多频带正交频分复用

2024-09-01

多频带正交频分复用（精选6篇）

多频带正交频分复用篇1

超宽带平台的国际标准ECMA-386[1]应用了多频带正交频分复用(MB-OFDM)系统技术,而ECMA-386只是对发射端的设计规范作了要求,其物理层汇聚协议实现物理层服务数据单元的转换,同时使物理层与介质访问控制层对接。当发射端发送数据包时,首先发送物理层汇聚协议前导符,接着是物理层汇聚协议包头,最后是物理层汇聚协议数据单元。物理层汇聚协议中的前导符用于接收端的时间同步、载波偏移恢复和信道估计。

同步是正交频分复用(OFDM)的关键技术,其能帮助接收端正确解码。多频带正交频分复用系统采用数据辅助的符号定时同步方法。此方法需训练符号,降低了数据传输效率,但这类方法有估计精度高、同步速度快、计算复杂度低等优点。基于数据辅助的OFDM系统定时同步算法研究重点在前导符号的设计和选择上,目标是减小前导长度、提高估计精度。Ren提出了无线局域网的基于改进前导结构的定时同步方法[2]。Guo提出了一种利用对称共轭前导进行定时同步的方法[3]。Park和Awoseyila提出了对Schmidl前导改进的定时同步方法[4,5]。Ghogho提出了通过设计前导符号进行定时同步的方法[6]。Cheng提出了一种多个相同数据的最大似然定时同步方法[7]。

多频带正交频分复用系统中物理层汇聚协议前导符和包/帧同步序列均用于OFDM符号的同步。为使接收机能在恰当的时间和频率控制下找到物理层汇聚协议数据单元,在每个物理层汇聚协议数据单元前加上由包/帧同步序列和信道估计序列组成的物理层汇聚协议前导符,如图1所示。包/帧同步序列是一个预储存12(突发模式)或24(标准模式)个自相关的时域突发序列,相当于OFDM符号帧的相同时间长度。突发模式用于多个物理层汇聚协议数据单元的连接及同步的维持。而标准模式必须先启动运行后对包/帧进行有效的同步检测,接收机必须对接收符号中的信道估计序列进行缓冲,然后再将6个信道估计序列分别一次一个地输入到快速傅里叶变换模块中,随后通过后续处理便可得到实际的信道估计。包/帧同步的检测须在信道均衡前完成,若接收端对包/帧同步序列有错误,所接收的数据帧则不能正确解码。因此,一个精确、稳定的帧同步检测算法是关键。本文针对接收机帧同步检测方法的分析,提出对包/帧同步序列互相关处理,统计基于其结果的似然概率,提高包/帧同步检测的正确率。接收端使用期待值与接收的帧同步符号进行互相关计算,并对发射端所用的时频码进行估量。

根据ECMA-386的规定,对于一个给定的时频码,在选择对应的基带时域序列[1]并后补37个“0采样”扩展为128个子载波Sext[k],与覆盖序列[1]Scover[k]相乘构成基带时域序列,如式(1)所示,若前导符为标准模式,式中n∈[0,23]。若前导符为突发模式,式中n∈[0,11]。接收端识别10个时频码中的一个,并附加其到微微网的跳频序列中。系统通信的成功连结需识别正确的时频码

1 帧同步的检测

帧同步序列检测算法是对接收端基于标准模式12个时频码或突发模式的24个时频码的估量,以统计方式从此12或24个集合中选出最常出现的数值作为时频码,并利用此时频码计算出平均时间偏移值作为时间偏移估量。经接收机的模拟数字转换器和缓冲器获得的165个采样,其分别是128个OFDM信号和37个补0后缀序列。为找出第一个时频码信号,所接收的时频码S[n+m]与预存的时频码序列(TFC1-TFC10)PTFC[m]进行互相关计算,如式(2)所示。当计算前一个时频码的互相关时,接收端对后一个时频码进行接收和缓冲处理,以并行方式计算相关值,在互相关的结果中统计出其峰值Zpeak,如式(3)所示。对应的最大相关值被选作为第一个时频码度量范围的时间参考点。不同时频码序列(TFC1-TFC10)所作互相关时产生不同的峰值,利用峰值出现的时间差来辅助接收端定时计算。此外,系统选择不同模式的前导符使接收端产生不同的12或24个时频码序列以及不同的互相关峰值,即从不同模式中检测出最合适的时频码。取不同模式中互相关峰值对应时差的平均值作为接收端的延时值,以此方式获得帧同步的时间。标准模式比突发模式多使用了一倍的时频码,能更精确地计算互相关值,从而使标准模式下的帧同步结果优于突发模式。

2 系统性能测量

在超宽带标准ECMA-386还未制定前,最初的MBOA草案[8]对包/帧同步作了规定,并在报告中对同步检测提供了预期结果。检测使用的数据率为55 Mbit·s-1,接收机灵敏度为-83.6 d Bm,保留低于接收机灵敏度3 d B余量,以及包括频率偏移、量化等的2.5 d B实现损耗,在加性高斯白噪声信道中测试得到的误检率略高于6.2×10-4。

按ECMA-386标准建立比特精确的系统模型。在系统模型仿真测试中,发射机的发射功率设为-9.9 d Bm,使用超宽带信道的4个信道模型,每个信道模型具有现实多径信道环境差异的100个子信道以及随路径损耗的信道衰减[9],并取最佳的90%信道作有效测试结果,接收机噪声系数值设为6.6 d B,中心载波频率设为3.886 GHz。文献[9]阐述了距离检测实验的具体方法。标准模式下的包/帧同步序列为12组,突发模式下的包/帧同步序列为24组。每运行一次系统测试发送10 000个完整物理层汇聚协议数据帧。系统模型将接收解码的时频码与发射端进行比较,不同的数据帧作误检处理。

