频率稳定度（共4篇）
频率稳定度 篇1
摘要：简单介绍了3种常用的测量短期频率稳定度的方法:差拍法,双混频法和频差倍增法,以及对于数据处理所采用的方法,并且在其中的差拍法和频差倍增法基础上提出一种改进的方法,从而可以提高整个系统的测量精度。
关键词：差拍法,双混频法,频差倍增法,阿伦方差
0 引言
频率稳定度是现代精密振荡器的重要特性之一,对于频率稳定度的测量,不仅可以确定振荡器性能的优劣,而且还推动了精密振荡器的研制和发展。
频率稳定度的测量是一种比较测量法,它包括建立标准,比较,数据记录和处理三个环节。频率稳定度的测量可以分为频域测量和时域测量2种,本文讨论的是时域测量。
时域测量是通过一定的时域窗口进行采样测量的。但是,无论是频率还是频率的相对起伏都无法测量它们的瞬时值,而只能在一定的时间τ内测量出它们的时间平均值,而进行采样测量的时间就是时域测量的时间窗口。接下来,将介绍3种常用的方法。
1 测量频率稳定度方法介绍
1.1 差拍法
将被测源V0(t)和参考源V1(t)输入到双平衡混频器(由肖特基二极管组成)的两个输入端,然后将输出接到一个低通滤波器,由此可以提取出差拍信号Vb(t),然后经过一个低噪声放大器,最后有一个周期计数器测量出Vb(t)的周期和周期起伏。
将V0(t)和V1(t)分别表示为:
V0(t)=V0[1+x(t)]
V1(t)=V1[1+y(t)]
则得出差拍信号为:
undefined
其中Vb=V0-V1
当参考源的频率相对起伏y(t)很小时忽略不计,则上式可以简化为:
undefined
即差拍信号的频率相对起伏可以表示为:undefined
由此可以看出差拍信号比被测源的频率相对起伏扩大了undefined倍。
把拍频信号经过低噪声放大器放大整形,以此作为计数器的开门信号。在开门时间内,计数器计算由机内产生的时标信号的个数,并把计数结果按周期时间的单位显示出来。一般所用的计数器可把机内频标信号经过倍频和分频后产生1ms,1μs,0.1μs,10ns等时标信号。
周期计数器测出拍频信号Vb(t)的周期,每次测量都可以得到一个数据,从而组成一个数据序列,最后可以通过对数据序列进行数据处理求出时域方差。
假设测量是n次有间隙测量,则可求出拍频信号Vb(t)的N次(N<=n)采样方差估计值undefined,
undefined
Tb(i)和Tb(j)分别为第i次和第j次测量所得Vb(t)的周期值。T为整个测量采样时间和间歇时间的总和,一般取T=2Tb。则可得出被测源的N次采样方差估值:
undefined,即
undefined
当上式中N=2时,即为有间隙的阿伦方差估值
undefined
对于n次采样测量即可得到(n-1)组估值的平均:
undefined
在差拍法中,由于选用了低噪声,高隔离,高效率,宽频带的混频器,所以测量精度可以达到10-13τ-1以上的测量灵敏度,但是由于存在触发误差,所以差拍信号必须经过良好的过零检波器使脉冲波具有很陡的前后沿,而且由于没有使用倍增器,所以对计数器要求很高,必须使用高时钟频率的计数器。
1.2 双混频法
被测源和参考源分别与一个公共源差拍,得到一个差拍信号fb,被测源和参考源同频率(即f1=f2),则被测源的相对频率起伏将包含在这两个差拍信号的相对时差起伏中。若公共源选择恰当,其对被测源的相对频率起伏很小。它一般作为各种原子频率标准的相互比对。在国外,这种系统的分辨率为0.1s,精度为10ps。
双混频时差法测量过程中的波形图如图1所示:
混频得到的两个差拍信号过零点的时差为ΔT,因此,被测源与参考源的输出信号的过零点时差为undefined,其中Φ是两个振荡源的固有相位差,则在采样时间τ内(τ可为差拍一周,或者n周),则相对频率起伏的平均值为:
undefined
则稳定度可用阿伦方差表示:
undefined
即
undefined
因此,只要测出两个差拍信号的时差ΔT(i)就可以估算出阿伦方差。
