GPS软件接收机（共10篇）
GPS软件接收机 篇1
1 引 言
与目前一般广泛使用的基于ASIC(Application Specific Integrated Circuit)结构的硬件接收机相比,GPS[1]软件接收机具有成本低、开发速度快、具有高度的可配置性等优点。它使用软件方法和少量硬件进行GPS信号接收处理。与传统硬件接收机相比,软件接收机更具方便性和灵活性。它只需要进行软件修改,就可以对接收机进行修改和升级。当出现新的GPS信号频率或使用新的伪随机码序列时,只需对接收软件进行更改就可以适应新的信号。同样,GPS软件接收机[2]也可以在进行修改后用于接收处理其他卫星定位系统的信号。它对于新一代导航接收机的开发有着重要意义。本文对数字中频GPS信号的捕获和跟踪算法分别进行讨论。捕获算法采用基于FFT的频域快速捕获算法。码跟踪采用非相干延迟锁相环DLL,载波跟踪采用锁相环PLL,实现了对GPS信号的跟踪。
2 GPS信号捕获算法
GPS软件接收机信号的捕获过程包括多普勒频移的粗略估计和C/A码相位的初始同步。
传统GPS接收机中捕获算法大多采用时域滑动相关的算法,这种算法使用本地产生的每颗卫星的C/A码在1 023(C/A码周期)个码位上与接收到的数字信号进行相关运算,以获得信号的C/A码相位,使用本地产生的中频载波与接收到的信号进行运算以获得信号频率[3]。这种时域滑动相关的算法虽然实现起来比较简单但存在着运算量大、速度慢的缺点。而本文讨论的GPS软件接收机频域相关捕获算法则是将相关运算变换到频域进行,减小了运算量,提高了捕获速度[4]。在搜索捕获过程中,多普勒频移搜索步进量为1 kHz,搜索范围依据信号的动态特性确定;码相位采取并行搜索策略,将信号的相关运算转化为FFT和IFFT运算。
2.1 捕获算法模型
捕获算法模型如图1所示。
2.2 捕获过程[5]
(1) 从输入信号中取出一段数据s(n)与本地产生的具有不同频偏的载波信号xi(n)进行相乘运算。将相乘结果进行DFT变换,转化到频域,运算结果记作Si(k);
(2) 对本地产生的C/A码c(n)进行DFT运算得到C(k),取复共轭C*(k);
(3) 将Si(k)和复共轭C*(k)相乘,输出结果为Di(k);
(4) 对Di(k)进行DFT的逆运算IDFT变换到时域di(n),并取绝对值|di(n)|;
(5) 在|di(n)|中找到最大的相关峰值,并与预先设定的阈值比较,如果超过阈值则根据|di(n)|对应的第i个载波频率和第n个码相位计算出捕获后载波频率估计量f0和码偏估计量Δ;
(6) 用上述过程得到的码偏估计值Δ去除数据段中的C/A码,结果与f(j)=f0+fs*j个频率分量进行相关运算(fs为精捕获频率搜索步长),找出相关峰,并确定最后的捕获结果。
3 跟踪过程
当捕获完成后,获得的是GPS信号频率和相位的粗略值。而且由于卫星和接收机的相对运动,伪码相位也在随时变化,为了保持对码相位和多普勒频率的跟踪,可利用码跟踪环和载波跟踪环对GPS信号进行跟踪,继而解调出导航电文。其中码跟踪过程通常采用延迟锁相环DLL (Delay Lock Loop)来完成,载波跟踪通常采用经典的Costas锁相环。
3.1 载波跟踪
GPS载波跟踪方法通常有载波相位跟踪和载波频率跟踪2种。普通的低动态或静态的GPS接收机通常采用经典的载波相位跟踪即Costas锁相环。Costas载波跟踪环优的点之一是它对信号的180 °相位翻转不敏感,从而避免了导航数据跳变带来的影响[6]。
Costas环通过载波鉴相器计算出信号载波和本地载波的相位误差,利用输出的相位估计误差来控制数控振荡器NCO,以此调整本地载波信号。常用的鉴相函数D有以下3种:
其中I和Q为正交的2个相关器。算法模型[7]见图2。
3.2 码跟踪
码跟踪环的作用[8]是持续跟踪信号中特定C/A码的码相位,GPS软件接收机中采用延迟锁相环DLL来实现对码相位的跟踪。一个完整的跟踪模块如图3所示,其中包括载波跟踪和码跟踪2部分。
在图3码跟踪部分中,数字下变频器所产生的同相I和正交Q支路的信号,分别跟本地产生的PRN超前码E,对准码P,滞后码L进行相关运算。其中超前码E,对准码P和滞后码L分别相差1/2个码元宽度。经过相关运算后的结果输入到延迟锁相环的鉴相器D,鉴相器根据PRN码的自相关特性,获得码相位误差,该误差经环路滤波器后调整本地PRN码的数控振荡器NCO,控制伪码生成速率[9]。使本地PRN码保持跟踪输入信号中码相位的变化,实现精确同步。
通常采用的DLL[10]鉴相函数D有以下4种,由于采用的运算法则不同,分别具有不同的跟踪特性。
4 结 语
本文对GPS接收机的中频信号处理算法进行研究。捕获算法采用基于FFT的频域快速捕获算法,极大地减少了运算量,提高了捕获速度。在跟踪环路中,载波跟踪算法采用锁相环PLL,码跟踪算法采用非相干延迟锁相环DLL,成功实现了对GPS信号的准确跟踪。这一处理算法性能优越,易于在PC机上软件实现。
GPS软件接收机 篇2
结合一般GPS接收机性能分析要求,针对导航型GPS接收机主要用于车栽动态导航定位的特点,提出了主要包括一般性能检验、导航精度测试、不同环境下的.导航性能测试等较为全面的车载导航接收机的性能综合分析方法.基于此方法对一款导航型接收机进行了综合性能测试,得出了有益的结论.
