值,通过计算求得被测脉冲信fx的周期,并可以计算出瞬时速度。

设T0作16位定时,初始值是0000H,单片机系统主频是12MHZ,则T0定时计数脉冲的频率fx=12MHZ/12=1MHZ,t=1μs。

其中,x≦(216-1),X是从T0定时器读出的二进制值。

当x=216-1时,Tx max=65535μs,可以测得最慢速度是15.25902转/S,近似915.5转/min。

上述方法尚不能测量低速测量的要求,下面介绍定时加计数的方法,可以增长测周的时间,实现对低频脉冲的测量。

3.2 定时加计数测周法

同时运用单片机的两种中断方式:第一,应用单片机的T0定时一个标准时间t1后中断,在中断服务程序中使寄存器Ri加计数一次;第二,被测脉冲的每个下降沿通过产生中断,当其中断时,读出寄存器Ri和T0定时器中的值,便可以求得被测脉冲产生的当前外部中断与上次中断之间的时间间隔:

其中,x为R i中计数值,t1是T0定时产生的标准时间间隔,t0则是定时器T0中当前所计数的值。那么,转速(转/min),其中T的单位是分钟(min),线速度:

设单片机系统主频脉冲频率为6MHZ(t=2μs),t1分别选100ms和120ms,根据

t1=(216-T0初值)×机器周期,计算T0定时器初始值,并计算出最慢的转速,见表1。

最大周期T一栏中的99.9ms和119.9ms接近定时中断值(标准时间间隔),取其近似值。从表1中可以看出,T0定时标准时间100ms或120ms后,分别中断,并配合Ri计数器计数,计数最大值为255,分别可以测得2.3437转/min和1.95转/min的低速。

如果需要精确到1转/min或更高精度,可以通过增加Ri计数器的长度来实现。

无论t1选100ms或是120ms,若Ri中计数值为0,而只有T0中有计数值,仅通过T0中计数值可靠测量的最快速度如表2所示。

表中单倍速是指每转(或每一行程)感应一个脉冲信号;4倍速是指每转(或每一行程)感应4个脉冲信号。

3.3 超出慢速范围的处理

在被测系统的启动和停止运行过程中,转速低于所能检测的范围时,一般系统是不可能产生的,或者是可以忽略的,可以当做0处理。如果设定2.5转/min以下为0记录,即24S内无被测信号产生外部中断,则输出0值。

4 应用

在石油钻井作业中,综合录井仪器是必须的监测设备,现代综合录井仪器是一种功能完善的大型仪器,现场由监测计算机系统等构成局域网,测量结果通过GPRS(或CDMA)网络再接入INTERNET。在测量的众多参数中,有一个转盘和3个泵冲信号,作者采用测周法,用两片单片机分别实现了两路低速宽频转盘瞬时速度的测量。

两片单片机分别构成的测周系统,均是现场监测计算机系统的下位机,是重要的检测部件。选用内部具有定时计数器T0、T1和T2的52系列单片机,每片单片机用T0、T1分别测量两个脉冲的周期,而T2作为超出慢速范围的计时器,两路公用。

5 结束语

单片机测周法在油田综合录井仪器的实时监测中,采集数据精度高,解决了宽范围瞬时低速的测量问题,实际需要测量的指标一般是转,效果好。低速宽频转盘瞬时速度的测量法具有较强的移植价值。

参考文献

[1]李华贵,李鹏,等.微机原理与接口技术[M].北京:电子工业出版社,2010:347-363.

[2]李华贵,王晓春.综合录井数据的集成[J].江汉石油学院学报,2004(26):384-385.

[3]Maxim Low-Power,Slew Rata Limited RS 485/RS 422 Transceivers,1996.

[4]WINBOND Electronics Corp.8-Bit Microcontroller-W77E58[Z].2001.

[5]陈博炜.基于单片机的转速测量系统设计[J].延安大学学报,2012(3).

瞬时角加速度测量 篇2

关键词：Flash,平均速度,瞬时速度,逼近,模拟

在中学物理教学中, 有关平均速度与瞬时速度之间关系的认识和理解一直是学生认知上的一个难点。究其原因是由于学生日常生活中缺少这方面的认识和体验, 而在中学阶段用实验来直观演示“平均速度逼近瞬时速度”的过程目前还比较困难。对传统教育方式、教育媒体来说, 教师即使想采用建构主义的学习方法也无能为力。实际教学中我们利用Flash MX 2004制作了“平均速度逼近瞬时速度过程模拟”教学软件 (界面如图所示) , 在模拟环境中, 让学生“感受”了物体平均速度逐步向瞬时速度逼近的过程, 从而帮助学生很快在头脑中构建了两者的关系, 收到了良好的效果。下面简要介绍软件的制作思路和核心语句。

一、制作思路

在Flash MX 2004场景中主要设置下列元件:影片剪辑wt、zgb, wt为运动物体, zgb为遮光板内嵌在影片剪辑wt中, 两者右边沿对齐放置, 注册点均设置在各自的最右端;按钮tj、kz、tt, tj用于调节遮光板的宽度, kz用于控制物体的运动和复位, tt为记录时间用的探头。此外场景中还应再建立几个文本框分别用于记录、显示遮光板实时宽度、遮光板通过探头所用时间以及由此计算得到的平均速度大小。