双混频时差法是一种较新的时域稳定度测量方法,对于频率准确度极高的原子频标的时域测量表现出良好的灵活性,而且它还可以测量放大器、倍频器和频率综合器的噪声所产生的附加频率不稳定度。但是,它只适于测量频率偏移较小或在测频期间有很高频率稳定度和很小频偏的精密频率源,因为它测量出的是有隙测量值,但得到却是无隙采样值,而且要求参考源和被测源同频率。
1.3 频差倍增法
频差倍增法是在频率稳定度时域测量领域里广泛应用的一种测量方法,该法是一种比较测量法,采用计数器作测量显示器实现取样方差的测量。可以用通用电子计数器直接测量频率源信号频率,但是不能高精度测量频标的频率准确度和频率稳定度,只能观测10-6至10-7量级的频标信号。
为了提高测量精度,可采用“频差——倍增”,将被测源信号和频差即不稳定值Δf经倍增器扩大,扩大后的信号再用计数器直接测频,同时利用计数器的闸门时间T来控制取样时间。
频差倍增法测量比对有两种途径,一种测量方法是将被测源的频率直接倍频,将频差倍增了M次,倍频后的信号频率可达几百兆赫或几千兆赫,再使用高频计数器或微波计数器测量。因此,这种倍增方法需要一套倍频链和高频计数器或微波计数器,故需配置复杂的电路和设备,一般来说实现这样的测量系统是较复杂的。
频率稳定度测量里最常用的另—种方法是通过多级倍增来实现的。多级倍增测频的基本原理是将待测信号通过多级倍频、混频及滤波,将其频率不稳定值Δf扩大,再用一般的电子式计数器如10MHz计数器进行测量,通过计数器的闸门时间T控制取样时间τ,闸门时间通常是1ms,10ms,100ms,1s和10s。
假定,参考(标准)源频率为f2,待测频标信号频率为f1,因为f1相对于f2有一任意小的频差即Δf,则有:
f1=f2+Δf
参考频标信号频率f2倍乘(m-1)次,待测频标信号频率f1倍乘m倍,经混频之后,得:
mf1-(m-1)f2=f2±mΔf
经第一级倍增后的信号频率等于原有的信号频率加上m倍的频差即频率不稳定值。再经过一级倍增后,又扩大了m倍的频差,将得到f2±m2Δf。以此类推,将得到f2±m3Δf,f2±m4Δf……
由于倍增器里的倍频电路和混频电路的自身噪声、相位起伏及杂散等因素影响,不能无限地将频差扩大。倍增次数不能很高的原因,主要是受倍频器的本底噪声所限制,对于实现较高倍增次数的倍增器,其性能主要是决定于电子线路的形式和电子元器件的质量,具体来说,良好的倍增器必须采用低噪声倍频电路和选用低噪声元器件,同时,还必须进行严格的调试。
2 数据计算和处理的方法
现在普遍采用的都是阿伦方差,用信号频率v0的相对频偏undefined在一定的采样时间τ内的平均值的方差来表示。一般采用无间隙双采样方差σ,即阿仑方差的方根值作为时域频率稳定度的统一表征量。阿仑方差可表示为:
undefined
式中〈 〉表示无穷个采样的平均。实际测量只能是有限的测量次数N,它的估值表达式为
undefinedundefined
3 改进方法
基于以下2个原因,本文采用基于差拍法和频差倍增法的一种多级倍频法,如图2所示。
(1)在差拍法中,为了实现短期频率稳定度测量,参考频标频率应当相对于待测频标频率有较大的偏调,一般拍频频率为1kHz,然而这样大的频偏对于高精密晶体振荡器是不允许的。也是不容易实现的。
(2)由于频差倍增法最后输出的载波频率即为被测源的频率,例如,测量10M信号的频率稳定度,那直接接入计数器的频率即为10M,因此对计数器的要求则相当高,否则误差相当大。
此方法主要采用四个模块:频率发生器,第一级倍频器,第二级倍频器以及低频混频器。
最后一级出来的信号500Hz+121f直接接到计数器,运用阿伦方差计算,其精度可以达到10-13。
4 结束语
在这种多级倍频的方法中,既降低了待测信号的载波频率,从而降低了对计数器的要求,又扩大了频率不稳定,因此进一步提高了测量结果的准确度。
参考文献
