超宽带接收机

超宽带接收机（精选8篇）

超宽带接收机 篇1

0 引言

超宽带系统通过发送脉冲串传递信息, 具有传输速率高, 发射功率低, 系统实现简单等优点。由于超宽带信号经历严重的多径畸变[1,2], 需要对接收机进行特别的设计以恢复发送信号。

Rake接收机广泛应用于宽带信号的接收, 文献[1]中研究表明在8～10 m的室内环境下超宽带接收信号多径分量达几十条甚至上百条, Rake接收机需要庞杂的分支以捕获足够的信号能量, 且需要进行信道估计, 目前学术界提出了多种改进的Rake接收方案, 比如部分选择接收, 优化选择接收等[2]以降低接收机复杂性, 但仍要求复杂的信道估计等。另一种基本的接收机是基于传输参考脉冲的TR接收机[3], 该接收机能有效捕获信号能量, 但这种接收机存在参考模板的噪声叠加效应, 且发送的参考脉冲不携带任何信息。目前提出了多种改进的TR接收机结构[3,4], 其中平均TR接收机是将多个历史参考模板信号平均获取当前模板, 抑制了模板的噪声, 但发送参考脉冲仍然造成系统资源的浪费。

本文研究了一种基于判决的自相关接收机 (Decision Directed Autocorrelation Receiver, DDA接收机[6]) 。这种接收机的接收原理如是:首先利用历史判决信息逆调制相应的接收信号, 在历史判决正确的前提下, 逆调制信号作为解调模板对当前信号解调。文献[6]首先提出了这种接收机方案以及基于滑动窗口, 递归接收等实现结构。本文首先简要回顾了滑动窗口DDA的接收原理, 并推导了基于判决自相关的滑动窗口接收机误码公式;在标准信道模型下获得几种接收机的性能比较, 考察了窗口宽度对滑动窗口DDA接收机接收性能的影响;提高脉冲功率改善滑动窗口DDA接收机的接收性能等。

1 超宽带收发信号模型

超宽带系统采用二进制脉冲幅度调制, 其结果可以推广到其他几种调制方案, 脉冲波形选择二阶高斯波形以简化收发天线的分析。发射信号为:

$S(t)={\displaystyle \sum _j{\displaystyle \sum _{i=1}^{{\rm N}{}_{{\rm P}}}b}}[j]p(t-i{\rm T}s)$, (1)

式中, b[j]取自{+1, -1}, 是基本脉冲经第j位信息调制后的脉冲幅度, p (t) 为持续时间为Tm的二阶高斯波形, Ts为脉冲重复周期, 为避免脉冲间干扰, 选择Ts>>Tm, 每比特信息重复发送Np次以提高系统性能。

超宽带信号在室内环境下传播存在大量多径分量, 特别地802.15.3a工作组选用修改SV信道[2]作为研究高速超宽带的标准信道模型, 在该信道模型中信号以簇的方式到达接收机, 簇的到达时间以及簇内多径的到达时间都服从泊松分布:

$h(t)=X{\displaystyle \sum _{l=0}^L}$${\displaystyle \sum _{k=0}^{{\rm K}}a}{}_{l,k}\delta (t-{\rm T}{}_l-\tau {}_{l,k})$, (2)

式中, αl, k为多径增益系数, Tl为第l簇的时延, τl, k为第l簇中第k多径分量相对Tl的时延, X与功率衰减有关, 由收发机之间的距离以及物理环境决定。

接收信号如下所示:

r (t) =S (t) ⨂h (t) +n (t) , (3)

式中, ⨂为卷积运算, n (t) 为噪声信号, 在实际传播环境中包含环境噪声, 窄带干扰, 多址干扰等, 本文选用白高斯加性噪声以简化分析, 该噪声具有单边功率谱$\frac{{\rm N}{}_{{\rm O}}}{2}$。

2 基于判决自相关接收机性能分析

滑动窗口的DDA接收机结构如图1所示, 接收信号r (t) 经不同码元时间T延迟与对应的判决信息$\widehat{b}[i]$相乘逆调制获得对应的模板信号, 连续N个历史模板信号相加并平均后与当前接收信号r (t) 相乘并积分。

为推导该接收机误码率将式 (1) 、式 (2) 代入式 (3) 并假设无线信道在N+1位码元时间内保持恒定, 因此任意接收信r (t) 号以及相应的模板信号temp为:

$\begin{array}{l}r{}_j(t)=S{}_j(t)\otimes h(t)+n{}_j(t)=\\ b[j]{\displaystyle \sum _{l=0}^L\alpha }{}_{l}p(t-i{\rm T}{}_b-\tau {}_l)+n{}_j(t)‚(4)\\ temp{}_j=\frac{{\displaystyle \sum _{i=0}^{{\rm N}-1}\widehat{b}}[i]b[i]}{{\rm N}}w(t)+\frac{{\displaystyle \sum _{i=0}^{{\rm N}-1}\widehat{b}}[i]n{}_i(t)}{{\rm N}}‚(5)\end{array}$

式中, $w(t)={\displaystyle \sum _{l=0}^L\alpha }{}_{l}p(t-i{\rm T}{}_b-\tau {}_l)$为有用信号;定义$\mu =\frac{{\displaystyle \sum _{i=0}^{{\rm N}-1}\widehat{b}}[i]b[i]}{{\rm N}}$为历史判决质量因子, $n{}_a(t)=\frac{{\displaystyle \sum _{i=0}^{{\rm N}-1}\widehat{b}}[i]n{}_i(t)}{{\rm N}}$为平均后的噪声信号。接收信号与模板相关并采样:

$\begin{array}{l}y({\rm T})={\displaystyle \underset{0}{\overset{{\rm T}}{\int }}}temp{}_j*r{}_j(t)\text{d}t=\\ {\displaystyle \underset{0}{\overset{{\rm T}}{\int }}}[\text{μ}\text{w}(\text{t})+\text{n}{}_{\text{a}}(\text{t})]*[\text{w}(\text{t})+\text{n}{}_{\text{j}}(\text{t})]d\text{t}=\\ {\displaystyle \underset{0}{\overset{\text{Τ}}{\int }}}\text{μ}\text{w}(\text{t})*\text{w}(\text{t})+\text{w}(\text{t})*\text{n}{}_{\text{a}}(\text{t})+\\ \text{μ}\text{w}(\text{t})*\text{n}{}_{\text{j}}(\text{t})+\text{n}{}_{\text{a}}(\text{t})*\text{n}{}_{\text{j}}(\text{t})d\text{t}‚(6)\end{array}$

式中, T为采样周期, 式 (6) 可写成以下4部分:$Y{}_1={\displaystyle \underset{0}{\overset{{\rm T}}{\int }}}\text{μ}\text{w}(\text{t})\cdot \text{w}(\text{t})d\text{t}$, 为有用信号, $\text{Y}{}_2={\displaystyle \underset{0}{\overset{\text{Τ}}{\int }}}\text{w}(\text{t})*\text{n}{}_{\text{a}}(\text{t})d\text{t},\text{Y}{}_3={\displaystyle \underset{0}{\overset{\text{Τ}}{\int }}}\text{μ}\text{w}(\text{t})*\text{n}{}_{\text{j}}(\text{t})d\text{t}$和$\text{Y}{}_4={\displaystyle \underset{0}{\overset{\text{Τ}}{\int }}}\text{n}{}_{\text{a}}(\text{t})*\text{n}{}_{\text{j}}(\text{t})d\text{t}$为噪声, 文献[4]证明Y2、Y3、Y4近似为零均值高斯分布, 且两两互不相关。根据文献[2]的推导, 滑动窗口接收机误码率为:

$\begin{array}{l}\text{Ρ}{}_{\text{e}}=\text{Q}(\sqrt{\frac{\text{E}{}^2[\text{y}(\text{Τ})]}{\text{V}\text{a}\text{r}[\text{y}(\text{Τ})]}})=\\ \text{Q}\left(\sqrt{\frac{\text{E}{}_{\text{r}}}{\text{Ν}{}_{\text{Ο}}}\frac{\text{μ}{}^2}{(\frac{1}{2\text{Ν}}+\frac{\text{μ}}{2}+\frac{1}{4\text{Ν}}(\frac{\text{E}{}_{\text{r}}}{\text{Ν}{}_{\text{Ο}}}){}^{-1})}}\right)‚(7)\end{array}$

式中, Er为接收信号能量, N为滑动窗口宽度。上式与文献[5]中平均TR接收机判决性能公式极为相似, 二者的主要区别在于是否包含历史判决质量因子μ, 该因子的存在导致DDA接收机相对平均TR接收机性能有所下降, 后面的仿真结果验证了该结论。

3 仿真结果

根据上文分析基于判决自相关的滑动窗口接收机相对Rake具有实现结构简单, 不需要信道估计, 信号处理简单等优点;采用多个历史模板信号进行平均获取当前模板, 提高了模板的信噪比, 改善了接收性能, 但DDA接收机相对基本TR接收机复杂度有所增加。表1和图2分别比较了几种接收机的系统参数和接收性能。

