射频采样接收机（共7篇）
射频采样接收机 篇1
摘要：本文简要介绍了传统的广播监测测量接收机的原理, 分析了多信道系统存在的问题。并进一步论述了射频低通采样多信道广播监测测量的接收机的原理及实现。与当前的广播监测测量接收机比较, 这种接收机是理想的软件无线电结构, 可有效地解决多信道系统设备复杂和信号分配衰减的问题。
关键词：射频低通采样,广播监测测量接收机,多信道,软件无线电
0 引言
对广播信号播出质量和效果的监测, 必须通过接收设备进行解调收听, 并对信号指标进行测量。早期, 信号的接收监听和指标测量是分别通过接收机和测量设备独立完成的。随着数字技术、软件无线电技术的不断发展, 接收机的数字化水平不断提高, 广播监测接收机可以同时实现信号接收监听和指标测量功能, 提高了系统集成度和工作效率。
在广播监测任务中, 需要监听、测试多路广播信号时, 采用的方法是多信道系统或轮巡监测。多信道系统必然要使用多套硬件设备, 同时还要解决信号分配衰减带来的问题。轮巡的方式无法做到每个信号实时监测, 会给监测结果带来一定的误差。随着数字处理高性能器件的发展, 使用射频直接数字化和软件无线电技术实现的多信道广播监测测量接收机可以很好的解决上述问题。
1 常规广播监测测量接收机的基本原理
广播监测测量接收机, 即在完成解调工作的同时, 又可进行信号指标的测量, 射频的主要参数包括信号电平、带宽、频率、载噪比等, 调制的主要参数有调幅广播的调幅度、调频广播的调制度等, 音频的主要参数有音频总谐波失真 (THD, Total Harmonic Distortion) 、音频信噪比等。另外, 一些监测测量接收机还具备宽带频谱分析的功能。
1.1 基本结构
传统的广播监测测量接收机都是通过中频数字化的软件无线电接收机实现的。较典型的结构如图1所示。接收机的射频接收信道部分是超外差式的模拟信道, 第二中频以后通过模数转换 (A/D, Analog to Digital) 进行数字化变换处理, 进行数字解调, 还通过数字信号处理器 (DSP, Digital Signal Processor) 或现场可编程门阵列 (FPGA, Field Programmable Gate Array) 对信号进行快速傅氏变化 (FFT, Fast Fourier Transform) 处理以及其它变换处理, 为信号的频域分析、特征参数提取提供技术支撑。CPU单元进行整机的控制, 同时对DSP或FPGA实时处理的结果数据进行进一步的特征提取以及对监测数据综合管理。
1.2 解调和测量原理
任何一种调制形式的信号S (n) 均可表示为:
式中, a (n) 、 (n) 分别为信号的幅度分量和相位调制分量, ω0为信号角频率。如果用正交分量来表示, 上式可改写为:
式中, I (n) =a (n) cos (n) , Q (n) =a (n) sin (n) 分别称为信号的同相分量和正交分量, 通过对同相和正交分量的处理, 很容易获得信号的三个特征参数:即瞬时幅度a (n) 、瞬时相位 (n) 和瞬时频率f (n) , 而这三个特征参数是信号分析、参数测试或识别解调的基础。对中频信号数字化后进行正交混频变换, 可以得到I, Q信号, 正交混频及特征参数提取的原理框图如图2所示。
图2中, S (n) 为中频数字信号, 正交本振信号为2cosωnn。S (n) 分别与正交本振信号和经90°移相后的正交本振信号混频, 再经过D倍抽取滤波后, 得到正交零中频信号I (n) , Q (n) 。D倍 (D=D1D2D3) 抽取是通过三级低通滤波器完成的, 包括级联积分梳状滤波器CIC、半带滤波器HBF和可编程FIR滤波器。根据多速率信号处理理论, 抽取后的信号I (n) , Q (n) 不会改变原信号的谱结构, 但数据处理量却大大降低。将I (n) , Q (n) 信号送到瞬时特征提取单元进行瞬时幅度、瞬时相位和瞬时频率的计算, 最后把这三个瞬时特征连同两个正交零中频信号I (n) 、Q (n) 一起送到后续的信号处理模块, 完成信号的分析处理和解调。
1.3 中频采样从窄带到宽带
普通的窄带中频采样接收机在对信号进行测量分析时, 灵活性比较差。通过增加中频带宽, 使之远大于信号带宽, 瞬时带宽中包含多个信道, 可以改善窄带中频数字化的适应性和可扩展性的问题。宽带中频采样后的信号, 通过FFT处理, 可以获得这一频率范围内各频率的幅频特性, 从而可以进一步完成频率搜索、频谱管理等工作任务。另外, 在中频信号带宽内位于某一特定信道上的信号需进行解调、测量等处理时, 可由信号处理部分进行软件方式的可变带宽的数字滤波、数字下变频以及解调、测量等, 完成窄带信号的处理任务。加载不同的信号处理软件就可实现对调幅、调频等不同广播信号的处理。目前宽带监测测量接收机的实时带宽可达20MHz。
2 多信道接收机的实现方法
多信道的接收机的实现方法有两种, 一是集成多路接收信道及数据处理系统, 二是对宽带中频采样信号进行多路处理。
集成多路接收信道及数据处理系统的框图如图3所示, 一般是由信号分配单元、多个接收信道、多个A/D及数据处理单元和一个综合处理单元组成的。接收信道和A/D及数据处理单元, 与前面所述的接收机相同。综合处理单元主要是通过CPU来实现每个接收信道的状态、任务的控制, 以及对每个信道接收数据的分析、管理等。每个接收信道可以并行接收不同频段, 不同调制方式的广播信号。
这种结构的多信道系统, 当路数较多时, 系统地组成就会庞大、复杂了, 同时, 信号的分配造成信号衰减。例如实现一个4路的接收系统, 如果使用无源的信号分配, 就要降低10d B左右, 这对于信号的监测, 尤其是部分指标测量的准确性, 影响非常大。
对于宽带中频采样的系统, 可通过多路的数据处理方式, 用软件的方法, 对A/D采样带宽内的信号, 进行多路的接收处理, 实现多通道的接收机。这种结构的多通道接收机实现并不复杂, 但是其同时接收处理信号的能力受限于中频信号的带宽, 即使是目前实时带宽已达到20MHz的接收系统, 也无法同时处理中波、短波和调频广播。而且, 并行处理多路信号, 对数据处理器件的性能要求较高。所以, 这种结构的多通道接收机较少应用。
3 基于射频低通采样的多信道广播监测测量接收机的实现
3.1 射频低通采样与中频采样的比较
中频采样数字化不是软件无线电的理想结构, 天线与A/D之间的模拟信号处理环节太多, 容易造成信号失真。软件无线电的宗旨就是尽可能地简化射频模拟前端, 使A/D转换尽可能地靠近天线去完成模拟信号的数字化, 而其数字化后的信号要尽可能地用软件来进行处理, 实现各种功能。
所以, 射频低通采样数字化, 即从天线进来的信号经过滤波放大后就由A/D进行采样, 把模拟电路的数量减少到最低程度, 是理想的软件无线电方式。但这种方式对A/D转换器的转换速率、工作带宽、动态范围等提出了非常高的要求, 同时对后续数据处理速度要求也特别高。根据Nyquist采样定理, 如果是工作在中波到调频波段的接收机 (500k Hz～108MHz) , 采样速率至少要达到216MHz。因此, 受到器件水平的制约, 传统的广播监测测量接收机都采用中频采样方式。随着器件技术水平的发展, 使得射频低通采样技术可以应用到广播监测系统中。
3.2 系统结构和功能