对接收机灵敏度的测试中,为使用合适的发射功率,发射机输出给衰减器后直接连接接收机的天线,并未使用任何通信信道。为保证误检率在6.2×10-4的水平,标准模式需求接收机灵敏度为-99.1 d Bm,突发模式则需-95.1 d Bm,此模式的结果比MBOA草案所述的期待值分别高13 d B和9 d B。应用上述帧同步检测算法在超宽带信道的4个信道模型中测试系统传输包/帧同步序列的有效距离。如图2所示,在保证误检率为6.2×10-4的基础上,信道1中所测距离为47 m,优于MBOA草案所测结果,且MBOA使用了较低的速率39.4 Mbit·s-1。而在信道2中所测距离为49 m,在信道3中所测距离为40 m,在信道4中所测距离为29 m。帧同步检测器的主要用途是寻找微微网使用的时频码,接收端将没有能力重新调谐或补偿该微微网和本地振荡器之间的频率差。MBOA草案所假设的频率偏移值为20×10-6。在频率偏移检测中,系统使用完整的20×10-6频率中心载波偏移在信道1测试传输距离。从图2中可看到载波偏移值对误检率的影响较小,尽管曲线在<50 m处相差较大,但两个误检比率均较低,甚至可以忽略不计。因此,对微微网连接时不可避免的与未补偿的初始频率偏移对帧同步检测的影响极小。

3 结束语

一个可靠数据包的帧同步探测器,可使通信设备在微微网中顺利连接的概率达到更高,从而获得快速连接。本文提出了一种基于计算互相关统计模式的帧同步检测算法,在良好的信道条件下帧同步能被正确检测。且当发生错误时,随时频码更换所产生的计算结果,取平均值进行对比。并按ECMA-368标准所要求的设置运行和测试,所得检测结果相比MBOA结果有大幅提高。

多频带正交频分复用篇2

MIMO系统的核心思想是:时间上的空时信号处理同空间上的分集结合起来。时间上的空时信号处理一般是通过在发送端采用空时码来实现的, 目前常见的空时码有空时分组码、空时格码、分层空时码等。空时码的主要思想是利用空间和时间上的两维编码来实现一定的空间分集和时间分集, 从而降低信道误码率;而空间上的分集是通过增加空间上的天线分布来实现的。这样做的好处是能把原来对用户来说是有害的无线电波的多径传播转变成对用户有利。最为重要的一点是MIMO技术在多个方面提升无线通信系统性能的同时并不需要占用更多的无线带宽, 所需要的仅仅是通信硬件设备和系统复杂度的增加。这项优点使得MIMO技术在频谱资源紧缺的现状下变得更加吸引人。

在通信系统中使用阵列天线能够增加信道容量和频谱利用率, 扩展覆盖范围, 减少多径衰落和同信道干扰, 降低误码率。多径传播则会引起信号在频域和时域上的衰落, 所以一直是实现可靠通信的障碍, MIMO技术关键是能将传统通信中的多径影响因素变为对用户通信性能有利的增强因素, MIMO技术有效的利用了随机衰落和可能存在的多径传播来成倍的提高业务传输速率, MIMO技术的成功之处主要是它能够在不额外增加所占用的信号带宽的前提下带来无线通信性能上的几个数量级的提高。

2 OFDM技术

OFDM是一种新的高效的多载波调制技术, 它能够有效地对抗多径传播, 使受到干扰的信号能够可靠地接收, 由于现代数字信号处理技术 (DSP) 和超大规模集成电路地迅速发展, 最初实现OFDM技术的障碍, 如庞大的复数运算和高速存储器等已不复存在, 同时快速傅立叶算法也避免了并行数据传输所需的正弦波发生器组和相关解调器组, 使该技术的实现费用更趋实际。因此这一项技术在近几年得到广泛的普及。

正交频分复用 (OFDM) 用减少和消除码间干扰 (ISI) 的影响来克服信道的频率选择性衰落。设基带调制器的带宽为B1, 码元调制速率为R1, 码元周期为ts, 且信道的最大延迟扩展Δm>ts, OFDM的原理是将原信号分割为M个子信号, 分割后码元速率为R2=R1/M。周期TS=Mts, 然后用M个子信号分别调制M个相互正交的子载波。由于子载波的频谱相互重叠, 因而可以得到较大的频谱效率。由于多径效应带来的码间串扰的作用, 在接收端的子载波之间不能够保持良好的正交状态, 故应在发送前在码元间插入保护间隔σ, 且要求σ>最大时延扩展Δm, 这就能保证所有时延小于σ的多径信号将不会延伸到下一个码元周期, 因而有效地消除了码间串扰。为了保持码子之间的正交性, 插入保护间隔以插入循环前缀的方式实现。在传统的多载波调制系统中, 各子带的频谱是完全分开的, 但是OFDM系统中各子载波之间的频谱相互重叠, 在接收端利用载波之间的正交性分离数据。

3 MIMO+OFDM系统

3.1 MIMO+OFDM系统原理

MIMO+OFDM技术将空间分集、时间分集以及频率分集有机的结合起来, 从而能够大大的提高无线通信系统的信道容量和传输速率, 有效的抵抗信道衰落和抑制干扰, 成为实现无线信道高速数据传输最具希望的解决方案之一, 具有非常广阔的研究和发展前景。在相同的发射功率和带宽下, 一个拥有MT个发射天线和MR个接收天线的系统能达到的信道容量为单天线系统的min (MT, MR) 倍, 从而提供了目前其它技术无法达到的容量潜力。

3.2 MIMO+OFDM的空间复用系统

基于MIMO+OFDM的空间复用是BLAST技术与OFDM的有机结合, 它主要利用无线信道的多径传播特性产生并行空间信道来提高系统的数据传输速率, 其原理框图如图1所示:

从图1可看出, 输入的信息比特流经过一个串并变换器变成多路输入的数据流, 以实现多天线的输出。对于每一路信号, 都要经过一次信号的映射。这里的信号映射, 不仅包括了对输入数据流的星座映射、而且还涉及到编码调制等。同时, 这样映射后的一路信号又会变换成子载波数量的数据流作为接下来的IFFT的输入。在这里插入导频的目的是为了在每个OFDM的符号间加上保护间隔, 减小OFDM的符号千扰。

如图2所示, 在接收端, 接受到的OFDM的数据流, 首先要经过一个导频去除的处理, 把OFDM符号的有用部分提取出来用于FFT变换。每个FFT变换产生的第i路数据流中包含相同发射端的输入信息, 所以将这样的数据流经过相同的空间多路检测器, 进行检测判决, 最后数据流通过一并串变换送入到解调器。图1和图2显示了一个基于MIMO+OFDM的空间复用系统, 这样的能够同时增大空间复用技术和OFDM技术的能力, 有利于增加系统的容量和高速率的传输。通过多路数据流在发送天线的同时发射, 实现了在相同带宽情况下的多路空间并行信道。这样的系统不仅发挥了OFDM和空间复用的优势, 同时有效地利用了空间的并行性和频率选择性。在接收判决方, 将接收信号转化成了若干个子信号分别通过OFDM的子载波处理方式。

基于MIMO+OFDM的空间复用系统一般采用迫零和最小均方误差准则进行联合检测。判决器根据接受到的Y (n) 和估计出来的信道矩阵:H (n) 来计算°X (n) , 在判决处理之后, 通过限幅器来进行软判决的星座判决, 得到的结果在进一步的进行硬判决。

参考文献

[1]王文博, 郑侃.宽带无线通信OFDM技术[M].北京:人民邮电出版社, 2003.

[2]A.F.Molisch, 许希彬等译.宽带无线数字通信[M].北京:电子工业出版社, 2002.

多频带正交频分复用篇3

1 OFDM概述

1.1 OFDM基本原理

OFDM技术实际上是MCM的一种。其主要思想是:将信道分成若干正交子信道, 在每个子信道上进行窄带调制和传输, 这样减少了子信道之间的相互干扰, 同时又提高了频谱利用率。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽, 因此每个子信道上的频率选择性衰落是平坦的, 大大消除了符号间干扰。

1.2 OFDM的优缺点

优点:

(1) 能有效的对抗ISI, 适用于多径环境和衰落信道中的高速数据传输;

(2) 具有很强的抗信道衰落能力;

(3) 基于DFT的OFDM有快速算法, 尤其在子载波数目多的情况下, 采用FFT算法能大大减少系统的复杂度, 简化系统结构, 使得OFDM技术更趋于实用化;

(4) 信道利用率高。

缺点:

(1) 对系统的非线性问题敏感, 对放大器的线性要求高。

(2) 对定时和频率偏移敏感;

(3) 对相位噪声和载波频偏十分敏感;

(4) 峰均比过大等等。

2 信道估计算法的仿真分析

由于chirp序列具有稳定性好、分辨率高、抗干扰等一系列优点。所以, 本章以chirp序列为叠加训练序列, 通过matlab仿真分析了ρ值变化对估计性能的影响;仿真分析了chirp序列和普通的周期单脉冲序列在不同ρ值下对峰均比的影响。

2.1 误码率的比较

在理想瑞利信道下, 子载波数:N=256, chirp序列长度:L=64, 取不同的ρ值为:ρ= (0.1, 0.3, 0.6, 0.9) 。

从仿真图1中我们可以看出, 在理想的瑞利信道下, 我们取相同的序列在不同的ρ值下, 误码率是不一样的。在ρ=0.1时, 在低信噪比情况下估计的性能还较好, 但高信噪比的情况下, 估计性能就不是最好的了;而在ρ=0.9时, 不论是在低信噪比还是高信噪比的情况下, 估计性能都不好。

2.2 峰均比的比较

在理想瑞利信道下, 子载波数:N=256, 叠加的序列:周期为P=16的训练序列 (chirp序列) , 取不同的ρ值为:ρ= (0.2, 0.4, 0.6) , 并且在这里为了比较, 我又叠加了一个普通的周期单脉冲序列来跟我选择的chirp序列进行比较。其中普通的周期单脉冲序列和所选择的chirp序列的参数相同。

从仿真图2中明显可以看出, 当选择的ρ值相同时, 叠加chirp序列的信道估计的峰均比较小, 并且小于原来叠加前的峰均比, 而叠加普通的周期单脉冲序列的信道估计的峰均比较大, 并且高于原来叠加前的峰均比;当选择叠加的序列相同时, ρ值越小, 峰均比也越小。

多频带正交频分复用篇4

随着通信技术的不断发展和成熟, 人类社会正在进入一个新的信息化时代, 宽带、高速已成为当今通信领域的发展趋势之一, 3G在通信容量与质量方面将远远不能满足人们日益增长的通信需求。因此, 世界各国在推动3G通信系统商业化的同时, 已经将重点放在新一代移动通信系统上, 使其可以容纳更多的用户数, 进一步改善现有的通信质量, 达到高速数据传输的需求。新一代通信系统具有更高的数据速率和频谱利用率, 更高的安全性、智能型和灵活性, 更高的传输质量和更好的业务质量。因此, 在新一代移动通信系统性能指标的要求下, 为了克服多径衰落、消除高速数据传输时严重的ISI, 并大大提高频谱利用率, 必须寻求新型的调制技术。