表1是3种接收机的基本参数要求对比, 其中Rake接收机判决采样率比基本TR接收机和DDA接收机的采样率高出1个数量级, 这对接收机的信号处理能力和能量供应提出了苛刻的要求。因此虽然图2 (图中TR1表示修改SV信道模型的CM1条件下TR接收机的误码曲线, TR4表示修改SV信道模型的CM4条件下TR接收机的误码曲线) 显示Rake接收机具有比后2种接收机优越的接收性能, 但考虑到超宽带系统对成本的敏感性, 实际应用中Rake接收机并不是最佳选择。基本TR接收机与DDA接收机基本参数要求几乎相同, 只是DDA接收机为了记忆历史判决信号和模板需要更多的延迟单元和存储单元, 而这种复杂度的提高对接收机接收性能具有明显的改善。

从上一节对DDA接收机性能分析可以看出, 滑动窗口宽度因子N对接收机的结构和性能具有重要影响, 图3是窗口因子取不同值时接收机的性能曲线:当N较小, 在低信噪比条件下接收性能不能接受;当N较大时, 在较低信噪比时即可获得较好的接收性能。这对实际接收机的设计具有启发意义:设计DDA接收机时尽量避免小窗口结构, 适当增大窗口宽度可以获得稳定的性能, 而付出的代价只是延迟单元和存储单元的简单增加, 没有增加接收机的信号处理和能量消耗等负担。

平均TR接收机作为基本TR接收机的改进, 提供了一种复杂度低而接收性能相对优越的接收机方案, 和滑动窗口DDA接收机一样将多个历史模板信号平均获取当前模板, 为了获取当前模板信号, 平均TR接收机是对多个历史参考脉冲信号进行平均, 而DDA是对多个历史接收机信号逆调制的结果信号进行平均, 因此平均TR接收机可作为DDA接收机的理想情况。由于在DDA系统中不发送那个参考脉冲, 因此可以通过提高单脉冲功率, 改善系统性能。表2是不同脉冲功率条件下DDA接收机的性能比较, 尽管试验中单位脉冲功率下平均TR接收机的误码率为0.03, 甚至优于DDA系统中归一化脉冲功率提高到2 (此时误码率为0.04) , 但此时二者归一化能量效率相同, 而DDA系统具有更高的传输率。

为了延长工作时间, 系统总是工作在尽量低的功率条件下, 因此发射功率与辐射掩蔽之间留有一定余量, 因而提高脉冲发射功率改善DDA接收机的性能的方案是可行的, 但如果系统供电不受限时, 系统工作在辐射掩蔽附近, 此时提高发射功率将可能超过辐射掩蔽的限制, 因此需要寻找其他的方法提高DDA接收性能, 比如进行信道编码等。

4 结束语

本文研究了基于判决自相关的滑动窗口超宽带接收机, 首先介绍了这种接收机的接收原理和实现结构, 分析了其误码性能, 从接收机复杂度和接收性能方面分别与Rake接收机和基本TR接收机进行对比, 并在802.15.3a信道模型下仿真研究了3种接收机的接收性能;随后考察了窗口宽度因子对DDA接收机接收性能的影响特点, 最后对比了滑动窗口DDA接收机与平均TR接收机的接收性能, 采用提高脉冲发射功率的方法DDA接收机可以在单位比特能量消耗相同的条件下获得与平均TR系统接近的接收性能, 但其信息传输速率是后者的2倍, DDA接收机是一种比平均TR更灵活的接收机方案。

摘要：首先介绍了基于判决自相关 (简称DDA) 超宽带接收机的接收原理和结构, 理论分析了接收误码率特点;比较了基于判决自相关接收机与Rake接收机和基本TR接收机的基本参数要求, 并在标准信道模型下仿真对比了它们的接收性能;考察了窗口宽度因子N对基于判决自相关接收机接收性能和结构的影响;通过提高判决自相关系统脉冲功率可在相同能量效率条件下获得与平均TR系统相近的接收性能, 且具有更高传输率的优点。

关键词：超宽带,基于判决自相关,参考模板,脉冲功率

参考文献

[1]ANDERSON T R, ANNAMALAI A, AHMED M, et al.Introduction to Ultra Wideband Communication Systems.1th Edition[M].NewYork:Prentice Hall Ptr, 2004:286-343.

[2]GABRIELLA M, BENEDTTO D, GIANCOLA Guerino.Understanding Ultra Wide Band Radio Fundamentals[M].葛利嘉, 朱林, 袁晓芳, 等译.北京:电子工业出版社, 2005:168-215.

[3]CASSLOLI D, WIN M Z, VATALARO F, et al.Low complexity rake receivers in Ultra-Wideband channels[J].IEEE Transactions on Wireless Communications, 2007, 6 (4) :1265-1275.

[4]杨刚, 施仁, 杨清宇.新颖的平均传输参考型超宽带相关接收机的研究[J].西安交通学报, 2006, 40 (4) :243-247.

[5]TUFVESSON F, GEZICI S, MOLISH A F.Ultra-Wideband communications using Hybrid-Matched filter correlation receivers[J].IEEE Transactions on Wireless Communications, 2007, 5 (11) :3119-3129.

[6]ZHAOS, LIUH, TIANZ.Adecision-feedback autocorrelation receiver for pulsed ultra-wideband systems[C]∥IEEE2004Radio and Wireless Conference, (Rawcon’04) , 2004:251-254.

超宽带接收机 篇2

一、超宽带无线通信技术优势与特点

1)通信方式获得较大提升，具有很好的共存性。传统的无线通信技术是基于正弦载波，利用调制信号来传送信息。而超宽带无线通信技术是则是通过对超短窄脉冲进行调制，使其形成一个GHz量级的大宽带，由此可见其和以往的信号传输方式完全不同，是通信技术发展过程中的重大技术突破。同时，其发射设备的发射功率非常小能够和其他通信系统共享频谱，这一特点为超宽带无线通信技术的广泛应用提供了可能。另外，人们还可以通过控制其发射功率，减小对其他信号的干扰。

2)高传输速率，携带极为方便。由于超宽带无线通信使用的频带达到上千兆赫，因此当发送的信号功率谱密度非常低时，信息传输速率仍会高，远远高于蓝牙的传送速度。同时，超宽带技术使用基带传输，无需射频调制和解调，因此适合于便携型无线通信的使用。

3)多径分辨率高。多径衰落是传统无线通信难以解决的问题，而超宽带无线通信技术采用的持续时间短的超短窄脉冲，在时间和空间上的分辨率都很高，易于开展测距、定位和跟踪等活动。室内等多径场合的多径延时是ns级的，这与超宽带技术可以分辨的多径信号较为一致，所以其具有的抗多径衰落的固有鲁棒性，比较适合应用在多径密集场合中。

二、超宽带无线通信技术的应用

超宽带技术可以和其他通信系统共存，其发展应用并不会给其他通信系统的正常运行产生影响，这一特点决定了其在未来不同领域中的应用将非常广泛。超宽带无线技术可以在很多领域和人们的生活中进行深入的发展和应用，小到到家庭、办公、个人电子消费，大到智能交通系统、成像应用、无线传感网等方面，处处可以见到其身影，最终它将全面改变人们的生活方式和生活状态。现有的USB有线接口不仅对距离和空间上有所要求，还浪费了很多的资源，传送速度也不高，蓝牙技术更是低效、慢速和容量小。因此，超宽带无线通信技术将克服这些问题，成为最终的通信传输方式，提供相当于计算机总线的传递速度，以小巧方便的网络储存设备代替个人终端。超宽带无线通信技术还有这隐秘性的特点，这符合军事上对于信息传输的要求。军事部门可以采用低截获率的内部无线通信系统，进行地波通信、新型雷达系统和无人驾驶飞机等方面的改进和完善。同时，对于现在流行的.隐身技术，例如，隐形舰艇和隐形飞机等，在传统的信号频带范围内隐形效果较好，而一旦遇到超宽带隐身物体将无所遁形，这样就促使军事上不得不发展更新的技术，以应对超宽带系统带来的影响。超宽带无线通信技术还具备目标精确的特点，这一点可以被军方用来开发定位系统，凭借极其微弱的同步脉冲实现锁定高速运行物体的目标，并将返回的数据以图像的方式呈现出来，实现对物体位置的准确定位，这对于军方搜寻目标，实施精准打击作用良多。

三、超宽带无线通信技术的未来发展前景

虽然超宽带无线通信技术的标准还没有统一，但是学术界、产业界以及FCC的支持，还是为超宽带系统的发展创造了有利的环境。很多超宽带方面的技术和产品相继问世，其市场价值和潜在的发展前景已经被业界所充分认识，探索更多的超宽带技术和应用领域已经成为各国无线通信技术发展的主攻方向。我国也非常重视超宽带无信通信新技术，很多国内的大学都开始进行超宽带无线通信技术的研发工作，并初见成效，如研发一种新颖的超宽带无线通信多址接入方式等。传统的无线通信技术是建立在正弦载波基础之上的，但是由于传输方式之间存在差异，超宽带无线通信在传统的通信方式上的发展受到限制，怎样实现电路、电磁场理论与超宽带脉冲特点相互融合，探索出适合研究超宽带系统的无线通信传输理论和系统，是未来超宽带无线通信技术努力发展的方向。在理论基础的研究之外，超宽带系统的研发领域还需要进一步拓宽，如可以进行以下方面的研究：高性能超宽带无线传输试验系统的研制;研究超宽带无线通信技术的快速跟踪、多址技术等;研究适用于超宽带无线通信系统的调制、解调技术及数字编码技术;研究基于超宽带的无线IP协议等。这些都是未来超宽带发展中需要面对的问题和挑战，也是超宽带无线通信技术未来的发展前景。在现代科技推动和世界各国科研人员的共同努力下，超宽带无线通信技术理论和应用将会逐渐成熟和完善，给人们生活带来较大便利的应用也会更多，不再局限于电子领域、通信领域、军事领域和民用领域，也会体现在更多的技术领域，从而更有效地发挥其强大的功能，服务和改善人们的生活。