如上所述, 射频低通采样数字化的结构是软件无线电理想的结构, 其能达到的频率范围主要依赖于A/D器件的技术水平, 而后续数据处理和功能的实现, 也依赖于DSP器件和CPU的性能。原则上说, 只要A/D采样的速率以及位数、长度、数据传输速率等满足要求, 随后的DSP器件和CPU采样数据的变换处理速度满足实时性要求, 则监测设备功能指标的高低与强弱, 关键在于监测分析应用软件开发。本文所述的多信道广播监测测量接收机是基于PXIe (PXI Express, 高速PXI总线系统) 平台及模块化硬件为核心, 设计并实现对中、短波、调频广播频段直接射频采样数字化, 并可同时实时接收测量多个频率的发射参数。主要参数包括:电平、频偏、占用带宽、载噪比、调制度等。接收机的结构原理图如4所示。接收机的硬件以PXIe高速数据总线机箱为基础, 配备的核心模块包括:采样前端 (即数字化仪) 、FPGA处理器、PXIe控制器。
3.3 模块原理及特点
接收机的采样模块选用型号为NI-5762数字化仪, 它具有16位250Msps采样率, 且动态范围大, 频响覆盖100k Hz～200MHz范围, 适合中短波、调频广播监测测量应用。该模块有非常低的相位噪声特性, 在1k Hz频偏时可以达到-115d Bc/Hz以下, 10k Hz频偏可达-137d Bc/Hz以下。低相位噪声特性较适应短波监测电台密集、强弱电台交错的实际情况。另外, 采样模块还可以外输入标准参考时钟, 用于高精度频率测量。该采样模块属Flex RIO (NI公司产品的专用名称) 设备的适配器模块, 使用时和FPGA处理卡直接互联, 如图5所示。
Flex RIO设备包括了可采用Lab VIEW (图形化编程语言) 进行编程的FPGA模块, 以及能提供模拟和数字I/O (Input/Output, 输入/输出) 的适配器模块。前面所述的5762数字化仪就是适配器模块。PXIe Flex RIO FPGA模块的一个特点是不需通过主机芯片传送数据的情况下, 模块间能够以超过800Mbps的速率进行数据流, 在16路独立数据流上提供对等数据传输 (Peer-to-Peer streaming, 即P2P) , 这样能够实现采样模块和FPGA模块之间的直接数据读写, 而无需将数据传回主机处理器, 从而使大量的IQ数据流在采样模块和FPGA之间共享而不必占用其它的系统资源。在系统配置时, 只需一块数字化仪和一块FPGA板卡就可以实现宽带采样和多频点高速解调, 数字化仪的采样数据直接送到FPGA处理器, FPGA处理器将宽带信号通道化, 得到多个频道的窄带信号, 宽带信号和窄带信号都通过PIXe总线传送到中央处理器, 中央处理器对宽带信号进行频谱分析, 对窄带信号解调并分析其参数, 从而同时得到宽带频谱、窄带信号的测量数据和解调后的音频数据。
接收机使用PXIe嵌入式控制器作为系统的控制中心, 完成外部控制、人机交互、数据分析与解调。各个模块的通信是通过PXIe总线进行的, 作为较新一代的总线规范, PXIe采用了串行数据传输方式, 总线利用方式为独占式, 系统数据传输率和带宽得到了大幅度的提升。这些高性能的硬件, 提供了按照理想模式实现软件无线电监测测量接收机的基础。
3.4 信号处理
采集得到的信号波形分成若干路进行频谱处理和数字下变频。宽带频谱处理得到100k Hz～110MHz范围内中波频段、短波频段和调频广播频段各个业务频段的频谱。系统可以获取所有波段内所有信号的频谱测量参数, 包括频谱、功率、占用带宽等。与此同时, 在全频段内, 可以设置多个频率进行通道化处理, 包括数字混频和降采样, 通过这个过程可以将每个频道的窄带波形提取出来, 这些窄带通道波形数据上传到中央处理器, 进行同步实时测量和解调, 基于窄带通道波形测量的参数包括频偏、调频频偏、调幅度等。同时进行窄带解调、测量的通道数量, 取决于FPGA和中央处理器的性能, 以及软件算法, 目前可在一块FPGA的基础上实现8通道。信号处理的原理如图6所示。
4 结束语
低通射频采样是软件无线电理想的结构, 在此基础上实现的多信道广播监测测量接收机, 可同时工作在中波、短波、调频波段, 以及进行频谱监测, 在此接收机平台上可进行广播信号监听、指标测量、频谱监测, 综合性能很强, 还可有效地解决多信道系统设备复杂和信号分配衰减的问题。随着这种结构和功能的设备在监测工作中的应用, 进一步提高了广播监测设备的技术水平。
参考文献
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[4]Ryan Verret.Implementing Baseband Techniques for SignalIntelligence, [N].Instrumentation Newsletter, Feb.21, 2012.
射频采样技术的应用 篇2
随着通讯技术的发展网络通讯质量和网络覆盖率已经成为各大运营商运营竞争的主要指标, 目前基站的RRU单元射频部分有两种发展方向, 一种是主要用于微站的高集成SOC芯片, 单芯片使用零中频技术集成了发射链路、接收链路和DPD反馈链路, 主要解决市场对于微站的小型化低功耗的要求, 目前此产品已经逐步改进优化进一步推广于宏基站场景。
另外一种是应用宏基站的射频采样芯片, 主要解决系统不断提高的带宽要求, 此产品目前已经逐步在市场应用推广。在超宽带、模拟数字化、小型化、5G系统等基站演进中, 射频采样技术可能成为一种方向性方案。
早期的通讯基站中的RRU产品支持的是单一的通讯频段, 不同的通讯制式配置单载波, 且载波之间的间隔在通讯协议中也进行了明确的规定。
随着通讯用户数的剧增以及数据业务的支持要求, 不同制式的混模多载波应用成为设计的必要关注点, 为了在不增加基站设备数量的条件下支持更多的用户, 考虑通过拓宽基站输出的带宽以增加每通道输出的信号的载波数从而实现用户支持率的扩充。本文所述射频采样技术支持了RRU产品射频部分的宽带实现, 可以支持多制式、多频段的宽带应用。
二、射频采样技术简介
射频采样技术在基站系统主要应用于发射链路和接收链路。
下面主要介绍射频采样技术在基站系统的发射链路的应用, 主要完成数字基带信号到通讯模拟射频信号的一次变频功能。
如图1所示, 对比传统DAC+IQMOD+DVGA的链路结构, 射频采样采用RFDAC+DVGA的链路结构, 此应用从链路结构、器件数量、系统性能等各方面都有提升。
采样时钟的选取对于射频采样的应用也很关键, 首先需要保证采样镜频信号远离主信号以便降低对信号选择滤波器的抑制要求, 其次需要规避时钟的多次谐波和射频信号的混频信号, 以便防止其采样折叠后进入射频通道所在奈奈奎斯特区域成为干扰信号, 影响射频输出杂散指标, 对于无法避免的落入的干扰信号需要查看器件指标保证其大小满足协议关于输出的杂散要求。
不同公司的射频采样产品, 时钟在芯片中的设计差异导致实际的干扰信号的成分和大小存在差异, 因此选用芯片时需要针对性的进行设计选取。
目前的发射射频采样芯片有单通道和双通道两种, 单通道的器件支持相同通讯频段下不同制式的混模应用, 也支持不同通讯频段下不同制式的混模应用, 不同的频段的信号的总带宽最大为器件支持的信号带宽;对于双通道的芯片应用可以实现带宽扩充功能, 即射频采样芯片两个通道的数字部分处理两组不同的基带信号, 在芯片内部进行合路之后再变频输出, 这样的实现方式完成了相同数据速率下, 最终输出的射频信号带宽是单通道输出射频信号带宽的两倍。
射频采样技术在接收链路的应用较发射链路的应用较晚一些。对接收链路而言, 射频采样方案需要的链路增益较传统的方案要求降低, 因此链路的器件数量减少, 架构简单;链路中少了混频器从而没有镜频干扰、半中频干扰等杂散, 可以节省链路滤波器的设计;特别对于GSM的800KHz的阻塞指标对时钟的相噪高要求较高, 目前可以满足此性能的器件很少。