从物理层技术层面上看, 3G以后的移动通信系统有三种备选方案:正交频分复用 (OFDM) 、超宽带 (UWB) 和空时处理 (STP) [1]。其中, 又以OFDM最受瞩目。OFDM技术使用多个较低速的正交子载波传输单个高速数据流, 是高速无线通信系统中具有广阔应用前景的一种特殊的多载波调制技术。该技术具有频谱利用率高、抗多径和脉冲噪声、在高效带宽利用率情况下具有高速传输能力、能根据信道条件对子载波进行灵活调制及功率分配等优点;同时也存在一些需要解决的问题, 对降低峰平比、同步、信道估计和信道编码等关键技术需要进一步的研究[2]。OFDM技术已经在数字音频广播、数字电视以及无线局域网等无线高速数据传输系统中广泛应用, 成为高速宽带无线通信中极具竞争力的候选关键技术[3]。

1 OFDM系统及其优缺点

1.1 OFDM系统的基本思想

在无线信道有限频谱资源的条件下, 如何稳定、可靠、有效地传输高速率的数据, 已成为当今人们研究的热点。在传统的串行体制中, 符号是逐次发送的, 每一个数据符号的频谱允许占用所有的可利用带宽。在系统调制方式一定的条件下, 信号占用带宽与信息速率成正比, 当信息速率很高时, 信号的占用带宽也将很高。对无线信道来说最重要的特性就是多径传播, 多径传播将导致信道对不同的频率产生不同的衰减, 在信道的幅频特性上出现零点和极点, 传播波形的频谱将受到严重畸变, 即频率选择性衰落。为实现高速数据传输, 传统的串行体制必须使用均衡器来克服频率选择性衰落。当多径时延很大时, 横向滤波器必须很长, 滤波器的抽头数也将很多, 而且在时变信道中, 滤波器的抽头增益必须要能实时地跟踪信道的变化, 这就需要采用高效的自适应算法, 增加系统实现的复杂度[4]。

多载波调制技术 (MCM) 的出现就缓和了串行体制存在的这些问题。多载波调制本质上是一频分复用技术 (FDM) , OFDM是多载波调制技术应用于无线传播环境的典型代表, 是实现复杂度低、应用最广的一种多载波传输方案[5]。OFDM技术的基本思想是把高速数据流分散到多个正交的子载波上传输, 从而使各子载波上的符号速率大幅度降低。OFDM允许子载波频谱部分重叠, 只要能满足子载波之间相互正交就可以从混叠的子载波上分理出数据信息。由于OFDM允许子载波频谱混叠, 其频谱效率大大提高, 因而是一种高效的调制方式。从时域上看, 低速的子数据流的符号周期长, 相同的时延扩展造成的符号间干扰比串行体制小, 在采用循环前缀时, 更可完全消除符号间干扰的影响。从频域上看, 子信道带宽远小于相关带宽, 在每个子信道上衰落是平坦的, 频率选择性衰落仅影响系统中的一个或几个子信道, 利用子信道之间的相关信息, 可以恢复受干扰信道上的数据, 从而有效地使衰落引起的错误随机化, 因而OFDM调制技术可以有效地对抗频率选择性衰落。由于把整个可利用带宽划分成许多子信道, 因此单个子信道上的频率相应很平坦, 只需简单的均衡算法就能够使每个子信道的均方误差达到最小化, 如采用差分编码甚至可以不用均衡。

1.2 OFDM系统的优点

1.2.1 抗干扰能力强

OFDM技术可以有效地抵抗频率选择性能衰落。通过串/并变换, OFDM技术把单路高速率数据流分解成多路低速率的子数据流, 使调制符号的有效持续时间远大于信道的最大时延扩展, 减少了系统对信道时延扩展的敏感程度, 能在较大失真和突发脉冲干扰环境下对传输的数字信号提供有效的保护, 大大减小了ISI。同时通过添加循环前缀, 可以很好地克服多径效应引起的ICI, 保持子载波之间的正交性。

1.2.2 频谱利用率高

在OFDM系统中, 由于各个子载波之间存在正交性, 又允许子载波的频谱相互交叠, 因此OFDM系统可以最大限度地利用频谱资源。随着子载波数目的增加, OFDM信号的合成频谱非常接近于矩形, 其频带利用率可以接近100%。

1.2.3 系统结构简单

OFDM系统具有优良的抗多径干扰性能和直观的信道估计方法, 无须设计单载波系统所需的复杂均衡器。随着大规模集成电路技术与DSP技术的发展, IFFT和FFT的实现变得非常容易。因此, 采用IFFT/FFT技术快速实现OFDM信号的调制和解调可以大大降低OFDM系统的实现复杂性, 更进一步推动了OFDM技术的应用和发展。

1.2.4 易与其他多址方式相结合

OFDM系统能与其他多种多址方式相结合使用, 其中包括多载波码分多址MC-CDMA, OFDM-TDMA以及跳频OFDM等, 使得多个用户可以同时利用OFDM技术进行信息传输。

1.2.5 动态子载波和比特分配

由于无线信道存在频率选择性, 但不可能所有的子载波都同时处于比较深的衰落情况中, 因此可以通过动态比特分配及动态子信道分配的方法, 充分利用信噪比较高的子信道, 从而提高系统的性能。通过信道估计技术, OFDM系统可以采用自适应调制机制使不同的子载波按照信道情况和背景噪声的不同, 使用不同的调制方式。

1.3 OFDM系统存在的缺点

1.3.1 存在较高的峰平比 (PAPR)

OFDM信号由多个正交子载波信号组成, 这些子载波信号由不同的调制符号独立调制。与任何多载波调制系统一样, OFDM系统也面临着峰平比 (PAPR) 过大的问题。由于传送的数据是一个随机过程, OFDM信号的幅值也是一个随机过程。根据中心极限定理, 如果子载波的数目足够大 (N≥64) , OFDM信号的幅值将服从高斯分布。因此, OFDM信号的峰值功率和平均功率之比很大, 即同传统的恒包络的调制方法相比, OFDM调制存在很高的峰平比。在某个时刻, 如果多个子载波以同一个方向相加, 就会产生很大的峰值, 从而要求发射机内的功率放大器具有很大的线性区域。否则, 当信号峰值进入放大器的非线性区域时, 就会使接收信号产生畸变, 产生子载波之间的互调干扰和带外辐射, 破坏子载波之间的正交性, 恶化系统性能。

