时间正交频分复用

时间正交频分复用（精选8篇）

时间正交频分复用 篇1

在无线信道中, 发送信号的多次反射导致了多径传播, 不同的传播路径具有不同的延迟特征, 从而使得信道表现出时间色散特性。由此引起的符号间干扰 (ISI) 是无线传输系统设计中需要考虑的因素, 随着系统数据速率的增加, ISI会变得更加严重。在有强多径存在的无线数字通信环境中, 如果不采取有效措施来抑制接收信号电平衰落和符号间干扰的影响, 通信质量必然受到严重影响甚至导致通信失效。

多载波传输提供了可以让数据以较高的速率在具有较大延迟的信道中传输的另一种途径, 通过把高速数据流分解为若干个子比特流, 使得每个子数据流将具有低得多的比特速率, 用这样的低速率多载波符号再去调制相应的子载波, 从而构成多个低速率符号并行发送的传输系统, 可以有效的避免单载波调制系统中在高速数据速率下遇到的难以克服的ISI问题。正交频分复用 (OFDM) 的调制解调技术, 某一频率的频谱峰点, 正位于其它频率频谱的零点, 因此称为正交频分复用, 其在一定条件下会很有效的抑制强多径带来的传输损伤。所以抗符号间干扰、频带利用率高是OFDM技术的突出优点。但该技术有两个突出的缺陷:发射机的峰均功率比大和抗频偏能力差。

本文提出的时间正交频分复用技术是紧密结合使用需求, 吸取OFDM的优点, 并克服其缺陷, 使功率严重受限的强多径高速运动目标间的大容量无线数据传输有一可行的技术依托。然而本技术应用的场合, 功率受限是突出的, 而频带受限不突出, 所以就使用目标而言还是具有实用性的。

1 时间正交频分复用信号形式的描述

广义的多载波传输可以按其子信道频频的划分分为两大类, 一种是子信道频频相互重叠的划分方法, 通过正交的子载波组来实现正交调制;另一种是通过保证各子信道的频带严格不重叠来获得子信道间的相互正交。前者以常见的OFDM和DWMT为代表, 其频谱一般是基于sinc (f) 函数形式的;后者以传统的频分复用 (FDMA) 及本文使用的TOFDM为代表, 主要采用了滤波器来实现各子信道的严格划分, 保证各子信道具有很高的频谱约束性。

将原速率为νbps的码流分成N路, 每路载荷ν/N bps的信息流, 且用N个频率传送, 这是为了增加信道信号的长度, 以提高抵抗多径引起的ISI的能力, 因此也称为频分复用 (FDM) 传输。每个频率振幅的峰点处, 其它频率皆为振幅零值, 所以称为时间正交, 并导致准恒包络传输。各频率信号的基本长度都是T。用时间振幅峰值正交传输, 使N个频率合成信号具有接近于1的峰均功率比。将T分成N个相等的时间段, 每个频率信道信号是长度为2T/N的升余弦包络信号, 两个相邻频率的升余弦包络信号振幅峰点相差T/N时延。各频率包络基带波形如图1所示。

每个频率信号仅在T时间内有值, 在时间内为无值区。当τ≥△ (多径展宽) 时, 不但防止了码间干扰, 而且还容纳了多径, 给多径分集接收创造了条件。

2 信号形式设计

2.1 频率数N的确定

复用频率数和信号传输速率直接关系到系统抗多径能力, 同时影响到传输带宽, 需要合理选择最佳的频率复用数。

由v信息码流的比特持续时间为bT, 定义相对多径展宽量:

因为每个载波信道符号长度为sT, 将其等分为N段, 每段时长为, 每个频率占用, 则令空白时间:

又因为每个载波分担传输v/Nbps的任务, 假设采用QPSK调制, 则有:

由此得到:

将 (3) 带入 (2) , 可得:

所以2N-4=v∆=A, 即:

例如, 传输码流v=2 M b/s, 则Tb=05.µs, 将∆=4µs带入 (4) , 得到:

需要6个载波, 及传输码流为2Mb/s时为抵抗∆=4µs的多径需要6个载波传输。

由 (3) 得到Ts=2NTb=2×6×05.=6µs。

每个载波底宽为2µs。

2.2 信号带宽的确定

升余弦基带脉冲信号u (t) 的表达式如 (5) 所示:

令F (ω) 为u (t) 的付氏变换, 因u (t) 为实函数, 则该脉冲的能量为:

(6) 式说明, u (t) 的能量是分布在频率域很宽的范围。但实际的无线通信系统的带宽是有限的, 因此要研究有限带宽内u (t) 的能量通过情况, 这需要定义一个参数η, 即信号u (t) 通过有限带宽通道之后的能量效率, 其定义为:

在=η%99时, 。

根据工程经验, 信号通道若能通过99%的能量, 该通道的带宽已是工程上很完善的带宽设计了。因此, 升余弦信号取带宽已经足够了。

3 检测方式

因为每频信号留有的空白是接纳多径信号, 它们被检测后起到多径分集作用。这种多径合成的波形是时变的, 所以只有失真自适应接收技术能收到好的效果。因系统频率偏移大小可选用差分相干的失真自适应接收 (当多普勒频移较大时) 或相干的失真自适应接收 (当多普勒频移较小时) 。

失真自适应接收机的设想来源于以最大似然准则为基础的最佳接收机结构。通过时变信道的传输, 信号除受到加性高斯白噪声影响外, 还要受到深衰落和频率选择性衰落的影响, 致使信号产生失真。两外由于信道的时变特性, 失真波形的形状会随时间不断变化不断变化, 在接收端要达到最佳的接收效果, 必须根据失真波形自适应地随着它的变化产生本地相干参考。可以通过逆调制的方法来产生此相干参考。

4 结语

在地空、空空大容量 (≥512kb/s) 全向天线之间的无线通信中, 其发射功率受限制, 机体和地物地貌造成严重多径, 信源信宿相对高速运动, 有很大的多普勒频移。这种情况下, TOFDM具有较强的适用性。

摘要：本文提出了一项时间正交频分复用 (TOFDM) 新技术, 并详细介绍了其原理, 解决了其中的关键技术及工程设计方法。

关键词：时间正交频分复用,多径展宽

参考文献

[1]樊昌信, 张甫翊, 等.通信原理 (第5版) [M].北京:国防工业出版社, 2001, 5.

[2]吴大正.信号与线性网络分析[M].北京:人民教育出版社, 1980, 12.

时间正交频分复用 篇2

关键词：OFDM?无线信号?遥控遥测?子载波

中图分类号：TN914.53 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2012）10（a）-0147-01

1 OFDM技术的原理

正交频分复用技术是对单载波上调制的高速数据流进行分流，成为多股低速子数据流，在多个子载波上并列进行传输。由于各子数据流速率均仅占原数据流的小部分，也就意味着符号周期增大到原来的许多倍，要比信道极限延迟扩展要大得多，于是宽频选择信道就被划分成了多个窄平衰落信道，这样就具备了较强的抗脉冲干扰以及抗多径衰落的性能，在高速无线数据的传递输送中尤为适用。

1.1 系统结构

比特流在发信端经调制、串并等可变为多个支路，这样就使数据流到多个子信道上开展正交调制，其中快速傅立叶逆转换为其核心，将信息从频域转至时域，此外为令调制系统克服符号间干扰，需在调制输出符号间插入循环前缀，从而令各子信道在通过多径信道之后仍保持之间的正交性，经射频将调制信号放大之后再发送。接收端的操作与发送端是正好相反的，用的是快速傅立叶转换，这样就重新变成频域信号，之后采集出子载波相位以及幅度并且将其变为数字信号。

1.2 子载波的调制

正交频分复用技术为多载波调制方式，因信道不一样，各子载波自适应选择各自调制方式。子载波实现自适应调制，需经过信道估计等环节。其中信道估计的目的是得到信道状态信息，信道状态信息通常用信噪比以及传输函数来描述。选择发送参数的选用能改变调制方式以及发送功率等。最适参数的选择即特定条件之下的目标最优化。[1]

1.3 循环前缀

符号间保护间隔的插入，可有效的去除符号间干扰。插人的方法一般为符号间加零，也就是在发送符号之后的一段时间内不发任何信息，这段时间之后再开始下一符号的发送。这样，虽可有效去除符号间干扰，但会对子载波之间正交性产生一定的破坏，导致子载波间干扰。在现实使用时，为达到消除符号间干扰和子载波间干扰的双重目的，可利用循环前缀来充当保护间隔。

2　正交频分复用技术应用于军事遥控遥测系统中的关键技术

2.1 同步技术

无线信道传输普遍存在Doppler效应，因此无线信号会在传输过程中出现一定的频率偏移，使接收的信号在解调谱中呈现错误的定位。因此，OFDM系统要求子载波时间和频率严格同步，以使频率偏移的影响最小。OFDM技术应用于军事遥测遥控系统中的同步技术有以下几种：