四、总结

多径超宽带接收机的研究和仿真 篇3

超宽带 (UWB:Ultra Wide Band) 是一种在雷达和遥感中被广泛应用的传输技术。超宽带的概念首先由美国军方于1990年提出。2002年2月美国联邦通信委员会 (FCC) 批准限用于军事雷达的超宽带技术可运用于民用产品上, 同年4月, 批准将3.1GHz～10.6GHz之间的免授权频段分配给UWB使用, 自此UWB作为通信应用在业界受到了广泛的关注。UWB的主要特点是:传输速率高、空间容量大、成本低、功耗小等, 有可能成为解决企业、家庭、公共场所等高速因特网接入的需求和越来越拥挤的频率资源分配间的矛盾的技术手段。

1 超宽带Rake接收机的基本原理

由于超宽带通信采用非常短的脉冲序列进行传输, 因此, 接收信号中包含了大量路径长度较小的多径信号分量, 具有良好的时间分辨能力。由此可以利用这些多径分量能量的组合来提高接收机的信噪比, Rake接收机的原理就是使用一组相关器, 对每个多径分量使用一个相关接收机, 各相关接收机与同一期望 (被接收的) 信号的一个延迟形式 (即期望信号的多径分量之一) 进行相关运算, 然后将这些相关接收机的输出根据其相对强度进行加权, 并把加权后的各路输出合并成一个输出信号。

经过多径信道后的信号是发射信号Sm (t) 经衰减、延时、最终失真之后得到的多个信号的叠加。如果在观察时间T内传播信道波动和与路径有关的失真可以忽略, 那么接收信号可以表示成:

r (t) =∑jajsm (t-τj) +n (t) (1) 其中n (t) 是接收机输入端的高斯白噪声 (AWGN) 。

IEEE UWB的信道模型是以S-V信道模型为基础的, 该模型假设多径分量是以簇的形式到达接收机端。该模型的主要特征是:接收分量的幅度是独立的Rayleigh随机变量, 其方差及簇内附加时延成指数性衰落, 相应的相位在[1, 2π]间为独立均匀分布的随机变量;各个簇以及簇内的多径分量构成了两个不同速率的Poisson的到达过程, 其到达时间间隔服从指数分布;簇的组成由收发机附近的多径反射组成, 同时也与建筑结构有关。802.15.3a工作组在2002年12月公布的UWB多径信道模型为修正的S-V多径信道模型, 该信道模型较之S-V多径信道模型有两点改进, 一是接收到的多径分量幅度由服从Rayleigh分布改为服从对数分布;二是各个簇以及簇内的各个多径分量的衰落相可独立。设修正的S-V多径信道模型脉冲响应为:

undefined

根据IEEE信道模型, 对于冲激无线电传输, 上式可以重写成:

undefined

这里:

X是信道的对数正态分布幅度增益

* ETX是每个脉冲的发射能量

N是在接收位置观测到的簇的数目

αnk是第n簇内的多径分量数目

αj是第j个发射脉冲的幅度

Ts是平均脉冲重复周期

Φj是第j个脉冲抖动

τnk是第n个簇内第k条路径的时延

对于信道冲激响应的每一个实现, 信道系数包含的能量都进行了归一化, 即:

undefined

因此式 (4) 可以重写成为:

undefined

ERX=X2ETX是一个发射脉冲的接收总能量。与AWGN信道不同的是, 此时ERX散布在一段时间内的, 并且是出现在不同多径分量上的, 如果接收机能够收到所有这些多径分量上的能量, 检测器就可以使用ERX进行判决。实际上, 由于接收机只能接收到一部分多径分量 (NR个) , 判决过程中使用的有效能量Eeff小于ERX, 即:

undefined

根据式 (6) , 只有当同一个脉冲的两个多径分量的到达时间小于脉冲持续时间TM时, 不同的分量在接收机才会发生重叠。在这种情况下, 不同路径上的信号不是相互独立的, 即时刻t观察到的脉冲幅度受到紧跟时刻t之前或之后的多径分量的影响。考虑到传播信道的特性, 接收端独立路径的数目与TM有关:TM越小, 接收机输入端的独立分量数目越多。在IR-UWB系统中, TM值时ns级的, 甚至不足ns, 因此可以假设所有的多径分量都互不重叠, 接收到的波形时由相互独立的分量组成的。因此, 理论上通过将同一个发射脉冲的许多相互独立的多径分量合并, IR-UWB可以利用信道的多径传播特性。这种情况我们称接收机利用了多径信道的时间分集提高了判决过程的性能。

2 超宽带Rake接收机的分类和组成

Rake接收机可以采用不同的策略利用分集。大致有以下几个种类:选择性分集 (SD) , 等增益合并 (EGC) , 及最大比合并 (MRC) 。所谓SD方式, 就是接收机选择具有最好信号质量的多径分量, 然后只通过对该分量的判决得到发射符号。选择最好的路径通常就是选择瞬时信噪比最大的路径, 这与单纯选择第一条路径相比, 可以保证性能有所提高。另一种增加信噪比的方法是合并多径分量而不是选择信号质量最好的路径。具体地说, 在等增益合并方式下, 首先将不同的分量在时间上对齐, 然后不进行任何加权将他们直接相加。在最大比合并方式下, 不同的多径分量首先经过加权, 然后再合并到一起。其权重按照使判决过程中信噪比最大的原则确定。在接收端存在高斯噪声的情况下, 通过给每个多径分量乘一个正比与相应接收信号幅度的权重, 可以使信噪比达到最大。换句话说, 最大比合并方式在合并之前对接收分量进行了调整。调整的方法说放大最强信号, 衰减较弱分量。在没有ISI的单用户通信系统中, 可以获得最好的性能的方法是MRC, 它可以保证合并后输出的SNR最大。

在上述所有方式中, 多径分量的利用是建立在如下假设之下的:相同发射脉冲的不同 (独立) 分量能够被分别分析且在最终判决前合并。因AWGN信道最佳接收机不实用于此处, 因为无论是单脉冲还是多脉冲, 其结构是一个与单个波形匹配的相关器。本文分析的这种情况必须包括多个相关器, 它们与同一个发射脉冲波形的多个多径分量匹配。

在图1中, TL>Ts表示信道冲激响应的持续时间, ZTOT时Rake合并器输出的判决变量被送给检测器。图1显示了Rake接收机的结构, 它由NR个并行相关器和合并器组成, 合并器确定用来对发射信号进行判决的变量。每个相关器与发射信号的一个多径分量匹配, 即Rake接收机第j条支路的相关掩模mj (t) 在时间上与发射符号的第j个时延多径分量是对齐的, 即:

mj (t) =m (t-τj) (7)

这里m (t) 是AWGN情况下引入的相关掩模, τj表示第j条路径的传播延时。相关器组的输出送给合并器。根据接收机使用的不同分集方法, 使用不同加权因子{ω1, …, ωNR}获得合并的输出。在选择性合并情况下, 除了最大幅度信号外, 其他信号的加权因子都为0;在等增益合并情况下, 所有因子都为1, 即合并不进行加权。在最大比合并情况下, 每个支路的输出乘以一个正比于该支路信号幅度的加权因子。

按图1所示, Rake接收机必须知道构成接收信号的多径分量的时间分布。这个任务的完成, 需要给Rake提供扫描信道冲激响应、捕获、调整某些多径分量时延的能力。一般情况下, 不同多径分量的时延同步是通过对接收机波形进行相关运算得到的。此外, 如果相关器采用SD或MRC方法, 调整加权因子时也必须知道多径分量的幅度值。这一任务使用信道估值的导频符号完成。

多径信道下的Rake接收机的性能可以通过如下方式估计:首先选取一个具有特定信道冲激响应的模型, 然后计算不同分集方式下误符号率Pre与ERX/N0的函数关系。通常这种分析是在假设完全知道信道冲激响应的系数或者经过完全的信道估值之后进行的。

使用Rake接收机增加了接收机的复杂度, 其复杂度程度随判决前分析和合并的多径数目的增加而增大, 因此可以通过减少接收机处理的多径分量数目来降低复杂性。然而, 减少分析的数目会使接收机获得的能量减少。因此出现了不同方式来降低接收机复杂度的Rake接收机。第一种方案称为选择性Rake (S-Rake) , 它从接收机输入端获得的L个多径分量中选择LB个最好的分量, 这样Rake接收机的分支路径数目可以减少了, 但接收机仍然需要跟踪所有的多径分量以便选择。第二个简单一些的方法称为部分Rake (P-Rake) , 它没有选择的过程, 直接合并最先到达的Lp个路径。显然S-Rake性能优于P-Rake, 因为前者输出更高的信噪比。但是, 当最好的分量位于信道冲激响应的起始位置时, 如在LOS情况下, 两者的性能差距就会减少。