1.3.2 对载波频偏和相位噪声敏感

OFDM系统采用IFFT来实现调制, 每个子载波都采用矩形脉冲成型。当子载波频率间隔增加时, 子载波系统频偏副瓣衰减减慢, 产生带外干扰。如果频率同步误差不能被忽略, 则每个子载波都会在其他子载波上引起干扰。对于OFDM系统来说, 当由于射频收发载频不一致或多普勒频移影响而使发射机和接收机的频率偏移比较大时, 将会造成各个子载波之间的正交性下降很多, 从而引起ICI, 使系统性能大大下降。因而如何在接收端准确地估计频率偏移, 对于OFDM系统来说将是一个非常重要的问题。同样, 相位噪声也会导致频率扩散, 从而形成ICI, 这种对频率偏差的敏感是OFDM系统的主要缺点之一。

2 OFDM系统中的关键技术

2.1 降低峰平比技术

高峰平比是影响OFDM技术应用的一个关键问题, 为了降低OFDM系统的PAPR, 国内外学者进行了大量深入的研究, 提出了很多方法。目前解决高峰平比问题主要有两种途径:一是提高功率放大器的性能;二是降低OFDM信号的峰平比。其中, 从提高功率放大器的性能着手解决OFDM系统存在的高峰平比问题有一定的局限性。实际应用中, 更多的是从OFDM信号本身的角度出发, 采取措施降低大峰值信号的出现概率或是避免大峰值信号的出现。降低OFDM信号峰平比的技术可以从本质上解决OFDM系统存在的高峰平比问题。目前降低OFDM信号PAPR的技术总体上可分为三类[6]:降幅类技术、编码类技术和信号扰码技术。

2.1.1 限幅类技术

限幅类技术采用了非线性过程, 直接在OFDM信号幅度值或附近采用非线性处理来降低信号的PAPR, 主要采用削波法、峰值窗法和压缩扩展法。限幅类技术的优点是简单、易实现。但非线性过程的缺点会引起信号的畸变, 因此采用限幅类技术来降低OFDM系统的PAPR, 会引起带内失真从而增加误码率, 或者产生带外噪声从而引起邻近信道干扰, 降低频偏效率。限幅后再进行滤波虽然可以减少频偏泄漏, 但又会导致峰值再生。对于这类技术, 降低峰平比的能力并非关键问题, 关键在于其产生的这些副作用。

2.1.2 编码类技术

编码类技术的基本思想是只传输峰平比比较低的码字, 可以基本上排除非线性失真, 同时提高放大器的效率, 是一种无失真的降低OFDM信号峰平比的方法。由于高峰平比发送的可能性极小, 因此从理论上来说只需要引入适当的冗余就可以通过编码来降低峰平比。目前常用的编码方法有分组编码方法和格雷互补序列编码方法。

编码类技术的优点在降低峰平比的同时还提供了纠错性能。但是对于多子载波数目的OFDM系统, 目前还没有找到合适的编码方法。几乎所有的编码技术都是采用穷尽搜索的方法寻找低峰平比的符号, 这些方法以最小的数据速率损失获得大的峰平比降低。然而, 搜索和存储这些码字的复杂度却随着子载波数目的增加呈指数增加, 当N>16时复杂度已经很大。因此, 编码类技术的主要问题是码率低、编解码开销大, 主要适合于子载波数目较小的OFDM系统。

2.1.3 信号扰码技术

信号扰码技术的基本思想是减少高峰平比OFDM码字出现的可能性。在发送端, 对每一个OFDM码字, 根据某些规则产生多低频候选的时域波形并计算每一波形的峰平比, 最终传输峰平比最小的那一个。典型的信号扰码技术方法有选择性映射方法和部分传输序列方法。该技术并不像限幅类技术和编码类技术那样将OFDM信号的峰平比限定在一定值范围内, 它不能限定OFDM信号的峰值。但通过线性变换, 信号扰码技术可以降低信号峰值出现的概率, 改善OFDM系统的PAPR性能。信号扰码技术的优点不会引起信号的失真, 适用于任意数目的子载波和任意的调制方式, 且只引起很小数据速率损失 (传递辅助信息) 。但采用信号扰码技术降低OFDM系统的PAPR, 需要计算许多并行的IFFT运算, 增加了系统的复杂度。因此, 信号扰码技术的主要问题是计算量大。此外, 为了使接收端知道选择的是几个待选序列中的哪一个, 一般需要额外的开销来确保准确无误地传递这些辅助信息。在系统复杂度允许的情况下, 信号扰码技术是一种优选的降低OFDM系统峰平比的技术。

2.2 同步技术

2.2.1 载波同步

载波同步是指接收端的振荡频率要与发射端的载波保持同频同相。发射机与接收机之间的频率偏差会导致接收信号在频域内发生偏移, 破坏子载波之间的正交性, 引入干扰, 恶化系统性能[7]。

在OFDM系统中产生频偏的主要原因有:发射机与接收机的载波振荡器产生的频率不可能完全一致;移动通信中的多普勒频率偏移效应;由非线性信道引入的相位噪声等。当存在频偏时, OFDM信号的载波之间不再保持正交, 引起严重的ICI。如果载波频率偏差是子载波频率间隔的整数倍, 虽然子载波之间仍然能够保持正交, 但是频率采样值已经偏移, 可能造成映射在OFDM频偏内的数据符号误码率很高;如果载波频率偏差不是子载波频率间隔的整数倍, 则在子载波之间就会存在能量的“泄漏”, 导致子载波之间的正交性遭到破坏, 从而在子载波之间引入干扰, 使得系统的误码率性能恶化。当OFDM系统中存在频率偏移时, 所有子载波在一个FFT周期内的周期数目不再是整数, 所以在进行FFT运算后将产生子载波干扰。FFT输出的每一个子载波里将包含其他子载波的干扰分量, 并且干扰功率和子载波的间距成反比。位于OFDM频偏中间的子载波受到的干扰大约是边上子载波的两倍, 这是由于中间子载波会受到来自两边子载波的干扰, 而边上子载波仅受到单边子载波的干扰所致。