（1）基于CP的同步技术。这种技术采用MLE算法，其估计频偏范围有限。一般只用于粗估计。（2）基于训练符号的同步技术。该技术是将已知信号在时域上加入到代发的OFDM符号中。一般置于OFDN的起始帧处。（3）基于子载波的频域导频同步技术。此技术是将某一子载波在特定的位置加入频域导频符号，以实现末端信号时间与频率的同步。这种技术常用于连续信号的遥测遥控系统。

2.2 PAPR 降低技术

OFDM无线信号是由子载波信道信号重叠起来的，因而会导致很高的功率比（峰值/均值），从而使频带内失真或者频谱扩展。一般解决该问题有以下几种技术。

（1）信号失真技术。该技术是指在OFDM无线传输信号的峰值附近采用非线性失真技术，从而使其峰值减少，使信号的失真程度降低。（2）编码技术。该方法是通过向前纠错编码组，使产生的PAPR较小，以实现末端对繁杂数据信息的纠错和BER的降低。（3）扰码技术。该技术是对OFDM技术进行重置，从而减少信号的失真。

3 正交频分复用技术应用于军事遥控遥测系统中的特点分析

军事遥控遥测系统中采用正交频分复用技术，具有很多优点，具体表现在以下各方面。

3.1 无线信号的传输速度显著提高。

正交频分复用技术的自适应调节机制可根据信道及其衰落程度使子载波使用不同的调制方式。当信道条件较好及衰落程度较小时，可以选用高效的调制方式。而当信道条件较差或衰落程度较大时，可以选用抗干扰能力相对较强的调制方式，以使误码率与频谱的利用率达到最佳平衡。此外，正交频分复用技术还可以通过加载算法，使更多遥控系统的信号数据在条件相对好的信道上传输。采用正交频分复用技术的军事遥控遥测系统，一般工作频段为2GHz以上，信道带宽大于10M，因此，可以满足吞吐量较高的军事遥测遥控系统要求。[2]

3.2 抗干扰信号的能力显著增强。

在现代的高科技战争中，信息电子的对抗非常激烈。敌方会采用各种方式，不遗余力干扰我方的电子信息系统。因此，这对军事遥测遥控系统的抗干扰性提出了更高的要求。由于OFDM频段只有一少部分会受到窄频干扰，采用OFDM技术的军事遥测遥控系统可以通过不使用易受到干扰那部分频段或者采用低调制和向前纠错等方法来增强抗干扰能力。此外，对于多径干扰，正交频分复用技术可以通过对码元序列的串并转换，提高码元序列周期，从而减弱或消除多径干扰。同时，正交频分复用技术采用CP（循环前缀）作为保护间隔，从而大大减少了码元序列间的相互干扰，保证各个信道间的正交性，大大减低了载波间的干扰。[3]

3.3 支持非对称性信号传输

对于军事遥控遥测系统，SAT（端站）到AP（接入点）间的无线上行链路上承载的数据多于无线下行链路。OFDM军事遥控遥测系统采用不同数目的子信道，实现上行与下行不同链路数据信号的传输。

3.4 频率的利用率相对较高

在现代的高科技战场上，各种无线遥测遥控系统纷纷登场，无线电频谱资源则逐渐短缺。正交频分复用的子信道采用重叠的正交子载波，相对于传统的使用频带保护子信道，频率的利用率显著提高。

4 结语

综上所述，正交频分复用技术是一种并行的信号传输技术，可以非常有效地对抗干扰，适用于多径传输环境的数据高速传播。因此，将OFDM技术用于军事遥控遥测系统中，可以大大提高军事通讯的抗干扰能力和保密程度。

参考文献

[1]　杨国.车载无线数据传输的可靠性研究[J].南京理工大学学报，2009，13（6）.

[2]　任小玲.正交频分复用技术研究与系统的仿真实现[J].中国无线电，2011（3）.

正交频分复用技术原理分析 篇3

传统的频分复用(FDM)系统是把总带宽分成N个互不重叠的子信道,每一子信道被不同的载波所调制,实现N个子信道的频分复用。为了消除信道间干扰(ICI),相邻子信道频段之间加入了保护带,这样,N个子信道的频谱就互不重叠。但是保护带的加入降低了频谱利用率,这对于宝贵的频率资源来说是一种浪费。为了克服这个缺点,可以用N个相互重叠的子载波,每个子载波传送的数据速率是1/T,子载波间的频率间隔也是1/T,因此,子载波间是相互正交的。这就是正交频分复用(OFDM)技术,接收端可以利用子载波间的正交性进行解调。

当OFDM信号通过时变散射信道时,正交性会遭到破坏,从而引起ICI和符号间干扰(ISI)。这可以通过加循环前缀(CP)的办法来解决[1],即把每个OFDM符号后端的一部分复制到OFDM符号前端,相当于模拟了信道的循环卷积。结果表明当CP大于信道脉冲响应的宽度时,信道间仍能保持正交性。

由于具有较高的频谱利用率,OFDM特别适合于高速应用。OFDM最早用于美军通信系统,随着快速傅里叶变换和大规模集成电路技术的发展,逐渐在民用无线和有线通信领域得到广泛应用。目前,OFDM已经被IEEE802.11a/g/n、ADSL、CDMA2000和WiMAX等标准采用。美军未来战斗系统(FCS)和战术瞄准网络技术(TTNT)等系统也使用OFDM技术实现大容量战场信息的分发。本文通过建立时间模型,对OFDM的原理进行详细推导,得出了简化系统模型。最后,从时间-频率的角度对OFDM做出了解释,并对OFDM信号的产生方法进行了总结。

1 连续时间模型

连续时间OFDM模型是一种理想的OFDM系统,如图1所示,该模型假设:

(1)使用CP;

(2)信道脉冲响应的宽度小于CP;

(3)信道噪声是复加性高斯白噪声(AWGN);

(4)信道衰落的变化速率远小于符号速率。

因此在一个OFDM符号宽度内可认为衰落是常数。

1.1 发射机

设OFDM系统有N个子载波,带宽为W,符号长度为T,每个OFDM符号中CP的长度为Tcp。发射机使用的波形为

$\text{ϕ}{}_k(t)=\{\begin{array}{l}\frac{1}{\sqrt{{\rm T}-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}}\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}k(t-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}})W/{\rm N}}‚t\in [0,{\rm T}]\\ 0‚\text{其}\text{他}\end{array}(1)$

式中:T=N/W+Tcp。

ϕk(t)用来对数据进行调制。注意,如果t在CP范围内,即如果t∈[0,Tcp],则有ϕk(t)=ϕk(t+N/W)。发送的第l个OFDM符号为

$s{}_l(t)={\displaystyle \sum _{k=1}^{{\rm N}}x}{}_{x,l}\text{ϕ}{}_k(t-l{\rm T})(2)$

式中:复数x1,l,x2,l,…,xN,l表示一组信号星座上的点。

如果发送的OFDM符号为无限多个,发射机的输出是单个OFDM符号的级联

$s(t)={\displaystyle \sum _{l=-\infty }^{\infty }s}{}_l(t)={\displaystyle \sum _{l=-\infty }^{\infty }{\displaystyle \sum _{k=1}^{{\rm N}}x}}{}_{x,l}\text{ϕ}{}_k(t-l{\rm T})(3)$

1.2 传输信道

设信道g(τ;t)的脉冲响应被限制在时间间隔τ∈[0,Tcp]内,即信道脉冲响应的宽度小于CP的长度。接收信号为

$\begin{array}{l}r(t)=g(t)*s(t)=(g*s)(t)=\\ {\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}g}(\tau ;t)s(t-\tau )\text{d}\tau +\tilde{n}(t)(4)\end{array}$

式中:$\tilde{n}$(t)为AWGN。

1.3 接收机

OFDM接收机由一组匹配滤波器组成,匹配滤波器和发射机中波形ϕk(t)的[Tcp,T]部分相匹配。即

$\psi {}_k(t)=\{\begin{array}{l}\text{ϕ}{}_k^{*}({\rm T}-t),t\in [0,{\rm T}-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}]\\ 0,\text{其}\text{他}\end{array}(5)$

这表明接收机去除了CP,因为CP中包含了由于前面符号的时延而引起的ISI,所以接收机滤波器组的采样输出不再含有ISI。忽略时间标志l,由式(3)、(4)和(5)可得第k个匹配滤波器的采样输出为