射频采样技术在DPD接收链路的应用可以借鉴接收链路的应用经验, 差异在于DPD链路对对信号带宽的要求和发射链路一样, 因此时钟选择、带宽计算等借鉴发射链路的设计标准。
三、射频采样芯片在发射链路中的应用
本文介绍芯片MAX5870在基站发射链路的应用, MAX5870是一颗单通道射频采样器件, 数字接口采用LVDS接口, 需要外部提供采样时钟 (后续的的产品均考虑将时钟模块集成在芯片中, 提供参考时钟即可) , 最大采样时钟6GHz, 可以支持主要移动通讯频段, 最大支持带宽600MHz, 芯片的关键性能介绍如下所示:
1.满量程输出:-3~0d Bm
2.DAC Resolution:14bit
3.信号带宽:600MHz
4.采样时钟:6GHz
5.IMD3:75d Bc
6.输出底噪:-158d Bm/Hz
MAX5870在发射链路应用框图参考图1所示, 时钟选择5GHz, 接口速率选择614.4MHz, 基带输出的2.1GHz的LTE信号和1.8GHz的GSM混模信号经过MAX5870处理后经过DVGA进行增益放大后再经PA放大后从天线口发出, 基带信号和MAX5870的接口采用LVDS接口 (下一代产品将改为JESD204B接口) , 射频单板在MAX5870后测试关键的链路性能如下所示:
1.输出功率:-19d Bm@1GHz
2.带内杂散:-102d Bm/100KHz
3.输出底噪:-157d Bm/Hz
按照上述指标, 系统级联后在48d Bm额定输出功率下, 杂散辐射满足指标要求, DPD训练下的混模输出满足系统参数要求。
下面针对上述发射射频采样芯片在发射链路的应用进行分析总结。
1、优点:
(1) 使用数字变频完成I/Q信号的调制处理, 采样镜频信号距离主信号较远, 降低了滤波器对带外干扰抑制的难度;
(2) 因为节省了模拟调制器, 所以不需要进行DAC和调制器之间的匹配电路的设计, 简化了模拟链路;也不需要本振模拟信号参与变频从而无需处理本振泄露以及本振和中频的多次混频杂散, 射频通讯频段对应的带内频谱干净;
(3) 射频信号支持较宽的信号带宽, 因此输出的信号可以支持同频的混摸输出, 也支持异频的混模输出, 随着射频采样芯片支持的射频采样频率的不断提升, 能够支持的异频频段的带宽随之不断提升。
2、缺点:
(1) 时钟设计集成在射频采样芯片中, 因此时钟的多次谐波以及其和射频信号的混频产物泄露需要进行频率规划;对于频段较高的通讯频段, 当采样时钟不够高时镜频信号做为带外信号泄露较大, 滤波器的抑制要求需要根据其是否会落入其他通讯频段影响共站应用进行选择性处理;
(2) 目前的可应用芯片的输出功率偏低, 对于单载波应用底噪指标满足要求, 对于多载波多模式的大带宽应用, 底噪指标临界甚至超标。
(3) 目前芯片的应用还处于研发验证阶段, 随着器件的应用推广其功能逐步完善, 性能逐步提升, 成本也将随着芯片的应用数量增加得到优化。
目前各芯片厂家都着力于研究和推出适用于基站系统的射频采样器件, 且芯片在功能上进一步集成热传感器、增益控制、时钟外供等辅助功能, 为设计者带来了方便。
四、结论
本文介绍了射频采样技术在基站RRU射频系统中的应用, 主要适用于多模、多制式、多频段、大带宽的应用场景。目前基站RRU产品中射频采样技术已经在发射链路应用, 且射频芯片的功能随着应用的推广在进一步完善和丰富;适用于接收通路和DPD处理硬件链路的射频采样芯片也已经设计使用, 芯片的功能和性能也会随着应用的深入而优化。随着这三个模块的射频技术的成熟应用, 工艺水平和集成技术的发展, 高集成的射频采样收发单芯片将成为可能, 那么射频链路的小型化和大带宽应用将同时解决。
摘要：本文基于通讯市场对通讯基站产品通讯质量和网络覆盖的要求, 介绍了射频采样技术在基站系统的应用, 通过基带信号到射频信号一次变频技术提高产品的带宽应用的同时支持了多制式、多频段的应用, 提高了基站发射载波数。随着通讯业务量的不断扩充, 射频采样将成为后续基站产品的优选方案。
通用短波接收机射频前端设计 篇3
短波通信是指利用波长为100～10 m(频率为3～30 MHz)的电磁波进行的无线电通信。实际上,现有的许多短波通信设备,其波段往往扩展到1.5～30 MHz。短波频段的无线电波的传播主要有两种形式,即地波和天波。在进行远距离通信时,短波通信具有不易被“摧毁”的“中继系统”——电离层,在灾难发生地区或者是战区,短波通信往往成为最后唯一有效的通信方式。近年来世界各国加紧了短波通信的研究,发展迅速,出现了各种新型的短波通信系统,各种新技术的运用,解决了短波通信以前固有的一些问题。
1 短波接收机前端的实现
通常前端设计采用传统的超外差式结构,通过改变本振频率,选择接收1.5～30 MHz的短波信号,在经过3次混频后输出固定中频信号。射频前端主要完成对信号的放大、滤波、混频、衰减等功能,并提供对镜像频率、中频频率、互调信号等干扰信号的抑制。射频前端包括滤波器、混频器、放大器及数控衰减器等单元。其原理框如图1所示。
本设计在预选器前设置有模式选择开关,一路接通低噪声前放,一路接通30 dB衰减器,一路直通,在接收机中便能实现“低噪声”、“低失真”和“普通”3种模式的切换,可以使接收机应用在不同要求的场合,实现其通用性。(下文所讨论的技术指标在缺省状态下均指“普通”模式下的情况。)
为保证对二阶互调、镜象频率、中频频率等干扰信号的抑制,在接收前端设置一组亚倍频程预选滤波器组——预选器,它具有良好的单向性能和良好的反向隔离性,防止除接收频率以外的干扰信号进入和防止本振(或发射)信号通过接收天线泄漏。为保证高线性大动态范围,设置了3个衰减器,总衰减量达90 dB。
混频器的选择十分重要,是电路的关键器件。混频器是非线性器件,它的变频损耗、动态范围、隔离度、交调性能等对系统的灵敏度、动态范围、中频提取、本振隔离等有着非常大的影响。混频器分为有源混频器和无源混频器,有源混频器对本振的要求较低,且隔离度高,但其噪声性能、动态范围不如无源混频器,无源混频器比有源混频器有更好的互调失真性。现在采用高电平的双平衡混频器,非线性失真小,而且能够抑制偶次谐波产生的寄生响应,还可以抑制本振噪声。某些超外差式接收机不采用低噪声高放,而在接收机第一级直接采用混频器,称为“直接混频式前端”。虽然混频器的噪声系数较某些高放的噪声系数为高,但它具有动态范围大、设备简单、结构紧凑和成本低等优点。
2 关键技术
2.1 噪声系数
噪声系数的定义是:接收机输入端信号噪声比与输出端信号噪声比的比值。n级电路级联时接收机总噪声系数为:
式中,F0为总噪声系数;F1…Fn为各级噪声系数;G1…Gn为各级额定功率增益。
式(1)给出了重要结论:为了使接收机的总噪声系数小,要求各级的噪声系数小、额定功率增益高。而各级内部噪声的影响并不相同,级数越靠前,对总噪声系数的影响越大。所以总噪声系数主要取决于最前面几级,这就是接收机要采用高增益低噪声高放的主要原因。这里讨论一下噪声系数测试的问题。测试噪声系数的专门仪器——噪声系数分析仪的频率范围一般都在10 MHz以上,而短波接收机输出的中频在几十到几百千赫,不能使用噪声系数分析仪。考虑到噪声系数与接收机灵敏度密切相关,可以测量接收机灵敏度反过来推算噪声系数。接收机的灵敏度表示接收机接收微弱信号的能力,它可以由下式近似表示:
Si min=kT0BnF0M, (2)
