GPS接收机（精选10篇）
GPS接收机 篇1
1.前言
现阶段GPS接收机按其用途可分为导航型和测量型, 前者用于对汽车、船舶的导航, 因此对精度要求并不高, 相应的价格较低;后者采用高信噪比的接收电路板, 可得到适用于测量、空间定位等方面的高精度结果, 但价格偏高。如我国的大面积国土资源普查, 需要多台测量GPS接收机, 使得项目硬件投入非常高。利用GPS误差的相关性原理采用差分技术, 可以使用普通接收机得到不亚于测量接收机的高精度, 大幅降低项目成本。
2.sirf-2数据格式的解析
2.1 sirf-2数据格式简介
sirf-2数据格式是sirf公司的自定义二进制数据格式, 目前还没有将sirf格式转换为RINEX格式的工具, 但sirf公司公开了数据格式的详细说明文档, 通过其说明文档可以得知, 其把GPS信号组织成多条语句, 每条语句格式如表1所示。
其中关键信息是每句的有效信息项, sirf格式有多种句型, 每种句型记录GPS信号的不同信息, 因此每种句型的数据组织方式不同。由文档说明我们可以编制相应的数据解析代码。
2.2 sirf-2数据格式的解析
采用伪距差分技术, 需要关注sirf数据中ID为2、28、30三种类型的语句, 其中ID为2的语句中包含有关接收机的初始位置信息, 28语句包含伪距测量值和载波相位等信息, 3 0语句包含卫星位置信息, 该信息由接收机接收广播星历自行计算得出。每句的有效信息的第一个字节就是该句的ID, 根据ID过滤掉多余的语句, 由sirf数据文档资料判读2、28、30语句, 读取语句的伪代码如下:
3.GPS伪距差分技术
3.1 GPS定位及其误差来源
GPS定位是利用一组卫星的伪距、星历、卫星发射时间等观测量和用户接收机钟差来实现的。要获得地面的三维坐标, 必须对至少4颗卫星进行测量。在这一定位过程中, 存在3部分误差:第一部分误差是由卫星钟误差、星历误差、电离层误差、对流层误差等引起的;第二部分是由传播延迟导致的误差;第三部分为各用户接收机固有的误差, 由内部噪声、通道延迟、多径效应等原因造成。
3.2 GPS伪距差分技术原理
利用差分GPS技术消除基准站和流动站共有误差的原理很简单:基准站所在位置已知或已测定, 用它测量到GPS卫星的距离, 所测量到距离包括接收机到卫星的实际距离加上各种误差, 这些误差包括卫星时钟误差、对流层延迟和电离层延迟。由于基准站的坐标已知, 因此通过卫星的星历表信息可以计算出到卫星的距离, 但在计算出的距离中可能含有星历表误差, 因此在测量距离和计算距离的误差中包含着上述所讨论的所有误差。如果对GPS用户接收机的距离测量值进行这种误差修正, 就能获得“已修正”的距离, 从而消除了用户位置测量中的有关误差。因为两台接收机用同一组测量卫星, 卫星的时钟和星历表误差对两台接收机来说是共有的, 而且在很大程度上电离层延迟也是共有的, 这是由于电离层的高度很高 (4万到40万米) 。
随着GPS用户接收机与基准站间距离的不断增加, 由于卫星视角的不同, 两台接收机的电离层延迟和星历表误差相关程度将下降。由于接收机相距过远而导致电离层延迟相关是很难估算的, 这是由于电离层每天和每季节都在变化。当两台接收机位于同一高度并间隔相当近时 (50英里) , 对流层延迟误差预计对两接收机是共有的 (90%的对流层延迟在低于30km的高度出现) 。对于经过差分处理后仍然存在的电离层和对流层延迟来说, 这些延迟误差值被看作是剩余的非共有的误差。
4.sirf数据格式差分技术的实现
4.1数据采集
在驻马店的翟庄和张楼两个地点分别架设基准站和流动站, 采用两台同样的si RFstar IIe/LP Evaluation接收机, 下午从15:45开始进行连续4小时的观测, 采集数据大小为5.54MB, 将其导入PC。
4.2数据解算
4.2.1读取数据。
首先建立一个内存缓冲区, 将硬盘上的数据以256字节为单位读到内存, 按照I D号来得到2、2 8、3 0语句, 删除无效的卫星数据, 读进相应的数据结构, 组成数组准备计算。
4.2.2内插计算伪距改正数。
由于GPS卫星运行在2万公里的高空, 在很短的时间内到地面的距离都有很大变化, 因此应如下计算伪距改正数:指定较精确的流动站G P S时间;寻找基准站的相应数据;内插计算该GPS时的伪距改正数。这里采用常用的线性内插算法计算。
4.2.3改正流动站伪距并解算位置。
将计算出的伪距改正数加到相应历元的流动站伪距观测值上, 由于并未建立实时通讯链, 所以无法将改正数实时播发给流动站用户, 这里采用事后差分处理技术;流动站的测量伪距得到改正后, 采用多历元联合解算位置的方式来提高解算结果的可靠性, 多历元联合解算建立法方程时采用逐点法化法处理每颗卫星的信息, 逐点法化法是基于矩阵运算的向量形式, 将每颗星的数据列成向量, 运算后加到已有的法方程上, 这样实时形成法方程, 显著提高了运算的时间和空间效率。
Sirf接收机给出了一个初始的接收机位置信息, 根据该位置用GPS单点定位解算方法迭代计算流动站坐标可得出表2结果。
表2中随着解算历元的增加, 定位精度有所提高, 说明多历元解算可以消除一定的系统误差, 由于基准站和流动站之间的随机误差独立, 该误差无法消除, 成为最终的主要误差。
5.结论
伪距差分G P S能有效地消除星钟误差、星历误差、SA误差和电离层对流层中的公共延迟误差, 大幅提高定位精度。但由表2可以看出, 伪距差分增大了随机误差, 这是由于基准接收机伪距测量随即误差与差分用户伪距测量随机误差相互独立引起的, 随机误差是伪距差分GPS定位中的主要误差源之一。在基准站的接收机性能稳定、可靠性较高的状态下, 对导航型的GPS接收机进行差分处理同样可以得到较高的精度。
参考文献
[1]李征航, 黄劲松.GPS测量与数据处理[M].武汉:武汉大学出版社.2005
[2]邓强, 黄顺吉.伪距差分GPS定位误差分析电子科技大学学报.1995.10vol.24NO.5
[3]刘大杰, 施一民等.全球定位系统的原理与数据处理[M].上海:同济大学出版社.1996
[4]王晓湘.差分GPS定位精度研究北京邮电大学学报.1999.12vol.22NO.4
[5]王广运, 郭秉义, 李洪涛.差分GPS定位技术与应用[M].北京:电子工业出版社.1998.
[6]李洪涛, 许国昌, 薛鸿印等.GPS应用程序设计[M].北京:科学出版社.1999.
GPS接收机 篇2
该文对GPS接收机的中频信号处理算法进行了研究,内容主要涉及信号捕获、载波恢复和伪码跟踪3部分,详细分析了信号捕获过程中所采用的.匹配滤波器法、快速傅里叶算法(FFT)、锁频环(FLL)、锁相环(PLL)以及延迟锁定环(DLL)的算法原理,并对环路滤波器作了相应的阐述,给出环路对应的递推公式.
作 者：蔡凡 尹燕 张秀忠 CAI Fan YIN Yan ZHANG Xiu-zhong 作者单位：蔡凡,CAI Fan(中国科学院,上海天文台,上海,30;中国科学院,研究生院,北京,100039)
尹燕,YIN Yan(清华大学电子系,北京,100084)
张秀忠,ZHANG Xiu-zhong(中国科学院,上海天文台,上海,200030)
GPS接收机 篇3
关键词:扩频通信;GPS软件接收机
中图分类号:TN922 文献标识码:A文章编号:1007-9599(2010)09-0000-01
Analysis of Signal Processing Algorithms for GPS Software Receiver
Zhang Hongyuan
(Navy 92678 Troop,Tianjin300220,China)
Abstract:In order to be able to general-purpose processors achieve the functions of GPS software receiver,need a GPS software receiver can be applied to the signal processing algorithms.Currently,GPS software receiver is the local table with the code stored in the carrier tracking table to produce the required local carrier and code,this increases the efficiency of the software receiver signal processing.