$\begin{array}{l}y{}_k=(r{}^{*})(t)|{}_{t={\rm T}}={\displaystyle {\int }_{-\infty }^{\infty }r}(t)\psi {}_k({\rm T}-t)\text{d}t=\\ {\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\left({\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}g}(\tau ;t)\left[{\displaystyle \sum _{k^{\prime }=1}^{{\rm N}}x}{}_{k^{\prime }}\text{ϕ}{}_{k^{\prime }}(t-\tau )\right]\text{d}\tau \right)}\text{ϕ}{}_k^{*}(t)\text{d}t+\\ {\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\tilde{n}}({\rm T}-t)\text{ϕ}{}_k^{*}(t)\text{d}t(6)\end{array}$

如果信道衰落在OFDM符号宽度内固定不变,即g(τ;t)=g(τ),则

$\begin{array}{l}y{}_k={\displaystyle \sum _{k^{\prime }=1}^{{\rm N}}x}{}_{k^{\prime }}{\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\left({\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}g}(\tau )\text{ϕ}{}_{k^{\prime }}(t-\tau )\text{d}\tau \right)}\text{ϕ}{}_k^{*}(t)\text{d}t+\\ {\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\tilde{n}}({\rm T}-t)\text{ϕ}{}_k^{*}(t)\text{d}t(7)\end{array}$

积分间隔是Tcp<t<T和0<τ<Tcp,所以0<t-τ<T。内部积分可写为

$\begin{array}{l}{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}g}(\tau )\text{ϕ}{}_{k^{\prime }}(t-\tau )\text{d}\tau =\\ {\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}g}(\tau )\frac{\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}{k}^{\prime }(t-\tau -{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}})W/{\rm N}}}{\sqrt{{\rm T}-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}}\text{d}\tau =\\ \frac{\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}{k}^{\prime }(t-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}})W/{\rm N}}}{\sqrt{{\rm T}-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}}{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}g}(\tau )\text{e}{}^{-\text{j}2\text{π}{k}^{\prime }\tau W/{\rm N}}\text{d}\tau =\\ \text{ϕ}{}_{k^{\prime }}(t){\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}g}(\tau )\text{e}{}^{-\text{j}2\text{π}{k}^{\prime }\tau W/{\rm N}}\text{d}\tau ,{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}<t<{\rm T}(8)\end{array}$

式(8)中后面积分部分是信道的频率响应在频率f=k′W/N点的采样值。也就是说,在k′频率点

$h{}_{k^{\prime }}=G(k^{\prime }W/{\rm N})={\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}g}(\tau )\text{e}{}^{-\text{j}2\text{π}{k}^{\prime }\tau W/{\rm N}}\text{d}\tau (9)$

式中:G(f)是g(τ)的傅里叶变换。

根据式(8)和(9),式(7)可简化为

$\begin{array}{l}y{}_k={\displaystyle \sum _{k^{\prime }=1}^{{\rm N}}x}{}_{k^{\prime }}{\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\text{ϕ}}{}_{k^{\prime }}(t)h{}_{k^{\prime }}\text{ϕ}{}_k^{*}(t)\text{d}t+\\ {\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\tilde{n}}({\rm T}-t)\text{ϕ}{}_k^{*}(t)\text{d}t=\\ {\displaystyle \sum _{k^{\prime }=1}^{{\rm N}}x}{}_{k^{\prime }}h{}_{k^{\prime }}{\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\text{ϕ}}{}_{k^{\prime }}(t)\text{ϕ}{}_k^{*}(t)\text{d}t+n{}_k(10)\end{array}$

式中:$n{}_k={\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\tilde{n}}({\rm T}-t)\text{ϕ}{}_k^{*}(t)\text{d}t$。

由于发送滤波器组ϕk(t)是正交的,所以

$\begin{array}{l}{\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\text{ϕ}}{}_{k^{\prime }}(t)\text{ϕ}{}_k^{*}(t)\text{d}t=\\ {\displaystyle {\int }_{{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}^{{\rm T}}\frac{\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}{k}^{\prime }(t-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}})W/{\rm N}}}{\sqrt{{\rm T}-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}}}\frac{\text{e}{}^{-\text{j}2\text{π}k(t-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}})W/{\rm N}}}{\sqrt{{\rm T}-{\rm T}{}_{\text{c}\text{p}}}}\text{d}t=\delta [k-k^{\prime }](11)\end{array}$

式中:δ[k]为Kronecker delta函数。

据此,式(10)可简化为

$y{}_k=x{}_{k}h{}_k+n{}_k(12)$

式中:nk为AWGN。

CP的好处有两个:第一,作为保护间隔避免了ISI;第二,保持了子载波间的正交性,消除了ICI。重新引入时间标志l,现在可以把OFDM系统看作是一组并行高斯信道,如图2所示。

随着CP的增加,发射的能量也相应提高。每个载波的发射能量是∫|ϕk(t)|2dt=T/(T-Tcp),接收机由于丢弃CP而引起的SNR损失可表示为

$\text{S}\text{Ν}\text{R}{}_{\text{l}\text{o}\text{s}\text{s}}=-10\log {}_{10}(1-\gamma )(13)$

式中:γ=Tcp/T,表示CP的相对长度。

CP越长,SNR损失就越大。实际上CP的相对长度很小,但是却使系统消除了ISI和ICI,所以SNR损失是值得的。

2 离散时间模型

完整的OFDM离散时间模型如图3所示。与连续时间模型相比,调制和解调器分别用离散傅里叶逆变换(IDFT)和离散傅里叶变换(DFT)代替,信道是离散时间卷积。系统中同样插入了CP,计算方法实质上是相同的。主要的区别是用求和代替积分。

从接收机的观点来看,如果CP的长度大于信道脉冲响应的宽度,信道的线性卷积*将转变为循环卷积⊗。整个OFDM系统可写为

$\begin{array}{l}y{}_l=\text{D}\text{F}\text{Τ}(\text{Ι}\text{D}\text{F}\text{Τ}+\tilde{n}{}_l)=\\ \text{D}\text{F}\text{Τ}(\text{Ι}\text{D}\text{F}\text{Τ}(x{}_l)\otimes g{}_l)+n{}_l(14)\end{array}$

根据DFT和循环卷积的性质,式(14)可表示为

$y{}_l=x{}_l\cdot \text{D}\text{F}\text{Τ}(g{}_l)+n{}_l=x{}_l\cdot h{}_l+n{}_l(15)$

式中:hl=DFT(gl)是信道的频率响应。

至此,获得了和连续时间模型相同的并行高斯信道。唯一的不同是信道的衰减hl是离散时间信道的N点DFT。

3 时频解释

前面讨论了两种典型的OFDM模型,更一般的模型是把OFDM看作是时-频平面的数据传输。发送的OFDM信号为

$s(t)={\displaystyle \sum _{k,l}x}{}_{k,l}\text{ϕ}{}_{k,l}(t)(16)$

式中:函数ϕk,l(t)由原型函数p(t)分别在时域和频域移位τ0和v0生成

$\text{ϕ}{}_{k,l}(t)=p(t-l\tau {}_0)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}kv{}_{0}t}(17)$

图4表示了OFDM信号的时-频二维平面结构,通常,原型函数选择矩形窗$p(t)=1/\sqrt{\tau {}_0}‚0\le t\le \tau {}_0$。频率方向的间隔是v0=1/(τ0-Tcp),Tcp是CP的长度。时-频结构图中的每个发送符号都经历平坦衰落,见式(12),这样就简化了均衡器的设计和信道的估计。时-频结构中格点间的信道衰减是相关的,发送时可以在某些位置插入已知的符号,这样接收机使用内插滤波器就可估计信道的衰减[2]。

4 系统结构

基于前面的讨论,OFDM信号的产生方法可归纳如下:

(1) N个输入符号经0填充后得到Ns个符号,再进行快速傅里叶逆变换(IFFT),输出即为OFDM基带信号;

(2)由于多径信号间有时延,需要选择特定的保护间隔,然后把OFDM信号中与保护间隔相应的后几个样值复制到OFDM符号的前端,即进行循环扩展;

(3)OFDM符号经升余弦窗滤除子载波的带外功率[3]。

OFDM信号的发送和接收系统如图5所示。

5 结束语

OFDM是军事和民用领域广泛采用的高速数据传输技术,自从提出概念以来,一直是理论和工程技术领域的研究热点。本文通过建立连续时间模型和离散时间模型,对OFDM的原理进行了推导与分析,并从时间-频率的角度对OFDM做出了解释。最后,对OFDM信号的产生方法进行了归纳总结。

参考文献

[1]PELED A,RUIZ A.Frequency domain data transmissionusing reduced computational complexity algorithms[C]//IEEE International Conference on Acoustics,Speech andSignal Processing,1980:964-967.

[2]孙建成,郑崇勋,周亚同,等.基于RLS-SVM的OFDM信道估计算法[J].系统仿真学报,2009,21(13):4009-4013.