2.2.2 符号同步

符号同步是指接收端每个OFDM符号块的起始时刻要与发送的起始时刻一致, 即保持IFFT与FFT起止时刻一致。虽然OFDM系统对符号定时同步的要求相对宽松, 但在多径环境下, 任何符号定时的变化, 都会增加系统对时延扩展的敏感程度。符号定时同步误差不仅会使接收信号的幅度的相位发生畸变, 还会引入符号间干扰ISI, 严重影响系统性能。在OFDM系统中, OFDM信号是以符号形式处理的, 为了能正确地进行解调, 接收首先必须进行定时估计。符号定时同步的实质就是确定出OFDM符号的起始位置, 以便能正确地进行FFT并解调数据[8]。

2.2.3 采样时钟同步

采样时钟同步是指使接收机与发射机的采样时钟频率一致。由于估计误差、噪声干扰、发射端晶体振荡器的偏移, 接收端采样时钟不可能毫无误差地跟踪发射端晶体振荡器的变化, 采样点总会稍慢或稍快于发射端时钟, 因此产生采样时钟频率偏移。这种误差量常常被忽略, 实际上对于子载波数目很大的系统, 如数字电视地面传输系统, 采样时钟频率偏移会造成两方面的影响:一是产生时变的定时误差, 导致接收机必须要跟踪时变的相位变化;二是采样时钟频率的偏移就意味着FFT周期有偏差, 因此经过采样的子载波之间不再保持正交性, 从而产生ICI。在利用同步采样的OFDM系统中, 可以从接收到符号星座点的相位旋转中得到瞬时的采样定时偏差, 数字锁相环利用这一信息去控制, 以确定采样时刻, 这样就可以保证接收机和发射机之间的采样定时偏差的均值为零[9]。

2.3 信道估计

无线通信系统的性能主要受到无线信道的影响。无线信道的随机性导致接收信号的幅度、相位和频率失真, 很难进行分析。为了恢复出原始数据流, 接收端必须先进行信道估计, 获得子载波上的参考相位和幅值。信道估计的准确性直接影响到整个OFDM系统的性能。常见的信道估计方法有两类:基于导频信息的信道估计和基于循环前缀的盲信道估计。

在OFDM系统中, 信道估计器的设计主要有两个关键问题:一是导频信息的选择, 由于无线信道的时变特性, 需要接收机不断对信道进行跟踪, 因此导频信息也必须不断地传送;二是对既有较低复杂度又有良好导频跟踪能力的信道估计器设计, 在确定导频发送方式和信道估计准则条件下, 寻找最佳的信道估计器结构。

2.4 信道编码

信道编码可显著提高数字通信系统的抗干扰能力。在OFDM系统中, 可使用任意传统的信道编码, 如分组码、卷积码、网络编码以及Turbo码等。现在的发展方向是在OFDM系统中结合多天线技术使用空时编码, 即MMO-OFDM技术, 这项技术可显著提高OFDM系统性能, 成为新一代无线通信系统的热点技术[10]。

3 结语

OFDM系统具有较强的抗干扰能力及较高的频谱利用率, 系统结构简单, 且易与其他多址方式相结合, 已经在数字音频广播、数字电视以及无线局域网等无线高速数据传输系统中广泛应用, 并称为新一代移动通信中极具竞争力的关键技术之一, 具有较大的应用潜力。但仍存在许多问题, 需要对降低峰平比、同步、信道估计和信道编码等关键技术进行更为深入地研究, 使OFDM技术在新一代移动通信中发挥更大的作用。

摘要：在无线移动通信中, 要求提供高速率和高质量的通信服务, 而正交频分复用 (OFDM) 技术因具有频带利用率高和抗多径能力强等优点, 近年来正受到广泛的重视, 成为第四代移动通信系统的核心技术之一。在对该技术的基本思想介绍的基础上, 分别对其优缺点进行了分析, 且详细地阐述了OFDM系统中的关键技术及存在的问题。

关键词：正交频分复用,峰平比,同步,符号间干扰,信道间干扰

参考文献

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[2]李畅怡, 蒋婷婷, 郑国莘.基于正交频分复用的超宽带无线通信中的信道估计技术[J].科学技术与工程, 2006, 6 (8) :960-963.

[3]田甜, 卫国, 戴劲.OFDM系统最大值抵消峰均比抑制算法[J].无线通信技术, 2007 (4) :10-14.

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[6]张菊茜, 舒治安.利用互补序列降低OFDM信号的PAPR[J].通信对抗, 2006 (1) :12-15.

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[8]郭漪, 刘刚, 葛建华.OFDM系统中的定时和频率同步[J].西安电子科技大学学报:自然科学版, 2007 (6) :906-910.

[9]宋之涛, 李斯伟.OFDM系统时频同步算法[J].通信技术, 2007, 40 (12) :179-181.