Keywords:Spread spectrum communication;GPS Software Receiver
一、系统组成
GPS软件接收机的整个系统组成包括GPS天线、射频前端、数据采集卡和接收机软件4个部分。其中从天线收到的频点信号再通过射频前端來完成变频,之后送入数据采集卡,最后由PC接收。
二、GPS信号捕获
(一)混合搜捕法
即可以先使用数据循环相关捕获算法,在[-10kHz,10kHz]频移范围内以1kHz进行初步捕获,获得分辨率为1000Hz的粗捕频率以及分辨率为1/16码片的C/A码初始相位。
(二)基于非相关积分的微弱信号捕获
采用1ms时长的数据进行捕获的时候,,因为噪声的作用可能导致误捕的情况发生,当信号较弱的时候,甚至会出现漏捕的状况。所以,目前解决这两个问题的做法就是加大捕获数据的长度。
三、GPS信号处理
我们假定GPS信号已经通过了RF前端的处理,变频成为:fIF=41309MHz的中频信号,并经过采样频率fs=51714MHz进行信号采样,形成了数字中频信号,它的表达式可以写作:
yk=Ad(tk)c[(1+η)(tk-ts)]cos(ωIFtk-ωDtk+φ0)+vk(1)
在这里,yk是射频前端在采样时刻tk的输出值,常数A是采样的幅度,d(t)是GPS的导航数据流,c(t)是卫星发射的C/A码,其码率为11023MHz,周期是1ms,η是多普勒频移对C/A码率的影响因素,ts则是C/A码的起始时刻,ωD是多普勒频移,ωIF是中频频率。
φ0是载波的初始相位,如果忽略电离层对信号频率的影响,则多普勒频移与C/A码率影响因子η之间是相互关联的:
η=ωD2π×1575.42×106
vk是噪声项,往往采用的是高斯限带有色噪声模型。在GPS接收机中,捕获就是根据接收到的y1,y2,⋯,yk,⋯来估计算出C/A码的初始相位ts和多普勒频移ωD。
I(t^s,ω^D)
=ΣN-1k=0ykc[(1+η^)(tk-t^s)]cos[(ωIF-ω^D)tk]Q(t^s,ω^D)
=-ΣN-1k=0ykc[(1+η^)(tk-t^s)]sin[(ωIF-ω^D)tk]
这里c[(1+η^)(tk-t^s)]是本地产生的复制C/A码;cos[(ωIF-ω^D)tk]和sin[(ωIF-ω^D)tk]则分别是本地产生的复制同相载波和正交载波。
在二维的区域:
t^s=t0,t1,⋯tN-1和ω^D=ωDmin
ωDmin+ΔωD,ωDmin+2ΔωD,⋯,ωDmax范围内搜索,使得相关结果:
P(t^s,ω^D)=I2(t^s,ω^D)+Q2(t^sω^D)
达到最大值,在达到最大值时的(t^s,ω^D)就是我们所要估计的C/A码相位t^s和多普勒频移ω^D。往往采样的间隔是平均的。
即:
tk=t0+kΔt,t^s=t0+nΔt
Z(t^s,ω^D)
=Z(t0+nΔt,ω^D)
=Z(n,ω^D)
=I(n,ω^D)+jQ(n,ω^D)
=y(k)ªc(-k)这里:y(k)
=Ad(tk)c[(1+η)(tk-ts)]cos(ωIFtk-ωDtk+φ0)
是接收的中频信号;而
c(k)=Ac[(1+η)(t^k-t^s)]cos(ωIFt^k-ωDt^k)
是本地产生的复制信号.
四,GPS信号定位解算
在本文提到的软件接收机中,伪距被规定从数据文件头开始,每隔5000个采样点提取1次。提取第n个发射时刻的过程可以分为以下3个步骤:
(一)计算GPS跟踪开始位置的粗略发射时刻
在进行帧同步时也可以同时得到提取TOW的帧的帧头所在位置K-TOW,即指信号跟踪结果的第K-TOW个相关值对应帧的边界。因为TOW指示的是下一帧开始时刻的时间,故而跟踪开始位置A点的粗略发射时间可以这样计算:
tAös=TOW-6-0.001K-TOW
(二)计算跟踪中第nms的数据开始位置的发射时刻
第nms数据的开始位置B点的时间,是由两部分组成,首先是得知A点发射时刻进而推算而来的B点发射时刻的粗略值,再加上由该时刻卫星信号中的伪码相位偏移所折算得到的校正数值。即:
tBös=tAös+0.001n+ (三)计算第n个伪距提取时刻的发射时刻。 从第nms数据的起始位置K(n)能够折算出B点距离伪距提取位置C点的时刻偏移,即能够折算出C点的发射时刻: tCös=tBös-K(n)-5000n5×106.(8) 这样就可以完成对发射时刻的提取。之后再减去本地时间,乘以光速就得到了该点的伪距。对超过4颗卫星提取到伪距后,再利用传统的算法求解伪距方程,就可以得到本地的位置。 五,参考文献 [1]覃新贤.承德.谢应科.GPS软件接收机中的一种实用高灵敏度快速捕获算法[J].电子学报,2010,1 [2]钱镱.伍蔡伦.陆明泉.冯振明.GPS软件接收机信号处理算法[J].清华大学学报(自然科学版),2009,8 [3]王劲.宋茂忠.GPS软件接收机弱信号捕获系统设计[J].武汉大学学报•信息科学版,2010,7 与目前一般广泛使用的基于ASIC(Application Specific Integrated Circuit)结构的硬件接收机相比,GPS[1]软件接收机具有成本低、开发速度快、具有高度的可配置性等优点。它使用软件方法和少量硬件进行GPS信号接收处理。与传统硬件接收机相比,软件接收机更具方便性和灵活性。它只需要进行软件修改,就可以对接收机进行修改和升级。当出现新的GPS信号频率或使用新的伪随机码序列时,只需对接收软件进行更改就可以适应新的信号。同样,GPS软件接收机[2]也可以在进行修改后用于接收处理其他卫星定位系统的信号。它对于新一代导航接收机的开发有着重要意义。本文对数字中频GPS信号的捕获和跟踪算法分别进行讨论。捕获算法采用基于FFT的频域快速捕获算法。码跟踪采用非相干延迟锁相环DLL,载波跟踪采用锁相环PLL,实现了对GPS信号的跟踪。 2 GPS信号捕获算法 GPS软件接收机信号的捕获过程包括多普勒频移的粗略估计和C/A码相位的初始同步。 传统GPS接收机中捕获算法大多采用时域滑动相关的算法,这种算法使用本地产生的每颗卫星的C/A码在1 023(C/A码周期)个码位上与接收到的数字信号进行相关运算,以获得信号的C/A码相位,使用本地产生的中频载波与接收到的信号进行运算以获得信号频率[3]。这种时域滑动相关的算法虽然实现起来比较简单但存在着运算量大、速度慢的缺点。而本文讨论的GPS软件接收机频域相关捕获算法则是将相关运算变换到频域进行,减小了运算量,提高了捕获速度[4]。在搜索捕获过程中,多普勒频移搜索步进量为1 kHz,搜索范围依据信号的动态特性确定;码相位采取并行搜索策略,将信号的相关运算转化为FFT和IFFT运算。 2.1 捕获算法模型 捕获算法模型如图1所示。 2.2 捕获过程[5] (1) 从输入信号中取出一段数据s(n)与本地产生的具有不同频偏的载波信号xi(n)进行相乘运算。将相乘结果进行DFT变换,转化到频域,运算结果记作Si(k); (2) 对本地产生的C/A码c(n)进行DFT运算得到C(k),取复共轭C*(k); (3) 将Si(k)和复共轭C*(k)相乘,输出结果为Di(k); (4) 对Di(k)进行DFT的逆运算IDFT变换到时域di(n),并取绝对值|di(n)|; (5) 在|di(n)|中找到最大的相关峰值,并与预先设定的阈值比较,如果超过阈值则根据|di(n)|对应的第i个载波频率和第n个码相位计算出捕获后载波频率估计量f0和码偏估计量Δ; (6) 用上述过程得到的码偏估计值Δ去除数据段中的C/A码,结果与f(j)=f0+fs*j个频率分量进行相关运算(fs为精捕获频率搜索步长),找出相关峰,并确定最后的捕获结果。 3 跟踪过程 当捕获完成后,获得的是GPS信号频率和相位的粗略值。