作 者：楼益栋 敖水金 聂菊根 LOU Yi-dong AO Shui-jin NIE Ju-gen 作者单位：楼益栋,LOU Yi-dong(武汉大学卫星导航定位技术研究中心,湖北,武汉,430072)敖水金,AO Shui-jin(江西省新余市国土资源局,江西,新余,336603)
GPS软件接收机 篇3
关键词:GPS-OEM板;AT89S52单片机;基本GPS接收机
GPS作为一个测向基准系统,已被广泛用于航天器自主导航、大型工程变形监测等领域,其早期测向产品主要是利用多台GPS接收机组合测量的方法,国内某些科研机构也提出过利用2块独立的GPS-OEM板进行联合测量的方案,但都存在很大的资源浪费,而且针对性不强。而具有性能优良、价格低廉、轻巧灵便、易于开发等优点的小型化双天线GPS原始设备OEM板完全可以解决此类问题,利用OEM板进行二次硬件开发不仅降低了成本,还可以使其功能更具针对性。另外,双天线GPS-OEM板的开发也有利于GPS与RS、GIS的3S集成,对进一步进行测向数学模型的构建也是很有意义的。本文以测向的双天线GPS-OEM板为例,给出了母板的整体设计方案,对各个部分进行了详细的介绍,并对设计产品进行了现场实验。其静态实验结果表明,很好地实现了定位侧向功能。
一、硬件电路设计
(一)系统总体设计
本系统采用GPS25LVS-OEM板(型号为G-501)接收定位信息,并将数据发送给单片机,AT89S52单片机接收、存储数据,并将定位信息通过显示模块显示,应用键盘输入进行初始化配置,同时加入手持终端模块,便于对整个系统的操作和控制。系统框图如图1所示:
(二)GPS-OEM板硬件设计与通信协议
本设计采用的是GARMIN公司的GPS25LVS OEM板与ATMEL公司出品的AT89S52单片机。GPS25LVS OEM板作为GPS接收机的主要组成部分接收来自天线单元的信号,通过变频、放大、滤波等一系列处理过程,实现对GPS卫星信号的跟踪、锁定、测量,从而产生计算位置的数据信息(包括:纬度、经度、高度、速度、日期、时间、航向、卫星状况等),并由RS232标准串口输出串行数据。该OEM板为12通道的GPS接收机,可以同时跟踪多达12颗的GPS卫星,能够实现快速定位。GARMIN的OEM板功耗小,数据更新率为每秒一次。
GPS-OEM板的输入输出语句均按串行通信协议。数据结构为8个数据位、一个起始位、一个停止位,无奇偶校验位,输出数据格式初始化为NMEA0183格式。输出波特率为4800波特。用户通过输入语句对GPS-OEM板进行初始化,设置数据格式、通信波特率、要求输出的种类等;输出语句即向用户输出GPS的各种数据信息(见图2)。
(三)单片机
采用MCS-51系列单片机。虽然信号处理和计算的功能相对差些。但其结构简单、体积小、性价比高、可靠性高、功耗小及应用范围广,适合于小型化作业。因此。因此本系统选用了ATMEL公司的AT89C51单片机作为微控制器。
(四)电平转换模块
单片机与GPS-OEM板的联接是通过一个电平转换芯片实现的。由于GPS OEM板的串口电平是符合RS232标准的电平,而单片机串口采用的是TTL电平,因此需要通过电平转换才能够连接。本系统采用MAX232电平转换芯片,可以实现RS232电平与TTL电平的双向转换。该芯片内部有电压倍增电路和转换电路,对外接0.1uF的电容和+5V电源便可工作,使用十分方便。
(五)手持终端模块
手持终端模块主要用于在一定距离内遥控GPS接收模块,便于进行人机交互,更加方便。
(六)显示及键盘模块
采用4×4的薄膜键盘,由单片机的P2口控制,扫描时采用行列式扫描方法。显示部分采用字符型液晶显示模块作为人机交互界面,规格为20×4的显示器,8根数据线和单片机的P3口连接。液晶显示模块是一种将液晶显示器件、连接件、集成电路、PCB线路板、背光源、结构件装配在一起的组件。以上5部分具体电路连接如图3所示。
二、软件设计
本系统主要用于接收GPS定位信号,并应用GPS VIEWERR软件在PC上实时显示其经度、纬度、时间以及连接卫星等相关信息。同时提供键盘中断处理、功能字操作控制与实现等功能。采用的通信协议为美国国家海洋电子协会制定的NMEA-0183协议。NMEA-0183输出数据为ASCII码,语句包括GPGGA、GPGLL、GPGSA、GPRMC等,其内容主要有经度、纬度、高度、速度、时间、El期等。根据本系统所需数据的需要,采用GPRMC最小定位信息来获得所需的时间、位置等信息。
由于OEM板与单片机之间采用异步串行通信,所以在执行程序前要对串口进行初始化设置,设置数据存储区来存储初始化配置信息以及OEM板的输出数据等,单片机串口工作方式选择的是串口方式1(一个起始位,8个数据位,一个停止位),这是标准异步通信方式。系统的波特率为4800bps,单片机使用的晶振是11.059MHz,由这两个数值配置相应的寄存器值。主流程图如图4所示。
三、接收机测试
接收机设计完毕,并对功能模块调试成功,开始测试。由于GPS Mouse不间断的在接受卫星信号,并且每秒钟都会刷新数据,为了使测得数据更具可比性,待GPS启动后,每到一个新的地点我们都在两分钟后记录下经纬度的最大最小值(由于与GPS连接的部分卫星信号不稳定,使得输出经纬度在小范围内变动),经纬度采用十进制输出。鉴于空旷地方接收信号容易,因此选择测试地点为武汉大学电子信息学院操场及友谊广场,本系统测量的数据如表1所示,同时用GOOGLE EARTH测量相同地点的经纬度,进行比较,数据如表2所示。
由表1、表2可知:
G501与google earth测得数据相差集中在万分位和十万分位,由于所选地点基本在同一条经线上,做近似计算:地球平均半径R为6371004M,经度的一个千分位相当于π*R/180000=11.1134M,同理经度的一个千分位相当于π*R/1800000=1.1113M。可见两者G501的精确度还是合乎要求的。
G501与google earth两者在操场上的经纬度相差在十万分位,而在友谊广场上的经纬度相差在万分位,这种差别不难解释,操场比友谊广场要空旷,GPS越是在空旷的场地精确度越高。
四、结束语
本次基于OEM板的GPS接收机实现了GPS空间数据的读取、显示以及简单键盘控制等功能,其成本较低,但精度不够高。利用GPS-OEM板进行二次硬件开发,在电源电路设计及整体PCB布线模块还需要更多的考虑,以减少电磁干扰以及增加系统稳定性。如何进一步提高精度,还有待以后进一步研究。此外,还需要考虑系统的人机交互功能,使操作更加便捷简单。
参考文献:
1、刘瑞华.MCS-51单片机与GPS-OEM板的串行通信[J].电讯技术,2004(5).
2、李远,胡修林,赵文同等.基于GPS—OEM板和单片机的定位终端开发[J].湖北邮电技术,2004(6).
3、徐进,周宁.GPS接收机的单片机通讯接口[J].电子器件,1999(3).
GPS软件接收机跟踪算法研究 篇4
随着全球导航定位系统的发展, GPS接收机在陆用、海事和航空等领域的应用越来越广泛, 在用户导航和定位方面发挥着巨大作用。相比传统的GPS硬件接收机, GPS软件接收机具有成本低、灵活性高、可扩展性好等诸多优点。
跟踪算法是软件接收机的核心部分, 该算法在环路鉴相器及参数设置上非常灵活。本文在介绍GPS软件接收机跟踪原理的基础上, 对跟踪算法选择了性能最优的鉴相方法, 并提出了窄相关技术, 最后对不同环路参数下的跟踪算法进行仿真对比, 验证了算法设计的合理性。
1 GPS信号跟踪
GPS信号跟踪是一个精同步过程, 该过程利用接收机通道在完成捕获后得到的粗略码相位和载波多普勒频移, 对输入信号和本地信号进行准确同步, 从而提取出导航电文。
为了提取出导航电文, 必须实现对载波和C/A码的精确复制。跟踪GPS信号需要两个相互关联的跟踪环:载波跟踪环和码跟踪环。载波跟踪环路用于跟踪载波频率, 码跟踪环用于跟踪C/A码相位。
2 跟踪原理概述
2.1 载波跟踪环
载波跟踪环的目的是对码跟踪环输出的信号进行解调, 以得到导航数据。为了成功解调出导航数据, 需产生准确的本地载波信号。锁频环 (FLL) 和锁相环 (PLL) 常用来跟踪载波信号。PLL通过计算本地载波相位和输入载波之间的相位差保持对输入信号相位的跟踪。FLL通过计算本地载波频率和输入载波频率差确保对输入信号频率的跟踪。本文通过PLL实现载波跟踪, 采用对180度相位翻转不敏感的Costas环, 其基本原理如图1所示。
采用的鉴别器为:
这种反正切鉴别器是Costas环常用鉴别器中最精确的, 缺点是比较耗时。
2.2 码跟踪环
码跟踪环路用于保证对信号中特定码相位进行跟踪, 精确对准输入信号的C/A码位置。 通常使用一种延迟锁定环DLL (Delay Locked Loop) , 即为即时-超前- 滞后码跟踪环路。 在该环路中, 码发生器产生超前 (E) 、即时 (P) 和滞后 (L) 3 路信号, 3 路本地码的间距为0.5个码片, 分别与去载波后的输入信号进行相关, 通过观测这3 路相关值判断本地C/A码的移位。本地载波频率和相位正确锁定后, 具有3 个相关器的延迟锁定环路性能最佳;本地载波有相位误差时, 信号会比较嘈杂, 用DLL则难以锁定码相位。 采用6 个相关器的DLL, 如图2所示。
延迟锁定环路利用鉴相器产生的反馈判断本地码发生器是否需要进行调整, 常用码环鉴相方法包括相干和非相干鉴相方法, 为了有助于DLL在噪声环境下保持跟踪, 本设计中采用非相干归一化超前减去滞后功率的鉴相方法:
3 窄相关技术
对于GPS软件接收机或其它扩频通信系统而言, 缩短相关间隔具有十分明显的优点。GPS接收机的相关间隔一般取0.5个码片宽度, 在正常信噪比下, 采用相关间隔为0.2 个码片宽度的窄相关技术, 则可以提高其跟踪性能, 有效降低码跟踪误差。 采用窄相关技术时, 由于超前-滞后噪声具有时域的统计独立性, 噪声也能被抑制。 因此, 窄相关的鉴相曲线受到多径干扰影响所发生的扭曲程度有了明显改进。 相关间隔与多径造成的跟踪误差成正比。 在不同相关间隔的码片宽度下进行仿真, 分别设置码片间隔为0.5 和0.2, 仿真结果如图3所示。
比较图3 (a) 和图3 (b) , 可知码间隔设置为0.2 时, DLL鉴别器的幅度响应明显减小了, 窄相关缩小了反馈的线性调整区间, 0.2个码元的相关器间距使DLL鉴相器的调整区间由 (-1.5, +1.0) 变为 (-0.7, +0.5) 。
4 结语
本文介绍了GPS软件接收机跟踪原理与基本设计思路, GPS接收机对接收到的信号进行下变频生成中频信号, 再进行模数转换。对经过模数转换后的信号进行了载波剥离和码剥离, 在码跟踪环路中, 提出了窄相关技术, 通过仿真比较, 验证了减小超前-滞后码的相关间隔能有效降低码跟踪误差。
参考文献
[1]谢钢.GPS原理与接收机设计[M].北京:电子工业出版社, 2009.