3 仿真和性能分析

在多径传播信道条件下仿真Rake接收机的工作过程。接收机采用MRC方式。发射机产生的信号是正交PPM, 使用2000个脉冲传送2000个比特, 没有采用重复编码。脉冲的平均重复周期为60ns, 可以保证在LOS情况下没有ISI的存在。并且本文假定发射机和接收机的距离为2米, 参考路径损耗为A0=47dC。

图2分别比较了理想Rake、5路S-Rake、2路S-Rake、5路P-Rake、2路P-Rake接收机的性能。使用理想Rake可以获得最好的结果 (黑色虚线) , 它利用了接收机分辨出的所有多径分量。图2中红色方块构成的线是5路S-Rake, 因为减少了接收多径分量的数目从而降低了接收机的复杂度。红色三角形构成的线是2路S-Rake。从图2中可以看出, 5路S-Rake性能损失大约3dB。使用2路S-Rake, 性能大约损失6dB。

S-Rake复杂度降低是指接收机内分支数量的减少, 但由于有选择过程, 信道估值和信道跟踪过程的复杂性与理想接收机相同。蓝色方块组成的线是5路P-Rake。绿色三角形组成的线是2路P-Rake。P-Rake与S-Rake相比, 相对于理想Rake的性能损失更大。5路P-Rake大约损失6dB, 2路P-Rake大约损失9dB。从图2中还可以发现, 5路P-Rake与2路S-Rake性能相差不大, 即前5条路径的能量与最好的2条路径的能量接近。这就为设计Rake接收机带来一个启发。因为P-Rake接收机是结构最简单也最易实现的, 因此当估计出前N路信号能量与S-Rake性能相近时, 就可以设计出带有N个相关接收器的P-Rake接收机了。

4 结束语

本文针对多径宽带接收机进行了2路和5路的仿真实现, 从仿真结果可以看出, 选择性Rake接收机比部分Rake接收机的性能高出3dB。而在相同接收原理下, 叉指越多, 接收机的性能越好。而2路选择性Rake接收机和5路部分Rake接收机在较低信噪比的情况下, 性能并无很大差别。由于试验条件有限, 只能做2路和5路的多径仿真。一旦多径的数量上去, 仿真速度就很慢。但是现有的条件下, 已经可以得出上述的一般性结论。此外, 在同样多径条件下, 虽然选择性Rake接收机比部分Rake接收机的性能好很多, 但复杂性也提高了。因此在一定的信噪比的条件下, 可以适当考虑选取折中方案。

参考文献

[1]王金龙, 王呈贵, 阚春荣, 等.无线超宽带 (UWB) 通信原理和应用[M].北京:人民邮电出版社.

[2]Maria-Gabriella Di Benedetto Guerino Giancola.超宽带无线电基础[M].北京:电子工业出版社, 2005.

[3]赵烨, 王艳丽, 杨建华.关于IR-UWB接收机技术的研究[J].佳木斯大学学报, 2006 (7) :56-62.

[4]黄韬, 袁超伟, 窦雯雯.一种新型UWB接收机的设计[J].无线电工程, 2006 (9) :123-128.

[5]Caiming Qiu, Schdtz A, Xuemin Shen.Guest Editorial Spection on Ul-tra-WideBand Wireless Communication[J].IEEE Transcation Vehicu-lar Technology, 2005, 54 (5) :1525-1526.

超宽带接收机 篇4

一、超宽带接收机的设计原理及框图

总体来说, 超宽带接收机的任务是接收由超宽带发射机发出, 经物体反射和天线传播的回波信号。接收天线接收到回波信号后经过滤波电路滤除噪声, 然后经过放大电路送入取样电路中。同时, 石英晶体振荡电路产生的时基信号经过取样脉冲发生器和整形电路后形成前沿陡峭的采样脉冲, 该采样脉冲送入采样电路后对回波信号进行采样积分, 将回波信号由高频变成低频。采样积分器输出的信号包络经过保持放大电路放大后输出, 变成展宽的基带信号。其原理框图见图1。

(一) 超宽带技术中的脉冲发生器。

窄脉冲发生器产生的脉冲信号能影响整个系统的性能, 是超宽带技术中最重要的部件之一。传统的宽带接收机在发射端采用变频器和功率放大器, 接收端采用变频电路和中频电路将高频信号变为基带信号, 而在超宽带技术中发射端采用窄脉冲发生器, 接收端利用窄脉冲发生器产生的窄脉冲作为相关器的本地模板信号, 与接收到的回波信号进行处理。

窄脉冲信号具有极宽的带宽, 一般是用一个速度极快的开关通过对储能元件的放电来产生窄脉冲信号。而接收机部分窄脉冲发生器要求的窄脉冲不如发射部分高, 用不到晶体管的雪崩效应, 所以仅利用电容和极快速开关即可完成, 接收机窄脉冲发生器设计如图2所示。

连接MOSFET管源漏极的二极管起过流保护的作用, 是接收机电路克服正反脉冲拖尾的主要器件, 可以防止由于脉冲辐射产生的感应电流损坏MOS管, C1值一般在5~50pf之间, 若C1值小于5pf, 则存储的有效电荷太少, 不能产生足够大的电流驱动天线, 若C1值大于50pf, 放电时脉冲放电时间常数τ又无法满足纳秒级的要求。C1在MOSFET管开关速度不够快时, 可通过放电时间长短辅助产生纳秒级脉冲。

Q1应选择PNP型, 因为当电源UCC加入后如选用NPN型晶体三极管当电压通过时, 电压变为UCC-UBE (UBE=0.7V) , 此时若电源电压不够又经此损耗则加在RC充电电路上的电压不够致使充电的有效电荷太少, 但选择PNP型则避免了这一可能, 当电压不够时还可适当补充, 但不会充电过量, 因为可通过选取适当的R1和C1便可解决。而与天线L并联的RL和C2, 在此起损耗过量电流作用, 因为无损耗情况下正常产生的波形为震荡波, 其尾部拖的过长影响需产生纳秒级脉冲的要求, 所以加进RL (约为50Ω) 和C2, 使其消耗多余的脉冲电流, 使得产生的脉冲信号尾部更短, 得到更窄的脉冲。

由场效应管的工作原理可知:Ron=1/ (VGS-Vr) (1)

式中Ron为导通电阻;VGS为栅极电压;Vr为栅源阈值电压。

场效应管栅极电压和导通电阻成反比, 控制场效应管的开关时间可以通过改变栅极电压从而改变导通电阻的大小来实现。P型MOSFET管加大了控制信号的复杂度, 所以一般不用做快速开关。高频场效应管导通电阻小, 寄生电容也小, 高频MOSFET管是个电压控制器件, 可以将控制信号的电流与天线上的脉冲隔离开来, 一般选作理想的开关。

(二) 采样保持电路。

采样门部分有两种可行思路:一种是基于等效时间采样的采样保持电路;一种为利用门积分器的采样保持电路。本文主要介绍利用门积分器的取样保持电路。门积分器一方面在取样时间内对被测回波信号作积分;另一方面在取样门断开期间, 将积分结果保持到下次采样, 并输出采样信号。

门积分器单元电路可简化成由周期脉冲控制开关、电阻R和积分电容C三部分组成, 其原理图见图3。设门脉冲周期为TR, 门宽为Tg, 引入单位高频门脉冲函数f0 (t) , 它的傅里叶级数展开式为:

其通解:

K为待定系数, 初始条件V0 (0) =0。

任何周期信号均可用三角函数表示, 设:

一般情况下, 第二项可忽略,

代入 (4) , 输出电压可得:

以上公式推导表明只有当门积分器的门宽小于n次谐波周期的0.4431, 才能使被还原信号的n次谐波幅度衰减小于3 d B。当时间常数RC固定, Tg越窄, 信噪比越大, 但会增加测试时间。所以笔者取基波, n=1, TR≤0.4431TR, 设计时取Tg=0.25TR。

随着指数的累计, 采样积分时间逐渐增加, 经过5Tc达到稳定值。但当积分时间大于20Tc后, 每次采样, 积分电容上电压增量很小, 信噪比提高不明显, 只有在二倍观察时间内才能显著地提高信噪比。当RC积分电路加入阶跃电压, 其输出:

三、总体电路设计

超宽带接收机总体电路图如图5所示。因理论设计中窄脉冲产生电路的MOSFET开关, 在实际的器件选择中无合适型号, 因而最终用BFP450型NPN高频硅晶体三极管代替, 其开关速度可达TR=2.6912 ns。导通电阻为5Ω。

同样在采样保持电路实现过程中也无法找到合适的场效应管, 因其要求开关速度快, 即上升沿时间需达1~2ns。最终参考文献, 采用其开关电路代替场效应管开关。开关电路中采用了肖特基二极管, 肖特基二极管的特性是:在肖特基势垒两端加正向偏转电压时, 肖特基势垒层变窄, 二极管内阻变小;反过来, 若在肖特基势垒两端加反向偏转电压时, 肖特基势垒层则变宽, 则二极管内阻变大。肖特基二极管反向恢复时间可以短到几纳秒。

参考文献

[1]Kazimierz SIWIAK.Ultra-wideband radio:introducing a new technology[J].conference proceedings of the IEEE VTC-2001, rhodes, greece, 2001, 5:1088~1093

[2]O.Zahran, S.Shihab and W.Al-Nuaimy.Comparison between surface impulse ground penetrating radar signals and ultrasonic time-of-flight diffraction signals[J].IEEE, 2002