而且由于卫星和接收机的相对运动,伪码相位也在随时变化,为了保持对码相位和多普勒频率的跟踪,可利用码跟踪环和载波跟踪环对GPS信号进行跟踪,继而解调出导航电文。其中码跟踪过程通常采用延迟锁相环DLL (Delay Lock Loop)来完成,载波跟踪通常采用经典的Costas锁相环。 3.1 载波跟踪 GPS载波跟踪方法通常有载波相位跟踪和载波频率跟踪2种。普通的低动态或静态的GPS接收机通常采用经典的载波相位跟踪即Costas锁相环。Costas载波跟踪环优的点之一是它对信号的180 °相位翻转不敏感,从而避免了导航数据跳变带来的影响[6]。 Costas环通过载波鉴相器计算出信号载波和本地载波的相位误差,利用输出的相位估计误差来控制数控振荡器NCO,以此调整本地载波信号。常用的鉴相函数D有以下3种: 其中I和Q为正交的2个相关器。算法模型[7]见图2。 3.2 码跟踪 码跟踪环的作用[8]是持续跟踪信号中特定C/A码的码相位,GPS软件接收机中采用延迟锁相环DLL来实现对码相位的跟踪。一个完整的跟踪模块如图3所示,其中包括载波跟踪和码跟踪2部分。 在图3码跟踪部分中,数字下变频器所产生的同相I和正交Q支路的信号,分别跟本地产生的PRN超前码E,对准码P,滞后码L进行相关运算。其中超前码E,对准码P和滞后码L分别相差1/2个码元宽度。经过相关运算后的结果输入到延迟锁相环的鉴相器D,鉴相器根据PRN码的自相关特性,获得码相位误差,该误差经环路滤波器后调整本地PRN码的数控振荡器NCO,控制伪码生成速率[9]。使本地PRN码保持跟踪输入信号中码相位的变化,实现精确同步。 通常采用的DLL[10]鉴相函数D有以下4种,由于采用的运算法则不同,分别具有不同的跟踪特性。 4 结 语 本文对GPS接收机的中频信号处理算法进行研究。捕获算法采用基于FFT的频域快速捕获算法,极大地减少了运算量,提高了捕获速度。在跟踪环路中,载波跟踪算法采用锁相环PLL,码跟踪算法采用非相干延迟锁相环DLL,成功实现了对GPS信号的准确跟踪。这一处理算法性能优越,易于在PC机上软件实现。 GPGLL 地理位置和经纬度信息 GPGGA 位置信息 GPGSA GPS DOP和活动卫星信息 GPGSV 当前GPS卫星状态信息 GPRMC 推荐的最简定位信息 GPVTG 地面速度信息 //yyyy-MM-dd HH:mm:ss, SSS // 年 月 日 时 分 秒 毫秒 ///////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// 1.位置信息（GPGGA） 例：$GPGGA,092204.999,4250.5589,S,14718.5084,E,1,04,24.4,19.7,M,,,,0000*1F $GPGGA，<1>，<2>，<3>，<4>，<5>，<6>，<7>，<8>，<9>，M,<10>,M, <11>，<12>*hh 字段0：$GPGGA，语句ID，表明该语句为Global Positioning System Fix Data（GGA）GPS定位信息 字段1：UTC 时间，hhmmss.sss，时分秒格式 字段2：纬度ddmm.mmmm，度分格式（前导位数不足则补0） 字段3：纬度N（北纬）或S（南纬） 字段4：经度dddmm.mmmm，度分格式（前导位数不足则补0） 字段5：经度E（东经）或W（西经） 字段6：GPS状态，0=未定位，1=非差分定位，2=差分定位，3=无效PPS，6=正在估算 字段7：正在使用的卫星数量（00 - 12）（前导位数不足则补0） 字段8：HDOP水平精度因子（0.5 - 99.9） 字段9：海拔高度（-9999.9 - 99999.9） 字段10：地球椭球面相对大地水准面的高度 字段11：差分时间（从最近一次接收到差分信号开始的秒数，如果不是差分定位将为空） 字段12：差分站ID号0000 - 1023（前导位数不足则补0，如果不是差分定位将为空） 字段13：校验值 ///////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// 2、地理位置和经纬度信息（GPGLL） 例：$GPGLL,3232.1234,N,12121.3322,W,121212.456,A*2C $GPGLL、<1>，<2>，<3>，<4>，<5>，<6>*hh <1>纬度：ddmm.mmmm格式 <2>纬度方向：N（北纬）或S（南纬） <3>经度：dddmm.mmmm格式 <4>经度方向：E（东经）或W（西经） <5>UTC时间（定位点）：hhmmss.sss格式 <6>状态:A－数据有效? V－数据无效 ///////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// 3、GPS DOP和活动卫星信息（GPGSA） 例：$GPGSA,A,3,07,09,15,27,02,04,26, , , , , ,1.8,1.0,1.5*25 $GPGSA，<1>，<2>，<3>，<3>，<3>，<3>，<3>，<3>，<3>，<3>，<3>，<3>，<3>，<3>，<4>，<5>，<6>*hh <1>模式：M―手动，A―自动 <2>当前状态：1―无定位信息，2―2D 3―3D <3>使用卫星号：01～32 <4>位置精度 <5>垂直精度 <6>水平精度 ///////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////// 4、当前GPS卫星状态信息（GPGSV） 例：$GPGSV,2,1,07,09,25,305,42, 07,68,058,42,27,38,235,41, 04,15,168,42*40 $GPGSV,2,2,07,02,48,067,41, 15,21,048,42, 05,33,105,40*68 $GPGSV，<1>，<2>，<3>，<4>，<5>，<6>，<7>，<4>，<5>，<6>，<7>*hh <1>GSV语句的总数目：1～3 <2>当前GSV语句数目：1～3 <3>显示卫星的总数目 ：一共7颗卫星 <4>卫星的ID号（星号）：01～32 <5>卫星仰角(单位：度)：<90 <6>卫星旋角（单位：度）：0～359 <7>信噪比（单位DB/Hz）：0～99 语句共两条，最多包括4颗星的信息， GPS 接收信号输出信息GPS软件接收机算法研究 篇4
GPS 接收信号输出信息 篇5
，
每个星有4个数据，即<4>―星号 <5>―仰角<6>―方位<7>―信噪比
/////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////
5、推荐的最简定位信息（GPRMC）
例：$GPRMC,121212.456,A,3232.1234,N,12121.3322,W,0.15,305.12,121299, ,*22
$GPRMC，<1>，<2>，<3>，<4>，<5>，<6>，<7>，<8>，<9>，<10>，*hh
<1>UTC时间（定位点）：hhmmss.sss 格式
<2>状态：A=定位V=导航
<3>纬度：ddmm.mmm 格式
<4>纬度方向：N 或S
<5>经度：dddmm.mmmm 格式
<6>经度方向：E或W
<7>对地航速（单位：哩／小时）
<8>对地航向（二维方向指向，相当于二维罗盘，单位：度）
<9>当前UTC日期（定位点）：ddmmyy 格式
<10>磁偏角（单位：度）
/////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////
6、地面速度信息（GPVTG）
例：$GPVTG,305.12,T, ,M,0.15,N,0.3,K*5C?