[2]杨俊.GPS基本原理及其Matlab仿真[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2006.
[3]何秋生.Gnss接收机基带信号处理算法[M].北京:电子工业出版社, 2012.
[4]博尔卡伊.软件定义的GPS和伽利略接收机[M].北京:国防工业出版社, 2009.
GPS软件接收机 篇5
阐述手持式GPS接收机对于不同的坐标系进行转换时用到的理论和有关参数的`计算方法,使手持式GPS接收机在不同的坐标系统中应用时,只要有关参数设置正确,即可以得到高精度的定位成果,从而提高工作效率.
作 者：姜明 张义军 JIANG Ming ZHANG Yi-jun 作者单位：姜明,JIANG Ming(重庆市林业规划设计院,重庆,400060)
张义军,ZHANG Yi-jun(国家林业局西北林业调查规划设计院,陕西,西安,710000)
GPS软件接收机 篇6
GPS导航定位系统[1,2]中, C/A码的快速捕获直接影响了软件接收机的性能。信号的捕获过程实际上是载波频率和码相位的二维搜索过程。对于单频L1载波GPS软件接收机, C/A码的捕获主要是基于相关通道的测量值。通过复现不同的本地载波频率及C/A码相位, 将本地产生的信号和接收到的信号作相关运算, 寻找相关峰的位置, 从而确定载波频率及C/A码相位。
时域滑动相关捕获[2,4], 算法原理简单且占用硬件资源少;但搜索时间长, C/A码相位精度只有半个码片, 满足不了现代定位精度的要求, 且由于载波频率的差异使得相关峰损失较明显。
基于FFT的频域捕获算法[5], 硬件易于实现且效率较高, 但由于FFT变换的点数限制, 在进行FFT之前, 需对输入信号作预处理, 常用方法如平均分组法[6], 解决了采样点数与FFT处理的不匹配问题, 但降低了相关输出值, 对噪声适应能力降低。该算法在测量精度要求较高的情况下, 需要大点数的FFT变化, 计算量过大, 现行处理器达不到该处理速度的要求。
针对C/A码捕获的二维搜索, 本文分别提出利用多项式拟合估计多普勒频移值, 以及将直接求相关值和利用FFT变换算法相结合用于确定C/A码相位。当GPS软件接收机处于冷启动模式时, 起先C/A码的捕获需作载波频率的全局搜索。当软件接收机运行一定时间之后, 利用系统记录的先前多普勒频移值, 通过多项式拟合估计下一时刻的多普勒频移值, 这样只需在估计值附近作小范围的频率搜索, 降低了计算量。在C/A码相位测量中, 将直接求相关值和利用FFT变换的算法相结合, 且信号处理时利用抽取, 避免多次改变采样频率对信号的重复采样。
1载波多普勒频移的估算
多普勒频移是影响卫星导航定位接收机性能的关键因素之一, 对伪码捕获和载波锁定速度有很大影响。因此, 准确地估计载波多普勒频移对GPS信号接收极为重要。
1.1多普勒频移计算
卫星与接收机之间的相对运动直接决定了多普勒频移值的大小, 通过研究卫星运动的数学模型, 可得到卫星多普勒频移曲线。多普勒频移的计算公式为:
式中c为光速;f为GPS卫星的载波频率;v为卫星速率 (3873.8m/s, 考虑相对论效应) ;ζ为卫星与地面接收站的连线和卫星速度v的夹角。
利用UTO (USNO) 1993年7月1日0时的历元时间为基准用平面投影表示的卫星轨道图[2], 仿真F2卫星相对于地面接收机持续1天的多普勒频移曲线, 如图1所示。图中多普勒频移值为0表示该卫星不在地面接收机的可视区域内, 且由图1可知, 多普勒频移是一个短时慢变过程。
1.2基于多项式拟合的多普勒频移值估计
利用前K个时刻跟踪过程确定的载波多普勒频移值, 进行多项式拟合, 估计下一时刻 (即K+1时刻) 的多普勒频移值, 并将该值用作多普勒频移搜索的中心值。
拟合函数的结果保证在数据点上的拟合值与数据测量值之差的平方和最小, 即最小二乘多项式拟合。设时间节点ti处, 多普勒频率测量值为fi, 用多项式:
拟合数据组 (ti, fi) , i=0, 1, …, m。式 (2) 中N为拟合多项式的最高系数。p (ti) 的拟合偏差为Ri=p (ti) -fi。采用最小二乘拟合, 即Ri的平方和:Φ=
2C/A码相位的确定
GPS信号C/A码速率fc=1.023MHz, 考虑到硬件实现FFT变换数据点数需为2k, 以及Nyquist采样定理的要求, 采样频率fs选为fs=1.024×2kMHz, k=1, 2, …。
设一个C/A码周期1ms内的采样信号为x (n) (N点采样数据) , 本地生成的参考C/A码序列y (n) 。确定C/A码相位的关键问题在于求取x (n) 和y (n) 相关谱的峰值位置。
2.1传统方法
利用N点FFT变换求信号的相关值确定谱峰位置, 公式推导如下:
r (m) =IFFT{FFT (x (n) ) ×[FFT (y (n) ) ]*} (5)
2.2本文方法
利用直接求相关值和FFT变换相结合[9]的方法求信号的相关值, 确定谱峰位置。
首先用FFT在较少的信号点数下对C/A码相位进行粗测, 确定C/A码的粗略相位, 然后在较多的信号点数下直接求取C/A码粗略相位附近少数几点的相关值, 寻找相关峰进一步确定该信号点数下的C/A码相位。此过程逐步迭代进行, 直至达到预期的定位精度。在信号处理上利用抽取取代文献[3]中多次改变采样频率对接收信号采样, 减小软件处理过程对硬件的依赖性, 也降低了处理时延。具体步骤如下:
Step1 对接收信号进行采样频率为fs的采样, 采样后的序列为x (n) , n=0:1:N。
Step2 对序列x (n) , 作M倍的抽取, 得到的
Step3 对序列x (n) , 作
4P1-3≤P2≤4P1+3 (6)
可用7点的相关值运算代替全部数据点的FFT变换。
Step4 逐次减小抽取因子M, 使得每次的M为前次运算中M的
由测距分辨率
算法演示如图3所示, 图3 (a) 用
3C/A码捕获算法复杂度分析
3.1基本运算的复杂度分析
为了便于对本文提出算法的复杂度进行分析, 首先确定N点FFT/IFFT变化的计算复杂度。N=2k点FFT/IFFT变换需要
利用FFT求相关值, 由公式 (5) 可知主要计算量为6Nk+4N次实乘运算和9Nk+2N次实加运算。直接求两个N点序列的相关值, 首先由精度要求确定L、N值, 其中N为C/A码每毫秒的数据量, L是为达到定位精度要求改变抽取因子M求取相关值运算迭代次数, 每次运算信号点数提高4倍, N=211+2l, l=1, 2, 3, 4。由相关值公式 (3) 可知, 所需实乘和实加计算量分别为:
3.2C/A码捕获算法复杂度分析
综合本文第2节载波多普勒频移估算和第3节C/A码相位测量的分析, 从而确定为完成GPS信号C/A码捕获二维搜索所需的算法复杂度。
3.2.1 传统算法复杂度分析
通过全局搜索确定载波多普勒频移值, 且利用FFT/IFFT求相关值确定谱峰位置。
为确定载波多普勒频率, 分两级以不同的步进频率进行搜索。先以1kHz的步进频率搜索±10kHz范围, 确定粗频fcoarse, 而后以100Hz的步进频率搜索粗频附近±1kHz范围, 从而确定分辨率100Hz精频, 算法上需进行42次频率搜索, 所需实乘和实加计算量分别为:
nmul=42 (6Nk+4N) (9)
nadd=42 (9Nk+2N) (10)
3.2.2 本文算法复杂度分析
利用多项式拟合估计多普勒频移值, 并将直接求相关值和FFT变换相结合用于确定信号相关谱峰。算法的计算量随N、L变化。通过多普勒频移的多项式拟合, 已确定粗频fcoarse, 因拟合精度可达Hz, 可以10Hz步进频率搜索粗频附近±50Hz范围, 算法上需进行11次频率搜索。
对于不同定位精度要求下, 两种方法所需运算量的曲线如图4所示。相对于传统捕获算法, 本文中提出的方法在定位精度为146.4832m, 36.6208m, 9.1552m, 2.2888m, 0.5722m时, 所需的实加运算量仅为前者的50.453%, 27.52%, 16.699%, 11.45%, 实乘运算量为前者的52.632%, 30.488%, 19.886%, 14.628%, 均有显著改善。
4结语
在GPS导航定位系统中, C/A码的快速捕获直接影响接收机性能。为了提高接收机信号捕获的速度及精度, 需克服载波多普勒频率偏移的影响, 降低捕获算法的复杂度。本文对GPS信号快速捕获算法进行研究, 通过对导航卫星运行及多普勒频移特性进行仿真, 推导多普勒频移估算的数学模型。提出利用先验知识通过多项式拟合估计多普勒频移, 减小频率搜索范围。在确定C/A码相位时, 将FFT/IFFT与直接用定义求相关值相结合。分析了不同定位精度下, C/A码捕获的算法复杂度, 仿真结果表明, 本文算法在同等定位精度要求下, 降低了计算复杂度。
参考文献
[1]Elliott D Kaplan, Christopher J Hegarty.Understanding GPS Principlesand Applications.2nd ed.Publishing House of Electronics Industry, 2007.
[2]Yangjun, Wuqisheng.GPS Principles and Its Matlab Simulation.Pub-lishing House of Xidian University, 2006.
[3]James Bao-yen Tsui.Fundamentals of Global Positioning System Re-ceivers—A Software Approach[M].A WILEY INTERSCIENCE PUB-LICATION, 2005.
[4]Feng Shen, Dingjie Xu, Bing Xue.A Approach to DS-SS Signal Acqui-sition Using Larger Step and Serial Acquisition Algorithm.Mechatronicsand Automation, ICMA 2007, International Conference on 5-8 Aug.2007:3492-3496.
[5]Schipper B, Braasch M, Campbell J, et al.A testbed for frequency do-main GPS acquisition and receiver simulation.Position Location andNavigation Symposium, 2004.PLANS 2004 26-29 April 2004:471-477.
[6]STARZYK J A, ZHUZ.Averaging correlation for C/A code acquisitionand tracking in frequency domain[C]//MWSCS Conf.Fairborn, Ohio, 2001, 2:905-908.
[7]Rider L.Analytical Design of Satellite Constellations for Zonel EarthCoverage Using Inclined Circular Orbits.The Journal of the Astronauti-cal Sciences, 1986, 34 (1) :31-34.
[8]张骞丹, 田红心.系统多普勒频移估算的研究.无线电工程, 2007, 37 (4) :21-23.
GPS软件接收机 篇7
关键词：GPS 接收机,捕获方法,全比特算法,弱信号,均衡相关
GPS作为全球定位系统在户外导航定位中得到最广泛的应用。根据扩频通信原理,其民用系统以C/A码作为伪随机序列在1ms产生1023个码片,工作在L1载波频段。随着GPS应用领域不断扩大,弱信号下的导航定位成为全世界导航领域研究的热点和难点之一。
造成弱信号的主要原因有两个:一是由信号传播造成,如衰落、多径、遮挡、电离层和对流层影响以及深空传输等;二是由接收机数据处理信号造成,如接收机带宽、量化噪声、晶振不稳定等。其中传输衰减和多径干扰对GPS信号的捕获产生严重的影响。这些因素都是不可避免的。近几年的研究表明采用性能优良的捕获跟踪算法可以降低接收系统对输入信噪比的要求。因此,在弱信号环境下,若使后端正确地解调出导航电文,在GPS信号捕获过程中不断改进算法同时减小信号处理引入的噪声是改善信噪比、提高处理增益的有效途径之一。
现行的GPS接收机欲得到较好的接收性能都采用硬件实现捕获跟踪模块。近年来软件无线电SDR(Software Defined Radio)思想以其灵活性强、规范化、模块化等诸多优点得到无线通信领域的广泛认同,成为数字无线电通信发展的热点。随着软件无线电及其关键技术的研究和应用的广泛深入,在统一的硬件开发平台上,用软件实现数字信号处理已成为GPS接收机的未来发展趋势。
目前在低信噪比条件下,对弱GPS信号的捕获技术主要有A-GPS和通过接收机自身累积的FFT算法。A-GPS利用蜂窝基站辅助接收机捕获GPS信号。基于FFT算法的块捕获技术主要是相干累积(CC)、非相干累积(NCC)、差分相干累积(DCC)。GPS信号的捕获实质是对载波多普勒频移和C/A码初始相位的二维搜索过程。但是相干累积受比特翻转限制,最多只能进行20次;非相干累积有平方损失,累积效果不佳;差分相干累积效果介于两者之间。本文源于软件无线电思想,在现有算法基础上,提出弱信号条件下全比特的GPS信号捕获算法,并给出完整的捕获实现方案。此算法旨在找到比特翻转沿,使相干及非相干累积效果最大化,以期在闹市或室内等低信噪比条件下进行民用导航定位。
1 捕获算法
1.1 接收机指标理论推导
二进制对称信道和加性白色高斯噪声信道中,解调BPSK信号的误码率:
其中,Eb是一个信息码元的能量,N0是噪声单边带功率谱密度。
GPS卫星通信中使用恒包络信号,所以常用载波功率C代替信号功率S。
即当误码率为10-6时,要求Eb/N0=10.5dB,C/N0=27.5dBHz;N0=kTeq=-204dBW/Hz,Teq为等效温度(Kelvin),取290K;C=-176.5dBW。取单边带宽B=1.25MHz,(C/N)in=-33.5dB。即接收信号功率至少为-176.5dBW时,后端解调误码率可低达10-6。