式中,Si min——最小可检测信号功率;
K——波尔兹曼常数,1K=1.38×10-23 J;
T0——接收机工作环境的绝对温度;
Bn——等效噪声带宽(Hz);
F0——接收机噪声系数;
M——识别系数,即(So/No)min。
若以dBm为单位,上式可变为Si min(dBm)=-174 dB+10lgBn(Hz)+10lgF0+10lgM。这样,就可以通过测量中频输出信噪比M来近似的推算噪声系数,如灵敏度电平为-100 dBm,频谱仪分析带宽设为100 Hz,若测得信噪比为40 dB,则可以近似的认为噪声系数为:F0=174-100-20-40=14 dB。
2.2 非线性失真
混频放大过程是非线性变换过程,都会产生多种频率组合。这里只谈论双音互调的问题。双音互调产物是射频端有2个干扰信号同时加入的结果,这些信号可以产生谐波,互相组合,然后按照以下表达式与本振组合。
(f1±f2)±Lo=IF,(二阶互调失真);
(2f1±f2)±Lo=IF或(2f2±f1)±Lo=IF,(三阶互调失真),式中,f1,f2为强干扰信号频率;Lo为本振信号,IF为中频信号。
对这些产物感兴趣是由于它们有相对大的振幅。减小二阶双音互调失真的措施:① 采用双平衡混频器作第一级混频电路、RF前级放大器采用推挽结构来减小互调失真的影响;② 可以选用带宽小于一个倍频程的带通滤波器组(固定或电调的)构成的RF前端预选器,来滤除二阶互调产物。本设计采用了7个亚倍频程滤波器组成的预选器,对二阶互调信号有60 dB的抑制,这样便大为减小了二阶互调失真的影响。
更为麻烦且难以控制的是三阶双音互调失真。由于干扰频率靠近有用信号,RF预选器不能滤除,只能选用三阶截点值(IP3)高的RF-IF放大器和双平衡混频器。IP3可以根据下式计算得到:
IP3=0.5Rs+Pin, (3)
式中,IP3为输入三阶截点值,单位dBm;Rs为基波分量对三阶互调量的相对抑制度,单位为dB;Pin为在测量Rs时的等幅双音信号功率,单位为dBm。
为提高整机三阶截点值,本设计采用了高IP3的第一混频器和一中放大器,混频器的三阶截点值为IP3OUT=+23 dBm,一中放大器的三阶截点值为IP3OUT=+35 dBm,一中放大后的滤波器为窄带带通晶体滤波器,所以整机的三阶截点值主要取决于一中滤波器前的动态。通过AppCAD软件模拟计算系统IP3=30.88。
三阶截断点越高(值越大),则带内强信号互调产生的杂散响应对系统的影响就越小。然而,高三阶截断点与低噪声系数是一对矛盾,因此,在对接收机线性度和噪声系数设计时必须在这两个指标间作折中考虑。
2.3 本振反向辐射
一般接收机指标要求本振反向辐射小于10 μV,即-87 dBm,本设计第一混频器采用的是电平+23 dBm的本振信号,相当于要将一本振抑制110 dB。一般平衡混频器对本振的隔离有30 dB,预选器对一本振的抑制有60 dB,若没有低噪声高放的情况下,需要增加一个低通滤波器对一本振信号再进行抑制20 dB才满足要求。所以本设计在第一混频器前增加了一只33 MHz的低通滤波器。
2.4 混频器匹配的问题
第一混频器端口匹配对电路的性能发挥非常重要,混频器输出中,高次的3LO±RF也会有较高的振幅,当中频端接窄带滤波器时,仅对所需的频率匹配是理想的,而其它带外的频率则会通过反射又进入混频器,再次和本振混合,造成混频器交调产物增加带来干扰,混频器与中频滤波之间为了获得非反射的匹配,需要使用双通路滤波器,即在信号与地之间串联一个高通滤波器。同理,在射频端与混合器之间最好也连接一个到地的高通滤波器,这样,前面讲到的抑制本振反向辐射的低通滤波器和到地的高通滤波器就需要统一考虑进行优化设计,形成在带内带外驻波都很好的宽带匹配低通滤波器,易于与混频器级联,减少不确定情况的发生。混频器各个端口的匹配正是电路调试的重点。
3 结束语
本文阐述了短波接收机射频前端设计中需要考虑的几个问题,通过对一些概念的解释和关键技术的论述,很好地阐明了电路设计过程中需要注意的问题。本设计在“普通”模式下最终达到的主要技术指标分别为:噪声系数14 dB,IP3IN为30 dB,IP2IN为70 dB,本振反向辐射小于10 μV,中频抑制80 dB,镜频抑制80 dB。本方案能够很好地满足多种接收机的技术要求,安装在侦收、分析、测向等各种功能的接收机中,应用范围相当广泛,即使它的部分电路也对一些特殊要求接收机的设计具有很高的参考价值。
参考文献
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射频接收机前端及其关键模块设计 篇4
关键词：射频接收机,前端,低噪声放大器混频器
随着科学技术的发展, 移动通信领域飞速发展, 与人们的生活和工作联系日益密切, 为人们的生活带来了极大的便利。因此, 无线通信技术具有广阔的发展前景和具大的发展潜力。通信技术的发展使得每一代技术都是对前一代技术的超越。微波技术的发展, 使得微波接收机飞速发展。在微波接收机中射频接收机的前端设计对整个系统的重要特征, 如系统的非线性指标、噪音系统、灵敏性以及稳定性等特征都具有重要的作用, 其前端的质量影响着整个接收机的性能和接收信号的质量。因此, 对射频接收机前端及其关键模块的设计具有极其重要的意义。
1 射频接收机的主要参数和结构
在无线通信中, 接收机是一个非常重要的角色, 其重要功能是对接收到的复杂信号按照特定协议要求处理有用的信号和抑制干扰信号。射频接收机输出的信号具有一定的信噪比和幅度, 这样就满足了整个通信系统的误码率, 从而保证后续模块如模数处理器、数字基带处理器等能够正确处理信号。
射频接收机的主要参数有接收灵敏度、交调特性、旁道和邻道的选择性、输入信号的功率范围以及针对CDMA系统的单频的阻塞特性等。
射频接收机的结构的选择是根据具体协议要求进行选择。因为不同的协议对数据的传输速率、灵敏度、抑制干扰程度以及信号宽带等具有不同的要求, 所以要根据具体情况选择合适的接收机结构, 从而提高接收机的整体性能。接收机结构主要有超外差接收机、零中频接收机、低中频接收机以及其他的中频采样接收机和射频采样接收机等。
2 射频接收机前端及主要模块的设计
射频接收机前端设计影响着整个系统的重要特征和整个接收机系统的性能, 因此要对射频接收机前端的核心部件进行设计, 它主要包括低噪声放大器和混频器两大关键模块。
2.1 低噪声放大器 (LNA)
低噪声放大器在无线通信系统接受和放大信号的过程中具有关键性作用。一般位于接收器的第一级, 当射频信号进入到接收机时往往先要通过低噪声放大器模块。它的噪声、线性度以及增益等对整个接受机的性能都具有一定的影响。所以对低噪声放大器设计时, 要使其具备尽可能低的功耗、足够大的增益、尽可能克服混频器的噪声干扰、特定的输入阻抗和较好的线性度等特性。这些性能指标相互交叉, 因此设计师要对这些性能指标进行综合考虑。
MOSFET是电路中的主要构成元件, 它的噪声是低噪声放大器的主要噪声源。同时, 高频效应将栅电阻和衬底电阻噪声引入, 这样低噪声放大器的另一个噪声源就是栅感应噪声。低噪声放大器位于接收机系统的前端, 其输入阻抗和系统特征阻抗都要满足一定条件, 且优化增益、线性度以及噪声系统等性能指标。其常见的有电感反馈共源结构、共栅极结构和噪声抵消共源结构等。
2.2 混频器
混频器又被称为下变频器, 在无线通信系统中, 它将信号从射频段移到中频段, 输入的信号是射频信号和本振信号, 输出的信号是中频信号, 主要指标有线性度、噪声性能、转换增益、功耗大小以及端口到端口的隔离等。