时间正交频分复用技术原理及设计篇5

多载波传输提供了可以让数据以较高的速率在具有较大延迟的信道中传输的另一种途径, 通过把高速数据流分解为若干个子比特流, 使得每个子数据流将具有低得多的比特速率, 用这样的低速率多载波符号再去调制相应的子载波, 从而构成多个低速率符号并行发送的传输系统, 可以有效的避免单载波调制系统中在高速数据速率下遇到的难以克服的ISI问题。正交频分复用 (OFDM) 的调制解调技术, 某一频率的频谱峰点, 正位于其它频率频谱的零点, 因此称为正交频分复用, 其在一定条件下会很有效的抑制强多径带来的传输损伤。所以抗符号间干扰、频带利用率高是OFDM技术的突出优点。但该技术有两个突出的缺陷:发射机的峰均功率比大和抗频偏能力差。

本文提出的时间正交频分复用技术是紧密结合使用需求, 吸取OFDM的优点, 并克服其缺陷, 使功率严重受限的强多径高速运动目标间的大容量无线数据传输有一可行的技术依托。然而本技术应用的场合, 功率受限是突出的, 而频带受限不突出, 所以就使用目标而言还是具有实用性的。

1 时间正交频分复用信号形式的描述

广义的多载波传输可以按其子信道频频的划分分为两大类, 一种是子信道频频相互重叠的划分方法, 通过正交的子载波组来实现正交调制;另一种是通过保证各子信道的频带严格不重叠来获得子信道间的相互正交。前者以常见的OFDM和DWMT为代表, 其频谱一般是基于sinc (f) 函数形式的;后者以传统的频分复用 (FDMA) 及本文使用的TOFDM为代表, 主要采用了滤波器来实现各子信道的严格划分, 保证各子信道具有很高的频谱约束性。

将原速率为νbps的码流分成N路, 每路载荷ν/N bps的信息流, 且用N个频率传送, 这是为了增加信道信号的长度, 以提高抵抗多径引起的ISI的能力, 因此也称为频分复用 (FDM) 传输。每个频率振幅的峰点处, 其它频率皆为振幅零值, 所以称为时间正交, 并导致准恒包络传输。各频率信号的基本长度都是T。用时间振幅峰值正交传输, 使N个频率合成信号具有接近于1的峰均功率比。将T分成N个相等的时间段, 每个频率信道信号是长度为2T/N的升余弦包络信号, 两个相邻频率的升余弦包络信号振幅峰点相差T/N时延。各频率包络基带波形如图1所示。

每个频率信号仅在T时间内有值, 在时间内为无值区。当τ≥△ (多径展宽) 时, 不但防止了码间干扰, 而且还容纳了多径, 给多径分集接收创造了条件。

2 信号形式设计

2.1 频率数N的确定

复用频率数和信号传输速率直接关系到系统抗多径能力, 同时影响到传输带宽, 需要合理选择最佳的频率复用数。

由v信息码流的比特持续时间为bT, 定义相对多径展宽量:

因为每个载波信道符号长度为sT, 将其等分为N段, 每段时长为, 每个频率占用, 则令空白时间:

又因为每个载波分担传输v/Nbps的任务, 假设采用QPSK调制, 则有:

由此得到:

将 (3) 带入 (2) , 可得:

所以2N-4=v∆=A, 即:

例如, 传输码流v=2 M b/s, 则Tb=05.µs, 将∆=4µs带入 (4) , 得到:

需要6个载波, 及传输码流为2Mb/s时为抵抗∆=4µs的多径需要6个载波传输。

由 (3) 得到Ts=2NTb=2×6×05.=6µs。

每个载波底宽为2µs。

2.2 信号带宽的确定

升余弦基带脉冲信号u (t) 的表达式如 (5) 所示:

令F (ω) 为u (t) 的付氏变换, 因u (t) 为实函数, 则该脉冲的能量为:

(6) 式说明, u (t) 的能量是分布在频率域很宽的范围。但实际的无线通信系统的带宽是有限的, 因此要研究有限带宽内u (t) 的能量通过情况, 这需要定义一个参数η, 即信号u (t) 通过有限带宽通道之后的能量效率, 其定义为:

在=η%99时, 。

根据工程经验, 信号通道若能通过99%的能量, 该通道的带宽已是工程上很完善的带宽设计了。因此, 升余弦信号取带宽已经足够了。

3 检测方式

因为每频信号留有的空白是接纳多径信号, 它们被检测后起到多径分集作用。这种多径合成的波形是时变的, 所以只有失真自适应接收技术能收到好的效果。因系统频率偏移大小可选用差分相干的失真自适应接收 (当多普勒频移较大时) 或相干的失真自适应接收 (当多普勒频移较小时) 。

失真自适应接收机的设想来源于以最大似然准则为基础的最佳接收机结构。通过时变信道的传输, 信号除受到加性高斯白噪声影响外, 还要受到深衰落和频率选择性衰落的影响, 致使信号产生失真。两外由于信道的时变特性, 失真波形的形状会随时间不断变化不断变化, 在接收端要达到最佳的接收效果, 必须根据失真波形自适应地随着它的变化产生本地相干参考。可以通过逆调制的方法来产生此相干参考。

4 结语

在地空、空空大容量 (≥512kb/s) 全向天线之间的无线通信中, 其发射功率受限制, 机体和地物地貌造成严重多径, 信源信宿相对高速运动, 有很大的多普勒频移。这种情况下, TOFDM具有较强的适用性。

摘要：本文提出了一项时间正交频分复用 (TOFDM) 新技术, 并详细介绍了其原理, 解决了其中的关键技术及工程设计方法。

关键词：时间正交频分复用,多径展宽

参考文献

[1]樊昌信, 张甫翊, 等.通信原理 (第5版) [M].北京:国防工业出版社, 2001, 5.