当GPS卫星从地平面升起或降落时,产生的最大径向速度可达929m/s。当接收机也以900m/s向卫星运动时,导致多普勒频移±9.6kHz。这里取GPS信号频率搜索范围是1 250±10kHz,为缩短搜索时间适应一定的动态需求,同时为达到较好的捕获效果,对频率步进长度进行折中,取500Hz,即在时域内进行41次频率搜索。
1.2 三种累计方法分析
当接收信号的信噪比很低时,一个伪码周期长度的相关结果并不能提供足够的信噪比以得到可靠的判决量。为了在低信噪比应用中得到满意的捕获效果,必须以某种方式对每个相关器的多次相关结果进行累积组合,以得到信噪比较高的判决量[1]。通常的方法有相干累积(CC)、非相干累积(NCC)和差分相干累积(DCC)。相干的含义就是保留所有相位信息,对应相位点的相关值累加;非相干的含义是去除相位信息,仅保留幅度信息,即将相干累积后的同相和正交两支路信号求模平方,再累积;差分后的累积降低了相干累积对次数的要求,从而对频差Δf的容忍度较高,捕获时间不会显著增长。
三种累积方法的特点分别是:
(1)相干累积时间T不能过长,原因有二:第一,由于GPS的导航电文数据速率为50b/s,即每20ms可能发生比特翻转,在尚未确定比特起始位置时,相干累积时间不能超过20ms;第二,相干累积的结果乘有系数因子sin (πΔfT)/(πΔfT),其中Δf是接收信号载波与本地载波的频率差值。由抽样函数的性质,在Δf一定的情况下,增大T会导致函数值变小,相关值衰减会更严重。
(2)虽然非相干法不需要做FFT,运算量较小,但非相干累积由于所谓的平方损失,对信噪比的改善效果大打折扣。因为在非相干累积中,噪声和信号同时被平方:不但噪声项自身经平方被放大,而且噪声与信号的交叉乘积项成为新的噪声。所以,非相干累积对信噪比的提高并不显著;若想得到满意的信噪比,需将非相干累积次数设得很高,相应的搜索时间也会变长[2]。
(3)差分相干累积是对相邻的两个C/A码周期序列对应的自相关值共轭相乘。由于不同于非相干累积中同一采样点噪声的自乘,差分相干累积中相邻样点的噪声共轭相乘,对噪声的放大相对较小。同时考虑比特翻转出现的概率较小(0.025),可忽略它的存在。因此,差分相干捕获算法对信噪比的改善效果优于非相干累积,劣于相干累积[3]。
2 全比特算法及完整捕获方案
2.1 均衡相关算法
假设射频前端把已接收的GPS信号下变频到中频fc=1.25MHz,以5MHz的采样频率对其数字化,即C/A码在1ms(周期)采样成5 000点中频序列。因此码相位搜索至少要在5 000点采样序列中进行。接收到的中频采样序列剥离载波后与本地C/A码序列进行相关计算,提取峰值。峰值所在位置即C/A码初相。目前广泛采用基2的FFT算法,极大地减少了计算量。但如果进行N=213=8192点FFT,显然是一种浪费;如果截取N=212=4096点计算FFT,将会丢失近1/5数据信息。本文采取一种均衡相关算法,将I和Q两路各5 000点采样序列作为实部和虚部用均衡相关算法转换成4 096点,计算FFT,与同样算法转换成的本地C/A码序列的FFT共轭相乘再进行IFFT[4]。依次在各个频率槽进行上述操作,得到41×4096的相关值矩阵。提取峰值与自适应门限比较。没超过门限,继续通过累积算法直到找到相关值矩阵峰值位置。再进行4 096～5 000点逆变换,得到5 000点采样序列中的对应位置。即实现码捕获。这样既减少FFT计算量,又最佳地接近原始数据。
2.2 全比特算法
由于相干累积在20ms内可能发生比特翻转,若导航电文DiDi+1=-1,严重削弱相干累积结果。所以找到比特翻转位置,从比特翻转处进行全比特相干累积,对捕获成功起到至关重要的作用。依次在每1ms内做4096点FFT运算,求出相关值矩阵,共进行20次。将本次相关值矩阵与上次相关值矩阵的同一位置数据对应共轭相乘。如图1所示。
R[n]表示第n个1ms采样序列的相关值矩阵。若min(re(y[n]))≥-σ1(σ1是单次相干累积的门限),则说明没有发生翻转;反之,若min(re(y[n]))<-σ1,则说明此处一定发生翻转。对y[n](n=1,2,3,…19)依次与门限比较,直到发现比特翻转为止。从比特翻转处开始进行20ms的相干累积和非相干累积,提取峰值,确定多普勒频率偏移和C/A码初始相位[5]。如果20ms内没有发现比特翻转,则认为这是一个全比特。从此比特开始进行相干累积和非相干累积。
没有发生比特翻转、码相位对齐情况下:
发生比特翻转、码相位对齐情况下:
2.3 灵活的捕获机制
GPS接收机应用环境具有不确定性。当在户外定位、信号质量较好时,采用全比特算法是一种资源和时间的浪费。每次计算1ms的相关值,取模平方提取峰值,与σ1(单次相干累积门限)比较。如果超过门限,直接捕获多普勒频率和C/A码相位。如果没超过门限,则采用全比特算法也为时不晚。图2是完整算法原理。
3 算法仿真及结果比较
3.1 均衡相关
图3是时域相乘结果。为了更清晰地说明此算法的优势,取两个160点矩形脉冲序列。图4通过补零分别做256点FFT,利用频域卷积等效时域相乘,得到时域相乘后的脉冲序列。可以看出在0～159有效点内,序列幅值有一定损失,且边沿处陡峭。与图3相比误差较大。而图5经过均衡相关处理,在0～127有效点内与图3几乎一致。经验证其他序列皆有此规律。
3.2 全比特算法
使用Matlab7.1对算法进行仿真。每个样点运行100次。仿真参数选择信噪比取值在-25dB～-30dB之间,信号功率-170dBW,噪声是高斯白噪声。多普勒频率步长为500Hz,载波中心频率为1250kHz。多普勒频率fd=1 251kHz,C/A码相位取第10个采样点。
图6中全比特算法(WBA)和NCC算法都是在非相干累积40次的情况下得到的统计结果,旨在比较两算法的优劣。浅色曲线显示:当在20ms相干累积过程中比特翻转发生在中间时,此时相干累积受到最大的削弱,捕获概率明显下降。而深色曲线全比特算法找到比特翻转位置,保证相干累积得到基于信噪比的最大峰值,削弱噪声的影响,使捕获概率显著提高。图7中NCC算法均是在无比特翻转时非相干累积次数分别是40次(深色曲线),60次(浅色曲线)。可以看出捕获概率随着非相干累积次数的增加而上升,但捕获时间也会变长。
本文就弱信号环境下的捕获模块进行全面分析。讨论了基于FFT的均衡相关算法的优势,并在相干累积、非相干累积及差分相干累积算法基础上提出全比特相干累积算法,有效解决了比特翻转的影响。仿真验证了在弱信号环境下其性能更加突出,即取得相同捕获概率时对输入信噪比的要求可以降到更低。同时根据环境的可变性,采取灵活的捕获策略,使信号较强时迅速实现捕获。如果提高中频采样速率,扩大频率搜索步长,捕获概率更高。后续会深入研究。
参考文献
[1] BRAASCH M S,DIERENDONCK A J.GPS receiver architectures and measurements.Proceedings of the IEEE,January 1999,87:48-64．