[3]FONTANA R J.Recent system applications of short-pulse ultra-wideband (UWB) technology[J].IEEE Tran Microwave Theory Tech, 2004, 52 (9) :2087~2104

[4]Gerald Ossberger;Thomas Buchegger;Erwin Schimback.Non-invasive respiratory movement detection and monitoring of hidden humans using ultra wideband pulse radar[J].IEEE, 2004:395~399

[5].孔令讲.浅地层探地雷达信号处理算法的研究[D].电子科技大学, 2003

超宽带接收机 篇5

1 UWB系统发射端模型

与传统基于正弦波的无线通信方式不同,UWB技术是通过发送一系列短脉冲序列实现的。UWB信号的产生可以系统地描述,如图1所示[2]。

二进制源的功能是输出发射到物理信道的二进制流:

b=(…,b0,b1,…,bk,bk+1,…)

其速率Rb=1/Tb(b/s),重复编码器使每个比特重复N次,产生一个二进制序列:

(…,b0,b0,…,b0,b1,b1,…,b1,…,bk,bk,

…,bk,bk+1,bk+1,…,bk+1,…)=

(…,a0,a1,…,aj,aj+1,…)=a

新的比特速率Rcb=N/Tb=1/Ts(b/s)。

发送编码器是应用整数值码序列c=(…,c0,c1,…,cj,cj+1,…)和二进制序列a=(…,a0,a1,…,aj,aj+1,…)产生一个新序列d,序列d的一般元素表达式如下:

dj=cjTc+ajε (1)

式中,Tc和ε是常量,对所有的cj满足条件cjTc+ε

PPM调制器产生一个单位脉冲序列,速率为Rp=N/Tb=1/Ts(脉冲/s)。脉冲在时间轴上的位置为jTs+dj,即脉冲位置是在jTs的基础上偏移了dj。

脉冲形成器的冲激响应为p(t),表示要发射的UWB信号的基本脉冲波形,p(t)必须保证脉冲形成器输出的脉冲序列不能有任何的重叠。以上所有系统级联以后的输出信号s(t)表示如下:

undefined

2 信道模型

如果考虑发射机和接收机之间的多径,那么信道模型和接收机结构都会变得复杂。多径的存在会严重影响接收机的性能。但是如果接收机已知多径信道的详细特性,就可以减小其影响。本文采用IEEE802.15.3a工作组推荐的基于簇方式的模型,该模型在经典的宽带室内信道Saleh-Valenzuela(S-V)模型的基础上作了少量修改而得到的[3]。

该模型保留了S-V模型中多径成簇出现以及能量服从于双指数分布的特点,但根据实际的测量数据对多径的幅度作了修正, IEEE模型的信道冲激响应可以表示为[2]:

undefined

其中X是对数正态随机变量,代表信道的幅度增益;N是观测到的簇的数目,K(n)是第n簇内接收到的多径数目,αnk是第n簇中第k条路径的系数,Tn是第n簇到达时间,τnk是第n簇中第k条路径的时延。

幅度增益X为对数正态随机变量,具体公式如下:

undefined

其中,g是均值为g0、方差为σundefined的高斯随机变量。g0值取决于平均总多径增益G。

信道系数αnk定义为:

αnk=pnkβnk (5)

其中,pnk为以等概率取+1和-1的离散随机变量,βnk是第n簇中第k条路径的服从对数正态分布的信道系数。βnk表达式为

undefined

这里xnk为均值是μnk、标准差为σnk的高斯随机变量。

根据S-V模型,到达时间变量Tn和τnk分别为到达速率为Λ和λ的泊松过程。

信道模型的参数主要有簇平均到达速率Λ;脉冲平均到达速率λ;簇的功率衰减因子Γ;簇内脉冲的功率衰减因子γ;簇的信道系数标准偏差σ1;簇内脉冲的信道系数标准偏差σ2;信道幅度增益的标准偏差σ3。

在IEEE 802.15.3a标准中根据信道环境的特征分为4种不同的信道模型,即CM1～CM4,CM1(0～4m,视距),CM2(0～4m,非视距),CM3(4～10m,非视距),CM4(4～10m,极端恶劣)。一般在CM1、CM2信道中多径数目约为100个左右,在CM3,CM4信道中多径数目为200个以上[4]。

在高速通信系统中IEEE 802.15.3a工作组建议的UWB多径信道的最大时间延迟一般都大于脉冲重复周期,尤其在信道环境较恶劣的情况下信道的最大延迟要远大于脉冲重复周期,所以系统存在不同程度的码间干扰(ISI),由于信道的参数不同,各种信道模型的延迟及路径的能量分布也不同。视距传输的CM1信道模型的延迟最小且多径能量集中于前面的路径,故ISI最小,性能最好,而非视距传输的CM2～CM4三种信道模型的最大时间延迟依次增大,路径能量更加分散,则相同抽头数目的RAKE接收机所捕获的信号能量依次减少,ISI也逐渐加重,所以系统性能将会越来越差[5]。

3 RAKE接收机

在最大时延扩展为Tm的多径衰落信道中Rake的概念就是采用一种特定的宽带信号,其带宽undefined。信号结构可设计为具有伪随机特性,即其自相关函数的宽度undefined量级,这样就可以区分各多径分量以供相干合并。如果信号形式为用一个PN序列PN(t)调制载波,则调制载波为[6]:

m(t)=PN(t)cosω0t (7)

其中,ω0为载波角频率。信号的自相关函数为:

undefined

这里Rc(τ)在τ>1时基本为零。

所以宽带PN序列的自相关函数可以表示为:

undefined

一个多径信道的输出可以模型化为信号的多个延时衰减之和:

undefined

其中{αn}表示各径的衰减系数,{τn}表示各径的延时。如果用复包络表示,有

undefined

现在假设信号是随机的,其相关宽度为undefined。这样,收到的信号与本地码undefined之间的相互关系选取了延时落在undefined附近undefined之间的那些路径。

已知自相关函数的表达式如式(9),假如设m使得Wm-k<1,则有

undefined

从式(12)中可以看出Rake接收机由一组互相关器组成,相邻相关器所处理的时延之差为undefined。每个相关器只从总的接收信号中提取相应延时的那部分多径信号。因为假设多径时延扩展为Tm,总共可以分离合并的有undefined个多径信号。于是一个Rake接收机使用了L重分集,而不需要重复的设备(相关器除外)以保证独立的分集接收。基本的Rake接收机结构是一个抽头延时线,这样就可以将落在延时线内的多径信号能量收集起来,以供将它们最优合并时使用。

使用Rake接收机增加了接收机的复杂性,其复杂程度随判决前分析和合并的多径数目的增加而增大,因此可以通过减少接收机处理的多径数目来降低复杂性。目前有两种方案,第一种方案称为选择性Rake(SRake),它从接收机输入端获得的所有多径分量中选择S个最好的分量,这样Rake接收机的分支路径数目可以减少但接收机仍需跟踪所有的多径分量以便选择。第二种方案称为部分Rake(PRake),它没有选择过程,直接合并最先到达的L个路径。

4 仿真分析

在进行超宽带Rake接收机性能仿真时,除理想Rake外,对应于选择性Rake和部分Rake的支路数都需要选择两种或两种以上,以便进行性能对比研究,所以仿真Rake接收机性能的过程至少需要考虑五种不同的情况,本文选取的是:所有多径分量的理想Rake、9支路及4支路的选择性Rake(SRake)、9支路及4支路的部分Rake(Prake)。

图2至图5分别为CM1～CM4四种信道条件下五个Rake接收机的性能比较结果。图中,带三角的实线对应理想Rake,带圆圈和加号的两条虚线分别对应9支路和4支路的Prake,带星号和方块的两条实线分别对应9支路和4支路的Prake。

首先来分析一下CM1信道,如图2所示。从图中可以明显看出,理想Rake的性能是最好的,同时可以比较得出,9支路的SRake性能优于4支路SRake,而且9支路的PRake性能也同样优于4支路PRake,都是9支路的性能明显优于4支路的,也就是说支路数多的接收机性能优于支路少的。

为了验证此结论是否具有普遍意义,现对CM2～CM4信道中的Rake接收机性能进行同样的分析比较。仿真结果如图3-5所示。

从CM2～CM4信道的性能比较可以看出,与CM1信道中的情况相同,无论在何种信道中使用理想Rake都可以获得最好的结果,因为它利用的是接收机所能分辨出的所有的多径分量。而且无论哪一种信道条件下,SRake和PRake都是9支路的明显优于4支路的,也就是说支路数多的接收机性能优于支路数少的。

选择支路数都是9的Srake与Prake进行比较,可以看出四种信道中都是Srake性能要比Prake好,支路数是4的两种Rake进行比较也是同样结果,这是由于SRake选择的是所有支路中最好的一部分,而PRake只是直接选择时间上最先到达接收端的若干路径,所以在支路数相同的情况下SRake性能肯定要优于PRake。

不过SRake与PRake性能的好坏并非完全一定。综合四种信道,对不同支路数的SRake与PRake进行比较,对于4支路的SRake和9支路的PRake,图1和图4中SRake优于PRake,而图2和图3中PRake要优于SRake,当然这并不是说在CM1和CM4信道中4支路的SRake始终优于9支路的PRake,CM2和CM3信道中9支路的PRake始终优于4支路SRake,图1-4只是各信道仿真中的一种情况,由于每次对Rake接收机进行性能比较时发射信号经由信道时会产生不同的信道冲激响应,所以在接收端的接收信号也会不同。4支路SRake与9支路PRake相比到底哪一个性能更好一些并不是一成不变的,不过总体上非常接近,所以分析时一般要对其进行多次仿真比较并把得到的进行平均。