时间正交频分复用 篇4

随着通信技术的不断发展和成熟, 人类社会正在进入一个新的信息化时代, 宽带、高速已成为当今通信领域的发展趋势之一, 3G在通信容量与质量方面将远远不能满足人们日益增长的通信需求。因此, 世界各国在推动3G通信系统商业化的同时, 已经将重点放在新一代移动通信系统上, 使其可以容纳更多的用户数, 进一步改善现有的通信质量, 达到高速数据传输的需求。新一代通信系统具有更高的数据速率和频谱利用率, 更高的安全性、智能型和灵活性, 更高的传输质量和更好的业务质量。因此, 在新一代移动通信系统性能指标的要求下, 为了克服多径衰落、消除高速数据传输时严重的ISI, 并大大提高频谱利用率, 必须寻求新型的调制技术。

从物理层技术层面上看, 3G以后的移动通信系统有三种备选方案:正交频分复用 (OFDM) 、超宽带 (UWB) 和空时处理 (STP) [1]。其中, 又以OFDM最受瞩目。OFDM技术使用多个较低速的正交子载波传输单个高速数据流, 是高速无线通信系统中具有广阔应用前景的一种特殊的多载波调制技术。该技术具有频谱利用率高、抗多径和脉冲噪声、在高效带宽利用率情况下具有高速传输能力、能根据信道条件对子载波进行灵活调制及功率分配等优点;同时也存在一些需要解决的问题, 对降低峰平比、同步、信道估计和信道编码等关键技术需要进一步的研究[2]。OFDM技术已经在数字音频广播、数字电视以及无线局域网等无线高速数据传输系统中广泛应用, 成为高速宽带无线通信中极具竞争力的候选关键技术[3]。

1 OFDM系统及其优缺点

1.1 OFDM系统的基本思想

在无线信道有限频谱资源的条件下, 如何稳定、可靠、有效地传输高速率的数据, 已成为当今人们研究的热点。在传统的串行体制中, 符号是逐次发送的, 每一个数据符号的频谱允许占用所有的可利用带宽。在系统调制方式一定的条件下, 信号占用带宽与信息速率成正比, 当信息速率很高时, 信号的占用带宽也将很高。对无线信道来说最重要的特性就是多径传播, 多径传播将导致信道对不同的频率产生不同的衰减, 在信道的幅频特性上出现零点和极点, 传播波形的频谱将受到严重畸变, 即频率选择性衰落。为实现高速数据传输, 传统的串行体制必须使用均衡器来克服频率选择性衰落。当多径时延很大时, 横向滤波器必须很长, 滤波器的抽头数也将很多, 而且在时变信道中, 滤波器的抽头增益必须要能实时地跟踪信道的变化, 这就需要采用高效的自适应算法, 增加系统实现的复杂度[4]。

多载波调制技术 (MCM) 的出现就缓和了串行体制存在的这些问题。多载波调制本质上是一频分复用技术 (FDM) , OFDM是多载波调制技术应用于无线传播环境的典型代表, 是实现复杂度低、应用最广的一种多载波传输方案[5]。OFDM技术的基本思想是把高速数据流分散到多个正交的子载波上传输, 从而使各子载波上的符号速率大幅度降低。OFDM允许子载波频谱部分重叠, 只要能满足子载波之间相互正交就可以从混叠的子载波上分理出数据信息。由于OFDM允许子载波频谱混叠, 其频谱效率大大提高, 因而是一种高效的调制方式。从时域上看, 低速的子数据流的符号周期长, 相同的时延扩展造成的符号间干扰比串行体制小, 在采用循环前缀时, 更可完全消除符号间干扰的影响。从频域上看, 子信道带宽远小于相关带宽, 在每个子信道上衰落是平坦的, 频率选择性衰落仅影响系统中的一个或几个子信道, 利用子信道之间的相关信息, 可以恢复受干扰信道上的数据, 从而有效地使衰落引起的错误随机化, 因而OFDM调制技术可以有效地对抗频率选择性衰落。由于把整个可利用带宽划分成许多子信道, 因此单个子信道上的频率相应很平坦, 只需简单的均衡算法就能够使每个子信道的均方误差达到最小化, 如采用差分编码甚至可以不用均衡。

1.2 OFDM系统的优点

1.2.1 抗干扰能力强

OFDM技术可以有效地抵抗频率选择性能衰落。通过串/并变换, OFDM技术把单路高速率数据流分解成多路低速率的子数据流, 使调制符号的有效持续时间远大于信道的最大时延扩展, 减少了系统对信道时延扩展的敏感程度, 能在较大失真和突发脉冲干扰环境下对传输的数字信号提供有效的保护, 大大减小了ISI。同时通过添加循环前缀, 可以很好地克服多径效应引起的ICI, 保持子载波之间的正交性。

1.2.2 频谱利用率高

在OFDM系统中, 由于各个子载波之间存在正交性, 又允许子载波的频谱相互交叠, 因此OFDM系统可以最大限度地利用频谱资源。随着子载波数目的增加, OFDM信号的合成频谱非常接近于矩形, 其频带利用率可以接近100%。

1.2.3 系统结构简单

OFDM系统具有优良的抗多径干扰性能和直观的信道估计方法, 无须设计单载波系统所需的复杂均衡器。随着大规模集成电路技术与DSP技术的发展, IFFT和FFT的实现变得非常容易。因此, 采用IFFT/FFT技术快速实现OFDM信号的调制和解调可以大大降低OFDM系统的实现复杂性, 更进一步推动了OFDM技术的应用和发展。

1.2.4 易与其他多址方式相结合

OFDM系统能与其他多种多址方式相结合使用, 其中包括多载波码分多址MC-CDMA, OFDM-TDMA以及跳频OFDM等, 使得多个用户可以同时利用OFDM技术进行信息传输。

1.2.5 动态子载波和比特分配

由于无线信道存在频率选择性, 但不可能所有的子载波都同时处于比较深的衰落情况中, 因此可以通过动态比特分配及动态子信道分配的方法, 充分利用信噪比较高的子信道, 从而提高系统的性能。通过信道估计技术, OFDM系统可以采用自适应调制机制使不同的子载波按照信道情况和背景噪声的不同, 使用不同的调制方式。

1.3 OFDM系统存在的缺点

1.3.1 存在较高的峰平比 (PAPR)

OFDM信号由多个正交子载波信号组成, 这些子载波信号由不同的调制符号独立调制。与任何多载波调制系统一样, OFDM系统也面临着峰平比 (PAPR) 过大的问题。由于传送的数据是一个随机过程, OFDM信号的幅值也是一个随机过程。根据中心极限定理, 如果子载波的数目足够大 (N≥64) , OFDM信号的幅值将服从高斯分布。因此, OFDM信号的峰值功率和平均功率之比很大, 即同传统的恒包络的调制方法相比, OFDM调制存在很高的峰平比。在某个时刻, 如果多个子载波以同一个方向相加, 就会产生很大的峰值, 从而要求发射机内的功率放大器具有很大的线性区域。否则, 当信号峰值进入放大器的非线性区域时, 就会使接收信号产生畸变, 产生子载波之间的互调干扰和带外辐射, 破坏子载波之间的正交性, 恶化系统性能。

1.3.2 对载波频偏和相位噪声敏感

OFDM系统采用IFFT来实现调制, 每个子载波都采用矩形脉冲成型。当子载波频率间隔增加时, 子载波系统频偏副瓣衰减减慢, 产生带外干扰。如果频率同步误差不能被忽略, 则每个子载波都会在其他子载波上引起干扰。对于OFDM系统来说, 当由于射频收发载频不一致或多普勒频移影响而使发射机和接收机的频率偏移比较大时, 将会造成各个子载波之间的正交性下降很多, 从而引起ICI, 使系统性能大大下降。因而如何在接收端准确地估计频率偏移, 对于OFDM系统来说将是一个非常重要的问题。同样, 相位噪声也会导致频率扩散, 从而形成ICI, 这种对频率偏差的敏感是OFDM系统的主要缺点之一。

2 OFDM系统中的关键技术

2.1 降低峰平比技术

高峰平比是影响OFDM技术应用的一个关键问题, 为了降低OFDM系统的PAPR, 国内外学者进行了大量深入的研究, 提出了很多方法。目前解决高峰平比问题主要有两种途径:一是提高功率放大器的性能;二是降低OFDM信号的峰平比。其中, 从提高功率放大器的性能着手解决OFDM系统存在的高峰平比问题有一定的局限性。实际应用中, 更多的是从OFDM信号本身的角度出发, 采取措施降低大峰值信号的出现概率或是避免大峰值信号的出现。降低OFDM信号峰平比的技术可以从本质上解决OFDM系统存在的高峰平比问题。目前降低OFDM信号PAPR的技术总体上可分为三类[6]:降幅类技术、编码类技术和信号扰码技术。