2.2.1 混频器的电路设计
混频器的核心部分是在时域内将两个信号相乘。由于混频器的输入信号有本振信号和射频信号, 而本振信号是正弦信号或开关信号, 其幅度对混频器的线性度、噪声系数和转换增益等性能具有较大影响, 所以在设计时要考虑射频输入信号是否匹配, 射频输入端一般需要匹配到50Ω。射频器的开关对本振信号要有要有一定的电压振幅, 如果本振信号的幅度较大时, 开关就会对共源节点的寄生电容放电, 这时就有可能出现尖脉冲, 且开关对中的晶体管具有可能瞬间脱离饱和区, 从而使混频器的性能降低。
2.2.2 混频器的拓扑结构
混频器常用的结构有基于开关结构的无源混频器和基于吉尔伯特单元的有源混频器。这两个结构是基于乘法器原理, 对其进行区别时看他们开关管中是否通过直流电流。在它的开关结构的无源混频器中又可分为电流模式的混频器和电压模式的混频器, 在使用时采用双平衡结构, 这样可以很好的抑制本振干扰和偶次谐波干扰等共模噪声。
2.2.3 基于开关结构的无源混频器
开关结构的无源混频器分为电流模式的混频器和电压模式的混频器。电流模式的无源混频器控制交流电流流过的开关, 同时开关两端不会出现较大的信号电压幅度, 跨导级是它的第一级, 将输入的电压信号转换为电流信号, 然后电流信号进入开关级, 由开关级开关调制电流信号, 从而实现混频功能, 跨阻放大器将中频信号转换为电压, 其中电容的反馈提供一阶滤波。为了获得较低的输入阻抗和足够的增益, 要仔细选择跨阻放大器上的反馈电容和反馈电阻的数值。一般这类射频器的热噪声主要来源于输入跨导管、开关管的的沟道热噪声以及跨阻放大器的热噪声。
电压模式的无源混频器具有较好的线性度、较低的功耗和一定的增益衰减。在接收机中, 需要低噪声放大器为其提供高增益并抑制后级电路产生的噪声, 所以, 电压模式无源混频器一般用于对线性度要求较高而对增益性要求较低的系统中。
2.2.4 基于吉尔伯特单元的有源混频器
吉尔伯特单元的有源混频器输入的是栅极, 阻抗很高, 使上级的低噪声放大器的负载得以降低, 并输出可以驱动低阻抗的负载。一般可分为跨导级、开关级和负载级等三部分。跨导级主要是将输入的电压信号转换成电流信号, 一般在工作中处于饱和状态;开关级主要是开关调制跨导级电路产生的电流信号, 从而实现混频功能;负载级再次转换开关级混频产生的电流信号, 将电流信号转换为电压信号, 在转换的过程中是通过电阻、电感和电容来实现。跨导级的线性度决定着该混频器的线性度。
3 结语
当今科技飞速发展的, 现代通信技术方便了人们的生活。现代通信系统将有用的信号调制到载波上, 然后通过无线信号发射到信道中, 最后经由真空或空气信道使其传输到接收端, 然后通过接收机对信号进行调制, 使有用的信号实现传播。在信息传播过程中, 接收机起着重要的作用, 因此对射频接收机前端及其关键模块进行合理设计, 确保整个通信系统的性能质量。
参考文献
[1]熊斯.射频接收机前端及其关键模块设计[D].复旦大学, 2008.
宽带数字接收机射频前端电路设计 篇5
目前, 各种先进的无线电监测测向机都是基于宽带数字化理念的, 在该领域内, 无线电监测测向机通常采用超外差架构, 因超外差架构具有动态范围大, 频率范围宽, 灵敏度好, 本振相位噪声低等优点, 综合性能指标也最好。作为接收机核心模块的射频前端电路一般包括预选器模块、本振模块、多级混频模块及相应的控制电路和电源电路等组成[2,3]。当今无线电监测接收机的主要发展趋势是朝着更高的频段, 支持对各种类型信号解调和分析, 具备灵活控制和组网监测的方向发展。
1 接收机射频前端电路设计方案
因在复杂的电磁环境背景下, 各种通信信号变得拥挤且幅度相差巨大, 这就要求监测接收机的动态范围要大, 同时对设备的线性度也提出了更高的要求。在某高性能的监测接收机研制中, 综合考虑整机小型化、灵敏度和线性度的指标要求, 射频前端电路设计采用二次变频的超外差架构, 如图1所示。在射频前端设置“正常”、“低噪声”和“低失真”3种工作模式以适应各种工作环境的需要[4], 正常模式时, 天线接收的信号经过直通到预选器, 低噪声模式时, 信号首先会被前置的低噪声放大器放大, 而工作在低失真模式时, 接收信号会被衰减, 衰减器设置为10 d B、20 d B或30 d B。
图1中的预选器电路由电调谐的跟踪滤波器和分波段的固定亚倍频程滤波器组成, 它可以有效地提高接收机的中频抑制比、镜频抑制比和对本振信号的反向辐射电平抑制作用, 特别是对于提高接收机的二阶互调截点值有重要意义。预选器电路的插入损耗<5 d B, 带外抑制>60 d B, 才能有效保证整机的指标要求。射频前端电路中的两个混频组件是系统中的关键部件, 第一级混频采用的是无源双平衡混频器, 相比有源混频器有更低的噪声性能和更好的互调失真性能, 但需要较高的本振电平, 对隔离度要求较高, 电路中对于混频器中频输出端口的匹配非常关键, 可在中频端口分别并联上一通过50Ω电阻接地的高通滤波器, 对在混频过程中产生的各种高次频率产物有一定的吸收作用, 以避免这些产物被反射回混频器。本振电路提供各级混频所需的本振信号, 一本振是连续可调的, 步进为1 Hz, 而二本振为固定点频输出。图中高稳定晶振是单独定制的, 其直接决定了接收机的频率稳定度和准确度。
2 接收机射频前端关键性能指标与实现
2.1 灵敏度、噪声系数
无线电监测接收机对微弱信号的接收能力直接反映在灵敏度 (MDS) 这一指标当中, 接收机的灵敏度并不是一个独立参数, 其直接相关于接收机的噪声系数、中频解调带宽和输出信号信噪比等物理量。接收机的噪声系数是衡量信号经接收链路后其信噪比恶化程度的指标, 是一个独立参数, 对于一个由n阶器件级联而成的系统而言, 总的噪声系数为
式 (1) 中的各值均是倍数关系, 通过式 (1) 可发现, 接收机的总噪声系数由内部各级器件的噪声系数和增益共同决定, 但起主要决定性作用的是前面两级, 因此, 接收机前端通常放置一低噪声高增益的放大器模块。此处, 设计整机链路增益在正常模式为26 d B, 具体增益分配如下:前端电路增益10 d B, 第一中频电路增益14 d B, 第二中频电路增益19 d B。前端LNA器件选择需满足噪声系数<4 d B, 输出1 d B压缩点>15 d Bm的要求。
2.2 二、三阶互调截点值
无线电监测接收机特别强调从强的干扰信号当中提取有用微弱信号的能力, 以适应各种监测环境的需要。对于单音的抗干扰, 可从镜频抑制比和中频抑制比两项指标中得到体现, 而对于双音的抗干扰能力, 工程上常用二、三阶互调截点值来反映。n阶系统的输出二、三阶互调截点值级联公式分别如式 (2) 和式 (3) 所示
同样, 公式中各值也均是倍数关系, 从式 (2) 和式 (3) 可看出, 接收机的非线性现象存在于设备的每一级器件, 要提高接收机的线性度, 必然要求射频前端增益不能过大。结合式 (1) 对比, 可发现提高接收机互调截点值和降低噪声系数二者相互矛盾, 因此, 对射频前端电路的增益必须进行合理分配, 以其平衡两个指标, 结合二、三阶互调截点值和灵敏度的指标是无虚假动态范围 (SFDR) , 通过式 (4) 可以计算得到, 确定SFDR2和SFDR3较小者为接收机的无虚假动态范围[5]
对于器件的选型也较为关键, 通常情况下, 放大器的线性度随着电流的增大而增大, 这意味需要消耗更多的电源功率, 而混频器的线性度依赖于本振电平, 其本振电平越高, 互调失真产物越小, 但越大的本振电平意味着更大的反向辐射电平。