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小型频标与频率稳定度测量系统 篇2
随着技术的不断进步,各行各业对测量数据精度的要求越来越高。通信、电力、导航、航空航天、电子行业、仪器仪表、国防军工、计量和天文等领域的技术发展也越来越取决于时频精度及测控技术的发展,高精度时频源的应用越来越广泛,高精度的时频测量系统要求越来越突出。被动型铷原子频标的研制主要朝着高性能和小型化这两个方面发展。高性能的原子频标主要应用在卫星、导航以及其他恶劣环境和特殊的工作领域,要求具有高稳定度和准确度。小型化铷原子频标在导航卫星等空间应用领域中,面临着能源、可载负载、空间有限等问题,在保证高性能的前提下,追求频标的小型化、低功耗和低成本。近三十多年来,频率稳定度指标提高了7个量级,由10-8提高到10-15,甚至更高。应运而生的频率稳定度测量系统不仅可以确定振荡器性能的优劣,而且还推动了精密振荡器的研制和发展。
本设计就是致力于研究一种小型、低功耗、高精度及高性价比的原子频标及测量系统,满足上述领域对被动型原子频标长、短稳兼优的指标要求且能极大的促进导航和信息传播技术的发展。
1 系统整体架构
如图1所示,为改进型铷原子频标工作原理方框图[2,3,4,5]。此改进型铷原子频标最大的特点就是用非整数晶体(19.984 466 MHz)替代了常用铷原子频标中的整数晶体(5 MHz或10 MHz),这样改进的好处就是外围电路中省去了综合器这一部分,让复杂的电路简单化,减少了元器件的使用,有利于铷原子频标的小型化发展。
量子系统为整个系统提供基准频率,起到了鉴频的作用,非整数晶体振荡器的19.984 466 MHz信号输出分为两路,一路通过调制与调相器到倍频电路,产生频率为119.906 798 MHz的信号进入腔内,另一路是经过倍频电路和DDS锁定铷原子频标信号的输出。
1.1 伺服环路分析
被动型铷原子频标是利用原子(或分子)能级的跃迁谱线对激励信号进行鉴频,再经过锁频环路将激励信号频率锁定在跃迁谱线的中心频率[6]。在系统中,倍频器,综合器,量子系统,前置放大器的噪声均被低通滤波器滤波,而压控晶振的噪声被高通滤波器滤波。因此总的噪声中低频成分来自倍频器,综合器,量子系统和前置放大器,而高频成分主要来自晶振。由于低频成分主要决定长期稳定度,而高频成分主要决定短期稳定度,因此铷原子频标的长期稳定度主要由倍频器,综合器,量子系统,前置放大器决定,而短期稳定度主要由晶振决定。在铷原子频标中,晶振的闪频噪声可以全部被量子系统伺服,减小白相噪声和闪频噪声的方法是在晶振中接一个窄带滤波器。
1.2 基于CPLD的双DDS频率合成
本设计中采用双DDS技术,它包括频率控制字寄存器、相位累加器、正弦波形查询表、模数转换及滤波电路等部分。其中数据寄存器存储频率控制数据(频率控制字) ,具有串行/并行数据输入功能,串行、并行输入来自控制器(或微机),两路输出中一路为固定的10 MHz频率。频率控制数据并行输入至相位累加器,相位累加器的位数可依据频率合成器所要求的分辨率选取。为了消除带外噪声和杂散,其输出经窄带晶体滤波器滤波。合成框图如图2所示。
本设计中,频率控制字K为32位(N=32),ROM为256×8位,所以ROM的输出数据线宽L=8,地址线宽M=8。压控晶振的输出频率为19.986 644 MHz,经过一个2倍频和一个3倍频得到频率为119.919 864 MHz的信号输入到DDS,一路信号为了得到12 MHz的输出频率,由公式可以计算出频率控制字K1的值:
转换成32位二进制得
K1=0001 1001 1001 1101 1111 1010 1011 1011 (2)
另一路输出频率可以在1～16 MHz之间通上位机的设置得到。例如输出频率的期望值为10 MHz,则由公式可以计算出此路的频率控制字K2:
转换为32位二进制可以得到:
K2=0001 0101 0101 1000 1111 1011 1001 1100 (4)
通过上位机将第二路的频率控制字设置为上值,即输出高精确度和稳定度的10 MHz信号。
2 测量系统的设计
当被测信号接入频差倍增法输入端时。待测信号fr=10M+Δf输入后对其进行10倍频得到100M+Δf的信号,标准铷原子10 M信号经过9倍频电路倍频得到90 MHz的信号,之后以90 MHz信号为本振信号,100M+Δf为输入信号通过混频器混频可以得到差频10M+Δf以及和频190M+Δf,选出差频并通过后级缓冲调谐放大便可以得到稳定可靠的10M+Δf信号输出,依次经过n次倍频,混频,缓冲放大后最后便可以得到10M+10nΔf的信号,这样通过一系列的倍频,混频。我们可以把频偏扩大10nΔf倍,这就是我们的频差倍增法测频,提高了测量精度,但是考虑到多级倍频混频后会带入一定的噪声,所以一般频差倍增的极限时104Δf～105Δf左右,我们通过实验,采用双栅场效应管搭建双调谐倍频电路,达到了104Δf的频差倍增,而且效果很理想。输出的10M+104Δf信号再与铷原子的标准10M信号进行混频,通过滤波,放大,再整形变为限幅的方波信号,便可以得到适宜于单片机测量的低频信号104Δf,再通过相应的算法,计算出其频率稳定度。
当被测信号接入差拍法输入端时。待测信号fr输入后直接接入最后一级混频器,铷原子钟的标准频率信号直接通过CPLD设计的DDS技术实现输出可调频率值f0与fr产生一定的调偏,从而直接混频输出,通过滤波,放大,再整形变为限幅的方波信号,便可以得到适宜于单片机测量的低频信号,再通过相应的算法,计算出其频率稳定度。为了使设计人性化,并考虑到后期发展的需要,我们还搭建了上位机平台,实现单片机与PC机通信,可以把单片机采集的数据送计算机,图形化显示频率值的抖动,而且也可以通过计算机输入命令来控制单片机工作。测量工作原理图如图3所示。
3 测量系统软件设计
主程序流程图及子程序流程图如图4所示。
软件部分核心是采用STM32处理器的定时器1的捕获中断功能来实现测频,使用捕获模块测量周期时,可以让主计数器工作在连续计数模式,捕获模块设置ICP管脚上升沿触发捕获,每次发生捕获事件后,在捕获中断中读取捕获值。捕获到一个脉冲的两个上升沿,相邻两次捕获值之差就是信号的周期,取周期的倒数便可得到频率值。对于计数器溢出的情况,仍然可以使用溢出中断计数器的方法,扩展周期测量范围。另外通过数字滤波功能,滤除由于其他干扰而产生的大的频率跳变,从而得到一个有效数据,为了计算阿伦方差(哈达玛方差),我们采用定时器2定时捕获来捕获到N个数据再计算一次阿伦方差(哈达玛方差),通过液晶将数据显示出来,并把相应的数据发送至PC机,可以图形化的显示频率的抖动。
为了实现差拍法和频差倍增法同时适用,系统还设置了矩阵键盘模块,通过矩阵键盘实现DDS频率,倍增次数,采样时间,采样组数等相关参数的设置,亦可以通过上位机对单片机进行控制,设置相应的参数。图5是采用VC++所写的上位机控制界面,能够对整个系统进行实时的控制和监测。
4 系统的进步性分析
本次设计相比传统的设计有很大的进步和创新,在铷原子频标系统中的进步性主要体现在以下几个方面:
(1) 具有精确且连读可调的频率分辨率,因为采用非整数压控晶体振荡器,纠偏电压直接压控非整数晶体振荡器,可获得连续可变的尾数频率输出信号。经倍频器链倍频后,理论上输出频率的分辨率可无限窄。
(2) 铷原子频标微波腔的信号的频谱纯度高。因为无需传统的的混频电路,经射频倍频器倍频后,输入到阶跃二极管微波腔的信号为119.906 796 MHz的单一频率,而无较低频率的频率综合器分量。有效减小了相位噪声和杂散分量,也降低了对原子频标微波腔Q值的要求。
(3) 微波倍频效率高且动态性能好。阶跃二极管倍频器的倍频次数降至57倍,故倍频效率高。也减低了对环路低通滤波器的要求,并能有效的降低杂散分量对频标的影响。