$GPVTG，<1>，T，<2>，M，<3>，N，<4>K*hh
<1>对地航向（单位：度）
<2>磁偏角（单位：度）
<3>对地航速（单位：哩/小时）
<4>对地航速（单位：公里/小时）
GPS接收机 篇6
1 青草沙南汇支线首级控制网的布设方案和成果分析
1.1 项目概述
根据确定的青草沙水源地原水工程系统方案, 本次测绘范围为金海泵站至川沙水厂路段和金海泵站至惠南水厂和规划惠南新水厂。GPS控制网共布设平面控制点新点86点, 成南北向带状分布。
1.2 GPS单、双频接收机比较
单频接收机的优点是: (1) 需要电子元件较大, 对微处理器的要求较低, 不需要昂贵的互相关器或Z码发生器, 产品数量大, 价格只有双频接收机的一半; (2) 不易出故障, 平均无故障时间 (MBFT) 约为8000h; (3) 不受DODP码保密的限制; (4) 边长短于5km时比双频结果精度高; (5) 功耗低, 体积小, 重量轻, 给外业带来方便。
缺点是: (1) 点间距离超过20km~30km时, 定位精度受到电离层、对流层延迟的影响。凡点位相对精度要求2×10-6时, 边长不宜超过20km~30km; (2) 在快速静态和动态测量中观测时间比双频接收机长。
双频接收机的优点是: (1) 可以基本消除电离层延迟对点位坐标的影响, 点间距离可达1000km; (2) 在快速静态和动态测量中观测时间比单频机短。
1.3 平面控制网布设情况
本工程GPS加密网在GPS控制网整网共94点, 起算点利用GPS首级控制点共8点 (GJ15、G4284、G4286、G4270、G4274、G4234、G4233、G1162) ;新布设控制点采用强制归心标和造标埋石的形式, 全部选在靠近线路设计井位附近的位置。相邻控制点均保持两两通视。GPS控制网部分网图见图1。
2 外业施测情况
2.1 仪器组织
测量采用5台双频Ashtech Z-XTREME接收机和4台单频Ash tech Locus接收机进行观测, 所使用仪器测前通过国家计量监督部门批准的仪器鉴定中心的测定, 结论合格, 能满足本项目的精度要求。
2.2 GPS测量技术指标 (表1)
(1) 卫星点位几何图形强度因子PDOP≤6.0; (2) 接收机采样历元为10s; (3) 卫星截止高度角为15°; (4) 有效卫星大于4颗; (5) 观测时段数≥1.6; (6) 观测时段长度≥90min。
GPS平面控制网外业观测的全部数据应经同步环、独立环及复测边检核。
(1) 同步环各坐标分量及全长闭合差满足下列各式要求:
上式中:N为同步环基线边的个数;
W为环闭合差;
σ为标准差, 即基线向量的弦长中误差 (mm) ;
a为固定误差 (mm) ;
b为比例误差系数 (1×10-6) ;
d为GPS控制网相邻点间的平均距离 (km) 。
(2) 独立基线构成的独立环各坐标分量及全长闭合差应满足下列各式要求:
式中n为独立环基线边的个数。
2.3 外业观测
观测12天33个时段。按照GB/T 18314-2009《全球定位系统 (GPS) 测量规范》D级网要求。连接点和起算点在外业观测中均使用GPS双频机。天线高一律量到强制归心板面或标石中心, 天线高量取三次, 三次互差不超过3mm, 并详细记录在手簿中。
3 GPS数据处理
GPS数据处理采用Balnet软件进行基线解算及平差计算, 基线解算后统计各项精度指标, 包括闭合差、重复基线较差、改正数等。
3.1 重复基线较差
共有34条重复观测基线, 重复基线较差最大的基线边为NH05-G001, 其值为22.1mm, 限差为22.7mm, 达到要求。
3.2 异步环闭合差
此次解算共有83个闭合环, 其坐标差分量、环闭合差全部满足GB50308-2008《城市轨道交通工程测量规范》的要求。其中最大环闭合差为63.8mm, 限差为208.8mm;最小闭合差为1.6mm, 限差为3 2.5 mm。
3.3 平差计算及精度分析
无约束平差以GJ15作为固定点, 以其上海城市坐标为起算数据, 平差后, 基线向量改正值具体情况如表2。根据无约束平差结果可见, 该网的内符合精度较好。
控制网在上海城市坐标系中进行约束平差, 利用GJ15、G4284、G4286、G4270、G4274、G4234、G4233、G1162作为起算点, 约束平差后, 基线向量改正数与同名基线无约束平差相应改正数的较差情况如表3。
基线向量改正数与同名基线无约束平差相应改正数的较差符合规范要求。
平差解算后GPS加密网平差解算后各项技术指标如下。
尺度因子K=-12.2931;旋转因子@=0.0545;最弱点位误差:±0.96cm;最弱边相对误差:16.23ppm。
以上各数据质量可靠, 计算结果优良, 各种数据成果均在限差以内, 实测结果均优于GB50308-2008《城市轨道交通工程测量规范》所规定的精度指标, 能够满足南汇支线工程测量的精度要求。
4 结语
在跨度和密度较大的GPS控制网中, 受到生产时间、成本的限制, 需要混合运用单频和双频GPS接收机, 按照D级GPS控制网要求进行外业观测, 所得数据经过解算和平差处理, 结果完全能满足D级GPS控制网的精度要求;在测段安排时, 需要考虑到基线长度和测点收星情况, 合理安排单双频接收机进行观测。在连接点和起算点必须放置GPS双频接收机提高数据观测量, 增加观测数据的可靠性。
参考文献
[1]GB50308-2008城市轨道交通工程测量规范[S].
[2]CJ/T73-2010全球定位系统城市测量技术规程[S].
一种星载GPS接收机设计及测试 篇7
但是星载GNSS接收机载体在空中运行时的速度很大,可达每秒几公里,产生的信号多普勒频移将近100 k Hz,而且星载GNSS接收机在工作时也会不停地抖动,这些因素决定了星载GNSS接收机必须要且备高动态信号的跟踪与锁定功能,以保证接收机能够持续的跟踪到卫星信号。
正因为星载接收机的广阔应用前景,国外诸多科研机构都进行了研究和产品开发。2001年,美国国家航空航天局(National Aeronautics and Space Administration,NASA)发射了AMSAT–OSCAR-40(AO-40)卫星,并在在1 000~58 800 km大椭圆轨道上,利用这颗卫星对GPS接收机用于高轨卫星自主导航进行了探测性试验[1,2]。实验中采用2个Trimble接收机,在航天器近地侧安装4个普通GPS天线,在航天器远地侧安装了4个高增益GPS天线(最高增益9.2d Bi),此次飞行试验获得了大量的GPS导航信号多普勒、载噪比、观测星数等数据。
2001年,NASA戈达德空间中心GSFC(Goddard Space Flight Center)开发了Pi Vo T GPS接收机[3],Pi V-o T最初为LEO低轨应用设计,通过修改软件使其能够工作在LEO、GEO和更高轨道高度上,此款接收机具有更快的信号捕获能力和对微弱信号的跟踪能力。
本文就基于ABFCM的异构多平台混杂系统有限干预式协同决策机制课题支持下进行自主研发的星载GPS接收机进行介绍,包括系统架构、导航处理等,并给出了测试结果。
1 接收机架构
1.1 硬件架构
GPS接收机硬件架构如图1所示,其主要包括时频、供电以及核心的前端模块和计算模块。
采集自天线的射频信号经过前置低噪声放大器(LNA)后,下变频到中频信号,之后通过A/D采样进入计算模块。