模拟时, 通过按钮让物体开始运动 (软件中设计物体做匀加速直线运动) , 当遮光板前沿通过探头时刻开始计时, 后沿通过探头时刻结束计时。这样由记录到的时间差及先前调节遮光板宽度时测出的遮光板宽度值并可以计算出本次遮光板通过探头过程中的平均速度。让物体回复原位, 不断改变 (减小) 遮光板宽度, 重复上述过程, 并可以得到遮光板越来越窄、通过探头时间越来越短情况下各次的平均速度值……经此对比即可发现当时间间隔趋于零时, 平均速度趋于一个稳定值——瞬时速度, 最终建立瞬时速度概念, 从而理解平均速度与瞬时速度之间关系。

二、核心功能语法实现

软件设计的关键是获取物体开始运动后, 遮光板何时通过探头及遮光板前后沿通过探头的两个时刻值。为达此目的, 使用了on Enter Frame函数——一个以影片剪辑帧频不断触发的事件处理函数来实现。具体语句及注释如下:

瞬时角加速度测量 篇3

1 IFM 系统的分类与技术要点

1.1 频率-空间映射

频率-空间映射方案是利用光载波通过一些不同的特殊光学通道来获得微波信号频率的方法。它引入较早,并且在2000年后有了更大发展。其中,基于高分辨率的自由空间衍射光栅的方法[2],瞬时带宽可以超过100 GHz,信道间隔为1 GHz。而2006年提出的基于集成布拉格光栅和菲涅耳透镜的系统[3]中,在连续波上调制的微波信号被光栅法布里-珀罗(BGFP)空间分割,可以达到2 GHz精度。然而,基于该原理的IFM实现手段普遍存在测量范围小和精度低的问题。

1.2 频率-时间映射

频率-时间映射方案是通过测量时间参数,即微波信号被调制后得到光载波,利用其两个边带在经过一段色散介质后所产生的时延差大小来获得微波信号频率。2009年,Linh V. T. Nguyen提出的方案[4]中,同时输入的信号利用色散介质可以得到一系列不同的时延。这类方案的优点是不同频率分量可以同时测量,但是过低的测量精度和昂贵成本带来很大的局限性。

1.3 频率-幅度映射

频率-幅度映射方案是通过引入幅度比较函数(ACF,amplitude comparison function)并对其进行分析得到微波信号频率。由于它具有在较宽频带范围内实现高精度测量等优点,因此可以有效实现IFM。

2 基于频率-幅度映射的 IFM 实现方案

2009年2月,澳大利亚学者M Attygalle等人提出一种利用短色散介质的IFM系统[5]。如图1所示。将待测微波信号等分为两路,其中一路与本振信号混频。这两路不同频率的信号先分别进行强度调制,再经由色散元件和滤波,由探测器判定得到互补功率响应函数。随着测量范围增大,所需色散介质长度大大减小。当调制带有啁啾时,长度可以更小。该系统通过实验验证得到测量范围为4~19 GHz。

2009年3月,北京邮电大学的李建强博士提出了利用双输出MZM产生的啁啾调制来实现频率范围可调的IFM方案[6]。如图2所示。MZM的一个射频端口加载待测微波信号,另一个端口不使用,信号在MZM中进行啁啾调制,光源采用可调激光源。该实验对三种波长分别实现了不同的测量范围:1580 nm波长对应9 GHz的测量范围;1 520 nm波长对应10.5 GHz的测量范围;1 460 nm波长对应12.7GHz的测量范围。

同年6月,浙江大学的章晓敏则提出了一个利用相位调制器的方案[7],如图3所示。待测微波信号直接加载到相位调制器上,光波通过复用器后进行的是相位调制,传输后由解复用器分成两路进行光检测。由于两个载波色散系数不同,所以检测到的两路微波功率不同,利用功率差进行测量频率。该实验中,波长选择的不同可以实现不同的精度和测量范围,比如当波长选择在λ1为1 520 nm,λ2为1620 nm的情况下,可以达到±0.5 GHz的精度和7.3~15.05 GHz的测量范围或者±0.1 GHz的精度和11.0~15.0 GHz的测量范围;而在λ1为1 520 nm,λ2为1540 nm时,并且精度也为±0.5 GHz的控制条件下,测量范围可以扩大到11.75~17.95 GHz。

2008年7月,浙江大学的池灏等人提出了一种基于正弦滤波器的IFM方案[8]。如图4所示。该方案的最大特点是把色散元件替换为具有正弦光谱响应的滤波器。光载波波长分别对应正弦谱响应的最高峰和最低谷位置,微波通过光载波抑制方式调制到光上后得到的两个光载波输出的光功率具有正交特性。该系统实现了0~20 GHz的测量范围,误差限制在±0.2 GHz以内。

2011年8月,北京邮电大学的戴键提出了一种利用共享的MZI的方案[9]。如图5所示。这个结构中,ACF与输入微波频率有关但是独立于光功率和调制指数。强度调制和相位调制引起的低通到带通响应之比得到ACF。该方案实现了±0.2 GHz的测量精度以及5~10 GHz的测量范围。

表1是对这些方案优缺点进行的归纳对比。

对比发现,方案[5,6,7]都基于色散介质,调节范围不大,并且多数要改变光源输出波长来调节,反应时间长还要克服波长漂移或抖动对测量结果的影响。相对这类方案,方案[8-9]是利用干涉器件如典型的MZI来构建微波功率衰减函数。它们的延迟干涉响应时间较短,测量范围的改变不受激光器波长的限制,灵活度更大。然而,上述方案都存在统一的局限性 :测量范围 和测量精 度之间存 在互换(Trade-off),即范围越大精度越低、范围越小精度越高,而这些IFM系统的测量范围又是相对固定且测量精度无法控制的,所以不符合当前频率测量技术中对特定频段信号频率的高精度测量需求。