(4) 非整数压控石英晶体振荡器采用了具有倍频功能的晶体振荡器电路,优化了倍频电路结构,能同时输出二倍频和五倍频信号,分别提供给调频电路和双直接数字频率合成器电路。
(5) 采用温控晶体管本身的发热为晶体振荡器直接加热,将晶体振荡器的温度控制在晶体的温度拐点,具有最好的温度频率特性。
(6) 自动增益控制功能的微波倍频器,并由匹配网络的偏压值控制放大器的增益,自动调节送至微波阶跃二极管的功率,有利于微波功率稳定。
(7) 铷原子频标适用的输出频率获取方便,因为采用由复杂可编程器件CPLD设计的双DDS技术,两路输出中一路为固定的10 MHz频率。另一路DDS的输出频率,可在1 Hz～16 MHz频率范围内,通过上位机设置获取适用的输出频率。
5 结束语
本设计能实现原子频率标准的稳定度转移,将不便于实用的铷原子频率信号变换成标准的整数频率或其它适用频率与功率实用的高稳频标信号输出,具有系统结构优化,电路结构简单,体积小,功耗低及调试方便等优点,有利于提高铷原子频标的集成度和小型化,具有很好的应用前景。
参考文献
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频率稳定度 篇3
关键词：示位标,阿伦方差,频率稳定度,不确定度
1 引言
由于长期处于恶劣的气象环境下, 406MHz卫星紧急示位标需要适当的检测与维护来保证系统的正常运行, 否则系统的可靠性难以保证。406MHz卫星紧急示位标测试系统是专门对406MHz卫星紧急示位标频率和频率稳定度进行测试的一套系统。作为一位检测人员, 如何采用正确有效的方法进行测量和对测量不确定度进行分析是必须面临的问题。本文主要对406MHz卫星紧急示位标的频率稳定性测量和测量不确定度进行研究与分析, 以判断其精度是否满足计量检定的要求。
2 测试系统原理
406MHz卫星紧急示位标测试系统如图1所示, 这里选用的是加拿大生产的BT100AVS示位标测试仪。测试仪测试原理大致为示位标信号通过混频、信号放大、将提取的载波作为被测频率信号, 在与本地标准频率信号进行比对测量。经变频放大后的示位标信号在进行采样和A/D变换得到数字信号, 利用DSP进行快速傅立叶运算[1], 在对双向L相位调制信号进行解调和数据分析。测频结果与解析处理后的数据最后在显示模块显示, 同时生成测试结果报告。
3 示位标频率测量
3.1 平均频率
406MHz卫星紧急示位标发射信号如图2所示。示位标发射信号由非调制信号和调制信号共同组成。频率特性的测量可以根据若干次连续发射的信号计算得到, 根据国家标准[2]规定频率测量是基于15分钟的周期, 而406MHz卫星紧急示位标发射信号重复周期一般为47.5s~52.5s, 以每周期测量一次, 所以应至少测量18个周期, 平均频率f0定义为:
式中fi (1) 为每个周期中S1区间的第i次采样频率值。根据Cospas-Sarsat关于406MHz卫星紧急示位标型式认可规则[2]的要求S1、S2和S3都为100ms的采样区间, 共采样18个周期, 即18组, 其中S1为非调制信号开始发射12ms后的一段区间, S2为从23bit开始的一段区间, S3为S2结束后的15ms之内开始的区间。
3.2 短期频率稳定度
衡量频率源质量好坏的重要标准就是频率稳定度, 频率稳定度有时域频率稳定度和频域频率稳定度两种[3], 前者表示时域中频率的随机起伏程度, 简称为频率稳定度, 后者又叫相位噪声。短期频率稳定度常采用数学统计的方法进行数学表征。由于频率源有噪声的干扰, 使得标准方差在表征频率稳定度时并不收敛, 有严重的缺陷, 美国IEEE下属的频率稳定度小组在1971年提出用阿伦方差[4,5]表征时域频率稳定度。阿伦方差适用于绝大多数频率源的时域频率稳定度的表征, 也称为二次取样方差, 示位标短期频率稳定度定义为:
其中fi (2) 和fi (3) 为在每个周期的S2和S3区间的第i次测量频率值。