当接收机调谐至f0时, 产生二阶互调产物的两组干扰频率分别为f0/2±Δf和 (f0+Δf、2×f0+Δf) , 因射频前端的预选器是亚倍程的, 显然, 这两个干扰频率不可能同时出现在带内, 二阶互调失真产物会得到有效的抑制;产生三阶互调产物的两组干扰频率分别为 (f0+Δf、f0+2×Δf) 和 (f0-Δf、f0-2×Δf) , 这时, 前端的预选器通常没有抑制作用, 需要靠带宽更窄的各级中频滤波器来衰减。对于带内输出三阶互调截点值, 依据式 (4) , 其值主要由最后一级器件的输出三阶互调截点值决定。
2.3 相位噪声
无线电监测接收机的相位噪声指标实际上主要取决于本振单元的相位噪声, 是衡量频率源频谱纯度的重要指标。在混频过程中, 若本振频率源的相位噪声指标差, 强干扰中频信号的噪声边带会掩盖有用信号, 使接收机无法接收微弱信号;差的相位噪声还会降低接收信号的信噪比, 降低解调质量, 使误码率增加, 特别是某些对相位较为敏感的调制方式, 因此, 现代监测接收机特别重视相位噪声指标[6]。
受制于奈奎斯特定理和器件性能的限制, 采用DDS技术实现本振频率源存在工作频率低和杂散较大等缺点, 而利用锁相环技术实现频率合成则存在频率分辨率低和调谐时间长等缺点。若将两者相互结合, 可获得更高的频率分辨率、更短的调谐时间、低相位噪声和宽的输出频率范围等性能。
图2是采用DDS的输出频率来驱动锁相环电路, 只要其相位累加器的字长足够大, 本振频率源就可以实现足够高的分辨率, 因DDS是开环电路, 其频率切换时间较短, 能适应接收机高速扫描的要求。根据锁相环原理[7], 环路带宽以外的相位噪声主要由VCO的相噪决定, 而环路带宽内的相噪将相对于参考晶振相位噪声以20log (N) d B的关系恶化[8,9]。在本监测接收机中, DDS芯片选用ADI公司的AD9951, 鉴相芯片选取ADF4106能够满足需求。
2.4 试验结果
根据上述对各项关键性能指标分析以及核心器件选型要求, 设计的一款覆盖超短波频段的高性能监测接收机具体性能指标如下:频率分辨率为1 Hz, 输入二阶截点值>50 d B, 输入三阶截点值>10 d B, 全频段噪声系数<14 d B, 中频抑制比和镜频抑制于均>90 d B, 相位噪声优于-115 d Bc/Hz@10 k Hz, 本振反向辐射电平<-110 d B, 达到了预期的设计要求。
3 结束语
作为无线电频谱管理领域内技术含量最高的专业级无线电监测接收机, 承担着对空间电波信号的侦查、监听、测向、定位等功能, 它是基于宽带化的数字接收机理念。本文主要论述了其中射频电路的设计方案, 着重剖析了各项关键性能指标和实现, 实际制作了一款超短波频谱监测接收机, 实测射频性能指标能满足应用需求。
参考文献
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射频采样接收机 篇6
射频宽带接收机广泛应用于频率监测与跟踪、频率资源使用情况的普查和电子战的无线电侦察与对抗等领域,而虚假响应则是衡量射频宽带接收机性能的一项重要指标。射频宽带接收机的虚假响应定义为输入端口没有激励信号时,输出端口有响应输出[1],这是一种广义的定义虚假响应。但要全面反映接收机的虚假响应,对虚假响应定义还应补充另一种狭义情况,即输入端口有激励信号时,输出端口的输出响应除自身激励信号应有的输出响应外,还出现其他多余的输出响应,这种其他多余的输出响应也应称为虚假响应,这种狭义虚假响应的特点是激励信号电平需要达到一定的强度时才出现,且随激励信号的消失而消失。无论是广义的虚假响应还是狭义的虚假响应,都会干扰射频接收机对信号的正常接收,造成接收系统的虚警和漏判。
参考文献[1,2,3]从狭义的虚假响应角度,对接收频带内的多信号组合分量产生的虚假响应及其测试情况进行探讨,参考文献[4]对接收机广义和狭义的虚假响应进行了部分的归纳总结。但文献[1,2,3][1,2,3]与接收机的架构及功能电路结合不足;文献[4]则侧重于结论性的总结,与接收机的具体设计和工程实现的论述不足;而在电磁兼容方面,文献[5,6][5,6]从电磁兼容方面进行部分归纳总结,但没有结合电路进行分析。因此,从接收机的架构和电路方案设计等角度还没有文献进行论述。本文从射频宽带接收机的架构入手,以功能电路为基本单元,把射频宽带接收机的虚假响应表现形式及其类别与接收机的功能电路单元对应起来,采用定性和实验数据相结合的分析方法,对接收机产生虚假响应的根源进行剖析,从设计和工程实现方面给出了解决措施。
1 通用架构和虚假响应类型
从功能上看,宽带射频接收机种类繁多,参考文献[7,8]对接收机种类进行了归纳分类。但从频率变换关系上看,就只分为直通放大模式和超外差变频放大模式(以二次变频为例)2类。直通放大模式射频接收机架构如图1所示,超外差变频模式射频接收机架构如图2所示。
针对图1和图2两种模式的射频接收机的架构,对应于各功能电路单元产生的虚假响应的表现形式和类型如表1所示。
2 虚假响应分析与解决措施
2.1 频率设计性虚假响应分析解决措施
频率设计性虚假是指接收机的整机频率流程设计和本振频率合成设计等设计环节引入的虚假响应。虽然这类虚假响应是基本上通过电路的非线性体现出来,但其根本原因还是由于设计产生的,因此,这类虚假响应归结为频率设计性虚假。频率设计性虚假主要体现在以下4个方面。
2.1.1 本振与非工作频点的组合虚假响应
对于这类组合分量,一次频率变换(多次变频可分解为多个一次频率变换)情况下考虑消除5阶(含5阶)以下的组合分量就可以满足使用要求。在电路实现时由于滤波器的带外抑制效应和平衡混频器对偶次组合的抑制效应等因数,分析的重点就转化为带内的3阶组合分量。
高低本振2种方案对应的中频频率和可能的带内3阶组合分量如表2所示。
表2中,fl为本振信号频率;fr为本振信号频率;frmin为接收频率下限;frmax为接收频率上限;fr'为干扰频率;fi为中频信号频率。
参考表2可能出现的带内3阶组合分量,根据滤波器能实现的矩形系数,计算出对中频频率选取范围的约束条件和接收频段的亚倍频程分段滤波要求。
通过理论计算和工程验证,减小或避免此类干扰应采取措施如下:
(1)采取高本振、高中频的方案是避免3阶干扰的优选方案;
(2)对接收频段采取亚倍频程分段滤波;
(3)中频频率的选择应满足表2组合分量计算结果的约束条件。
2.1.2 本振频率间的组合分量的虚假响应
对于采取二次及以上的频率变换的射频接收机来说,本振频率间的组合分量可能落在接收频率或中频频率带宽范围内,其干扰计算公式为:
而本振信号的电平相对接收机的最小接收电平(灵敏度)来说,电平差甚至超过100 d B以上,其组合分量的电平的工程实测数据可达-90 d Bm,对于高灵敏度(比如优于-120 d Bm)接收机来说,虚假响应电平属于中强电平。
针对该类虚假产生的机理,减小或避免此类虚假的措施如下:
(1)优化频率设计,减少落在接收机接收频率范围内的组合分量的数量;
(2)对落在接收频段范围内的极少数的组合分量,其组合阶数应控制在5阶以上;
(3)禁止组合干扰分量落在接收机的中频频率范围内。
2.1.3 本振频率合成过程中的虚假响应
本振电路在频率合成时采用的时钟整形电路、分频电路和倍频电路等非线性电路,会产生离散的频率分量。由于这类电路的工作电平较强,产生的虚假响应信号电平也较强,若落在接收机的接收频段范围或中频频率带宽范围内,也使射频接收机产生较强的虚假响应。其传播路径是供电线、射频连接电缆和地回路,通过传导和辐射方式进入接收电路。