2.1.1 限幅类技术

限幅类技术采用了非线性过程, 直接在OFDM信号幅度值或附近采用非线性处理来降低信号的PAPR, 主要采用削波法、峰值窗法和压缩扩展法。限幅类技术的优点是简单、易实现。但非线性过程的缺点会引起信号的畸变, 因此采用限幅类技术来降低OFDM系统的PAPR, 会引起带内失真从而增加误码率, 或者产生带外噪声从而引起邻近信道干扰, 降低频偏效率。限幅后再进行滤波虽然可以减少频偏泄漏, 但又会导致峰值再生。对于这类技术, 降低峰平比的能力并非关键问题, 关键在于其产生的这些副作用。

2.1.2 编码类技术

编码类技术的基本思想是只传输峰平比比较低的码字, 可以基本上排除非线性失真, 同时提高放大器的效率, 是一种无失真的降低OFDM信号峰平比的方法。由于高峰平比发送的可能性极小, 因此从理论上来说只需要引入适当的冗余就可以通过编码来降低峰平比。目前常用的编码方法有分组编码方法和格雷互补序列编码方法。

编码类技术的优点在降低峰平比的同时还提供了纠错性能。但是对于多子载波数目的OFDM系统, 目前还没有找到合适的编码方法。几乎所有的编码技术都是采用穷尽搜索的方法寻找低峰平比的符号, 这些方法以最小的数据速率损失获得大的峰平比降低。然而, 搜索和存储这些码字的复杂度却随着子载波数目的增加呈指数增加, 当N>16时复杂度已经很大。因此, 编码类技术的主要问题是码率低、编解码开销大, 主要适合于子载波数目较小的OFDM系统。

2.1.3 信号扰码技术

信号扰码技术的基本思想是减少高峰平比OFDM码字出现的可能性。在发送端, 对每一个OFDM码字, 根据某些规则产生多低频候选的时域波形并计算每一波形的峰平比, 最终传输峰平比最小的那一个。典型的信号扰码技术方法有选择性映射方法和部分传输序列方法。该技术并不像限幅类技术和编码类技术那样将OFDM信号的峰平比限定在一定值范围内, 它不能限定OFDM信号的峰值。但通过线性变换, 信号扰码技术可以降低信号峰值出现的概率, 改善OFDM系统的PAPR性能。信号扰码技术的优点不会引起信号的失真, 适用于任意数目的子载波和任意的调制方式, 且只引起很小数据速率损失 (传递辅助信息) 。但采用信号扰码技术降低OFDM系统的PAPR, 需要计算许多并行的IFFT运算, 增加了系统的复杂度。因此, 信号扰码技术的主要问题是计算量大。此外, 为了使接收端知道选择的是几个待选序列中的哪一个, 一般需要额外的开销来确保准确无误地传递这些辅助信息。在系统复杂度允许的情况下, 信号扰码技术是一种优选的降低OFDM系统峰平比的技术。

2.2 同步技术

2.2.1 载波同步

载波同步是指接收端的振荡频率要与发射端的载波保持同频同相。发射机与接收机之间的频率偏差会导致接收信号在频域内发生偏移, 破坏子载波之间的正交性, 引入干扰, 恶化系统性能[7]。

在OFDM系统中产生频偏的主要原因有:发射机与接收机的载波振荡器产生的频率不可能完全一致;移动通信中的多普勒频率偏移效应;由非线性信道引入的相位噪声等。当存在频偏时, OFDM信号的载波之间不再保持正交, 引起严重的ICI。如果载波频率偏差是子载波频率间隔的整数倍, 虽然子载波之间仍然能够保持正交, 但是频率采样值已经偏移, 可能造成映射在OFDM频偏内的数据符号误码率很高;如果载波频率偏差不是子载波频率间隔的整数倍, 则在子载波之间就会存在能量的“泄漏”, 导致子载波之间的正交性遭到破坏, 从而在子载波之间引入干扰, 使得系统的误码率性能恶化。当OFDM系统中存在频率偏移时, 所有子载波在一个FFT周期内的周期数目不再是整数, 所以在进行FFT运算后将产生子载波干扰。FFT输出的每一个子载波里将包含其他子载波的干扰分量, 并且干扰功率和子载波的间距成反比。位于OFDM频偏中间的子载波受到的干扰大约是边上子载波的两倍, 这是由于中间子载波会受到来自两边子载波的干扰, 而边上子载波仅受到单边子载波的干扰所致。

2.2.2 符号同步

符号同步是指接收端每个OFDM符号块的起始时刻要与发送的起始时刻一致, 即保持IFFT与FFT起止时刻一致。虽然OFDM系统对符号定时同步的要求相对宽松, 但在多径环境下, 任何符号定时的变化, 都会增加系统对时延扩展的敏感程度。符号定时同步误差不仅会使接收信号的幅度的相位发生畸变, 还会引入符号间干扰ISI, 严重影响系统性能。在OFDM系统中, OFDM信号是以符号形式处理的, 为了能正确地进行解调, 接收首先必须进行定时估计。符号定时同步的实质就是确定出OFDM符号的起始位置, 以便能正确地进行FFT并解调数据[8]。

2.2.3 采样时钟同步

采样时钟同步是指使接收机与发射机的采样时钟频率一致。由于估计误差、噪声干扰、发射端晶体振荡器的偏移, 接收端采样时钟不可能毫无误差地跟踪发射端晶体振荡器的变化, 采样点总会稍慢或稍快于发射端时钟, 因此产生采样时钟频率偏移。这种误差量常常被忽略, 实际上对于子载波数目很大的系统, 如数字电视地面传输系统, 采样时钟频率偏移会造成两方面的影响:一是产生时变的定时误差, 导致接收机必须要跟踪时变的相位变化;二是采样时钟频率的偏移就意味着FFT周期有偏差, 因此经过采样的子载波之间不再保持正交性, 从而产生ICI。在利用同步采样的OFDM系统中, 可以从接收到符号星座点的相位旋转中得到瞬时的采样定时偏差, 数字锁相环利用这一信息去控制, 以确定采样时刻, 这样就可以保证接收机和发射机之间的采样定时偏差的均值为零[9]。

2.3 信道估计

无线通信系统的性能主要受到无线信道的影响。无线信道的随机性导致接收信号的幅度、相位和频率失真, 很难进行分析。为了恢复出原始数据流, 接收端必须先进行信道估计, 获得子载波上的参考相位和幅值。信道估计的准确性直接影响到整个OFDM系统的性能。常见的信道估计方法有两类:基于导频信息的信道估计和基于循环前缀的盲信道估计。

在OFDM系统中, 信道估计器的设计主要有两个关键问题:一是导频信息的选择, 由于无线信道的时变特性, 需要接收机不断对信道进行跟踪, 因此导频信息也必须不断地传送;二是对既有较低复杂度又有良好导频跟踪能力的信道估计器设计, 在确定导频发送方式和信道估计准则条件下, 寻找最佳的信道估计器结构。

2.4 信道编码

信道编码可显著提高数字通信系统的抗干扰能力。在OFDM系统中, 可使用任意传统的信道编码, 如分组码、卷积码、网络编码以及Turbo码等。现在的发展方向是在OFDM系统中结合多天线技术使用空时编码, 即MMO-OFDM技术, 这项技术可显著提高OFDM系统性能, 成为新一代无线通信系统的热点技术[10]。

3 结 语

OFDM系统具有较强的抗干扰能力及较高的频谱利用率, 系统结构简单, 且易与其他多址方式相结合, 已经在数字音频广播、数字电视以及无线局域网等无线高速数据传输系统中广泛应用, 并称为新一代移动通信中极具竞争力的关键技术之一, 具有较大的应用潜力。但仍存在许多问题, 需要对降低峰平比、同步、信道估计和信道编码等关键技术进行更为深入地研究, 使OFDM技术在新一代移动通信中发挥更大的作用。

摘要：在无线移动通信中, 要求提供高速率和高质量的通信服务, 而正交频分复用 (OFDM) 技术因具有频带利用率高和抗多径能力强等优点, 近年来正受到广泛的重视, 成为第四代移动通信系统的核心技术之一。在对该技术的基本思想介绍的基础上, 分别对其优缺点进行了分析, 且详细地阐述了OFDM系统中的关键技术及存在的问题。

关键词：正交频分复用,峰平比,同步,符号间干扰,信道间干扰

参考文献

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正交频分复用系统中同步技术研究 篇5

(一) OFDM系统

OFDM (正交频分复用) 技术实际上是MCM (Multi-CarrierModulation, 多载波调制) 的一种。其主要思想是:OFDM利用逆快速傅立叶变换 (IFFT) 和快速傅立叶变换 (FFT) 来分别实现调制和解调。将信道分成若干正交子信道, 将高速数据信号转换成并行的低速子数据流, 并调制到每个子信道上进行传输, 使得每一个子信道上的数据符号持续长度相对增加, 从而有效地减少由于无线信道的时间弥散所带来的ISI (符号间干扰) 。为了最大限度的消除符号间干扰, 在每个OFDM符号之间要插入GI (保护间隔) , 为了消除由于多经传播造成的ICI, 一种有效的方法是将原来的OFDM符号进行周期扩展, 用扩展信号来填充保护间隔, 这样可以保证多经时延小于保护间隔的试验信号不会在解调过程中产生ICI。而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分, 信道均衡变得相对容易。