3.3 中期频率稳定度
中期频率稳定度用平均斜率和残余频率变动两个量来表征。如图3所示, 通过对一组测量值fi (2) 进行线性回归分析可以得到一最优直线f=At+B。为了得到最优直线, 可以使用最小二乘法来进行线性回归分析。当函数曲线与测量值之差的平方和最小, 为最优, 函数表示即为:
解得平均斜率为:
最优直线通过纵坐标轴时的纵坐标为:
残余频率变动反映的是测量值对最优直线的离散程度, 定义为:
4 频率稳定度测量不确定度
4.1 短期频率稳定度测量不确定度
4.1.1 数学模型
测量时由标准频率源FS725型铷频率基准仪作为参考频率, BT100AVS示位标测试仪进行测量。将被测示位标输出的频率和铷频率基准仪输出的标准频率加载到测试仪的输入端, 其中标准频率源选择输出10MHz。短期频率稳定度的数学模型为:
式中σ (t) 为被测示位标短期频率稳定度, σs (t) 为标准频源频率短期频率稳定度, δ为被测与标准频源短期频率稳定度之间的误差。根据数学模型可以知道传播系数。
4.1.2 输入量的标准不确定度评定
由数学模型知共有σs (t) 和δ两个输入量。其中σs (t) 的不确定度来源主要是FS725型铷频率基准仪的不确定度分量u (σs) , 由两个分量合成, 通过B类方法进行评定[6]。FS725型铷频率基准仪经上海市计量测试技术研究院计量, 检定证书查询可知道频率1s短期频率稳定度为1.6×10-11, 所以置信区间半宽度值为a1=1.6×10-11。可以认为区间误差服从均匀分布, 所以取包含因子, 则:
根据FS725型铷频率基准仪技术说明书给出的技术指标, 频率准确度为, 即置信区间半宽度值, 可以认为区间内误差服从均匀分布, 取包含因子, 则:
因此可以确定FS725型铷频率基准仪不稳定性引入的不确定度为:
输入量δ的不确定度主要来源于示位标测试仪本身频率不稳定性引入的不确定度和有限次测量重复性引入的不确定度。前者用B类方法进行评定, 后者用A类方法进行评定。根据BT100AVS示位标测试仪技术手册列出的技术参数可以知道频率短期频率稳定度为2.5×10-11, 即置信区间半宽度值为a3=2.5×10-11, 可以认为置信区间服从分均分布, 所以取, 因此示位标测试仪本身频率不稳定性引入的不确定度为:
有限次测量重复性引入的不确定度主要由有限次测量与真值的误差和被测频率源稳定度决定。其中有限次重复测量与真值的误差δ2的不确定度σ (δ2) 与测量次数的关系又由噪声[7]的类型决定, 关系如下:
式中Ka为不同噪声类型对应的常数, a为噪声指数, 代表了噪声类型。表1为不同噪声调制对应的不同噪声Ka。
4.1.3 测量不确定度一览表
4.1.4 合成标准不确定度和扩展不确定度评定
合成标准不确定度:
扩展不确定度:
4.2 中期频率稳定度测量不确定度
示位标中期频率稳定度由平均斜率和残余频率变动表征, 平均斜率物理意义是示位标频率的变化趋势, 残余频率变动物理意义是测量频率关于真值的离散程度。他们都是通过最小二乘法求最优直线获得。平均斜率与残余频率变动测量不确定度分析类似, 这里以对残余频率变动测量为例进行不确定度分析。
4.2.1 数学模型
式中A为被测示位标残余频率变动, AS为铷频率基准仪残余频率变动, δ为两者之误差。
4.2.2 输入量的标准不确定度评定
输入量As的不确定度来源主要是FS725型铷频率基准仪的不确定度u (As) , 由两个分量合成, 分别为u (σs1) 和u (σs1) , 通过B类方法进行评定。由前文可知u (As) =3.0×10-11。
输入量δ的不确定度主要来源于示位标测试仪本身频率不稳定性引入的不确定度和有限次测量重复性引入的不确定度。前者用B类方法进行评定, 后者用A类方法进行评定。由前文可知示位标测试仪本身频率不稳定性引入的不确定度为:u (δ1) =1.4×10-11。来源于被测示位标的测量重复性的不确定度分量u (δ2) 用A类方法评定。对示位标残余频率变动进行连续10次测试, 每次测量为基于15min的周期, 取样时间t为100ms, 每次测量取样组数为18组, 得到如下测量结果:
通过10次重复测量可以知道平均值, 测量标准差为:
扩展不确定度评定:U=2×uc (A) =0.28×10-9
5 结语
本文对406MHz卫星紧急示位标测试仪工作原理进行了简单介绍, 对示位标信号如何采样和测量进行了简要分析和推导。对示位标短期频率稳定度和中期频率稳定度测量不确定度进行评定。由于测量是在试验室相对理想的环境下进行的, 在实际测量当中, 还应具体考虑试验环境如温度, 试验所用电源、电压等因素带来的影响, 使测量不确定度的评定进一步合理与完善。
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[4]IEC 61097-2-2008, Global maritime distress and safety system (GMDSS) -Part 2:COSPAS-SARSAT EPIRB-Satellite emergency position indicating radio beacon operating on 406 MHzOperational and performance requirements, methods of testing and required test results[S].
[5]马风鸣.频率稳定度的数学表征及测量原理[J].1983
[6]JJF 1059.1-2012, 测量不确定度评定与表示[S].
频率稳定度 篇4
时间频率计量是计量测试领域非常重要的一个分支，尤其在测控、导航和雷达等领域发挥着至关重要的作用，时间频率测量的重要性越来越得到各级计量检定机构的重视，为实现量值溯源的准确、可靠，各级计量机构都在大力发展与之相适应的计量能力[1]。
随着我军装备的发展，装备的测试精度不断得到提高，新建立的各种测控设备如时统设备、GPS校准接收机和小型化铷钟与时间频率指标密切相关，现有的铷原子频率标准装置在准确度、稳定度等指标上与这些新型电子测量设备相近，已无法满足这些设备的计量检定工作。
为提高计量/校准实验室时间频率的计量检定能力，建立准确度和稳定度更高的铯原子频率标准，对完成高指标的高稳晶振、GPS接收机以及小型化铷钟的计量检定具有重要的意义。
1 系统硬件组成
计量系统由Datum 4040A型铯原子频率标准、P07C型频标比对器、SSl991型纳秒通用计数器、SS2901A型程控射频开关和主控计算机等组成，系统组成如图1所示。
频差倍增法是时间频率计量中最常用也最有效的方法[2]，时间频率的计量是非常精细的数值比对，采用频标比对器将标准频标和被测频率差值进行倍增放大，可大幅度提高测量的精度和分辨力[3]。
频标倍增法所测量的是标准频标与被测频率倍增后的差值，所测得的误差是经过每一级倍增后的误差Δf，频标倍增法包含了多级的倍频、混频。系数m选择10时，最后得到f0+mnΔf=f0+10nΔf，同时选用低噪声的元器件设计相应的滤波电路来消除倍增过程中产生的频率分量等杂波，二次放大整形法是非常有效的滤波办法，在频差倍增检测过程中，采用二次放大整形可以最大限度地减小触发误差对测试结果造成的影响，从而确保检测结果的准确、可靠。
频差倍增法的倍频、混频是多次的叠加，实现了对频率偏差多级放大的测量，与单次多倍的方法相比较，其测量精度得到了极大的保证[4,5,6]。
2 系统软件设计
2.1 主程序
主程序的编写主要是使用Microsoft Visual Basic 6.0完成的，在整个程序中，主程序起到的是数据中转作用，通过它可以将各项测试参数定位到各自的测试模块中去，而不会产生数据干扰。
2.2 测试模块