[2] KAPLAN E D.Understanding GPS principles and applications,First Edition,Boston:Arteeh House,1996．
[3] HARALD E B,DETTMAR U.Efficient differentially coherent code/doppler acquisition of weak GPS signals.Proceedings of the IEEE,March 2004:731-735．
[4] SAHMOUDI M,AMIN M G.A maximum-likelihood synchronization scheme for GPS positioning in multipath.Interference,and Weak Signal Environments-Proceeding of the IEEE,May 2006．
GPS软件接收机 篇8
现阶段GPS接收机按其用途可分为导航型和测量型, 前者用于对汽车、船舶的导航, 因此对精度要求并不高, 相应的价格较低;后者采用高信噪比的接收电路板, 可得到适用于测量、空间定位等方面的高精度结果, 但价格偏高。如我国的大面积国土资源普查, 需要多台测量GPS接收机, 使得项目硬件投入非常高。利用GPS误差的相关性原理采用差分技术, 可以使用普通接收机得到不亚于测量接收机的高精度, 大幅降低项目成本。
2.sirf-2数据格式的解析
2.1 sirf-2数据格式简介
sirf-2数据格式是sirf公司的自定义二进制数据格式, 目前还没有将sirf格式转换为RINEX格式的工具, 但sirf公司公开了数据格式的详细说明文档, 通过其说明文档可以得知, 其把GPS信号组织成多条语句, 每条语句格式如表1所示。
其中关键信息是每句的有效信息项, sirf格式有多种句型, 每种句型记录GPS信号的不同信息, 因此每种句型的数据组织方式不同。由文档说明我们可以编制相应的数据解析代码。
2.2 sirf-2数据格式的解析
采用伪距差分技术, 需要关注sirf数据中ID为2、28、30三种类型的语句, 其中ID为2的语句中包含有关接收机的初始位置信息, 28语句包含伪距测量值和载波相位等信息, 3 0语句包含卫星位置信息, 该信息由接收机接收广播星历自行计算得出。每句的有效信息的第一个字节就是该句的ID, 根据ID过滤掉多余的语句, 由sirf数据文档资料判读2、28、30语句, 读取语句的伪代码如下:
3.GPS伪距差分技术
3.1 GPS定位及其误差来源
GPS定位是利用一组卫星的伪距、星历、卫星发射时间等观测量和用户接收机钟差来实现的。要获得地面的三维坐标, 必须对至少4颗卫星进行测量。在这一定位过程中, 存在3部分误差:第一部分误差是由卫星钟误差、星历误差、电离层误差、对流层误差等引起的;第二部分是由传播延迟导致的误差;第三部分为各用户接收机固有的误差, 由内部噪声、通道延迟、多径效应等原因造成。
3.2 GPS伪距差分技术原理
利用差分GPS技术消除基准站和流动站共有误差的原理很简单:基准站所在位置已知或已测定, 用它测量到GPS卫星的距离, 所测量到距离包括接收机到卫星的实际距离加上各种误差, 这些误差包括卫星时钟误差、对流层延迟和电离层延迟。由于基准站的坐标已知, 因此通过卫星的星历表信息可以计算出到卫星的距离, 但在计算出的距离中可能含有星历表误差, 因此在测量距离和计算距离的误差中包含着上述所讨论的所有误差。如果对GPS用户接收机的距离测量值进行这种误差修正, 就能获得“已修正”的距离, 从而消除了用户位置测量中的有关误差。因为两台接收机用同一组测量卫星, 卫星的时钟和星历表误差对两台接收机来说是共有的, 而且在很大程度上电离层延迟也是共有的, 这是由于电离层的高度很高 (4万到40万米) 。
随着GPS用户接收机与基准站间距离的不断增加, 由于卫星视角的不同, 两台接收机的电离层延迟和星历表误差相关程度将下降。由于接收机相距过远而导致电离层延迟相关是很难估算的, 这是由于电离层每天和每季节都在变化。当两台接收机位于同一高度并间隔相当近时 (50英里) , 对流层延迟误差预计对两接收机是共有的 (90%的对流层延迟在低于30km的高度出现) 。对于经过差分处理后仍然存在的电离层和对流层延迟来说, 这些延迟误差值被看作是剩余的非共有的误差。
4.sirf数据格式差分技术的实现
4.1数据采集
在驻马店的翟庄和张楼两个地点分别架设基准站和流动站, 采用两台同样的si RFstar IIe/LP Evaluation接收机, 下午从15:45开始进行连续4小时的观测, 采集数据大小为5.54MB, 将其导入PC。
4.2数据解算
4.2.1读取数据。
首先建立一个内存缓冲区, 将硬盘上的数据以256字节为单位读到内存, 按照I D号来得到2、2 8、3 0语句, 删除无效的卫星数据, 读进相应的数据结构, 组成数组准备计算。
4.2.2内插计算伪距改正数。
由于GPS卫星运行在2万公里的高空, 在很短的时间内到地面的距离都有很大变化, 因此应如下计算伪距改正数:指定较精确的流动站G P S时间;寻找基准站的相应数据;内插计算该GPS时的伪距改正数。这里采用常用的线性内插算法计算。
4.2.3改正流动站伪距并解算位置。
将计算出的伪距改正数加到相应历元的流动站伪距观测值上, 由于并未建立实时通讯链, 所以无法将改正数实时播发给流动站用户, 这里采用事后差分处理技术;流动站的测量伪距得到改正后, 采用多历元联合解算位置的方式来提高解算结果的可靠性, 多历元联合解算建立法方程时采用逐点法化法处理每颗卫星的信息, 逐点法化法是基于矩阵运算的向量形式, 将每颗星的数据列成向量, 运算后加到已有的法方程上, 这样实时形成法方程, 显著提高了运算的时间和空间效率。
Sirf接收机给出了一个初始的接收机位置信息, 根据该位置用GPS单点定位解算方法迭代计算流动站坐标可得出表2结果。
表2中随着解算历元的增加, 定位精度有所提高, 说明多历元解算可以消除一定的系统误差, 由于基准站和流动站之间的随机误差独立, 该误差无法消除, 成为最终的主要误差。
5.结论
伪距差分G P S能有效地消除星钟误差、星历误差、SA误差和电离层对流层中的公共延迟误差, 大幅提高定位精度。但由表2可以看出, 伪距差分增大了随机误差, 这是由于基准接收机伪距测量随即误差与差分用户伪距测量随机误差相互独立引起的, 随机误差是伪距差分GPS定位中的主要误差源之一。在基准站的接收机性能稳定、可靠性较高的状态下, 对导航型的GPS接收机进行差分处理同样可以得到较高的精度。
参考文献
[1]李征航, 黄劲松.GPS测量与数据处理[M].武汉:武汉大学出版社.2005
[2]邓强, 黄顺吉.伪距差分GPS定位误差分析电子科技大学学报.1995.10vol.24NO.5
[3]刘大杰, 施一民等.全球定位系统的原理与数据处理[M].上海:同济大学出版社.1996
[4]王晓湘.差分GPS定位精度研究北京邮电大学学报.1999.12vol.22NO.4
[5]王广运, 郭秉义, 李洪涛.差分GPS定位技术与应用[M].北京:电子工业出版社.1998.