计算模块主要由捕获跟踪FPGA和跟踪相关器、导航解算DSP,惯性器件组成,经过捕获跟踪处理过的GNSS伪距、载波、多普勒测量信息经过导航解算输出位置、速度、时间(PVT)信息给接口。为提高接收机的微弱信号捕获跟踪性能,惯性器件提供了良好的辅助信息,能够在接收机处于恶劣条件下,通过速度、多普勒等信息的辅助进行信号的快速重捕,提高灵敏度。
1.2 软件结构
卫星在高动态环境下的导航定位面临的难点主要是高动态载体接收到的GPS卫星信号存在巨大的多普勒频移以及多普勒频移率,这是由载体与卫星之间的视线距离的高机动造成的。多普勒频移以及多普勒频移率造成的码相位误差过大、并且变化速度快,这超出传统跟踪环路鉴相器容忍范围,造成信号失锁。当多普勒频移足够大时,会造成更新周期内的相位差大于360°,这时锁相环得到的相位误差虽然在忍受范围之内,但其实已经发生错误,不能正确定位。
卫星导航接收机[4,5,6]跟踪环路中不同信号的高动态性能是不同的。由于载波频率为1 575.42 MHz,对应的载波波长约为19 cm,载波环路能带来精确的定位结果的同时高动态环境下也非常脆弱。伪码码片对应的距离为293 m,而码环的鉴相器承受范围为,这就决定了同样条件下伪码跟踪环的高动态性能要远远优于载波跟踪环路。另外,在载波环路跟踪足够精确的条件下,伪码跟踪环通过延迟锁定环路(DLL)可以精确的计算出相位误差。所以,解决高动态环境下的导航定位问题的关键是解决载波环路的稳定跟踪问题。
采用GPS/INS超紧组合导航技术理论上可以通过惯导系统辅助卫星导航接收机跟踪环路的方法来实现载波环路的稳定运行。超紧组合技术采用惯导系统辅助卫星导航系统信号跟踪环路,补偿高动态环境下多普勒频移以及多普勒频移率给卫星信号跟踪带来的影响,保持卫星导航接收机解算的稳定运行;同时,卫星导航接收机通过估计惯导系统的误差并及时进行校正使惯导系统误差收敛[7]。在超紧组合导航系统中,惯导系统利用其1 k Hz的高频输出校正卫星信号跟踪环路,提高系统整体的高动态性能。区别于松组合、紧组合模式,在超紧组合系统中,选取相关器输出I、Q数据作为卫星信号的观测量,消除了误差相关性给导航解算带来的误差,同时也提高了系统的鲁棒性,在可视卫星数目少于4颗时系统仍可用当前可视卫星与惯导系统进行数据融合。
基于以上考虑,GPS接收机最终设计软件架构如上图所示。其中超紧组合融合算法是核心部分,负责对输入的伪距误差、伪距率误差以及相位跟踪误差进行非线性状态估计得出惯导系统的位置、速度、姿态、角速度、加速度等误差的校正量和卫星导航系统的时钟误差、钟漂[8,9,10,11,12,13,14]。经矫正过的惯导系统结合星历数据控制跟踪环路中的载波NCO和伪码NCO,被惯导系统调节和控制的载波NCO和伪码NCO产生本地信号和接收到的卫星信号进行相关运算和信号解扩。在接收机软件设计中,还进行了GNSS独立/耦合运行模式切换功能,方便在不同条件下使用。经过软件部分运算,系统最终输出卫星的位置、速度、时钟信息。
2 仿真测试
为了真正能够有效验证和测试GPS接收机在高动态星载条件下的信号捕获跟踪及导航定位功能,这里首先将接收机切换到GNSS独立模式,给出模拟器设置及测试结果和分析。
仿真场景设置为典型的低轨卫星,轨道参考CHAMP卫星[4],如表1所示。
仿真中设置星座类型为GPS,仿真初始历元为2016年4月8日14:15UTC,仿真时间6 h,步长1 s。星历文件来源IGS网站[5]。接收机天线假设指向为天顶方向,类型为全向天线,经过实时数据采集和事后处理,得到卫星天线天顶图如图4所示。
图中以卫星运行方向为前向,因GPS天顶轨迹众多,图中仅给出PRN15号卫星天顶轨迹,并给出了初始历元下的各颗卫星天顶位置。从图中可以看出,部分时段PRN15号卫星天顶仰角出现负值,这是因为在模拟器设置中,接收天线默认为全向天线,增益为球形(default_v1-0.ant_pat文件),造成负仰角卫星信号的接收,如图5所示。
在接收机的定位算法中,实际上已经对卫星的观测条件进行了计算和排除,对负仰角卫星都没有进入后续处理。经过最优选星和计算,给出卫星观测颗数和PDOP值如下。
接收机在整个测试过程中,对高动态下的GNSS信号实现了快速准确捕获,首次定位时间(TTFF)<60 s,适合星载应用。
3 结束语
本文就自行研发的星载GPS接收机的设计、测试进行介绍。给出了接收机的软硬件架构及功能描述,并最终给出了低轨道高动态条件下的模拟器测试结果,通过测试表明接收机具有高动态、微弱GNSS信号的捕获跟踪性能,具备星载搭载条件。
摘要：为解决星载GNSS接收机具备高动态信号的跟踪与锁定功能,基于自行研发的星载GPS导航接收机,通过软件升级使其能够工作在LEO、GEO和更高轨道高度上,实现更快的信号捕获能力和对微弱信号的跟踪能力。文中给出了接收机的软硬件架构及功能描述,以及低轨道高动态条件下的模拟器测试结果,通过测试表明,文中给出的接收机具有高动态、微弱GNSS信号的捕获跟踪性能,具备星载搭载条件。
GPS接收机 篇8
用户在使用GPS接收机进行导航定位时, 经常受到调频广播、电视广播、手机基站和其他无线电发射装置等的干扰, 使接收机无法正常接收GPS信号[1]。干扰信号对导航系统的影响主要体现在系统精度、完好性、可用性及连续性4个方面。干扰对系统精度的影响随载噪比 (C/N+I) 的下降定位误差呈指数上升, 当采用窄相关技术时, 可最大程度地限制误差增长。例如采用相关间隔0.1、 (C/N+I) 为32 dB-Hz时, 定位误差大约为2 m;当相关间隔增加到0.5时, 定位误差大约为6 m。而干扰对于完好性及连续性的影响主要体现在增加的伪距误差超出应用系统能够允许的极限, 过高电平的干扰使接收机失锁, 从而导致不能连续工作。干扰信号对于可用性的影响主要体现在误差超限, 从而卫星或导致系统不可用。
普通用户在这种情况下根本无法判别是接收机故障、GPS信号故障还是受到周围干扰信号的影响。由于用户无法携带频谱仪等专用测量仪器对导航信号进行实时频谱测量, 以判别当前故障原因给用户正常使用造成不便。为此需要有一种方便、快捷且廉价的方法协助用户判别当前信号中是否存在影响正常使用的干扰, 这也是本文的主要研究方向。
1GPS接收机的一般组成
一般而言, 普通接收机由天线 (Antenna, 含场放大器LNA) 、下变频器 (Down Conversion) 、频率综合器 (Frequency Synthesizer) 、自动增益控制器 (Automatic Gain Control, AGC) 、模/数转换 (Digitization) 、相关器 (Correlation) 、码/载波跟踪环 (Code/Carrier Tracking Loops) 和数字处理部分组成, 如图1所示。
在接收机中, 运行损耗与采样速率、量化过程和预相关带宽直接关联, 而这些参数都是相互联系、共同起作用的。例如为了抗单载波干扰, 通常使用2 bit量化法则, 如图2所示, 输出信号仅仅为-3、-1、+1和+3共4种数据, 而图中的L即为量化间隔。
由于GPS接收机接收到的卫星导航信号均在背景噪声电平之下, 为此, 射频前端需要具有较大的增益以满足放大信号的要求。同时射频前端硬件需要有一定的动态范围以满足器件老化、温度变化引起的增益改变等。干扰信号的引入会使射频前端的增益压缩, 增益级进入饱和状态, 从而使低电平的卫星信号丢失[2]。