要减小这类虚假响应,应满足的设计原则和采取的措施如下:
(1)优化频率合成电路的实现方式,少用外置的固定分频电路;
(2)禁止虚假分量的频率落在中频频率范围内;
(3)对不同功能电路的供电、数字地和模拟地进行滤波隔离。
2.1.4 镜频分量和中频分量的虚假响应
镜频分量在设计时着重考虑与外部环境相关的一镜频分量(对于采取二次及以上的频率变换宽带接收机,二镜频及以上的分量通过频率流程设计和中频滤器的设计解决)。因此,本文讨论镜频分量特指一镜频分量。
镜频分量、接收频率分量与本振分量满足下列关系:
对于高本振方案,
式中,fm为镜频频率。
对于低本振方案,
由式(1)和式(2)可知,镜频对接收机产生虚假的实质是镜频分量与本振分量在接收电路中混频器的作用下,产生的频率分量与中频频率相同。
无论是采取高本振还是低本振频率设计方案,镜频分量与接收频率分量满足下列关系:
由于对镜像频率的抑制主要是依赖于预选滤波器和镜频抑制滤波器,因此由式(3)和滤波器的矩形系数指标可知,要达到对镜频分量有效抑制的要求,就必须尽量提高中频频率数值。
中频分量的虚假响应是指外界的频率分量或接收机自身频率合成时产生的频率分量落在接收机的中频频率范围内,通过传导和辐射方式进入接收机的中频电路,导致接收机产生虚假输出。中频分量产生的虚假响应最严重的后果是导致接收机失效,因此,必须从设计源头上避免中频干扰。
避免中频干扰应注意以下几点:
(1)一中频频率的选择尽量远离接收频率范围;
(2)中频频率的选择应避开大功率的民用设备发射频率(比如移动通信频率等);
(3)禁止本振频率间的组合分量和本振电路的非线性频率分量等落在中频频率范围内。
2.2 非线性失真虚假响应分析与解决措施
接收机的非线性失真是指输入信号电平大于接收机的线性工作的最大电平值时,接收机工作在非线性状态下产生的谐波分量和组合分量,这些分量如果落在接收机的各次中频的通带内,就会产生虚假输出。
参考文献[9,10]对提高接收机的线性进行了一些分析,但最简洁的方式就是用泰勒级数展开的非线性的伏安特性,如(4)式所示[11]:
式中,an(n=0,1,2…&)为展开系数。
输入信号电压可表示为:
式中,若m=1,则u=A1cosω1t,表示单音信号输入,这时的非线性就只存在谐波分量。若m≥2,则u=A1cosω1t+A2cosω2t+…+Aicosωit,这时的非线性不仅存在谐波分量,而且还存在2阶、3阶及以上的组合分量。
工程设计和实验验证表明,落在接收机带内的谐波分量、2阶组合分量和3阶组合分量产生的虚假响应最为严重的。
非线性虚假响应是由接收机的线性动态决定,只能通过设计解决和调试优化。采取的措施如下:
(1)针对谐波分量和2阶组合分量,采取亚倍频分段滤波和提高接收电路器件的线性度来减小虚假响应。
(2)对3阶组合分量,采取提高接收电路器件的线性度和优化接收链路增益分配的方法来减小虚假响应。
2.3 电磁兼容性虚假响应分析解决措施
依据参考文献[12,13],解决电磁兼容性虚假的关键是要找准干扰源、干扰传输路径和敏感电路这3要素。工程上采取电路拓扑结构分析和实验相结合的方法解决该问题。针对图1和图2的宽带射频接收机的架构,结合电源电路、数字电路和时钟电路等产生的频率分量、杂散分量和噪声对接收机产生的虚假响应的实验数据,采取屏蔽、滤波[14]和接地[15]等技术手段,从而达到减小电磁兼容性虚假响应的目的。
2.3.1 开关电源的噪声和杂散分量的虚假响应
由于开关电源的频率分量、噪声分量和杂散分量对某频段的宽带超外差变频模式射频接收机产生虚假响应的实测数据如图3所示。从这3个频谱图的虚假分量的数量、电平强弱和噪声基底的变化趋势可知,电源产生的虚假响应不仅影响接收机在存在干扰频点的信号的正常接收,而且由于频段内噪声基底的升高而影响接收灵敏度。
通过对接收机电路的拓扑结构分析发现,开关电源的噪声是以接收机内部的供电线路为路径,通过传导方式对噪声敏感的本振电路形成干扰。噪声通过调制的方式调制到本振频谱上,以混频的方式进入接收电路,导致接收机产生虚假响应。
为了解决电源的品质因数对接收机产生的虚假响应,在设计和工程实现时应采取的措施如下:
(1)选用低纹波的电源变换器,对电源变换器的输出采取差模、共模或二者相结合的滤波措施,通常要求滤波后的电源纹波<50 m V。
(2)对电源纹波比较敏感的电路(比如环路滤波器、VCO等电路)应在靠近电路的供电端口再次采取滤波措施。
(3)信号线(尤其是射频信号链路的传输线)应远离电源线和采取隔离措施。
(4)数字电路和模拟电路的地回路、共用电源的供电回路应采取对直流直通和对交流高阻的滤波隔离措施。
2.3.2 时钟频率及其杂散的虚假响应
接收机的数字电路和模拟电路的时钟情况分为2种:一种情况是数字电路和模拟电路共用时钟(本文简称“同源”);另一种情况是数字电路和模拟电路的时钟各自独立(本文简称“异源”)。在“异源”情况下,对数字电路的时钟采取措施前后的某频段宽带接收机的输出频谱如图4所示。从图4可知,时钟电路对接收机的虚假响应主要体现在接收机的输出频谱杂散上,对噪声基底的影响较小。
为了减小和避免时钟频率及其杂散对接收机产生的虚假响应,针对“异源”和“同源”的差异,在设计和工程实现时应采取以下措施:
(1)在“异源”情况下,所有数字电路使用同一基准时钟;
(2)在“异源”情况下,数字电路和模拟电路基准时钟不能同频;
(3)在“异源”情况下,在满足控制逻辑信号波形条件下尽量减小时钟频率的谐波分量;
(4)在“同源”情况下,模拟电路和数字电路的时钟接口要采取放大隔离和滤波隔离措施;
(5)无论是“同源”还是“异源”情况,应压缩倍频和分频的时钟频率的种类;
(6)无论是“同源”还是“异源”情况,时钟电路的布线采用地回路隔离。
3 结束语
射频采样接收机 篇7
1 优化测量噪声系数的原理
射频接收机的噪声主要包括电阻的热噪声和PN结的散弹噪声,均属于白噪声的范畴。白噪声不包括任何离散成分,其电平符合高斯分布。功率谱在一定的频率范围为均匀分布。噪声系数是表征线性二端口网络或二端口变换器系统噪声特性的一个重要参数。它的标准定义为:接收机输入端信噪功率比与输出端信噪功率比的比值。根据尼奎斯特定理 ,处于标准噪声温度T0 (290 K)的输入端产生的资用噪声为功率为 kT0B;k为玻尔兹曼常数(1.38×10-23 J/K);B为等效带宽。设网络的资用噪声增益为G,对于线性网络来说资用噪声增益等于资用信号功率增益 ,则仅由输入端所产生的输出资用噪声功率为GkT0B,设端口输入输出的信号及噪声功率分别为Psi ,Pni,Pso ,Pno ,由此即可得到噪声系数(F)2种互相等效的定义:
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将被测量网络等效为噪声电阻Te,利用式(1):