(二) OFDM系统中的同步原理与性能分析

图1是OFDM系统模型。数据经过编码 (这样可以提高系统抗突发干扰能力) , 然后通过基带调制 (QAM或DPSK等) 将二元比特数据映射到星座图上;OFDM的调制由IDFT实现 (利用其快速算法IFFT可以减少运算量, 提高效率) , 基带调制后的数据经过IDFT后被调制到相互正交的子载波上;由于信道延时、频率偏移等原因, 接收到的信号往往存在码间干扰 (ISI, InterSymbol Interference) , 于是在每个OFDM符号前加一段保护间隔, 只要保护间隔的持续时间大于信道延时, 就可以消除ISI的干扰。保护间隔内的信号是由OFDM信号经周期延拓生成的, 称之为循环前缀 (CP, Cyclic Prefix) , 相当于将每个OFDM符号的尾部信号复制到它的前面。最后, 将数据变为串行信号, 经过数模变换后发射出去。

接收端的信号处理过程与发送端相对应, 经移去CP、DFT (FFT) 、基带解调和解码后, 数据被恢复出来。要注意的是, 接收端的处理过程必须在信号时间及载波频率同步的前提下才可以实行。

OFDM将有效的频谱划分为一些窄带子载波, 这些子载波间相互正交, 并且在每个子载波内可以认为是“平坦衰减”的, 因此, 子载波信道均衡可以采用窄带均衡技术, 从而使信道均衡变得简单。

1. 同步原理

同步性能的优良对整个OFDM系统的性能影响甚大。在OFDM系统中, 同步问题主要包括载波同步、符号同步和样值同步三个部分。如图1所示。

载波同步首先是要检测出频率偏移, 然后加以纠正, 为了实现接收端的相干解调。从范围上频偏检测通常分为整数倍频偏检测和小数倍频偏检测两个部分;从精度上可以分为粗同步和细同步两个部分。符号同步的目的是使接收端确定每个OFDM符号的起止时刻, 即确定准确的FFT窗位置, 并进一步实现块同步或帧同步。样值同步包括样值定时同步和样值频率同步, 样值定时同步是为了使接收端确定每个样值符号的起止时刻, 样值频率同步则是为保证使接收端具有相同的样值频率而设计的。

2. 同步性能分析

图1给出了OFDM的系统模型以及几种同步技术在系统中所处的位置。在接收端, 相干解调需要与发送载波同频同相的载波, 所以首先进行载波同步, 其次在进行A/D时, 又需要有与发送端相同的起始时刻和采样时钟, 即样值定时同步和样值频率同步, 最后, 由于样值是连续到达的, 所以还必须确定OFDM符号的开始和结束, 即符号定时同步。假设载波频率fc、载波相位φ、抽样间隔Ts、样值定时偏差Δty、符号定时偏差Δtf分别进行估值。假定fc、φ、Ts的估值分别是。其中Δfc为载波频率偏差, Δφ为载波相位偏差, ΔTs为样值间隔偏差。考虑在AWGN信道下 (n (t) 的均值为零、方差为N0/2的独立高斯白噪声) 分析系统的同步问题。

由图中可知, 接收端各点信号可表示为:

输出的Rk是:

将上式进行展开, 分析存在的偏差对OFDM系统整体性能的影响, 总结如下。

载波同步, 即消除Δfc、Δφ对系统的影响。相位偏差Δφ只引起相位的旋转, 并没有改变信号的幅度。频率偏差Δfc破坏了各载波之间的正交性, 使得信号的幅度也发生了变化。

样值同步, 即消除ΔTs、对系统的影响。由于ΔTs≠0, 使得接收端的采样频率和发送端不一致, 这种小偏差累加到一定程度就会多出一个样值 (ΔTs<0) 或者遗漏一个样值 (ΔTs>0) , 需要通过数字锁相环进行校准。Δty只是使输出发生了相位旋转, 没有带来ICI, 也没有引起幅度的变化。若Δty为一固定值, 所有样值都有一个相同的偏差, 可简单等效为系有一固定的时延, 可以经估计后进行补偿。符号同步, 即消除Δtf对系统的影响。Δtf只是使输出发生相位旋转, 即没有带来ICI, 也没有带来幅度变化。

(三) OFDM系统中的同步技术的实现

1. 基本算法步骤

在实际系统中, 各种偏差都是随机变化的变量, 对同步工作带来很大困难。因此, 在OFDM系统中为了有效利用有限的数据获得更加准确的同步, 一般把同步分为两个阶段捕获阶段和跟踪阶段。

捕获阶段是要尽快地进行偏差变量的估计, 跟踪阶段是能够锁定并且执行跟踪任务。在实际应用中, 捕获阶段细分为粗同步和细同步两种模式。在粗同步模式下, 同步器将各偏差变量的较大初始偏差减少到一个较小的范围。在细同步模式下, 同步器将各偏差变量的剩余误差进一步减小, 以达到系统所要求的估计精度。如果偏差都可表示成整数和小数之和的形式, 那么粗同步就是对整数部分的估计, 而细同步则是对小数部分的估计。由于OFDM系统对不同偏差变量的敏感程度不同, 所以并不是所有偏差变量的同步都必须经过上述的所有步骤, 譬如OFDM系统对频率偏差非常敏感, 所以频率同步的实现基本上都要遵循上述的步骤;但对于符号定时, 只要进行粗同步, 然后对FFT变换的输出进行循环移位补偿即获得较为满意的效果。图2给出了OFDM系统中实现同步的先后次序和它们在系统中所处位置的示意图。

由于粗同步和细同步的目的不同, 所以算法也不尽相同。目前, 已经有不少文献对OFDM通信系统的各种同步技术进行了探讨, 根据同步是在时域实现的还是在频域实现的, 同步可分为时域同步和频域同步;根据是否使用辅助的导频或者训练符号, 同步可分为利用导频或训练符号的同步和盲同步两大类。利用辅助信息进行同步虽然性能较好, 但却会造成带宽和功率的损失, 降低了传输的有效性;利用循环前缀的相关特性进行的盲同步虽然简单、易实现, 但它的同步步范围较小, 故并不适合于捕获阶段。

2. 同步算法实现方案

在OFDM系统中, 符号粗同步在同步系统中首先完成, 利用保护间隔所携带的冗余信息进行相关运算, 采用最大似然估计算法, 以确定正确的符号起始位置;去除循环前缀后进行FFT变换;频率同步需要在时域、频域同时进行, 以快速进行频率捕获与跟踪, 分数频偏估计与补偿在时域进行, 符号粗同步初步完成之后即可进行分数频偏估计。整数频偏估计在频域利用导频完成, 由连续导频的连续性, 可对相邻的两个符号进行相关运算来估计整数频偏;符号细同步及样值同步常在频域利用导频完成。一个完整的同步在系统中的位置如图3所示。

(四) 结束语

本文简单阐述了OFDM的基本原理和相关技术, 重点介绍了OFDM中的同步技术;讨论了OFDM系统中各种同步技术的基本原理和各种同步偏差对系统性能的影响;介绍了同步算法基本步骤, 并简单陈述了OFDM系统中的同步算法的实现方案。

OFDM技术以其特有的优势倍受关注且在迅速发展中, 预计它将成为第四代移动通信系统的主流技术, 而OFDM系统中的同步算法也将会不断完善。

摘要：正交频分复用 (OFDM) 是一种高效的调制传输技术, 将被广泛地应用于新一代无线通信系统中。文章介绍了OFDM系统的基本概念, 引出OFDM系统的同步技术的重要性, 重点对载波同步、符号同步及样值同步作了原理陈述和性能分析, 介绍了同步算法基本步骤, 并提出了同步算法的实现方案。

关键词：正交频分复用,同步,性能,同步算法

参考文献

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时间正交频分复用 篇6

MIMO系统的核心思想是:时间上的空时信号处理同空间上的分集结合起来。时间上的空时信号处理一般是通过在发送端采用空时码来实现的, 目前常见的空时码有空时分组码、空时格码、分层空时码等。空时码的主要思想是利用空间和时间上的两维编码来实现一定的空间分集和时间分集, 从而降低信道误码率;而空间上的分集是通过增加空间上的天线分布来实现的。这样做的好处是能把原来对用户来说是有害的无线电波的多径传播转变成对用户有利。最为重要的一点是MIMO技术在多个方面提升无线通信系统性能的同时并不需要占用更多的无线带宽, 所需要的仅仅是通信硬件设备和系统复杂度的增加。这项优点使得MIMO技术在频谱资源紧缺的现状下变得更加吸引人。