接收机自主干扰检测可通过观测AGC增益、I/Q相关器输出及积分分结果等接收机原始测量值进行干扰检测。干扰信号会增大接收机伪距误差, 同时对于自适应A/D变换器门限、相关器输出功率、相关器输出功率方差及载波相位抖动产生影响。基于以上认识, 可以得到由于干扰引起的伪距测量精度下降程度和接收机各类测量值的变化情况, 最后综合评判出导航信号中的干扰情况。
2干扰检测方法
2.1AGC输出增益
在GNSS接收机中, 导航信号埋没在背景噪声当中, AGC不是被导航信号而是由背景噪声所驱动。为此, AGC可作为评估接收机使用环境的一件有用的工具[3]。一般而言, AGC工作于接收机热噪声水平上, 对应于接收机的最高增益模式。当射频干扰发生时, AGC会快速降低增益, 使AGC的输入维持在最初的最佳电平上;当干扰消失时, AGC能够快速增加增益, 保持AGC输入电平的稳定。
模拟增益控制电压对于AGC放大器的增益GA具有如下式的非线性效应:
GA=αeβVAGC。 (1)
式中, VAGC为AGC控制电压;α为AGC增益系数;β为AGC控制电压系数。由式 (1) 可得到AGC控制电压表达式为:
Frederic详细描绘了AGC增益同输入白噪声功率之间的关系如图3所示。
AGC在接收机中的主要作用一是确保输入信号电平处于最佳范围, 二是可以增大输入信号的动态范围。比如干扰信号过大时, AGC可以通过减小增益从而限制干扰信号的幅度, 同时适当增加量化间隔L, 使输入信号能够保持在A/D能够正常工作的范围内;当输入信号过小时, 可以适时增大增益, 同时适当减小量化间隔L, 以维持A/D的输出不会中断。
依据AGC的这一特性, 可在接收机中增加射频信号及环境噪声监测功能, 通过观察AGC的输出增益及ADC的量化间隔的变化可以监测导航信号中是否含有的各类干扰信号。
更进一步, 若在包含数字反馈环路控制的AGC放大器的接收机中放置一个干扰/噪声 (J/N) 测量电路, 则可定量测量出卫星信号中的J/N值。其原理为在无干扰情况下, 卫星信号淹没在背景噪声中, 此时AGC依据背景噪声的电平值来调整ADC的输入电平;而一旦卫星信号中含有干扰信号时, AGC会通过调整控制电压来降低AGC放大器的增益值, 这个控制电压与J/N存在对应关系, 因此, 可以定量测量出干扰信号与背景噪声的相对值。
2.2相关器输出功率
相关器输出功率 (Correlator Output Power, COP) 测量的是早-晚相关器均衡时的输出功率除以预期热噪声门限后的结果。通常, 经过相关器的输出为[4]:
Isw=A2CwCrwXwcos (ϕw-ϕrw) ,
Qsw=A2CwCrwXwsin (ϕw-ϕrw) 。 (3)
式中, A为输入信号幅度;Cw为采样速率w下的C/A码;Crw为本地产生的伪码;Xw为采样率w下的数据码;ϕw为采样信号相位;ϕrw为本地产生的伪码相位。
例如, 依据2 bit量化的结果, 输入信号具有70%的±1电平, 30%的±2电平。假设本地输入信号是+2、+2、+1、-2、-2、-1、+1的循环, 均值为2.5;经过A/D后, 得到+6、+6、+3、-6、-6、-3、+3的循环, 均值为22.5。经过1 ms的积分后, 通过5.714 MHz (普通C/A码接收机) 的采样, 则期望的单通道输出功率P=[0.3×22.5+0.7×2.5]×5.714×103=48 571, 因此, 噪声门限为2×P=97 142。此时的瞬时
无干扰情况下相关器的输出是一个基本恒定的已知量, 其值由伪码自相关性、相关器相关长度和积分时间决定。当有干扰信号通过接收机时, 接收机的相关峰曲线会出现畸变、延迟或峰值降低, 直接造成相关器输出功率变化, 例如本地伪码与接收信号相关后输出的功率就会低于理论结果, 且其瞬时值变化较大。由此从相关器输出功率就可以判断接收信号的质量, 初步分析其中是否叠加有干扰信号。
2.3相关器输出功率的方差
相关器输出功率的方差 (COPσ) 即为相关器输出功率的离散程度, 其由以下公式定义:
COPσ=sqrt{E[COP-E (COP) ]2}=
sqrt{E (COP2) -[E (COP) ]2}。 (4)
在输入信号恒定时, 相关器输出功率峰值较稳定, 因此输出功率的方差很小。当信号中叠加不稳定的干扰信号时, 就会相关峰抖动增加, 增大其方差值。还有一种情况, 在卫星信号收到遮挡时, 信号处于捕获和失锁交替状态, 此时相关器输出功率变化剧烈, 造成方差急剧增大。因此对于信号遮挡或者衰减, 方差应具有较好的检测效果。
3结束语
下面给出一些模拟计算的初步结论:
① 相关器输出功率检测干扰的性能:载波频率偏移7 kHz单载波干扰对相关器输出功率影响最大, 脉冲式干扰引起最大的误差散布, 而高斯白噪声的影响最小;
② 相关器输出功率的方差检测干扰的性能:相关器输出功率的方差对于干扰信号的检测没有相关器输出功率明显, 其只对信号衰减有明显的检测效果;
③ AGC输出增益检测干扰的性能:由于AGC对于输入信号包含接收机热噪声、干扰信号和其他可视卫星信号等总功率极为敏感, 为此对于AGC增益来说, 外界干扰信号功率增加对应于AGC增益增加。在各类干扰信号中, AGC对于脉冲式干扰最敏感。
检测干扰信号最直观的方法是采用频谱仪直接测量导航信号频带内的频谱, 但这种方法不适用于普通用户, 必须找到一种简便的方法。使用GPS接收机内部AGC及相关器输出参考量进行干扰检测的方法仅仅依赖GPS接收机本身, 在现有接收机硬件基础上对以往忽略的观测量重新进行分析即可达到干扰检测的目的。同时本方法也可作为信号质量监测功能的一部分广泛应用于各类增强系统中。
由于目前条件所限, 不能对AGC输出电压、相关器输出功率同干扰信号功率进行量化比较和进行详细的统计分析。未来在条件允许情况下, 将逐步细化工作, 并最终建立干扰检测模型。
摘要：环境中的各类干扰信号会造成GPS接收机定位精度降低, 进而发生信号失锁。接收机中自动增益控制 (AGC) 模块可以根据接收信号总功率自动进行增益调节, 从而保证模/数转换的顺利进行。利用AGC的这一特性, 可以通过测量AGC输出增益的变化情况检测输入信号中是否含有干扰信号分量, 从而使用户不借助其他设备快速进行自主干扰检测;同时利用相关器输出功率进行综合使用, 还可大致估算出干扰信号的类别及强度。
关键词：GPS接收机,干扰检测,AGC增益,相关器输出功率
参考文献
[1]PHELTS R Eric, AKOS D M.Robust Signal Quality Monitoring and Detection of Evil Waveforms[C].IONGPS2000.Salt Lake City, UT, 2000:247-256.
[2]KAPLANE D, HEGARTY C J.Understanding GPS Principles and Applications (Second Edition) [M].北京:电子工业出版社, 2007:167-168.
[3]BASTIDE F, AKOS D.Automatic Gain Control (AGC) as an Interference Assessment Tool[C].ION GPS/GNSS2003, Portland, OR, 2003:135-142.