3 高精度可调谐瞬时频率测量技术

为解决上述问题,近几年来国内外学者针对IFM系统的可调测量范围和精度问题展开了广泛研究,提出了重构的IFM系统,向高精度可调谐IFM的研究方向发展。

2012年1月,中国科学院的李蔚等首先提出一个基于受激布里渊散射效应的方案[10]。如图6所示。方案中,待测微波信号被调制到两个独立的光载波上,MZ调制器1(MZM1)正交偏置得到的DSB调制信号通过标准单模光纤(SMF)后引起两个不同的功率衰减函数,然后通过可调滤波器和光探测器,此时实现窄带调节。如果光源1的部分光功率先通过耦合器C1送到MZ调制器2(MZM2),MZM2偏置在零点得到的载波抑制双边带调制(CS-DSB)信号,经掺铒光纤放大器放大后作为受激SBS的泵浦波,则可以实现宽带调节。在SMF中,CS-DSB信号的上下边带会产生布里渊增益和损耗共振,其深度和光谱形状几乎相同。SBS效应导致ACF可调,从而测量范围可调。该方案可以实现宽带可调的窄测量范围(~2 GHz)和高精度(±0.05 GHz)以及固定的宽测 量范围(~12 GHz)和普通精 度(±0.25GHz)两种模式的调节。

同年4月,他们又提出了一个基于DPMZM结构的可重构IFM系统方案[11]。如图7所示。其中的关键器件x-cut集成DPMZM是由一个双平行MZMs和一个双驱动MZM组成的。在MZM1中:未知微波信号馈入,工作在最小传输点,生成CS-DSB;在MZM2中:无驱动信号,工作在最大传输点,OC通过;而MZM3则可以结合前面两者的输出得到CS-DSB +OC。通过调节dc偏置电压V3(,改变CS-DSB与OC信号之间的相位变化φ ,可以使测量范围调节到任意频率,且只受限于光发射机和接收机的带宽。该方案实现了1~12 GHz的测量范围和±0.1 GHz的精度。

2013年2月,南京航空航天大学的张华林和潘时龙提出了利用光偏振调制敏感效应的方案[12]。如图8所示。通过调节偏振控制器PC来调节范围和分辨率。由于PC1和PC2的作用,进来的光偏振方向都跟偏振调制器(Pol M)主轴成45°,而通过调节PC3改变α ,可以选择最合适的曲线来测量特定频带中的频率,实现对测量范围的调整及精度的扫描。这个方案可以达到±0.15 GHz的测量精度和3.3~19.7 GHz的测量范围。

对这三类可调测量范围和精度的方案优缺点进行对比总结如表2。

结果表明,这些方案虽然满足了测量范围和精度的要求,但仍然存在着调制器的偏置电压漂移问题以及稳定性不佳,功率动态平衡实现复杂等问题。因而本研究所的李晶等人在这些研究基础上,借鉴了利用入射偏振角度来调整IFM系统测量范围的新思路,提出了一种具有单光源无滤波结构的IFM系统[13],系统装置见图9。其基本思想是将光偏振调制和偏振分束原理相结合,实现同一光波长下且不同光偏振维度上的微波信号加载和分离,结合色散所致射频功率衰落效应,可获得频率-幅度的映射关系,进一步可对所截获的微波信号频率进行精确测量。

根据理论推导可得功率衰减函数和ACF计算结果如图10a所示。若在实验中控制色散参数为DL=- 320 ps/nm不变,只改变α ,可以得到相对应的ACF,如图10b,由图可知,随着α的增加,测量范围增大,凹陷点分别在6.6 GHz、9.3 GHz、11.4 GHz、13.2 GHz的位置。若控制α为40°不变,DL分别设置在-320 ps/nm、-240 ps/nm和-160 ps/nm三个值可以得到对应的ACF曲线如图10c。

(a)功率衰减函数和ACF计算结果 (b)DL一定,改变 α 时对应的ACF (c)α 一定,改变DL时的ACF

该方案可以实现13.2 GHz的测量范围以及±0.15 GHz的精度。并且相比之前的研究方案,可最大限度降低IFM系统的实现难度,其优点包括:(1)采用单光源,可消除光源功率抖动带来的影响,并且降低复杂程度和成本;(2)无滤波器有助于消除光源中心波长漂移带来的影响,同时也简化了结构;(3)所得幅度比较函数与入射光偏振夹角之间满足严格对应关系,调节该偏振夹角可对频率-幅度映射关系进行相应调整,并实现对测量范围及精度的灵活调节。(4)可实现文献[12]类似的频率测量功能,但其测量范围及精度调谐过程中不需要考虑光功率的动态平衡问题,调节效果更佳。当然该方案也存在缺点如调节偏振角需要非常细致的操作等,但是影响比较小。

4 总 结

瞬时频率测量(IFM)作为一项关键的测量技术,受到了国内外研究人员的关注。其中,对于测量范围及精度的可调性研究方案也在快速地推陈出新,极大地推动了微波光子学应用领域的发展。文中对目前发展最快并且优势也最突出的基于频率-幅度映射的IFM系统进行归纳总结。内容上涵盖了一般描述和推进比较,既有对各个典型方案突出特点的描述和各个方案优缺点的对比总结,也有从一般测量技术引申到高精度可调谐测量范围的IFM技术的研究。重点阐述了本研究所目前工作中提出的一种具有单光源无滤波结构的IFM系统,该方案应用价值高,相较之前类似的研究具有更多优势。可以预见,致力于高精度可调谐IFM技术的研究,将有助于突破IFM技术应用的障碍,对于推动我国相关领域的研究有着积极意义。