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噪声系数的常用测试方法有噪声源法和信号源法。由于被测的接收机不是工作在线性区域,而信号源法需要知道被测网络的等效噪声带宽,要准确测定等效噪声带宽是很困难的,因此信号源法测试误差较大,实际测试中需采用噪声源法。常用的采用噪声源法的测量噪声系数方法包括:增益法,Y系数法和噪声系数仪法。使用噪声系数测试仪是测量噪声系数的最直接方法。在大多数情况下也是最准确的。且可在特定的频率范围内测量噪声系数,分析仪能够同时显示增益和噪声系数帮助测量。但当噪声系数超过10 dB,测量结果非常不准确。对于MRI的射频接收机来说,这种方法所能测量的噪声系数的范围太小,显然不适用。而增益法和Y系数法都是利用频谱仪来测量,所不同的是增益法需要事先知道被测元器件的资用增益,而且受到频谱仪噪声基底的限制。Y系数法是测量噪声系数的一种典型方法。在测量中,当被测网络的输入端处于2个不同的资用功率时(例如:噪声发生器的热态T和冷态T′),输出端可以得到2个相应的资用功率PNO,P′NO,通常把这两个功率之比记作Y,设这一个二端口的网络(或是二端口的元器件)等效噪声温度为Te,增益为G,被测网络的噪声系数为F,可得:
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由定义:
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将式(6)代入式(2):
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利用Y因子测量噪声系数需要冷噪声源和热噪声源以便在输入端实现不同的噪声功率输入,通常是通过对固态噪声源加电压和不加电压实现,即当噪声发生器被施加直流电压时,噪声发生器产生噪声输出形成热噪声源,当未施加电压时,存在于噪声发生器内部热扰动产生的剩余噪声形成冷噪声源。加电压的方法只适合测量较小的噪声系数,当被测网络的噪声系数较大时,需要获得较高的Y因子来减小测量误差,因此需要较高的直流电源来获得热噪声源,这在实际中是难以实现的,即传统的Y因子测量方法误差较大,所以需要对噪声源进行优化。由于接收机的第二级为前置低噪声放大器[2],它的噪声系数相对于接收机的其他级很小,可以直接用噪声系数仪测量。在接收机中所使用的低噪声放大器的增益为30 dB,故可以控制放大器使得它在工作即放大条件为下一级提供热噪声源,在不放大条件下提供冷噪声源,这样就可以得到较大的Y因子,减小测量大噪声系数时的误差。而且不需要额外的噪声源和直流电源,简化了设计。
2 多路信道切换(RF SWITCH)的实现
实验所用到的接收机有8个通道,实际测量噪声系数需要对每个通道单独用频谱仪进行测量,即八个通道只有一个通道工作,另外7个通道处于断路状态,而在射频接收机中,没有接收信号的通道输入需要用50 Ω的电阻盖住。根据以上分析需要设计一个8通道选任一通道的射频开关,且不工作的其他通道输出端呈50 Ω阻抗。
这种特性可利用PIN开关设计。PIN 开关是利用 PIN 二极管不同偏置下电特性制成的射频半导体控器件。它具有优良的开关特性:当 PIN二极管正向直流偏置时对射频信号呈近似短路状态;当 PIN 二极管反向偏置时对射频信号呈近似开路状态。PIN 二极管开关具有控制速度快、损耗小、功率容量大的特点。
如图1所示,在每一路通道放置一个单刀单掷射频开关,每个开关均有一根控制线控制其通断。通过对8路控制线设置选择惟一的1路导通即可实现八选任一路的切换。
用矢量网络仪R&S ZVB4 测量该射频开关的频率范围、插入损耗及隔离度,结果如图2所示:
图2为本文所设计的射频开关在中心频率为63.6 MHz,带宽为120 MHz下的特性,图2为开关导通时的S21曲线。图2的上方曲线为开关截止时的S21,下方曲线为截止时的S22(反映输出端的反射特性)。由图知该开关在导通状态下的插入损耗仅为-0.259 dB;而在隔离状态下中心频率附近的传输损耗为-32.205 dB,且输出端的反射系数为-34.568 dB。说明该开关在以接收机的工作频率为中心频率的宽带范围内具有良好的导通和截止特性,且在截止状态下输出端匹配良好。因为接收机只工作在中心频率附近的窄带范围,故此开关设计指标符合要求,且性能比设计指标更为优越。
3 接收机噪声测试结构及具体方法
接收机所接收到的信号的载波频率为63.6 MHz的窄带信号,故只需测量中心频率63.6 MHz,带宽范围较小的噪声特性。噪声测试需要测量出每一级的噪声系数,而接收机的每一级的噪声系数及增益各有不同,为了测量的准确性,必须用使用不同的测量方法。
由于低噪放的噪声系数较小,可以直接用噪声系数仪测量。实验中用Agilent公司生产的N8973A噪声仪进行测量,由于接收机所使用的低噪放直流供电在输出端,而噪声系数仪的输入端不能直接接直流电,故测量时要在放大器的输出接隔直电容再连入噪声仪[3]。
对于接收机中噪声系数较大的网络,需要用上文提到的优化Y因子的测量方法,由于接收机本身的构造以及此种方法中需要放大器工作在放大/不放大2种状态,测量中需要设计控制电路来达到测量要求。如图3,虚线方框内为实验设计的通道切换和前置放大器控制电路、方框外为接收机模型、放大器输入端用50 Ω替代接收线圈提供噪声输入,同时为了简化框图,只画出接收机的放大器后2级。在MRI射频接收机中,为低噪声放大器供电的电压(DC+10 V,如图3所示)是从系统的RF芯线即信号线引出的,测试设计中在每一路放置1个直流开关(K1～K8)控制放大器供电电压的通断。C3为隔直电容[4],L1,L2起到阻断射频信号,导通直流的作用,当某一路直流开关K闭合,10 V直流电压通过L2,L1到达放大器输出端,为放大器供电,使该路处在噪声放大状态。当K断开时放大器无供电电压,起不到噪声放大作用。控制直流开关K的通断即可为接收机的每一级测试提供冷热噪声源。
测试中,设置各路开关的控制线,使要测的那路导通,其余路断开,闭合该通道的直流开关,然后用频谱仪测量输出的噪声谱密度PNO_n,而后断开该路的直流开关,再用频谱仪测量输出的噪声谱密度PNO_n′,由于室温T0(290 K)的噪声谱密度Po约为-174 dBm,设噪声源的等效温度为Tn,Tn′,可得:
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将下一级的输出噪声谱密度PNO_n+1,P′NO_n+1及Tn,Tn′代入式(7)即可得到第n级的噪声系数。
实验用的频谱仪为Agilent公司的E4411B,测试的中心频率为63.6 MHz,SPAN取20 MHz。选取“Function”中的“Noise”,设定合适的VBW/RBW,调节Ref Level使频谱仪位于噪声基底,当Ref Level取-63 dBm时达到噪声基底,经“Average ”后显示为-153.1 dBm。控制每路CON线,使得通路再8个信道转换,重复以上的测量步骤,便可得到每一路的噪声系数。
4 结 语
利用此种方法对MRI射频接收机各个通道切换下的各级进行了噪声系数测试,实测的各个通道与设计中定义的指标值相差0.2 dB范围内,且由于高频通信系统的接收部分具有一定的共性,即通常下考虑整个接收机的噪声系数特性,接收机的第一级都要接前置低噪声放大器。故此类方法可以推广到其他的射频接收机当中。
本文解决了射频接收机多路信道噪声系数比较以及接收机不同模块的噪声系数测量。独创性地利用接收机前端的低噪声放大器提供冷热噪声源优化Y因子测量方法,并以MRI射频接收机为例设计出性能优越的多路射频开关实现信道切换,实践证明该方法是适用而有效的。
参考文献
[1]Joseph J Carr.Secrets of RF Circuit Design[M].3版.北京:电子工业出版社,2001.
[2]M.M.拉德马内斯.射频与微波电子学[M].顾继慧,李鸣,译.北京:科学出版社,2006.
[3]詹志强.频谱仪测量放大器的噪声系数[J].计量技术,2005(9):16 18.