GPS接收机 篇9
全球定位系统(Global Positioning System,GPS)经过数十年的应用开发,已具备了全天候、高精度、自动化、高效益等显著特点,赢得了广大用户的信赖,已从最初的军事应用,逐渐过渡到国民经济基础性产业的应用。在性能上,卫星导航用户产品朝着快速定位、高灵敏度、高精度、小型化、低功耗、组合导航等方向发展。导航接收机的快速定位能力,主要由首次定位时间(Time To First Fix,TTFF)这项指标决定。提高首次定位时间这项性能,无论对于车载导航市场,还是导弹导航等军事领域,都尤为重要[1]。但是,由于这项技术在商用以及军事应用的保密性和敏感性,国内一直无法获得国外的相关成熟技术。因此,深入研究这项技术就显得非常重要。
根据导航接收机开机上电时的不同实际情况,首次定位过程有冷启动、温启动和热启动三种模式。冷启动模式基本没有可用信息,启动过程在40 s左右;温启动和热启动模式,是分别利用卫星历书和卫星星历,明确当前用户位置可见卫星号,进行定位。国外导航接收机知名公司如Sirf、U-Blox的导航产品,热启动在2～4 s[2];国内接收机目前热启动时间在9 s,快速定位技术和国外差距较大,还不成熟。现以接收机的热启动为例,在分析导航接收机的首次定位过程基础上,提出新型快速热启动策略,提升50%～60%的热启动性能。
1 定位测距原理
GPS系统中,采用本地时间减去卫星信号发射时间,可以获得单颗卫星的伪距。但是,卫星和接收机的时钟偏差以及各种误差源都会使卫星到用户的几何距离测量不准。误差源包括大气延迟、接收机噪声、多径等[3]。由这些误差引起的时间偏差为:
undefined
式中,δtatm 为大气层引起的延迟;δtnoise为接收机噪声和分辨率偏差;δtmp为多径偏差;δthw为接收机硬件偏差;δtSA为GPS选择可用性(SA)偏差。
这样,如图1所示,包含了各种误差的伪距计算式:
undefined
式中,Δt为几何距离时间等效值;Ts为信号离开卫星系统时;Tu为无δtD的条件下,信号到达接收机的系统时(理论上的精确值);Tu+tu=无δtD的条件下,信号到达接收机时的接收机RTC(Real Time Clock)时钟读数;T′u=Tu+δtD+tu为有δtD的条件下,信号到达接收机时的接收机RTC时钟读数;δs为卫星时钟与系统时的偏差;tu为接收机时钟与系统时的偏差;T′s=Ts+δs为信号离开卫星时的卫星时钟读数;c为光速;r=c*(Tu-Ts)。
经过卫星时钟偏差校正、大气延迟校正后,得到了修正过后的伪距ρ′:
undefined
如果此时能够获得至少4颗卫星的修正伪距,同时根据卫星发射时间Ts计算出相应卫星坐标,则可以通过最小二乘法计算出接收机的准确位置[4]。
2 快速热启动算法的设计
2.1 热启动首次定位过程分析
由上一节的分析可以看出,本地时间可以由接收机RTC单元提供,属于已知量。那么,计算伪距的关键在于获得准确的卫星发射时间,也就是式(2)所讨论的。本小节结合图2,分析GPS接收机信号处理流程中如何获得卫星发射时间。
每颗GPS卫星广播两种类型的PRN测距码:一种是C/A码,另一种是P码。本文以C/A码为例进行分析和研究。C/A码有1 ms的周期,1 023个值为+1或-1的码恒定地重复,码的编号为1～1 023。GPS导航电文按子帧播发,每子帧共300 b的数据,每比特数据周期20 ms,C/A码在此20 ms内重复20次[5]。
跟踪状态下,本地复现码对接收到的C/A码进行“跟踪”。从图2可以看出,跟踪卫星信号之前,先完成了比特同步,即20 ms数据边界的判定[6]。那么进入信号跟踪以后,接收机本地复现码与卫星发射码精确对准。此时,可以认为卫星发射时刻T′s,由20 ms以内部分tfraction20和20 ms以上整数部分tinteger20。而tfraction20通过跟踪已经获得,只是tinteger20还属于未知量。此时:
undefined
2.2 快速热启动策略
如何获得tinteger20,决定了传统热启动方法和快速热启动方法的不同。热启动条件下,传统方法是在完成子帧校验后,得到tinteger20;而快速热启动方法是在跟踪状态,使用本地RTC,基于接收机和卫星距离,判定tinteger20。第一种方法,由于需要等待子帧校验,最长耗费一个子帧的周期6 s时间才能完成;第二种方法,由于使用本地RTC,不需要等待子帧同步,那么在热启动时间上就可以节省6 s的时间,进行快速定位。
假设进入跟踪以后的RTC读出的本地时刻T′u=Tu+tu+δtD,式中参量含义见式(1),tu为接收机RTC时钟单元与系统时的偏差,<10 ms。由于tu非常小,可以根据T′u估计出卫星i坐标(xi0,yi0,zi0)。这样可以估算出卫星i到接收机的几何距离:
undefined
所以,卫星的发射时刻T′si⧋T′u-ρi/c,i代表了卫星号。结合T′si的近似值和已知的tfraction20i,求解T′si和tu:
式(7)中,ceil表示对浮点数朝+∞方向取整的函数。
获得了卫星发射时间T′si,可以按照式(2)计算出卫星i到接收机的伪距。这时基于星历,重新计算卫星发射时刻Tsi的卫星坐标(xi,yi,zi)。基于上述过程,当获得了4颗以上卫星坐标和各卫星到接收机的伪距后,可以开始结算出接收机坐标[7]。
3 快速热启动的失效检测机制
由上一节可以看出,使用本文设计的方案前提条件就是本地时间与系统时的偏差tu<10 ms。如果接收机热启动时,不能满足快速热启动的前提,那么该方案的有效性就无从谈起。所以采用快速热启动方案,必须配以相应的失效检测机制,如图3所示。
4 结 语
本文对GPS接收机热启动首次定位过程进行了研究,着重分析了本文设计的新型快速热启动算法。基于快速热启动原理,热启动首次定位时间将能提高5～6 s,相比传统的热启动性能(9 s左右),提高了50%～60%。随着新一代GNSS(Global Navigation Satellite System)的不断建设壮大,融合GPS,GLONASS,
GALILEO和北斗导航定位系统的接收机将成为市场和研究的热点,快速热启动算法在卫星导航系统融合时代的应用,还需要进一步的研究。
摘要：针对GPS接收机上电开机后热启动问题,阐述一种新型的快速热启动方法。首先研究了卫星导航测距定位原理,在此基础上深入分析接收机基带信号处理链路。当处于卫星信号跟踪状态下,利用接收机实时时钟单元RTC直接预测卫星发射时间,省去了通常耗时的子帧同步过程。此快速热启动策略,相比传统方法,既满足了定位速度要求,又具有较高时间准确度,热启动首次定位时间大为缩短。
关键词：GPS接收机,热启动,伪距,首次定位时间
参考文献
[1]张伯川,张其善,常青.高动态接收机的温启动快捕问题研究[J].电子学报,2005,33(3):530-533.
[2]SiRF Technology,Inc.SiRF star III GSC3LT Chip Datasheet[Z].2007.
[3]Elliott D Kaplan,Christopher J Hegarty.GPS原理与应用[M].2版.寇艳红,译.北京:电子工业出版社,2007.
[4]王惠南.GPS导航原理与应用[M].北京:科学出版社,2003.
[5]Global Positioning System Standard Positioning Service Per-formance Standard[S].http://www.navcen.uscg.gov.
[6]Krumvieda K,Cloman C,Olson E,et al.A Complete IF Soft-ware GPS Receiver:A Tutorial about the Details[A].Pro-ceeding of the ION GPS,Salt Lake City,2001:789-790.
[7]James Bao-Yen Tsui.Fundamentals of Global PositioningSystem Receivers-A Software Approach[M].2nd Edition.John Wiley&Sons,2005.
GPS接收机 篇10
GPS的广泛应用带来了巨大的经济效应.GPS接收机天线作为无线电波进入接收机设备的入口地,是GPS接收机的最前端部分,其性能的高低对整机的导航定位精度有着重要的影响[1]。
为了使GPS接收机能够正常地工作.对GPS天线提出了以下要求:①右旋圆极化(RHCP),GPS信号是由GPS星座从空间发送下来的,为了消除电离层对信号的法拉第旋转效应,信号采用的是右旋圆极化方式,因此,接收天线也应采用右旋圆极化方式。当GPS卫星信号被地面或建筑物等对称物体反射后,会变成左旋圆极化(LHCP)的交叉极化信号,多路径信号多是这种形式,所以右旋圆极化天线还能够抑制多路径干扰[2]:②GPS要求接收机能够同时接收到4颗以上卫星的信号[1][3]才能够进行定位,所以GPS接收机天线应当具有全向性和宽的波束范围,理想的GPS接收机天线在上半平面具有近似半球形的方向图;③为了满足当前电子设备便携式的应用需求,GPS接收机天线应当小型化。微带天线由于低剖面、体积小、易集成、低成本、易于与卫星等载体表面共形等优点,在GPS接收机的应用中独占鳌头[4]。
实现微带天线小型化的技术主要有[5]:①加载短路探针;②表面开槽;③采用特殊材料基片。从天线谐振频率的关系式可知,谐振频率与介质的介电常数成反比,介电常数增大,天线的谐振频率下降,从而可减小天线的尺寸。
实现圆极化的关键是产生两个极化方向正交、传播方向相同、幅度相等,相位相差90°的线极化波。从空腔模型理论可知,利用简并模分离单元可以产生两个辐射正交化的简并模,通过引入几何微扰,选择简并模分离单元的大小和位置,以及恰当的馈电位置,可以实现圆极化。通过在正方形辐射贴片上切角以引入几何微扰,是一种实现圆极化的有效方式[6]。文献[3]采用了较低介电常数的材料,利用在辐射贴片上开槽从而减小了天线的尺寸,但由于开槽使辐射贴片的面积减小,导致天线的增益显著降低。文献[7]采用在接地板上开槽而实现了小型化和圆极化,但是为了实现圆极化,要求两对槽的长度仅有细微的差别,对制造公差要求比较苛刻,同时,由于在接地板上开槽,使天线的后向辐射增大;文献[8]采用低介电常数的介质基板和加入空气层的方法获得了较好的阻抗带宽和圆极化带宽,但是天线尺寸太大,不便用于便携式设备中,而且由于空气层的加入,使天线结构不紧凑,并提高了生产成本。
1 天线设计
通过上面的分析可知采用特殊材料基片和辐射贴片上切角的方式,可实现GPS微带天线的小型化和圆极化。本文采用较高介电常数的材料为介质基片来实现小型化;通过在正方形辐射贴片上切角以引入微扰及同轴线单馈电的方法来实现右旋圆极化辐射,完成一款性能优良的小型化GPS微带天线的设计。
天线的结构如图1所示。
天线的介质基板材料为Rogers TMM10i,介电常数εr=9.8,该介质材料是陶瓷与聚四氟乙烯(PTFE)的完美结合,温度特性非常好,其电气和机械性能非常稳定。从微带天线传输线模型的经验公式(1)～(5)可得出正方形辐射贴片边长L的初始值。
在上述公式[9]中,C为真空中的光速;εr为介质的介电常数,在本设计中其值εr=9.8;εe为等效介电常数;h为介质基板的厚度,其值为h=3mm;W为辐射贴片的宽;L为辐射贴片的长,在本设计中W=L;f0为自由空间中的频率,GPS第一载波L1=1.575GHz,所以这里,f0=1.575G Hz.