摘要：微波光子辅助的瞬时频率测量(IFM系统具有高时间带宽积、低功率损耗、轻系统质量以及抗电磁干扰等巨大优势。对目前国内外研究的IFM系统按照频率-空间、频率-时间和频率-幅度三种映射方式进行分类介绍,主要归纳比较了具有频率-幅度映射关系的IFM系统,针对其中存在的测量范围和测量精度之间的互换(Tradeoff问题,进一步引申到研究高精度可调谐测量范围的IFM技术,并对目前相关领域的研究进行了追踪报道。

瞬时角加速度测量 篇4

持液率的测量是研究气液两相流界面波的基础,而瞬时液膜厚度的测量又是精确计算持液率的基础。存在于气液两相流气液界面上的界面波不仅对气液两相流的传热、传质和阻力特性有很大的影响,而且也是计算两相流体动力学的基础[1],因此正确有效地对截面持液率进行测量就成为了了解这些特性的关键。但由于界面波具有变化快、影响因素较复杂等特点,这就对测量界面波的探针及处理电路提出应具有分辨率高、反应快、受外界影响小等要求。目前液膜厚度的测量方法主要有电导法、电容法、射线法和高速摄影法[1]。射线法和高速摄影法由于对操作者有严格的要求,应用得不普遍,电导法的理论还不成熟,同时温度,压力等条件的变化会给测量带来误差,目前用得也不多。由此我们采用容抗法检测。

1 容抗法测量原理

管道中流体(空气和水)的介电常数差异很明显,当气水含量发生变化时,气水混合物的介电常数会随之发生较大的变化,进而使其电容发生变化。选择一种电容特性好的线型材料,设计成双探针电容传感器,通过电容检测电路,测量以气水混合物作为电介质的电容,根据电容与电压之间的线性关系,通过测量输出电压得出电容量的大小,然后再根据数学模型计算得出瞬时液膜厚度。

在不同的应用环境下,测得电容的方法有多种,传统采用脉宽调制法测量电容,其缺点是电路本身不能自动调零,从而延长了测量的时间,采用容抗法可较好地解决上述问题,实现电容的自动调零。容抗法检测电路的基本原理如图1所示。

其输出电压V0与被测电容CX的关系为

式中:Rf为反向放大器的反馈电阻;CX为电容极板间的漏电导;Vi为正弦激励电压幅值;ω为激励电压的角频率。选取参数使ωCx>GX,根据式(1)有

所以,Vi、ω、Rf常数时,测量电路输出电压V0与被测电容Cx为线性关系。

2 测量系统设计

为了获得液膜高度与探针输出的定量关系,须对电容探针输出信号进行解调,为此设计了探针输出信号的测量电路。首先建立电容式传感器的数学模型,建立电容值与液膜高度之间的对应关系;测量电路由信号发生器输出正弦波信号,将被测电容量Cx变成容抗XC,经C/U/转换电路进行转换,把XC转换成交流电压信号,经放大电路对信号进行放大后,再经过有源整流电路成为直流电压,最后经滤波电路将干扰信号滤掉,取出平均值电压V0,V0与Gx成正比关系,只要适当调节电路参数,即可计算出电容值,再根据数学模型,计算出液膜高度。

2.1 数学模型的建立

本设计采用双针电容式传感器,其结构如图2所示,图中从左到右分别是探针传感器在管道中的安装方式及位置、管道的截面剖图、探针传感器的结构。

采用双针电容式传感器可以解决圆柱形电容式传感器存在的边缘效应,并且双针电容式传感器的灵敏度高、线性特性好。图2所示双针结构的电容式传感器的电容值为

式中,ε为被测气液两相混合物的介电常数;l为管道直径(探针的有效长度,已知),h为液膜高度(没入水中的探针长度,待求),r为探针的半径,单位mm;d为两探针间的距离,单位mm。

在室温条件下,水的介电常数为80,空气的介电常数约为l,ε0、l、d、r为常数,忽略气液两相流中含有的杂质的影响,气液两相流可近似看成空气和纯水两种介质的混合。其有效介电常数为:

式中a表示液膜厚度百分比(浸入水中的探针高度和管道直径的比值,即a=h/l),ε表示被测气液两相混合物的介电常数,ε空气表示空气的介电常数,ε水表示水的介电常数。所以,很小的持液率变化就会引起气液两相流混合物的介电常数较大的变化,所以可以将介电常数的变化反映为电容值的变化,通过测量电容值就得到液膜厚度。由于油田现场一般温度变化比较大,ε空气和ε水会随温度的变化而变化,这样就会引起温度漂移,同一持液率不同温度下测得的电压值就会不一样。目前的仪器对于这些误差和温度漂移处理的精度不是很高。在此,采用容抗法,从传感器结构和测量电路以及数据处理方法上来解决上述问题[3]。

2.2 检测电路设计

检测电路原理框图如图3所示,激励信号直接采用信号发生器输出的正弦波信号,检测电路主要由C/U转换电路、有源整流电路和有源滤波电路三部分组成。

2.2 1 C/U换电路

图4为C/U转换电路。其中,SW-DIP4为四输入拨位开关,用来切换量程,采用LM358通用双运放作为电压放大器。Uin为正弦波,VD1-VD4为过压保护二极管,防止损坏电容探针传感器,其特点是负反馈电阻R1、R2、R3、R4的阻值依电容量程而定,并且以被测电容Cx的容抗XC作为运放的输入电阻。选择合适的量程档位,使U2B的电压增益与XC成反比,输出电压Uout与XC成正比,从而实现了C/U转换。