GPS软件接收机 篇9
1 青草沙南汇支线首级控制网的布设方案和成果分析
1.1 项目概述
根据确定的青草沙水源地原水工程系统方案, 本次测绘范围为金海泵站至川沙水厂路段和金海泵站至惠南水厂和规划惠南新水厂。GPS控制网共布设平面控制点新点86点, 成南北向带状分布。
1.2 GPS单、双频接收机比较
单频接收机的优点是: (1) 需要电子元件较大, 对微处理器的要求较低, 不需要昂贵的互相关器或Z码发生器, 产品数量大, 价格只有双频接收机的一半; (2) 不易出故障, 平均无故障时间 (MBFT) 约为8000h; (3) 不受DODP码保密的限制; (4) 边长短于5km时比双频结果精度高; (5) 功耗低, 体积小, 重量轻, 给外业带来方便。
缺点是: (1) 点间距离超过20km~30km时, 定位精度受到电离层、对流层延迟的影响。凡点位相对精度要求2×10-6时, 边长不宜超过20km~30km; (2) 在快速静态和动态测量中观测时间比双频接收机长。
双频接收机的优点是: (1) 可以基本消除电离层延迟对点位坐标的影响, 点间距离可达1000km; (2) 在快速静态和动态测量中观测时间比单频机短。
1.3 平面控制网布设情况
本工程GPS加密网在GPS控制网整网共94点, 起算点利用GPS首级控制点共8点 (GJ15、G4284、G4286、G4270、G4274、G4234、G4233、G1162) ;新布设控制点采用强制归心标和造标埋石的形式, 全部选在靠近线路设计井位附近的位置。相邻控制点均保持两两通视。GPS控制网部分网图见图1。
2 外业施测情况
2.1 仪器组织
测量采用5台双频Ashtech Z-XTREME接收机和4台单频Ash tech Locus接收机进行观测, 所使用仪器测前通过国家计量监督部门批准的仪器鉴定中心的测定, 结论合格, 能满足本项目的精度要求。
2.2 GPS测量技术指标 (表1)
(1) 卫星点位几何图形强度因子PDOP≤6.0; (2) 接收机采样历元为10s; (3) 卫星截止高度角为15°; (4) 有效卫星大于4颗; (5) 观测时段数≥1.6; (6) 观测时段长度≥90min。
GPS平面控制网外业观测的全部数据应经同步环、独立环及复测边检核。
(1) 同步环各坐标分量及全长闭合差满足下列各式要求:
上式中:N为同步环基线边的个数;
W为环闭合差;
σ为标准差, 即基线向量的弦长中误差 (mm) ;
a为固定误差 (mm) ;
b为比例误差系数 (1×10-6) ;
d为GPS控制网相邻点间的平均距离 (km) 。
(2) 独立基线构成的独立环各坐标分量及全长闭合差应满足下列各式要求:
式中n为独立环基线边的个数。
2.3 外业观测
观测12天33个时段。按照GB/T 18314-2009《全球定位系统 (GPS) 测量规范》D级网要求。连接点和起算点在外业观测中均使用GPS双频机。天线高一律量到强制归心板面或标石中心, 天线高量取三次, 三次互差不超过3mm, 并详细记录在手簿中。
3 GPS数据处理
GPS数据处理采用Balnet软件进行基线解算及平差计算, 基线解算后统计各项精度指标, 包括闭合差、重复基线较差、改正数等。
3.1 重复基线较差
共有34条重复观测基线, 重复基线较差最大的基线边为NH05-G001, 其值为22.1mm, 限差为22.7mm, 达到要求。
3.2 异步环闭合差
此次解算共有83个闭合环, 其坐标差分量、环闭合差全部满足GB50308-2008《城市轨道交通工程测量规范》的要求。其中最大环闭合差为63.8mm, 限差为208.8mm;最小闭合差为1.6mm, 限差为3 2.5 mm。
3.3 平差计算及精度分析
无约束平差以GJ15作为固定点, 以其上海城市坐标为起算数据, 平差后, 基线向量改正值具体情况如表2。根据无约束平差结果可见, 该网的内符合精度较好。
控制网在上海城市坐标系中进行约束平差, 利用GJ15、G4284、G4286、G4270、G4274、G4234、G4233、G1162作为起算点, 约束平差后, 基线向量改正数与同名基线无约束平差相应改正数的较差情况如表3。
基线向量改正数与同名基线无约束平差相应改正数的较差符合规范要求。
平差解算后GPS加密网平差解算后各项技术指标如下。
尺度因子K=-12.2931;旋转因子@=0.0545;最弱点位误差:±0.96cm;最弱边相对误差:16.23ppm。
以上各数据质量可靠, 计算结果优良, 各种数据成果均在限差以内, 实测结果均优于GB50308-2008《城市轨道交通工程测量规范》所规定的精度指标, 能够满足南汇支线工程测量的精度要求。
4 结语
在跨度和密度较大的GPS控制网中, 受到生产时间、成本的限制, 需要混合运用单频和双频GPS接收机, 按照D级GPS控制网要求进行外业观测, 所得数据经过解算和平差处理, 结果完全能满足D级GPS控制网的精度要求;在测段安排时, 需要考虑到基线长度和测点收星情况, 合理安排单双频接收机进行观测。在连接点和起算点必须放置GPS双频接收机提高数据观测量, 增加观测数据的可靠性。
参考文献
[1]GB50308-2008城市轨道交通工程测量规范[S].
[2]CJ/T73-2010全球定位系统城市测量技术规程[S].
GPS软件接收机 篇10
用户在使用GPS接收机进行导航定位时, 经常受到调频广播、电视广播、手机基站和其他无线电发射装置等的干扰, 使接收机无法正常接收GPS信号[1]。干扰信号对导航系统的影响主要体现在系统精度、完好性、可用性及连续性4个方面。干扰对系统精度的影响随载噪比 (C/N+I) 的下降定位误差呈指数上升, 当采用窄相关技术时, 可最大程度地限制误差增长。例如采用相关间隔0.1、 (C/N+I) 为32 dB-Hz时, 定位误差大约为2 m;当相关间隔增加到0.5时, 定位误差大约为6 m。而干扰对于完好性及连续性的影响主要体现在增加的伪距误差超出应用系统能够允许的极限, 过高电平的干扰使接收机失锁, 从而导致不能连续工作。干扰信号对于可用性的影响主要体现在误差超限, 从而卫星或导致系统不可用。
普通用户在这种情况下根本无法判别是接收机故障、GPS信号故障还是受到周围干扰信号的影响。由于用户无法携带频谱仪等专用测量仪器对导航信号进行实时频谱测量, 以判别当前故障原因给用户正常使用造成不便。为此需要有一种方便、快捷且廉价的方法协助用户判别当前信号中是否存在影响正常使用的干扰, 这也是本文的主要研究方向。
1GPS接收机的一般组成
一般而言, 普通接收机由天线 (Antenna, 含场放大器LNA) 、下变频器 (Down Conversion) 、频率综合器 (Frequency Synthesizer) 、自动增益控制器 (Automatic Gain Control, AGC) 、模/数转换 (Digitization) 、相关器 (Correlation) 、码/载波跟踪环 (Code/Carrier Tracking Loops) 和数字处理部分组成, 如图1所示。
在接收机中, 运行损耗与采样速率、量化过程和预相关带宽直接关联, 而这些参数都是相互联系、共同起作用的。例如为了抗单载波干扰, 通常使用2 bit量化法则, 如图2所示, 输出信号仅仅为-3、-1、+1和+3共4种数据, 而图中的L即为量化间隔。
由于GPS接收机接收到的卫星导航信号均在背景噪声电平之下, 为此, 射频前端需要具有较大的增益以满足放大信号的要求。同时射频前端硬件需要有一定的动态范围以满足器件老化、温度变化引起的增益改变等。干扰信号的引入会使射频前端的增益压缩, 增益级进入饱和状态, 从而使低电平的卫星信号丢失[2]。