多频带正交频分复用篇6

通信技术日新月异,但伴随着人们对宽带业务需求的增加,第三代移动通信技术成为研究的重点,与此同时,随着数据通信与多媒体业务需求的发展,适应移动数据、移动计算及移动多媒体运作需要的第四代移动通信开始兴起,而第四代移动通信的核心技术则是正交频分复用(OFDM)[1]。

1 OFDM概述

1.1 OFDM基本原理

OFDM技术实际上是MCM的一种。其主要思想是:将信道分成若干正交子信道,在每个子信道上进行窄带调制和传输,这样减少了子信道之间的相互干扰,同时又提高了频谱利用率。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽,因此每个子信道上的频率选择性衰落是平坦的,大大消除了符号间干扰[2]。

1.2 OFDM的优缺点

OFDM的优点[3]如下:

(1) 能有效的对抗ISI,适用于多径环境和衰落信道中的高速数据传输;

(2) 具有很强的抗信道衰落能力;

(3) 基于DFT的OFDM有快速算法,尤其在子载波数目多的情况下,采用FFT算法能大大减少系统的复杂度,简化系统结构,使得OFDM技术更趋于实用化;

(4) 信道利用率高。

OFDM的缺点如下:

(1) 对系统的非线性问题敏感,对放大器的线性要求高;

(2) 对定时和频率偏移敏感;

(3) 对相位噪声和载波频偏十分敏感;

(4) 峰均比过大等。

1.3 OFDM的基本模型

图1给出了OFDM系统的基本模型[4],一个OFDM符号之内包含多个经过调制的子载波的合成信号,其中每个子载波都可以受到相移键控(PSK)或者正交幅度调制(QAM)符号的调制。

2 基于叠加训练序列信道估计

2.1 叠加训练序列OFDM的模型

发射机模型、接收机模型如图2,图3所示[5,6]。

2.2 叠加训练序列的信道估计算法

在OFDM系统中,假想不存在循环前缀,则单位OFDM符号周期内的时域信道矩阵H∈CN×N如下所示:

其中定义信道时域响应向量为:

$h_{n} = [h_{0} (n), h_{1} (n), \dots, h_{L - 1} (n)]^{Τ}$

则接收信号r如下所示:

$Η x + w = r (2)$

式中:发送信号x=[x0,x1,…,xN-1]T;噪声w=[w0,w1,…,wN-1]T;接收信号r=[r0,r1,…,rN-1]T。

当N足够大时,信道H的估计公式可以表示为:

$Η x^{z} + \bar{w} = r (3)$

式中: $\bar{w} = Η x^{b} + w ‚ \bar{w}$ 完全当作加性噪声处理[7]。

假设信道慢衰落[8],可以hn≈h,∀0≤n≤N,那么根据式(2),容易得到信道时域响应h的一个估计为:

$\hat{h} = Ζ^{+} r (4)$

$Ζ = [\begin{matrix} c_{0} & c_{Ν - 1} & \dots & c_{(Ν - L) m o d Ν} & c_{(Ν - L + 1) m o d Ν} \\ c_{1} & c_{0} & \dots & c_{(Ν - L + 1) m o d Ν} & c_{(Ν - L + 2) m o d Ν} \\ c_{2} & c_{1} & \dots & c_{(Ν - L + 2) m o d Ν} & c_{(Ν - L + 3) m o d Ν} \\ ⋮ & ⋮ & ⋱ & ⋮ & ⋮ \\ c_{Ν - 1} & c_{Ν - 2} & \dots & c_{(Ν - L - 1) m o d Ν} & c_{(Ν - L) m o d Ν} \end{matrix}] (5)$

其中矩阵Z+是Z的广义逆矩阵,则信道的频域响应的估计F为:

$F = γ \hat{h} (6)$

式中γ定义为如下的变换矩阵:

$\begin{array}{l} γ = (γ_{k, m}) = {e^{- j \frac{2 π k m}{Ν}}} \in C^{Ν \times L}, \\ 0 \leq k \leq Ν, 0 \leq m \leq L (7) \end{array}$

当采用chirp序列[9]作为训练序列时,Z+可以简化为:

$Ζ^{+} = \frac{1}{Ν ρ^{2}} Ζ^{Η} (8)$

本文的分析和仿真中都采用chirp序列作为叠加的训练序列[10],那么,信道的频域响应估计Fk可以表示为:

$F_{k} = \frac{1}{Ν ρ} \sum_{m = 0}^{L - 1} \sum_{n = 0}^{Ν - 1} r_{n} c_{(n - m)_{Ν}}^{*} e^{- j \frac{2 π k m}{Ν}} (9)$

那么,对发送数据的估计可以表示为:

$\begin{array}{l} \hat{b}_{k} = \frac{F_{k}^{*} R_{k}}{| F_{k} |^{2}} \\ = \frac{Η_{k} F_{k}^{*}}{| F_{k}^{} |^{2}} b_{k} + \frac{ρ (Η_{k} - λ F_{k}^{}) F_{k}^{*}}{α | F_{k}^{} |^{2}} + \\ \frac{F_{k}^{*}}{α | F_{k}^{} |^{2}} (Ι_{k} + W_{k}) (10) \end{array}$

2.3 系统误码率的分析方法

在二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)调制下,第k个子载波的BER可以表示为[11]:

$B E R_{k} = \frac{1}{2} (1 - μ_{k}) (11)$

式中μk定义为:

$\begin{array}{l} μ_{k} = \frac{E {Q_{k} F_{k}^{*}}}{\sqrt{E {Q_{k} Q_{k}^{*}} E {F_{k} F_{k}^{*}}}} (12) \\ E {Q_{k} Q_{k}^{*}} = E {R_{k} R_{k}^{*}} - 2 Re {R_{k} R_{k}^{*}} - \\ 2 Re {E {R_{k} Ρ_{k}^{*}}} + E {Ρ_{k} Ρ_{k}^{*}} \\ = E {R_{k} R_{k}^{*}} - 2 ρ Re {z_{k}^{*} E {R_{k} F_{k}^{*}}} + ρ^{2} E {F_{k} F_{k}^{*}} (13) \\ E {Q_{k} F_{k}^{*}} = E {E [Q_{k} F_{k}^{*}] / b_{k} = 1} = α E {Η_{k} F_{k}^{*}} (14) \end{array}$