2.2 2有源全波整流电路

整流元件用的是二极管,而二极管是一个非线性元件,特别是在小信号的情况下,这种非线性尤其严重。从理论上分析,二极管在放大器的反馈支路上,小信号先被运算放大器放大了近A0倍(开环增益),然后再送给二极管,这使二极管导通时的开启电压相对应地减少了A0倍,这样就可明显扩大线性范围,其非线性可得到一定的克服。所以设计中,采用有源整流方案,整流电路如图5所示。

整流过程:由于A2接成电压跟随器的形式,所以它的输出波形是正弦波形,该输出波形再通过二极管VD7之后只剩正半波,A1、VD5、VD6、R5、R6、R7组成负半波整流的电路形式,两者的输出信号相位相差正好是180°,则两者的迭加波形输出正好就是全波了。

为了得到对称的整流输出波形,需要R5=R6匹配,而R8=R9是为了减小放大器偏置电流的影响,它们的失配仅影响电路的平衡。在整流二极管的选择上,由于硅管的正向电阻大,所产生的正向压降大,使之在小信号的情况下,有一定的补偿,而且硅管的温度稳定性比较好。为此我们选用的是快速整流二极管1N4148。

2.2 3二阶低通有源滤波电路

本系统测量的分层流和环状流界面波信号频率一般小于25Hz,而干扰的噪声频谱则分布在比较高的频段[4],故采用低频增益为1的二阶低通有源滤波器。原理图如图6所示。

滤波器的截止频率不宜选择太高,因截止频率愈低,愈能有效地抑制噪声干扰。Kang&Kim(1992)研究认为:对于100kHz的信号,5kHz的截止频率不会对频率小于1kHz的任何信号引入明显的变形和扭曲。而分层流和环状流界面波信号频率一般小于25Hz,所以5kHz的截止频率对界面波没有影响[4]。故本低通滤波器的截止频率选为5kHz,若取R10=R11=R,C1=2C2=2C,则可以求得截止频率:

根据式(5)即可确定滤波元件R和C的参数值。

3 测量电路特性

由于测量电路中放大元件(运放中的双极性三极管、场效应管,二级管等)特性曲线的非线性,即使电路工作在放大区内,输出波形仍难免出现或多或少的非线性失真。图7为测量电路的电路特性曲线。

由此特性曲线可知,要使电路工作在线性区,就要保证进入电路的信号在其线性工作区内。所以就对激励信号的频率和幅值有一定的要求。另外由于器件参数精度的影响和未知干扰的因素,需要通过理论分析和实验相结合的方法,来获取激励信号最恰当的幅值和频率。

4 实验论证

在虚拟电子工作平台上,对本测量系统做了仿真实验分析,对电路参数进行了相应修正。再经实验标定,对于高度为50mm的管道,当SW-DIP4切换到1M档时,探针标定结果比较理想。对探针进行标定后,分别选取实验条件:1) 100*15:f=100kHz,VPP=15V;2) 100*10:f=100kHz,VPP=10V;3) 400*15:f=400kHz,VPP=10V三组情况进行实验,测得的三组数据结果如图8所示,横坐标为液膜厚度,纵坐标为探针无量纲电压输出。

从图8可以看出,条件2):100*10组中探针的无量纲输出与液膜厚度之间的线性度较好,标定曲线几乎可以用一直线来拟合。效果比较理想,经过精确标定后可以用于实验。

5 结论

本文的主要创新在于设计的电容探针测量电路能够快速、准确地测量液膜厚度。经实验论证,在对探针进行精确标定后,可以用于测量两相流的瞬时液膜厚度。该系统现已用于油气储运学科的多相流界面持液率测量实验,其线性度好、测量精度较高。

摘要：设计了一种采用容抗法测量气液两相流瞬时液膜厚度的测量系统,通过测量气液两相流瞬时液膜厚度,来反映气液两相流截面持液率大小。对容抗法测量瞬时液膜厚度的原理进行了详细分析,建立了探针电容传感器的数学模型,完成了检测电路设计。根据此数学模型,确立了瞬时液膜厚度与输出电压的线性关系。在虚拟电子工作平台上,对该测量系统做了仿真实验分析,仿真数据表明该测量系统是切实可行的。

关键词：容抗法,瞬时液膜厚度,检测电路

参考文献

[1]李卫东.管内气-液两相分层及环状流流动特性的研究[D].西安:西安交通大学,1998.

[2]阎维平,李洪涛,叶学民,等.垂直自由下降液膜厚度的瞬时无接触测量研究[J].热能动力工程, 2007,22(2):380-393

[3]李卫东,杨健,李荣先,等.气-液分层流界面波的实验研究及统计分析[J].化工学报,2001(6): 27-30.

瞬时角加速度测量 篇5

柴油机瞬时转速信号可以反映机器的工作平稳性、各缸负荷均匀性,表征柴油机扭矩甚至缸内压力,蕴含着大量柴油机故障信息,并有着信号测取方便,费用低廉的优点,非常适合用于柴油机的故障诊断。目前常用的测量方法是使用磁电式传感器,利用机器固有的编码盘(一般为固定在主轴上的齿轮齿圈,如飞轮齿圈)进行瞬时转速测量。由于直接输出电压信号,故不必使用电荷放大器,价格低廉,测取方便,在恶劣环境中也能工作,非常适合于柴油机的瞬时转速测试。但是影响测量精度的因素很多,有的因素已经经过一定程度的分析和研究,如齿形分度误差、轮盘偏心误差、测量过程中的计数量化误差等,而有的因素还未曾被考虑,轴心轨迹就是其中一个重要因素。