对图1-4进行整体对比可以看出:CM1信道下的Rake接收机性能要比其他三种信道下的好,其各条曲线趋势相对比较平缓,交叉也最少,总体对比效果最佳。

虽然SRake使接收机内分支数量减少了,但由于有选择过程其信道估值和信道跟踪过程的复杂性并不比理想接收机简单多少,所以虽然在支路数相等的情况下PRake性能不如SRake,实际中一般采用的却是PRake。

5 结束语

本文研究了UWB系统在多径衰落信道中存在码间干扰时的Rake接收机性能。在四种不同的信道情况下对不同的Rake接收机误码率进行了完整的比较分析,可以看出无论在何种信道条件下在同样支路数的情况下SRake性能始终优于PRake,不过鉴于SRake有选择性过程,使得系统复杂度大大增加,所以实际中需要针对不同的应用对两种Rake接收机的性能、复杂度等进行权衡分析后再做选择,本文的研究可以为实现Rake接收机时考虑系统复杂度和性能改善的折中问题提供有意义的参考。

摘要：室内环境中超宽带(UWB)信号经过密集多径传播会产生严重的时间弥散,采用Rake接收是提高UWB接收机性能的重要手段。在IEEE802.15.3a工作组推荐的信道模型基础上,采用脉冲位置调制(PPM)方式对超宽带信号在不同信道情况下不同Rake接收机的性能进行了系统的研究,可以在选择Rake接收机时,为综合考虑系统复杂度和性能改善的优化问题提供有价值的参考。

关键词：超宽带,Rake接收机,选择性Rake,部分Rake

参考文献

[1]王金龙,王呈贵,阚春荣,等.无线超宽带(UWB)通信原理与应用[M].北京:人民邮电出版社,2005.

[2]MARIA-GABRIELLA,DI BENEDOTTO,GUERINO GIANCOLA.Understanding Ultra Wide Band Radio Fundamentals[M].PublishingHouse of Electronics Industry,2005:19-22.

[3]FOERSTER J.Channel Modeling Sub-Committee Report[R].IEEEP802.15-02/368r4-SG3a,US:IEEE802.15.3aSG,2002.

[4]李向阳,袁东风.宽带系统中低复杂度RAKE接收机的性能研究[J].山东大学学报,2006,36(1):103-106,110.

[5]CASSIOLI D,WIN MZ,VATALARO F,et al.Performance of low-complexity RAKE reception in a realistic UWB channel[C].IEEEICC,NewYork:IEEE Press,2002:763-767.

蝴蝶仿生超宽带天线 篇6

自然界一直都是人类各种技术思想、工程应用以及重大发明的源泉,在长期的观察和实践当中,人类不断模仿生物的行为和形态并从中受益。仿生学是研究生物系统的结构、功能等来改进工程技术系统的科学。仿生天线是根据仿生学原理运用到天线中,通过模仿生物的模型运用于天线的几何外形达到某种特定的性能。例如:仿生向日葵和动物触角设计的,具有RCS(Radar Cross-Section,雷达散射截面)减缩效果的天线[1,2];模拟蝴蝶翅膀在阳光下呈现的深色区域设计天线开槽形状的仿生天线,该天线能有效地降低天线RCS[3];仿生章鱼外形设计的L波段单极子天线[4];仿生银杏树叶外形设计的小型化宽带天线[5]。

随着无线通信技术的迅猛发展,越来越多的天线被应用于各类通信设备中。但在当前许多通信系统中,人们出于美观或军事上保密等原因,往往尽可能地将天线隐藏,典型例子就是绝大多数移动手机天线采用了隐藏式天线。若设计为仿生天线,天线不仅不会影响通信设备外观,还可以提升设备的美观度,军事上仿生天线能够有效地隐藏和伪装天线。

为满足高速数据通信和无线通信应用日益扩展的需求,UWB(Ultra-wideband,超宽带)天线已成为现代天线发展的热点和潮流。传统的宽带天线主要有行波天线、非频变天线、喇叭天线等多种类型。微带单极子天线是一类应用非常广泛的超宽带天线[6,7,8,9,10],它能够实现非常宽的工作频带,同时天线制作可以应用加工简便、精度高和成本低廉的微带印刷技术,有利于天线批量化生产。

本文探讨利用仿生学原理,设计具有UWB特性的微带单极子天线。蝴蝶是自然界中一种非常美丽的生物,其对称、较为宽阔和圆滑流畅的外形曲线也正好和UWB单极子天线要求相吻合,因此本文借鉴蝴蝶外形实现UWB仿生天线的设计。

1 天线结构

蝴蝶的身体结构包括头部、纺锤形身体和一对分布有花斑的翅膀,头部有一对棒状或锤状触角。借鉴蝴蝶外形,本文设计的蝴蝶仿生天线如图1所示。整只天线制作在一片相对介电常数εr=2.65,厚度为h=1 mm的聚四氟乙烯微波介质基板上,基板长L=27.8 mm,宽W=26 mm。在该天线基板正面,蝴蝶外形被用于设计天线辐射单元,蝴蝶身体连接一条宽度为W1=2.8mm,特性阻抗为50Ω的微带线,用于对该天线馈电。天线基板背面印制有宽和长分别为W=26mm和L1=10.8 mm,倒角为e=11.5 mm的金属地。其仿真天线的其他结构参数见表1。

2 主要结构参数分析

本节将采用CST MICROWAVE STUDIO软件进行数值仿真的手段,分析天线主要结构参数对天线性能的影响,为天线设计提供指导。

2.1 花斑和条纹

对本文的蝴蝶仿生天线,其翅膀上的花斑和条纹很大程度上提升了天线外形美观,但花斑和条纹结构复杂,是该仿生天线设计的主要难点之一。图2给出了有和无花斑和条纹时的天线S11仿真数据,可以看出,花斑和条纹对该天线的阻抗带宽影响很小。该蝴蝶仿生天线的超宽带特性主要来自于天线的蝴蝶外形,因此设计者可以在设计花斑和条纹时可基本上只考虑天线外形美观,在一定程度上减轻了该仿生天线的设计难度。

2.2 金属地倒角

图3对比了金属地倒角对天线S11值的影响。随着金属地倒角增大,金属地逐渐从矩形变化为半圆形,由于金属地的宽度和长度分别为W=16 m和L1=10.8 mm,倒角的最大值为e=11.5 mm。从图3中可看出,随着倒角e增大,天线的阻抗带宽相应地增大。因此本文中倒角大小选择为e=11.5 mm。

2.3 辐射贴片与金属地之间缝隙

图4分析了天线辐射贴片与金属地之间的缝隙宽度g对天线|S11|的影响。可以清楚地看出,缝隙宽度g对天线|S11|影响显著,需要在设计中对该参数仔细地调节。当缝隙宽度g变大时,低频段|S11|值增大而高频段|S11|值减少,而缝隙宽度g减小对|S11|的影响正好相反。因此设计中对缝隙宽度g的取值需要适当,本文选择为g=0.5 mm。

2.4 介质板厚度和介电常数

本文设计的仿生天线为微带天线,基板介电常数和厚度的误差常常是影响微带天线性能的主要因素之一。在图5中,仿真计算了不同程度基板介电常数和厚度变化时的天线|S11|,可以看出,本文仿生天线的性能稳定,基板介电常数和厚度的较小不会对天线性能产生显著的不良影响,这对天线批量化生产和工程应用十分重要。

3 天线仿真测试结果分析

加工制作的天线实物如图6所示,该天线的尺寸为26 mm×27.8 mm×1 mm。

图7对比了该天线的仿真和测试|S11|曲线,可看出仿真和实测结果吻合较好,在低频处仿真和测试结果差异稍明显,根据分析主要来源于加工和焊接误差。测试得到的|S11|<-10 dB的阻抗带宽达到107%(3.2~10.6 GHz),这表明该天线具备了良好的超宽带特性。

图8给出了该天线在3.5 GHz,6.8 GHz,9 GHz下的辐射方向图。可以看出,该天线在各频点的辐射方向图为典型单极子天线方向图,有较良好的准全向辐射特性。天线增益为2.2~5.6 dBi。

4 结论

本文根据仿生学原理,模拟蝴蝶外形设计了一种具有超宽带特性的微带单极子天线。该天线外形美观,酷似蝴蝶。仿真和测试表明,该仿生天线的|S11|<-10 dB的阻抗带宽达到107%(3.2~10.6 GHz),而该天线尺寸仅为26 mm×27.8 mm×1 mm。该天线的仿生外形和良好超宽带特性使其在军用和民用无线通信等领域有广泛的应用前景。

参考文献

[1]JIANG Wen,GONG Shu-xi,LIU Ying,et al.Method of reduc ing antenna RCS using bionics principle[C]//Proceedings ofAsia-Pacific Microwave Conference.[S.l.]:APMC,2010:2135-2137.

[2]JIANG Wen,LIU Ying,GONG Shu-xi,et al.Application ofbionics in antenna radar crosssection reduction[J].IEEE An tenna and Wireless Propagation Letters,2009,8:1275-1278.