在通信系统中使用阵列天线能够增加信道容量和频谱利用率, 扩展覆盖范围, 减少多径衰落和同信道干扰, 降低误码率。多径传播则会引起信号在频域和时域上的衰落, 所以一直是实现可靠通信的障碍, MIMO技术关键是能将传统通信中的多径影响因素变为对用户通信性能有利的增强因素, MIMO技术有效的利用了随机衰落和可能存在的多径传播来成倍的提高业务传输速率, MIMO技术的成功之处主要是它能够在不额外增加所占用的信号带宽的前提下带来无线通信性能上的几个数量级的提高。

2 OFDM技术

OFDM是一种新的高效的多载波调制技术, 它能够有效地对抗多径传播, 使受到干扰的信号能够可靠地接收, 由于现代数字信号处理技术 (DSP) 和超大规模集成电路地迅速发展, 最初实现OFDM技术的障碍, 如庞大的复数运算和高速存储器等已不复存在, 同时快速傅立叶算法也避免了并行数据传输所需的正弦波发生器组和相关解调器组, 使该技术的实现费用更趋实际。因此这一项技术在近几年得到广泛的普及。

正交频分复用 (OFDM) 用减少和消除码间干扰 (ISI) 的影响来克服信道的频率选择性衰落。设基带调制器的带宽为B1, 码元调制速率为R1, 码元周期为ts, 且信道的最大延迟扩展Δm>ts, OFDM的原理是将原信号分割为M个子信号, 分割后码元速率为R2=R1/M。周期TS=Mts, 然后用M个子信号分别调制M个相互正交的子载波。由于子载波的频谱相互重叠, 因而可以得到较大的频谱效率。由于多径效应带来的码间串扰的作用, 在接收端的子载波之间不能够保持良好的正交状态, 故应在发送前在码元间插入保护间隔σ, 且要求σ>最大时延扩展Δm, 这就能保证所有时延小于σ的多径信号将不会延伸到下一个码元周期, 因而有效地消除了码间串扰。为了保持码子之间的正交性, 插入保护间隔以插入循环前缀的方式实现。在传统的多载波调制系统中, 各子带的频谱是完全分开的, 但是OFDM系统中各子载波之间的频谱相互重叠, 在接收端利用载波之间的正交性分离数据。

3 MIMO+OFDM系统

3.1 MIMO+OFDM系统原理

MIMO+OFDM技术将空间分集、时间分集以及频率分集有机的结合起来, 从而能够大大的提高无线通信系统的信道容量和传输速率, 有效的抵抗信道衰落和抑制干扰, 成为实现无线信道高速数据传输最具希望的解决方案之一, 具有非常广阔的研究和发展前景。在相同的发射功率和带宽下, 一个拥有MT个发射天线和MR个接收天线的系统能达到的信道容量为单天线系统的min (MT, MR) 倍, 从而提供了目前其它技术无法达到的容量潜力。

3.2 MIMO+OFDM的空间复用系统

基于MIMO+OFDM的空间复用是BLAST技术与OFDM的有机结合, 它主要利用无线信道的多径传播特性产生并行空间信道来提高系统的数据传输速率, 其原理框图如图1所示:

从图1可看出, 输入的信息比特流经过一个串并变换器变成多路输入的数据流, 以实现多天线的输出。对于每一路信号, 都要经过一次信号的映射。这里的信号映射, 不仅包括了对输入数据流的星座映射、而且还涉及到编码调制等。同时, 这样映射后的一路信号又会变换成子载波数量的数据流作为接下来的IFFT的输入。在这里插入导频的目的是为了在每个OFDM的符号间加上保护间隔, 减小OFDM的符号千扰。

如图2所示, 在接收端, 接受到的OFDM的数据流, 首先要经过一个导频去除的处理, 把OFDM符号的有用部分提取出来用于FFT变换。每个FFT变换产生的第i路数据流中包含相同发射端的输入信息, 所以将这样的数据流经过相同的空间多路检测器, 进行检测判决, 最后数据流通过一并串变换送入到解调器。图1和图2显示了一个基于MIMO+OFDM的空间复用系统, 这样的能够同时增大空间复用技术和OFDM技术的能力, 有利于增加系统的容量和高速率的传输。通过多路数据流在发送天线的同时发射, 实现了在相同带宽情况下的多路空间并行信道。这样的系统不仅发挥了OFDM和空间复用的优势, 同时有效地利用了空间的并行性和频率选择性。在接收判决方, 将接收信号转化成了若干个子信号分别通过OFDM的子载波处理方式。

基于MIMO+OFDM的空间复用系统一般采用迫零和最小均方误差准则进行联合检测。判决器根据接受到的Y (n) 和估计出来的信道矩阵:H (n) 来计算°X (n) , 在判决处理之后, 通过限幅器来进行软判决的星座判决, 得到的结果在进一步的进行硬判决。

参考文献

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[2]A.F.Molisch, 许希彬等译.宽带无线数字通信[M].北京:电子工业出版社, 2002.

时间正交频分复用 篇7

文献[3]介绍了OFDM数据辅助类同步方面的经典算法———S&C算法。该算法复杂度比较低, 易于实现, 但是由于循环前缀的影响出现平台效应从而导致符号同步不精确。文献[4]以经典的S&C算法为基础, 针对其产生的平台效应问题对循环前缀做出了修改, 从而使得符号同步更加精确, 但是在低信噪比以及衰落信道中却不能达到令人满意的同步效果。文献[6]同样针对S&C算法出现的平台不确定性进行了改进, 从而使定时测度函数M (d) 能够出现一个单点的尖峰。但与此同时, 在正确的峰值附近往往会伴随有其他的次峰值出现, 尤其当信道环境恶化时, 次峰值的出现会导致估计错误。因此, 在深入分析, 权衡多种同步算法的利弊关系之后, 决定通过改进经典S&C算法训练序列前置的循环前缀结构以及时间度量函数的加权系数, 在确保符号同步准确的前提下, 使其能够在低信噪比以及衰落信道中也能实现效果较为理想的符号同步。

1 基本理论介绍

1.1 OFDM信号与系统模型

在OFDM系统模型中, 发送端的OFDM符号可以用式 (1) 表示

式 (1) 中, cn表示第n个子载波上经过调制的基带数据符号;N表示在发送端传输的符号个数, 同样也是经过IFFT (快速傅里叶反变换) 调制的子载波的个数;Ng表示循环前缀, 即CP的个数。在接收端, 接收到的数据可以表示为

式 (2) 中, θ表示未知的符号将要达到的时间, 一般为整数;ε表示接受端与发送端晶体振荡的频率差值与载波频率差值之间的比值。当信道经过AWGN (加性高斯白噪声) 信道传输后, 在接收端接收到的信号可以表示为

式 (3) 中, h1表示第一条信道的信道脉冲响应;w (k) 表示均值为0的加性高斯白噪声在第k个时刻的抽样值。

1.2 S&C算法

S&C算法是通过使用两个特殊的训练符号来完成OFDM系统的联合时间和频率同步, 其训练序列结构为Ss=[A, A], 如图1所示。

该算法的优点是训练序列结构简单, 算法易于实现, 同时, 缺点也是显而易见的。训练序列的结构决定了其循环前缀的部分与OFDM的数据部分存在重复, 而当在接收端符号同步判决时, 会产生除正确起始时刻外的其他峰值干扰, 即循环前缀的影响使得定时度量在曲线上出现了平顶, 也就是平台效应, 这将大大影响到符号同步的精确度。

1.3 Park算法

针对S&C算法中所出现的平台效应, Park改进了训练序列的结构, 将其构造成为具有共轭对称特性的训练序列结构, 即Sp=[A, B, A*, B*], 具体结构如图2所示, 训练序列分为4段, 4段的样值个数完全相同, 而符号间呈现出了彼此差异性, 其中, A与B是对称的, 且后面两段的训练序列结构都与前面两段互为共轭。

同时, Park对定时度量的相关项进行了修改, 即

该算法不仅重新设计了训练序列的结构, 而且还重新设计了新的相关量和求和关系。消除了S&C算法中出现的平台, 能够得到较为尖锐的峰值, 精确定时同步的准确性。

2 改进的同步算法

S&C算法的训练序列结构稳定, 能够抵抗低信噪比以及多径衰落等恶劣信道环境的影响, 但由于循环前缀样值与训练序列部分样值重复, 产生平台效应使算法的精确度降低, 提取定时信息的准确度下降。PARK算法以S&C算法为基础, 通过改进训练序列的结构, 使得重复序列部分之间的相关性降低, 度量函数呈现脉冲型峰值, 消除了平台效应, 但是改进后的训练序列结构易受信道环境的影响, 信噪比较低时容易产生误判。