1 柴油机瞬时转速测量原理

以齿轮—磁电式传感器装置为例,其原理见图1。齿轮上的齿和齿隙依次经过磁电式传感器,磁通和磁阻发生变化,导致穿过线圈的磁通量发生周期性变化,线圈中于是感应出类似正弦波的电压信号,每个正弦波对应飞轮上一个齿。使用硬件电路对测量信号进行整形放大,整形后的转速信号为方波,为了获得每个齿对应的瞬时转速,可使用高频晶振进行计数,以测量转过一个齿所需的时间。设计齿轮有z个点,计数周期为Ti,两相邻齿脉冲间的计数值为k,则每个齿的瞬时转速为:

此外还可以使用软件计数法进行瞬时转速计算,当A/D板的采样频率满足一定条件时,磁电式传感器拾取的电压信号,经A/D采样板直接进行时域采样,编程计算每个正弦波周期,从而求出每个齿的瞬时转速。

2 轴心轨迹对柴油机瞬时转速测量影响的机理分析

假设飞轮匀速旋转且不考虑其它因素影响,传感器输出信号应为近似的连续正弦波,见图2上部曲线,每个飞轮轮齿对应一个正弦波周期。对于磁电传感器,转速波动的影响表现为对其进行频率和幅度的双重调制。从传感器信号中计算瞬时转速,其实质是一个信号的频率解调过程。但由于众多因素的影响,传感器输出的是一个被多种因素调制的复杂的调频、调幅信号,使瞬时转速的高精度计算十分困难。

由于柴油机工作的特殊性,其曲轴主轴承承载复杂的周期载荷,使轴颈运动轨迹比旋转机械要复杂得多,且运动范围也要大得多。尤其是测速齿轮(一般指飞轮),受力作用后运动要放大[1]。这样使得测速传感器与轮齿产生了相对位移,相对位移存在于旋转平面的各个方向上,可以分解为两个方向的分位移:位于齿轮所处平面内且与传感器附近的齿轮转动方向平行的分位移,这里称为x方向的位移;位于齿轮所处平面内且与传感器附近的齿轮转动方向垂直的分位移,称为y方向的位移。

两个方向的相对位移变化会对传感器输出信号产生复杂的的调频、调幅现象从而影响瞬时转速的测量精度。见图2,由于轴心轨迹的存在,使得传感器与齿面在径向距离发生了变化,当传感器与测速齿轮间的距离变小时,传感器输出电压变大,反之变小,产生幅度调制。同时由于轴心轨迹存在一个切向速度,这样使得传感器与齿轮之间的相对切向运动不仅是由于柴油机转速引起的,还叠加了一个轴心轨迹切向速度,从而引起传感器输出信号的调频作用。这样,由于轴心轨迹的存在,使得传感器信号同时产生了调幅和调频作用,如图2下部曲线。据我们的已有研究结论[2],切向运动对瞬时转速的影响已到不可忽视的程度,必须给予剔除。

3 轴心轨迹对柴油机瞬时转速测量影响的仿真计算

轴心轨迹和瞬时转速波动会对磁电式传感器输出信号产生幅度调制和频率调制,而由于瞬时转速波动率很小,一般在千分之几的水平,所以可以忽略瞬时转速波动产生的幅度调制影响。故在此仅考虑轴心轨迹产生的幅度调制和频率调制以及瞬时转速波动产生的频率调制因素,此时轴心轨迹和瞬时转速波动为调制信号,均匀转速下磁电式传感器输出信号为载波信号。均匀转速下磁电式传感器输出信号为近似正弦信号,且差别较小,故这里认为载波为标准正弦信号,其角频率为:

式中,nave为内燃机平均转速,r/min;z为飞轮齿数。

这样,载波信号表达式为:

式中,A为传感器输出信号峰值。

内燃机瞬时转速变化主要由各缸压力和往复惯性力引起,从仿真和实测数据看,各缸负荷均匀时,主要由基频和二倍频成分组成,三倍频以上衰减很快,故仿真时仅考虑其对转速波动产生的一、二倍频影响。其基频频率为:

式中,m为气缸数目。

这样,瞬时转速可表达为:

式中,为各倍频转速波动系数。

轴心轨迹引起的调幅因素源于传感器与齿顶间法向距离变化,调频因素源于传感器与齿顶间切向距离变化,将轴心位移分解为飞轮在传感器安装部位法线和切线两个方向,令h1(t)为轴心位移在传感器所在法线方向上的分量,h2(t)为轴心位移在传感器所在法线方向上的分量。其中h0为初始安装间隙,则综合考虑轴心轨迹影响因素,磁电测速传感器输出电压可表示为:

式中,R为测速齿轮齿顶处的回转半径。

由上式可知,由于轴心的运动,我们测得的电压信号是一个调幅、调频并存的信号,调幅信号[3]对测量瞬时测量影响很小,而轴心轨迹引起的调频信号影响较大,必须予以考虑。因此,我们可以在两个相互垂直的方向上安装两个位移传感器,测量轴心位移,经处理得到轴心运动速度在测速传感器安装处沿齿面切线方向的分量V,然后从由V(t)切信号计算得到的瞬时转速中扣除,这样即可剔除轴心轨迹对测量的影响。

4 仿真计算和结果分析

对此我们进行仿真计算,以6-135G型柴油机为例进行,该型机气缸数目为6,飞轮齿数为125,选取额定转速1 500 r/min进行仿真,取A为1(归一化处理)。根据已有的实验测试数据,在该转速下,循环内转速波动幅度大致为±7r/min,根据其各倍频成分比例取B01为0.3%,B02为0.4%。用于仿真的轴心轨迹图见图3。根据该图的两个位移分量,计算得到传感器输出电压波形,再进行瞬时转速计算。

当不考虑轴心轨迹影响时,瞬时转速仿真波形见图4(a),波形非常理想。当考虑图3中轴心轨迹的影响时,瞬时转速仿真波形见图4(b),波形发生了较为明显的畸变,这证明轴心轨迹对瞬时转速测量有着较大的影响,在工程实际测量中必须予以重视。

利用已有的轴心轨迹信息,按照以上所述方法逆向运算可以消除轴心轨迹的影响。因此进行瞬时转速测量时,应该同时测量轴心轨迹,以便消除其误差影响。

参考文献

[1]钟秉林,黄仁.机械故障诊断学[M].北京:机械工业出版社,1997.