[3]李文强,曹祥玉,高军,等.低雷达散射截面的微带仿生天线[J].现代雷达,2011,33(10):63-66.

[4]JIANG Wen,GONG Shu-xi,HONG Tao,et al.PrintedL-band monopole antenna with a bionical structure[J].Micro wave and Optical Technology Letters,2011,53(5):1004-1006.

[5]张昊明.银杏页状仿生天线的构想和设计[J].新疆师范大学学报,2012,33(1):33-39.

[6]钟顺时,梁仙灵,延晓荣.超宽带平面天线技术[J].电波科学学报,2007,22(2):308-315.

[7]LIANG Jian-xin,CHEN Xiao-dong,PARINI C G.Study of aprinted circular disc monopole antenna for UWB system[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2005,53(11):3500-3504.

[8]BAO X L,AMMANN M J.Investigation on UWB printed mono pole monopole antenna with rectangular slitted ground plane[J].Microwave and Optical Technology Letters,2007,49(7):1585-1587.

[9]LOW Z N,CHEONG J H,LAW C L.Low cost PCB antennafor UWB applications[J].IEEE Antennas and Wireless Propa gation Letters,2005,4:237-239.

超宽带技术的探讨 篇7

一、超宽带定义及特点

超宽带通信是指具有很高的带宽比的通信技术。超宽带技术相对于扩频通信等传统窄带和宽带通信方式而言是一种全新的通信方式, 从信号的产生角度看, 超宽带技术一般可以不采用正弦波将基带信号调制到信道上, 而采用基带信号直接激励天线发射超短时宽的冲激脉冲, 以时域窄脉冲作为信息载体。它具有以下特点和优点:

1. 共享频谱。

UWB技术以一种新的、与其他系统共享的方式使用频谱。它使用的频谱从3.1GHz到10.6GHz, 宽度高达7500MHz, 而无需划分特定的、专有的频段。同时, 通过限制发射功率, UWB也避免了对其他系统造成干扰。UWB的极宽的频谱和极低的发射功率, 也使UWB系统具有传输速率高, 系统相对简单、成本低, 功耗低等优点。

2. 传输速率高, 系统相对简单、成本低、功耗低。

UWB通信利用其超宽带的优势, 传输速率可达1Gbps以上。传统的无线通信系统, 因为频带较窄, 要实现100Mbps以上的高传输速率, 必须采用高阶调制等方法达到较高的频谱使用效率 (hits/s/Hz) 。这就对信噪比提出了很高的要求, 同时提高了系统的复杂性。而UWB系统的频带很宽, 即使传输速率高达1Gbps以上时, 所需信噪比仍然不高, 这使得系统较为简单, 实现了系统的降低成本和功耗。另外, 因为UWB的发射功率受到了严格的限制, 以频带宽度1500MHz的UWB系统为例, 其发射功率应不超过一9.54d Bm, 所以UWB系统在信号发射上的功耗也很低。如果UWB通信采用的是其传统的基带窄脉冲形式, 则因为无需对载波进行调制和解调, 还将使系统的成本和功耗进一步降低。同时低功率的脉冲比起以前雷达和通信中的大功率脉冲, 更容易产生, 实现成本更低。

3. 信号衰减较小, 穿透力强。

采用基带窄脉冲形式的UWB信号, 与利用正弦载波携带信息的一般无线通信信号在空中的衰减特性不同。天线发射的正弦电磁波是一种球面波, 在自由空间中的衰减与距离的平方成反比, 在室内多径信道条件下, 衰减与距离的3-4次方成反比。而具有适当波形的UWB瞬态脉冲具有较强的定向性, 其衰减与距离成反比或更小。因此, 在相同功率下, 采用基带窄脉冲形式的UWB信号可比一般的调制载波的信号传输更远的距离。另外, 由于基带窄脉冲中含有较多的低频分量, 所以在室内传播时可顺利地穿过墙壁等一般的障碍物, 为UWB技术在室内环境以及透视成像等领域的应用提供了便利。

4. 定位精度高。

信号的定位精度与其带宽直接相关。UWB信号的带宽一般在500MHz以上, 远远高出一般的无线通信信号, 因此, 其所能实现的定位精度也很高。对于基带窄脉冲形式的信号, 其带宽通常在数GHz, 其定位精度更是可以高达厘米量级。超宽带的实现形式大致可以分为两大类, 即脉冲无线电和多频带OFDM。

二、超宽带脉冲的设计及产生

从本质上讲, 产生极短脉冲宽度的信号源是研究UWB技术基本的前提条件。UWB的窄脉冲, 有两个突出的特点:一是激励信号的波形为具有陡峭前沿的单个短脉冲;二是激励信号包括很宽的频谱, 从直流到微波波段。目前产生脉冲源的方法有两类:

1. 光电方法:

其基本原理是利用光导开关导通时瞬间产生的陡峭上升沿获得脉冲信号。由于作为激发源的激光脉冲信号可以有很陡的前沿, 所以得到的脉冲宽度可ps量级。另外, 由于光导开关是采用集成方法制成的, 可以获得很好的一致性。因此, 光电方法是最有发展前景的一种方法。

2. 电子方法:

其基本原理是对半导体PN结反向加电, 使其达到雪崩状态, 并在导通的瞬间, 取陡峭的上升沿作为脉冲信号。这种方案目前应用得最广泛。其缺点是由于采用电脉冲信号作为触发, 其前沿较宽, 触发精度受到限制, 特别是在要求精确控制脉冲发生时间的场合, 达不到控制的精度。另外, 由于受晶体管耐压特性的限制, 这种方法一般只能产生几十伏到上百伏的脉冲。当然, 其脉冲宽度还可以达1ns以下。

三、超宽带系统的调制与编码

根据信道的质量情况, 选择最合适的调制和编码方式, 并根据需要动态地调节调制方式及编码速率, 将传输误码率控制在系统规定值以下。传统通信系统的调制方案一般都已应用到UWB系统, 但是这些调制方案不一定是最佳的, 还应根据UWB系统的特点进行研究。现在研究的方向主要是自适应调制、编码、多址相结合或部分相结合的方案, 如M-BOK、网格编码调制。

四、超宽带系统的接收技术

早期的UWB接收机结构很简单, 只是一个等效于匹配滤波器的相关器而已。同时为了降低器件模数变换器变换速率的要求, 相关器是用线性相乘和积分等模拟过程实现的, 但是当对传输速率的要求达到上百Mbit/s后, 不理想的信道特性对接收信号的影响变得严重起来。接收信号幅度上的衰落需要通过Rake接收机收集足够丰富的多径分量来克服;另一方面, 信号的占空比不足以避免前后波形之间的重叠现象, 如何解决符号间干扰问题也必须在系统设计中加以考虑。一种比较理想解决方案应该是Rake接收加均衡, 通过Rake接收捕捉各条路径的能量以抵抗衰落, 同时利用均衡来消除符号间干扰。

对接收机在多径和各种干扰环境下的性能分析通常基于Rake接收机。在具体实现上有几条路径选取方法可用, 例如选择信号最强的L条路径或是最先到达的L条路径。合并策略也可采用最大比合并或等增益合并。前者的性能更好, 只是实现难度较大。从仿真结果来看, 就UWB信道特性而言, 选择4~6径进行合并已接近于最佳性能。

五、超宽带技术应用

超宽带技术在无线电领域具有很好的特性, 它可以在保持本身特性的情况下以刁、同的方式工作。因为超宽带技术有如此的多样性, 所以几乎可以以任何方式使用超宽带技术。它的应用集中在以下三个方面:通信和传感器、定位和跟踪、雷达。

超宽带信号同步的研究 篇8

由于超宽带信号脉冲持续时间短,占空比低,工作信噪比低,而实际超宽带信道又是密集多径的,现有的超宽带同步方案[1,2]中大部分都是基于相干的方法,从超宽带通信系统对定时误差敏感性分析[3]可知,如果接收端采用固定的模板相关信号,则需要接收机非常精确的定时,故需要寻求新的途径来解决超宽带通信系统在密集多径下的信号捕获和定时同步问题。

给出了基于导频脉冲序列简单捕获和定时同步算法:接收信号与原始脉冲序列的“拷贝”互相关,下面称原始脉冲序列的“拷贝”为模板信号。相关积分必须考虑模板信号在时间上的所有可能位置。在这种方式下,相关器输出信号幅度随接收信号与时移模板信号的相似性而改变。相似程度越高,相关器输出越大。如果相关器的输出超过某个门限值,接收机就认为出现了导频信号(信号捕获)。这时,接收机估计相关器输出的峰值并计算模板信号的相应时移。这个时移就是传播时延的一个估计值。在理想情况下,信号不受噪声和失真的影响,上面的估计就可以使发射机和接收机正确同步(定时同步)。本文对AWGN信道和多径信道下CM1信道模型进行了仿真分析,验证了利用导频脉冲实现信号捕获和定时同步的可行性。

2 接收机结构

接收机结构如图1所示。

图1表明该超宽带接收机由信号相关器、判决器两个模块组成,下面分别研究它们的性能。

2.1 信号相关器

假设多径接收信号r(t)与本地模板v(t)均为周期为Tb的周期函数,且相位完全同步。在一个码元周期内,定义Err为多径接收信号r(t)的自相关值,Evv为模板信号v(t)的自相关值,Erv为多径接收信号r(t)与模板信号v(t)的互相关值。则Err表示多径接收信号在一个码元周期内的能量,Evv表示本地模板在一个码元周期内的能量,即:

$\begin{array}{l}E{}_{rr}={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}r}(t)\cdot r(t)\text{d}t\\ E{}_{vv}={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}v}(t)\cdot v(t)\text{d}t\\ E{}_{rv}={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}r}(t)\cdot v(t)\text{d}t\end{array}(1)$

信号相关器实现本地产生的模板信号v(t)和接收信号r(t)的互相关运算,相关器在时间间隔0≤t≤Tb内计算相关输出,并在t=Tb时刻对输出进行抽样,将抽样结果送入判决器。

当发送0时,接收相关器输出为噪声n(t)与模板v(t)的相关值:

$\begin{array}{l}R{}_0(t)={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}r}{}_0(t)\cdot v(t)\text{d}t={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}n}(t)\cdot v(t)\text{d}t\\ =n{}_0(2)\end{array}$

当发送1时,接收相关器输出为信号叠加噪声r(t)+n(t)与模板v(t)的相关值:

$\begin{array}{l}R{}_1(t)={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}r}{}_1(t)\cdot v(t)\text{d}t\\ ={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}r}(t)\cdot v(t)\text{d}t+{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}n}(t)\cdot v(t)\text{d}t\\ =E{}_{rv}+n{}_0(3)\end{array}$

可见,由于接收噪声的影响,相关器输出叠加了噪声分量n0,既然n(t)是功率谱为N0/2的高斯白噪声,那么经过相关器后噪声分量n0即是均值为0、方差为σ2的高斯过程。相关器输出噪声n0的均值和方差为:

$\begin{array}{l}E[n{}_0]=E\left[{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}n}(\tau )\cdot v(t-\tau )\text{d}\tau \right]\\ ={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}E}[n(t)]\cdot v(t)\text{d}t=0(4)\\ \sigma {}^2=E[n{}_0^2]={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}v}}(t)\cdot v(\tau )\cdot E[n(t)\cdot n(\tau )]\text{d}t\text{d}\tau \\ =\frac{{\rm N}{}_0}{2}\cdot {\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}v}}(t)\cdot v(\tau )\delta (t-\tau )\text{d}t\text{d}\tau \\ =\frac{{\rm N}{}_0}{2}\cdot {\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_b}v}{}^2(t)\text{d}t=\frac{{\rm N}{}_0}{2}\cdot E{}_{vv}(5)\end{array}$

当发送信息0和1时,相关器输出R0和R1的概率密度函数为:

$\begin{array}{l}p(R{}_0|0)=\frac{1}{\sqrt{2\text{π}}\sigma }e{}^{-R{}_0^2/2\sigma {}^2}\\ p(R{}_1|1)=\frac{1}{\sqrt{2\text{π}}\sigma }e{}^{-(R{}_1-E{}_{rv}){}^2/2\sigma {}^2}\end{array}(6)$

当发送信息0时,相关器输出R0是一个均值为0、方差为σ2的高斯过程。同理,发送1时,R1是一个均值为ε=Erv、方差为σ2的高斯过程,ε/2为最佳判决电平(即门限值)。

2.2 判决器

判决器根据信号相关器的输出R0和R1来判决发送的信息是0还是1。输出信号的最佳判决电平为α=ε/2=Erv/2,如果相关器R>α,表示发送的是1,否则表示发送的是0。

3 仿真分析

如图2(a)代表一个具有10个脉冲的序列,为了构造模板信号,接收机必须知道发射信号每帧中全部脉冲的精确位置,故这10个脉冲在时间轴上的位置是已知的。

本例中引入的传播时移为15 ns,为了仿真信号捕获和时间同步过程,假定接收机时延值是待定的未知值,时移后的信号如图2(b)所示。

首先考虑信号在AWGN信道中传播的情况。接收机输入信号根据给定的ERX/N0,分析了几种不同情况下相干检测导频序列的性能:理想情况ERX/N0=50 dB,两种实际情况ERX/N0=0 dB和ERX/N0=-10 dB。三种情况下加入不同噪声之后的相关器输入信号分别如图3中(a)、(b)、(c)所示。注意在图3(a)中,ERX/N0=50 dB,从接收波形中很容易识别出导频序列。在这种情况下,我们可以认为信号捕获和定时同步算法可以正确检测序列并获得同步。图3(b)(ERX/N0=0 dB)和图3(c)(ERX/N0=-10 dB)就不同了。这时有用信号完全淹没在噪声之中,与前一种情况相比,接收机检测和估计导频脉冲正确位置的可能性有所下降。

如图4(a)给出理想情况下(ERX/N0=50 dB)相关器输出C1。从图中,我们可以在大约15 ns的位置观察到一个很大的峰值。

正如所料,信号C1的峰值提供了信道传播之后导频时延值的精确估计。而且在估计过程中没有任何模糊现象,因为相关器输出的最大值远远超过了其他较小的峰值。

图4(a)也显示出正确选择门限值的重要性。如果门限值太大,例如,在图4(a)情况下超过10 mV,接收机就不可能检测出导频序列。如果门限值太小,例如,在图4(a)情况下小于3 mV,相关器输出的所有小峰值信号都会触发信号捕获。

ERX/N0=0 dB时的相关器输出C2如图4(b)所示。这种情况下,相关器输出信号受到噪声的影响,但我们仍旧能够识别出15 ns附近有较大的峰值。因此可以推断,即使在噪声能量与单脉冲能量相差无几时,接收机的相关滤波器仍然能够捕获到导频序列。

对相关器输出信号的分析,为获得导频信号在时间轴上的精确位置提供了可能,即可以达到接收机和发射机之间的定时同步。

ERX/N0=-10 dB时的相关器输出C3如图4(c)所示。此时,15 ns处的峰值仍旧可以识别,但是其值接近背景噪声电平。特别地,可以看到,有许多其他峰值的幅度与有用峰值的幅度接近。由于寄生峰值触发的同步过程会引起虚警,信号检测会受到影响。为了避免虚警,可以增加检测门限,但这样可能会检测不到导频序列。这种情况下,增加导频信号的长度是一种可能的解决方案,但同时也增加了发送导频序列使用的能量和时间。能量和检测性能的折衷需要根据具体的应用考虑。对于定时同步过程的性能,很明显,即使序列被正确检测,高电平噪声的存在也可能会使接收机导频序列的时延估计产生误差。

接着再看看导频序列在多径信道传播时对同步性能的影响,具体的说,我们将考虑由于信道冲激响应引起的时延扩展在接收端产生ISI的情况。

假定发射机和接收机之间是LOS的(CM1)。这时信道冲激响应如图5所示。

图6为对应于导频序列在图5所示的多径信道中传播、具有不同ERX/N0的接收信号。注意,ERX为每脉冲的总接收能量,即接收机获得的一个发射脉冲经多径信道传播之后的所有多径分量之和。

相关器输入信号rxcla(ERX/N0=50 dB)、rxclb(ERX/N0=0 dB)和rxclc(ERX/N0=-10 dB)受高斯噪声和脉冲重叠失真影响,如图6所示因为多径而引起的信号失真。

同理得到相关器输出Cm1(ERX/N0=50 dB),Cm2(ERX/N0=0 dB)和Cm3(ERX/N0=-10 dB)如图7所示。

由以上分析知:仿真结果与AWGN时完全相同,即在ERX/N0=50 dB和ERX/N0=0 dB时获得完全同步,在ERX/N0=-10 dB时存在误差。我们可以得出结论:在这种情况下,多径的存在不会降低同步性能。但是,多径的存在使相关器输入端信号对噪声更敏感,这可以通过进一步降低ERX/N0得到验证。

4 结 语

本文详细分析和仿真了TH-PPM-UWB系统基于导频脉冲序列的信号捕获和定时同步算法,分析和仿真结果表明,该方案在多种信道下都能很好地实现定时同步和捕获。

摘要：针对TH调制PPM超宽带系统,给出一种解决IR-UWB通信系统信号捕获和定时同步方法。这种方法基于导频脉冲序列,接收机使用与导频脉冲序列相匹配的相关滤波器,通过观察相关器的输出信号,可以估计导频序列的存在,此外,相关器输出的峰值可以使接收机与发射机时间对齐,从而达到同步。采用仿真与理论分析相结合的方法,详细分析了AWGN和多径信道下的同步性能,结果表明,理论分析和仿真结果相吻合,利用导频脉冲序列在各种信道下均可获得很好的同步。

关键词：同步,导频,相关器,超宽带

参考文献

[1]Homier E A,Scholtz R A.Rapid Acquisition of Ultra-wide-band Signals in the Dense Multipath Channel[C].UWBST2002.Baltimore,US,2003:105-109.

[2]Reggian I L,Maggo G M.Rapid Search Algorithms for CodeAcquisition in UWB Impulse Radio Communications[J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications,2005,23(5):898-908.

[3]Tian Z,Giannakis G B.BER Sensitivity to Mistiming in Ul-tra-wideband Impulse Radios-PartI:Nonrandom Channels[J].IEEE Trans.on Signal Processing,2005,53(4):1 550-1560.

[4][意]贝尼迪特.吉安卡拉.超宽带无线电基础[M].葛利嘉,朱林,袁晓芳,等译.北京:电子工业出版社,2005.