分析S&C算法可知, 由于循环前缀的样点与训练序列的最后一部分的样点重复, 且训练序列的结构前后两部分完全相同, 接收端在进行相关运算时, 定时度量函数的峰值不仅会出现在正确的符号同步位置, 且在循环前缀位置处也同样会出现峰值, 即平台效应。基于此, 本文对循环前缀的结构提出一种简单有效的改进方法, 即将循环前缀设置成与经典S&C算法中的循环前缀符号相反的序列, 如图3所示。运用该方法计算定时度量函数会呈现脉冲型峰值函数, 以达到精确符号定时的目的。

为提高低信噪比等恶劣信道环境下的符号定时估计准确度, 调整时间度量函数估计公式中的加权系数, 表达式如下

式 (6) 中, d表示的是这个共轭求和的窗口的起始数据点, 为窗口的样值点N, 在接收端, 相关窗在接收的数据中做相关运算, 判断正确的样值起始点, P3 (d) 为窗口内的训练序列之间的相关性表示值, 同样的, 定义训练序列中的一半的能量值为R3 (d) , 由此来做对P3 (d) 的归一化处理。同时, 调整的加权系数可以使得定时同步在低信噪比的环境下达到更好的效果。

3 仿真结果及讨论

对改进后的算法与传统的算法进行仿真验证分析。参数设置如下:OFDM系统子载波个数为256, 循环前缀长度为32, 子载波数与IFFT的点数相同, 调制方式为16QAM, 信道环境为加性高斯白噪声 (AWGN) 信道。分别对信噪比为0 d B, 1 d B, 5 d B, 10 d B, -1 d B, -5 d B, -10 d B以及无噪声情况下的符号同步估计性能进行仿真比较, 仿真结果如图4~图7所示。由图4和图5可以看出, 传统的S&C算法在定时估计的时候容易出现平台效应, 导致定时估计不准确, 而且在低信噪比环境下效果极差, 几乎不可用。由图6和图7可以看出, 改进后的算法不但消除了平台效应, 使得算法的估计精度大大提高, 而且在信噪比相对较低的情况下 (0 d B左右) , 仍然可以达到比较理想的定时估计效果。

此外, 对改进算法与S&C算法以及Park算法在不同的信道环境下的系统性能进行比较, 选取均方误差 (MSE) 作为衡量指标。信道环境选取比较有代表性的AWGN信道和瑞利衰落信道。由图8可以看出, 在AWGN信道环境下, 随着信噪比的增大, 三种算法的均方误差均呈现逐渐变小的趋势, 而改进之后的算法在信噪比变化的过程中均方误差始终最小, 优于其他两种算法。由图9可以看出, 在瑞利衰落的信道环境下, 改进算法的均方误差依旧最小, 而且随着信噪比的逐渐增大, 均方误差呈现急剧下降的趋势。以上仿真结果充分说明, 改进的算法在AWGN以及瑞利衰落的信道环境下都具有较其他算法更为优秀的同步估计性能, 尤其在低信噪比情况下。

4 结束语

通过分析OFDM符号同步的经典算法, 针对S&C算法和Park算法在不同信道环境下出现的问题, 本文以S&C算法为基础, 对训练序列前置的循环前缀进行了重新的设计, 同时, 调整了时间度量函数中的加权系数, 以提高在恶劣信道环境下的符号定时估计准确度。理论分析以及仿真结果显示, 改进后的算法在消除了曲线平台的同时, 也进一步的增强了其在低信噪比以及衰落信道下的定时估计性能。时间度量曲线可以在符号定时同步的时刻出现明显的峰值, 从而实现较为理想的符号定时估计效果。

参考文献

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[4] Park B, Cheon H, Kang C, et al.A novel timing estimation method for OFDM systems.IEEE Communication Letters, 2003;7 (5) :239—241

[5] 何志斌.OFDM同步算法及其仿真.北京:北京邮电大学, 2006He Z B.OFDM synchronization algorithm and simulation.Beijing:Beijing University of Posts and Telecommunications, 2006

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[9] 郑娟.宽带无线OFDM系统同步算法的研究.北京:北京邮电大学, 2008Zheng J.Studies on broadband wireless OFDM synchronization algorithm.Beijing:Beijing University of Posts and Telecommunications, 2008

[10] Tureli U, Liu H, Zoltowski M D.OFDM blind carrier offset estimation:ESPRIT.Communications, IEEE Transactions, 2000;48 (9) :1459—1461

时间正交频分复用 篇8

一、4G移动通讯技术的基本原理

正交频分复用技术建成OFDM, 是现在第四代移动通讯技术的主要理论依据。这是一种通过无线信号进行的一种告诉数据传导技术, 其主要应用就是利用信号的复用, 或可以称之为多载波技术。这种技术因可以有效的抵抗多方的干扰, 所以在较容易受到外界干扰的地理环境中, 也能够较好的完成传输任务。而这一技术的中心思想就是, 通过频域内的信道进行多交子信道独立成建, 从而在完成相应的传载过程中, 能够有效高效的完成信息的传递。

二、正交频分技术的信息优势

1、抗干扰性能强。本优势, 是本次优化的主要优势所在。因为过去第二代第三代技术中, 往往因为自身的信号问题, 导致传输数据的延时以及迟缓等。但是OFDM技术在这一领域上就有了绝对的优势。其主要的原因就是, OFDM技术主要将高速频率数据进行分解, 然后进行多端低速自数据传送, 在通过强调符号的持续时间, 从而完成相应的敏感度调查以后, 才能够较为有效的解决脉冲干扰。这一技术, 在针对信息穿针领域上, 也有了更为广泛的应用, 主要应用就是在进行循环前缀中, 能够有效的保证其正交性的同时, 能够有效的完成信息的传导。2、频谱利用率的高效性。第四代系统的技术主要领先就在于对子载波段的处理上, 在允许其相互重叠的过程中, 能够极大限度的利用无线信道进行相互重叠, 从而完成了有效的传播, 但是也保证了其信号的有效性。这样对于频谱的利用方面, 也有效的保证了无线信号的优越环境。这一技术, 有效的保护了无线信号的同时, 也能够节省大量的时间以及波段的优良资源。3、调制解调方面。因应用正交调制, 在通过离散博立叶变换中, 也就能够更容易的进行相应的调制, 当子载波的数量变得极大时, 还能够通过改变相应的频段来实现其信号的处理, 这样也就能够更为有效的完成相应的数据稳流控制。4、非对称业务的优势。在进行无线数据的对接中, 因涉及到非对称性问题, 从而导致了在以往的数据交流过程中, 就容易出现一些传导问题, 但是OPDM技术, 在应对这一问题过程中, 就能够确保数据的告诉传输, 从而有效的改善非对称业务中所出现的一些基本问题。5、新技术与多种方式可以进行有效的套用。OFDM技术在应用过程中, 因兼容性较好, 在和各类多址方式进行相应的组合中, 能够表现出绝对的优势, 所以可以十分有效的替换老一代的数据传送装置。6、引擎对数据传输能够更为高速进行。此技术因引擎可获得64QAM的高阶调制频谱, 所以在使用过程中, 能够承载更大的数据量上限, 所以在应用过程中, 也能够较为有效的完成告诉数据传输任务。

三、正交频分的应用

正交频分技术的应用, 其主要表现就在于, 针对ID进行的个人身份鉴定保护, 以及对于新型高速流媒体的的使用, 可进行优质的高分辨率影视传媒。而这一技术的能效最为明显的就是, 第一, 网络数据速率可达到100mb/s, 这和有线数据传输也不遑多让。第二, 实现真正的多地无漫游, 因通过无线数据连接, 这就大大的减少了过去多位传送的格局, 从而保证了在使用中所要应对的一些差距问题。第三, 高度智能化, 覆盖广, 在针对资源分配上, 能够更为灵活的运用当地的资源进行网络服务。第四, 基于ip网络服务, 区别过去的移动服务, 能够更有效的完成社交等方面的业务需求。

结语:我们在进行第四代移动通讯的建设中, 正因为OFDM技术在多方面的优越性, 且对于信号处理方面的多种抗性所具备特点, 才进了大面积的信息改造。同时这一技术也将代替过去的通讯技术, 成为当下的主流信息服务平台。

参考文献

[1]刘巧平, 李艳萍.正交频分复用技术及其在4G移动通信中的应用[J].计算机技术与发展, 2014, (11) :238-241.

[2]曹千芊.同步单频蜂窝系统——理论分析与系统仿真研究[D].浙江大学, 2004.

[3]张丽娜.MIMO-OFDM系统中空时编码技术的研究[D].西安科技大学, 2008.

[4]刘凌云, 弓美桃.移动通信的前沿展望[J].通信技术, 2013, (3) :95-96.