瞬时角加速度测量 篇6

柴油机属于往复式机械, 其故障诊断是机械设备故障诊断的难点, 而瞬时转速信号与缸内压力息息相关, 其中携带着大量机器运行信息, 并且信号测量方便, 这使得基于瞬时转速的柴油机故障诊断技术已成为研究热点[1]。目前常用的瞬时转速测量方法是使用磁电式传感器, 利用机器固有的编码盘 (一般为固定在主轴上的齿轮齿圈, 如飞轮齿圈) 进行测量。齿轮上的齿和齿隙依次经过磁电式传感器, 磁通和磁阻发生变化, 导致穿过线圈的磁通量发生周期性变化, 线圈中于是感应出类似正弦波的电压信号, 每个正弦波对应飞轮上一个齿。为了获得每个齿对应的瞬时转速, 只需要测量转过一个齿所需的时间, 可以用硬件计数法或软件计数法进行计算。磁电式传感器可以直接输出足够强度的电压信号, 价格低廉, 测取方便, 在恶劣环境中也能工作, 非常适合于柴油机的瞬时转速测试[2,3,4]。

在瞬时转速的测量过程中, 磁电式传感器是通过支架安装在机体上的。在柴油机高速运转过程中, 机体会产生剧烈的振动, 振动通过安装支架传至传感器, 传感器本身也会产生剧烈的振动, 由于中间传递环节的影响, 传感器和齿轮的振动不可能完全同步, 这将不可避免地对瞬时转速的测量带来影响。

2 传感器-齿轮相对振动对柴油机瞬时转速测量影响的机理分析

假设飞轮匀速旋转且不考虑其他因素影响, 磁电传感器输出信号应为近似的连续正弦波, 每个飞轮轮齿对应一个正弦波周期。各种影响因素对传感器输出信号的影响表现为对其进行频率和幅度的双重调制, 如图1所示。从传感器信号中计算瞬时转速, 其实质是一个信号的频率解调过程。但由于众多因素的影响, 传感器输出的是一个被多种因素调制的复杂的调频、调幅信号, 使瞬时转速的高精度计算十分困难。

传感器和齿轮的相对振动存在于三维空间的各个方向上, 如图2所示, 可以分解为三个方向的分振动:位于齿轮所处平面内且在传感器附近的齿轮法线方向的分振动, 这里称为x方向的振动;位于齿轮所处平面内且与传感器附近的齿轮切线方向的分振动, 称为y方向的振动;垂直于齿轮平面的分振动, 称为z方向的振动。考虑到齿轮齿面的宽度要比传感器的直径大得多, 故z方向的振动对传感器输出电压波形理论上影响甚微, 可以忽略, 所以这里只讨论x和y方向振动对瞬时转速测量的影响。

x方向振动的影响十分关键, 它与瞬时转速一起对载波进行频率调制, 直接影响瞬时转速的测量计算。y方向的振动会对传感器输出波形产生两方面的影响。

(1) 造成附加的传感器-齿轮间的距离波动, 这首先会产生额外的附加电压波形, 该波形与载波之间是相加关系。由于振动幅度一般远远小于齿轮的齿高, 故附加波形的幅值一般很小, 但不同的传感器安装支架会造成不同频率的振动, 从低频到高频的振动都可能产生, 甚至可能会与瞬时转速波动频率在同一频带, 难以用滤波的方法消除。

(2) 当传感器-齿轮间距较小时, 载波的幅值会较大, 反之会较小, 这样就会对载波进行幅度调制。

3 振动对柴油机瞬时转速测量影响的仿真模型

振动和瞬时转速波动会对磁电式传感器输出信号产生幅度调制和频率调制, 振动还会造成额外的附加电压波形。由于瞬时转速波动率很小, 一般在千分之几的水平, 所以可以忽略瞬时转速波动产生的幅度调制影响。故在此仅考虑三种因素的影响: (1) 振动产生的幅度调制和频率调制因素; (2) 瞬时转速波动产生的频率调制因素; (3) 振动产生的额外附加电压波形。

3.1 载波

均匀转速下磁电式传感器输出信号为近似正弦信号, 且差别较小, 故这里认为载波为标准正弦信号:

式 (1) 中:nave——内燃机平均转速 (r/min) , z——飞轮齿数;A0——传感器输出信号峰值。

3.2 瞬时转速波动造成的频率调制信号

内燃机瞬时转速变化主要由各缸压力和往复惯性力引起, 从仿真和实测数据看, 各缸负荷均匀时, 主要由基频和二倍频成分组成, 三倍频以上衰减很快, 故仿真时仅考虑其对转速波动产生的一、二倍频影响。其基频频率为:

式 (2) 中, m为气缸数目。

由瞬时转速引起的调频函数fins为:

式 (3) 中:A01、A02为各倍频频率调制系数。

3.3 振动造成的调制信号

考虑最简单的情况, 即传感器和齿轮间各方向的相对振动均为单频简谐振动, 假设x方向振动角频率为ωx, y方向振动角频率为ωy。

x方向振动速度vx直接影响传感器和齿轮顶部旋转方向的相对速度, 是造成频率调制的主要因素, 引起的调频函数为:

式 (4) 中:Ax为频率调制系数, 取决于振动造成的相对速度与齿轮顶部旋转速度的相对大小, 齿轮顶部旋转速度可认为等于平均转速与齿轮半径的乘积;而参照ISO10816-6, 不同类型柴油机正常振动速度上限在4.46~70.7 mm/s之间。

y方向振动位移μy改变传感器到齿轮顶部的间隙, 是造成幅值调制的主要因素。引起的调幅函数为:

式 (5) 中:Ay为幅值调制系数, 取决于改变间隙的相对大小。

3.4 振动造成的附加波形信号

仍然考虑简单的情况, 产生的附加波形为单频简谐信号。此时, 附加波形信号表达式为:

式 (6) 中:C0——附加波形信号幅值, ωc——附加波形信号频率。

3.5 综合信号

综合瞬时转速和振动造成的各项影响, 传感器输出波形表达式为:

对于该表达式, 可使用拉格朗日插值法进行瞬时转速计算[3], 用Matlab分别对三类振动影响因素进行仿真, 可察看它们各自对瞬时转速计算的影响大小。

4 振动对柴油机瞬时转速测量影响的仿真计算

下面以6-135G型柴油机为例进行模拟计算, 该型机为四冲程, 气缸数目为6, 飞轮齿数为125, 选取额定转速1 500 r/min进行仿真, 取A0为1 (归一化处理) 。根据实验数据, 在该转速下, 循环内转速波动幅度大致为±7r/min, 根据其各倍频成分比例取A01为0.003, A02为0.004。利用插值法计算得到的瞬时转速为每个齿对应一个值, 每循环共250个瞬时转速值。分析时得到有振动影响和无振动影响的250点瞬时转速值的差值, 对其进行峰值和标准差计算, 以此来衡量振动对瞬时转速测量的影响程度。

(1) 振动造成的调幅因素的影响分析

幅值调制系数Ay取决于改变间隙的相对大小, 传感器到齿轮顶部的安装间隙一般在1~3 mm左右, 参照ISO10816-6标准, 不同类型柴油机正常振动位移上限在71~1 125μm之间, 故幅值调制系数取为0.05~0.9区间;柴油机振动激励频率大部分在1 000 Hz以下, 故调制频率ωy取为发火频率的0.1~10倍区间。

首先, 固定幅值调制系数为0.3, 改变幅值调制频率进行计算, 得到瞬时转速的影响峰值和标准差如表1所示。然后, 固定幅值调制频率为一倍发火频率, 改变幅值调制系数进行计算, 得到瞬时转速的影响峰值和标准差如表2所示。

(2) 振动造成的调频因素的影响分析

频率调制系数Ax取决于振动造成的相对速度与齿轮顶部旋转速度的相对大小, 齿轮顶部旋转速度可认为等于平均转动角速度与齿轮半径的乘积;参照ISO10816-6标准, 不同类型柴油机正常振动速度上限在4.46~70.7 mm/s之间, 故频率调制系数取为0.000 1~0.01区间;调制频率设置与调幅频率相同。

首先, 固定频率调制系数为0.001, 改变调制频率进行计算, 得到瞬时转速的影响峰值和标准差如表3所示。然后, 固定频率调制频率为1/3倍发火频率, 改变频率调制系数进行计算, 得到瞬时转速的影响峰值和标准差如表4所示。

(3) 振动造成的附加波形因素的影响分析

附加波形幅值较小, 根据实验测试数据取为0.01, 改变振动频率进行计算, 得到瞬时转速的影响峰值和标准差如表5所示。

5 结论

通过对6-135G型柴油机进行的瞬时转速模拟计算结果分析, 可得到如下结论。

(1) 传感器与齿轮切向振动产生的频率调制因素对于瞬时转速测量影响最大, 在常见振动范围内一般随着振动频率和幅度的增加而增大, 带来的误差已经达到和正常瞬时转速波动同等级的甚至超过的程度。

(2) 振动造成的附加波形因素对于瞬时转速测量影响明显, 在常见振动范围内一般随着振动频率增加而增大。

(3) 传感器与齿轮法向振动产生的幅值调制因素对于瞬时转速测量影响较小, 在是振动频率较低时可以忽略。

(4) 振动造成的调频干扰和附加波形对瞬时转速测量计算的影响很大, 必须设法进行误差消除。对远离载波中心频率的干扰成分可使用带通滤波手段去除;对于载波附近频段的干扰, 可在保留转频、发火频率及其倍频的前提下, 使用梳状滤波器尽量将其去除。

摘要：柴油机瞬时转速信号包含大量机器故障信息, 但高精度测量非常困难, 传感器和测速齿轮相对振动就是其中一个重要影响因素。分析了相对振动误差的来源和构成, 并得到了在振动干扰下磁电式传感器输出信号的理论表达式;仿真计算结果表明传感器与齿轮切向振动产生的频率调制因素对于瞬时转速测量影响最大, 法向振动产生的附加波形因素对测量影响明显, 幅值调制因素对于瞬时转速测量影响较小。

关键词：柴油机,瞬时转速,振动,仿真

参考文献

[1]刘卫国.内燃机瞬时转速的测量[J].内燃机学报, 1999 (4) :388-390.

[2]孙云岭, 朴甲哲, 张永祥.插值算法在内燃机瞬时转速测量中的应用研究[J].内燃机学报, 2002 (4) :335-338.

[3]叶耀泉.内燃机车停车制动系统浅析[J].机电工程技术, 2012 (7) :222-224.