在图1中,辐射贴片为正方形,边长L,采用在贴片上切角和单馈电的方法来实现圆极化,切角和馈点的位置如图中所示。单馈电圆极化微带天线无需任何外加的相移网络和功率分配器就能实现圆极化辐射,结构简单,成本低,适合小型化。切角即引入简并模分离单元(微扰腔),切角边长为ΔL。由腔模理论可知:
在(6)式中,ΔS为切角的面积,S为正方形辐射贴片的面积,Q为微带天线的品质因数,当简并模分离单元的尺寸ΔL和馈电点位置dp选择合适时,(6)式成立,这时对工作频率f0而言,一个模的等效阻抗相角超前45°,而另一个模的等效阻抗相角滞后45°,于是产生了极化方向正交、幅度相等、传播方向相同,相位差为90°的两个简并模TM01,TM10,从而形成了圆极化辐射。在图1中,当馈电点在Y轴正半轴上时,可以形成右旋圆极化(RHCP)波;当馈电点在X轴正半轴上时,可以形成左旋圆极化(LHCP)波,馈电点距离辐射贴片中心的距离为dp。
2 天线仿真分析及结果
为了使天线获得良好的性能,需要借助仿真软
件对天线进行建模并仿真分析,需要对天线的各个参数进行优化,天线回波损耗S11随L的变化关系如图2所示,随着辐射贴片边长L的逐渐增大,天线的频率逐渐下降,这是因为随着L的增大,贴片表面电流流过的路径变长,故天线的频率下降。
经过优化各个参数后,最终得到天线的各项参数为:接地板大小为:50mm×50mm;介质基板大小:50mm×50mm×3mm;方形辐射贴片:L=29mm;切角ΔL=2.12mm;馈电点,设计了一款工作于GPS第一载波L1(1.575G Hz)的右旋圆极化微带天线。
天线的性能分析如下:
天线的S11曲线如图3所示,天线在要求频率(f0=1.575GHz)处的回波损耗为-18.54dB,阻抗匹配良好;-10dB带宽为26M (1.562 GHz～1.588 GHz),满足GPS接收机天线对阻抗带宽的要求(一般要求为2M[10])。天线圆极化轴比的频率特性如图4所示,在主辐射方向上(θ=0°),轴比AR≤3dB的圆极化带宽为7M(1570M Hz～1577M Hz),在要求中心频率f0(1.575G Hz)处的轴比值为1.36dB,天线获得了良好的右旋圆极化特性;在一些应用场合,也可用AR≤4dB来衡量GPS天线的圆极化特性,该天线AR≤4dB的带宽为9M(1569M-1578M);天线在工作频率处的右旋圆极化轴比AR的空域分布特性如图5所示,天线在上半平面和下半平面都获得了圆极化,由于在GPS的实际应用中,GPS接收机天线只接收上半平面(-90°≤θ≤90°)范围内的卫星导航定位信号,所以这里只关注上半平面的右旋圆极化空域分布特性,在主辐射方向上(θ=0°),天线的轴比为1.36dB,在E面上(φ=90°),轴比小于3dB的空域覆盖达98°(-49°～49°),在H面上(φ=0°),轴比小于3dB的空域覆盖达134°(-67°～67°),可知天线获得了广角圆极化特性。天线E面和H面RHCP/LHCP方向图如图6所示,该天线增益可达3.88dB;在上半平面内(-90°≤θ≤90°),E面和H面均具有良好的右旋圆极化(RHCP)方向图,H面(φ=0°)3dB波束宽度达108°-54°≤θ≤54°),E面(φ=90°)3dB波束宽度达110°(-54°≤θ≤56°);H面上,在θ=0°方向上,RHCP电平大于交叉极化LHCP电平22dB,在-50°≤θ≤50°范围内,RHCP电平大于交叉极化LHCP电平15dB以上;E面上,在θ=0°方向上,RHCP电平大于交叉极化LHCP电平22dB,在-67°≤θ≤67°范围内,RHCP电平大于交叉极化LHCP电平15dB以上,可以有效地抑制交叉极化和多路径效应所带来的干扰(大于等于15dB可视为具有较高的抑制能力[11])。由以上分析可得出,该天线性能良好,可用于GPS接收机。若采用常规的εr=4.4的介质基片材料,当在相同频段工作时,天线的尺寸需要62mm,因此该设计使天线尺寸减小了约35%。
3 结论
基于微带天线的传输线模型和空腔模型理论,借助HFSS电磁仿真软件,设计了一款工作于GPS第一载波L1的微带天线。采用单层正方形辐射元的结构,采用较高介电常数的陶瓷介质实现了GPS微带天线的小型化,采用单馈电及在正方形辐射元上切角以引入微扰的方法实现了右旋圆极化。仿真结果表明,该天线的增益、阻抗带宽、轴比带宽、右旋圆极化方向图、交叉极化电平完全满足GPS天线的应用要求,该天线比普通GPS微带天线尺寸减小35%,还具有结构简单紧凑、易于集成、电气和机械性能良好、易于加工制作等优点。
随着GPS应用的不断深入,将天线小型化与多频段、抗干扰和低成本等技术有效结合起来是未来天线设计的趋势,这有待进一步的研究。
参考文献
[1]刘基余.GPS卫星导航定位原理与方法(第二版)[M].北京:科学出版社,2008.
[2]高阳,董树荣,王德苗.GPS天线技术及其发展[J].无线通信技术,2008,(4):34-39.
[3]张予青,段成华.一种新型低成本的圆极化GPS微带天线[J].无线电工程,2009,39(8):38-40.
[4]彭祥飞,钟顺时,许赛卿,武强.小型化双频段GPS微带天线[J].上海大学学报(自然科学版),2005,11(1):8-10.
[5]薛睿峰,钟顺时.微带天线小型化技术[J].电子技术,2002,(3): 62-64.
[6] We-Shyang Chen,Chun-Kun Wu,Kin-Lu Wong.Si-nglefeed square-ring microstrip antenna with truncated corners for compact circular polarization operation[J].Electronics Letters,1998,34(11):1045-1046.
[7]赵红梅,牛艳娟,刘藤.新型小型化GPS天线设计[J].电讯技术,2010,50(1):107-109.
[8] Yufeng Wang,Jianjie Feng,Jingbo Cui,Xiaolong Ya-ng.A Dual-Band Circularly Polarized Stacked Microstrip Antenna with Single-fed for GPS Applications.The 8th Intemational Symposium on Antennas,PropagatiOn and EM Theory(IS APE2008),2008:108-110.
[9]钟顺时.微带天线理论与应用[M].西安:西安电子科技大学出版社[M],1991.
[10] Kevin Geary,James H.Schaffner,Hui-Pin Hsu,Hyok J.Song,Joseph S.Colburn,and Eray Yasan.Single-Feed Dual-Band Stacked Patch Antenna for Orthogonal Circularly Polarized GPS and SDARS Applications. Vehicular Technology Conference,2008.VTC 2008-Fall. IEEE 68th,pp.1-5,21-24 Sept.2008.