测试模块是直接完成检测项目的部件，它可以根据被测仪器的检测项目，进行检测初始化以及完成其他各项目的检测，将采集到的数据存储于各个测试项目的数组变量中，并与被测仪器说明书提供的仪器指标进行比较，判断该台被测仪器是否合格。
2.3 输出模块
输出模块式是实现数据转移的模块，它通过主程序从测试模块接收数据，并将接收的数据转换成证书、报告等模式。输出结果的内容包括：原始数据、测量结果和检定/测试证书。
2.4 故障诊断及系统维护模块
一款可靠的软件必须要具有良好的稳定性和可靠性，为提高软件的性能，分别设计了容错程序和故障诊断程序，通过冗余的手段来实现容错设计，通过信息冗余、时间冗余等方式不仅能够做到错误诊断，同时还能提示出错的原因。
3 系统不确定度评定
不确定度评定是铯原子频率标准建立的重要环节，各标准试验室由于采用的铯原子标准型号不同，对不确定的评定理解也不相同[7]。考虑到Datum 4040A型铯原子频率标准的实际情况，主要通过以下几个分量来完成该套标准的不确定度评定。
3.1 标准及配套仪器的不确定度分析
(1）上级测量标准测量不确定度影响引入的不确定度
(2）铯原子频率标准输出频率的不准引入的不确定度
(3）铯原子频率标准输出频率不稳引入的不确定度
(4）频标比对器引入的不确定度
对频标比对器而言，主要是该仪器自身不稳定引入的不确定度。由于该仪器分档输出，具体应用时应按实际情况分析。频标比对器各采样时间的稳定度见表1。
按最高档采样时间10 s分析：
(5）标准装置测频系统分辨力引入的不确定度
3.2 测量标准装置的重复性引入的不确定度
连续重复测量6组数据（见表2），计算出算术平均值的实验标准偏差及重复性引入的标准不确定度：
3.3 铯原子频率标准的合成标准不确定度
由于以上各项A类评定和B类评定各不相关，因此整套标准的合成不确定度：
3.4 铯原子频率标准扩展不确定度
由铯原子的合成标准不确定度可计算得出整套标准装置的扩展不确定度：
3.5 铯原子频率标准性能的验证
采用校准（检定）法对测量标准不确定度进行验证。即测量标准给出的y值与上级计量技术机构的校准（检定）结果y0值比较应满足：
FTS 4040A型铯频标的频率准确度值为2×10-12，中国航天科工集团第二研究院二0三所出具检定证书上的准确度值为5×10-13。对以上数据按式|y-y0|进行计算，计算结果小于U，符合要求，铯原子频率标准装置的不确定度得到验证。
4 结语
铯原子频率标准装置的建立充分考虑了系统硬件和软件的设计，并对整套标准的不确定度评定做了详细的介绍。标准建立以来，已完成了多套小型铷钟和GPS校准接收机的计量检定工作，通过与多家计量机构的技术能力比对，证明了该种建标方案具有广泛的应用前景。
摘要：在测控、导航、雷达等领域,为保证时间和频率的统一,需要对铷钟及设备内部的高稳晶振进行高精度频率测量。阐述了建立铯原子频率标准装置的系统方案,并依据规程JJG180-2002《电子测量仪器内石英晶体振荡器》及JJF1059-1999《测量不确定度评定与表示》,对建立的铯原子频率标准装置进行不确定度评定,确保了量值溯源的科学性、可靠性。
关键词：铯原子频标,高精度频率测量,高稳晶振,不确定度评定
参考文献
[1]李宗阳.时间频率计量[M].北京:中国原子能出版社,2002.
[2]阳丽.采用频差倍增法的高精度时域频率稳定度测量仪的研制[D].武汉:武汉理工大学,2012.
[3]王玉珍,才滢,付永杰.高精度无间隙时频测量技术的研究[J].电子测量与仪器学报,2009,23(1):70-74.
[4]付永杰,王玉珍.高精度频标比对及分析系统设计[J].电子测量技术,2009,32(1):67-69.
[5]左建生,董莲,陆福敏.时间频率远程校准系统的设计与实现[J].电子测量技术,2010,33(4):67-69.
[6]杜福鹏,阮滨.外场环境下频率测量系统的设计[J].电子测量技术,2012,35(2):89-91.