接收机自主干扰检测可通过观测AGC增益、I/Q相关器输出及积分分结果等接收机原始测量值进行干扰检测。干扰信号会增大接收机伪距误差, 同时对于自适应A/D变换器门限、相关器输出功率、相关器输出功率方差及载波相位抖动产生影响。基于以上认识, 可以得到由于干扰引起的伪距测量精度下降程度和接收机各类测量值的变化情况, 最后综合评判出导航信号中的干扰情况。
2干扰检测方法
2.1AGC输出增益
在GNSS接收机中, 导航信号埋没在背景噪声当中, AGC不是被导航信号而是由背景噪声所驱动。为此, AGC可作为评估接收机使用环境的一件有用的工具[3]。一般而言, AGC工作于接收机热噪声水平上, 对应于接收机的最高增益模式。当射频干扰发生时, AGC会快速降低增益, 使AGC的输入维持在最初的最佳电平上;当干扰消失时, AGC能够快速增加增益, 保持AGC输入电平的稳定。
模拟增益控制电压对于AGC放大器的增益GA具有如下式的非线性效应:
GA=αeβVAGC。 (1)
式中, VAGC为AGC控制电压;α为AGC增益系数;β为AGC控制电压系数。由式 (1) 可得到AGC控制电压表达式为:
Frederic详细描绘了AGC增益同输入白噪声功率之间的关系如图3所示。
AGC在接收机中的主要作用一是确保输入信号电平处于最佳范围, 二是可以增大输入信号的动态范围。比如干扰信号过大时, AGC可以通过减小增益从而限制干扰信号的幅度, 同时适当增加量化间隔L, 使输入信号能够保持在A/D能够正常工作的范围内;当输入信号过小时, 可以适时增大增益, 同时适当减小量化间隔L, 以维持A/D的输出不会中断。
依据AGC的这一特性, 可在接收机中增加射频信号及环境噪声监测功能, 通过观察AGC的输出增益及ADC的量化间隔的变化可以监测导航信号中是否含有的各类干扰信号。
更进一步, 若在包含数字反馈环路控制的AGC放大器的接收机中放置一个干扰/噪声 (J/N) 测量电路, 则可定量测量出卫星信号中的J/N值。其原理为在无干扰情况下, 卫星信号淹没在背景噪声中, 此时AGC依据背景噪声的电平值来调整ADC的输入电平;而一旦卫星信号中含有干扰信号时, AGC会通过调整控制电压来降低AGC放大器的增益值, 这个控制电压与J/N存在对应关系, 因此, 可以定量测量出干扰信号与背景噪声的相对值。
2.2相关器输出功率
相关器输出功率 (Correlator Output Power, COP) 测量的是早-晚相关器均衡时的输出功率除以预期热噪声门限后的结果。通常, 经过相关器的输出为[4]:
Isw=A2CwCrwXwcos (ϕw-ϕrw) ,
Qsw=A2CwCrwXwsin (ϕw-ϕrw) 。 (3)
式中, A为输入信号幅度;Cw为采样速率w下的C/A码;Crw为本地产生的伪码;Xw为采样率w下的数据码;ϕw为采样信号相位;ϕrw为本地产生的伪码相位。
例如, 依据2 bit量化的结果, 输入信号具有70%的±1电平, 30%的±2电平。假设本地输入信号是+2、+2、+1、-2、-2、-1、+1的循环, 均值为2.5;经过A/D后, 得到+6、+6、+3、-6、-6、-3、+3的循环, 均值为22.5。经过1 ms的积分后, 通过5.714 MHz (普通C/A码接收机) 的采样, 则期望的单通道输出功率P=[0.3×22.5+0.7×2.5]×5.714×103=48 571, 因此, 噪声门限为2×P=97 142。此时的瞬时
无干扰情况下相关器的输出是一个基本恒定的已知量, 其值由伪码自相关性、相关器相关长度和积分时间决定。当有干扰信号通过接收机时, 接收机的相关峰曲线会出现畸变、延迟或峰值降低, 直接造成相关器输出功率变化, 例如本地伪码与接收信号相关后输出的功率就会低于理论结果, 且其瞬时值变化较大。由此从相关器输出功率就可以判断接收信号的质量, 初步分析其中是否叠加有干扰信号。
2.3相关器输出功率的方差
相关器输出功率的方差 (COPσ) 即为相关器输出功率的离散程度, 其由以下公式定义:
COPσ=sqrt{E[COP-E (COP) ]2}=
sqrt{E (COP2) -[E (COP) ]2}。 (4)
在输入信号恒定时, 相关器输出功率峰值较稳定, 因此输出功率的方差很小。当信号中叠加不稳定的干扰信号时, 就会相关峰抖动增加, 增大其方差值。还有一种情况, 在卫星信号收到遮挡时, 信号处于捕获和失锁交替状态, 此时相关器输出功率变化剧烈, 造成方差急剧增大。因此对于信号遮挡或者衰减, 方差应具有较好的检测效果。
3结束语
下面给出一些模拟计算的初步结论:
① 相关器输出功率检测干扰的性能:载波频率偏移7 kHz单载波干扰对相关器输出功率影响最大, 脉冲式干扰引起最大的误差散布, 而高斯白噪声的影响最小;
② 相关器输出功率的方差检测干扰的性能:相关器输出功率的方差对于干扰信号的检测没有相关器输出功率明显, 其只对信号衰减有明显的检测效果;
③ AGC输出增益检测干扰的性能:由于AGC对于输入信号包含接收机热噪声、干扰信号和其他可视卫星信号等总功率极为敏感, 为此对于AGC增益来说, 外界干扰信号功率增加对应于AGC增益增加。在各类干扰信号中, AGC对于脉冲式干扰最敏感。
检测干扰信号最直观的方法是采用频谱仪直接测量导航信号频带内的频谱, 但这种方法不适用于普通用户, 必须找到一种简便的方法。使用GPS接收机内部AGC及相关器输出参考量进行干扰检测的方法仅仅依赖GPS接收机本身, 在现有接收机硬件基础上对以往忽略的观测量重新进行分析即可达到干扰检测的目的。同时本方法也可作为信号质量监测功能的一部分广泛应用于各类增强系统中。
由于目前条件所限, 不能对AGC输出电压、相关器输出功率同干扰信号功率进行量化比较和进行详细的统计分析。未来在条件允许情况下, 将逐步细化工作, 并最终建立干扰检测模型。
摘要：环境中的各类干扰信号会造成GPS接收机定位精度降低, 进而发生信号失锁。接收机中自动增益控制 (AGC) 模块可以根据接收信号总功率自动进行增益调节, 从而保证模/数转换的顺利进行。利用AGC的这一特性, 可以通过测量AGC输出增益的变化情况检测输入信号中是否含有干扰信号分量, 从而使用户不借助其他设备快速进行自主干扰检测;同时利用相关器输出功率进行综合使用, 还可大致估算出干扰信号的类别及强度。
关键词：GPS接收机,干扰检测,AGC增益,相关器输出功率
参考文献
[1]PHELTS R Eric, AKOS D M.Robust Signal Quality Monitoring and Detection of Evil Waveforms[C].IONGPS2000.Salt Lake City, UT, 2000:247-256.
[2]KAPLANE D, HEGARTY C J.Understanding GPS Principles and Applications (Second Edition) [M].北京:电子工业出版社, 2007:167-168.
[3]BASTIDE F, AKOS D.Automatic Gain Control (AGC) as an Interference Assessment Tool[C].ION GPS/GNSS2003, Portland, OR, 2003:135-142.
【GPS软件接收机】推荐阅读：
GPS接收器09-15
GPS高精度接收模块论文05-10
车载GPS系统软件工程06-20
雷达接收机05-17
导航接收机06-22
接收机设计07-29
接收机测试08-07
广播接收机09-09
双频接收机07-03
自跟踪接收机06-06