辅助滤波

2024-09-16

辅助滤波（精选4篇）

辅助滤波篇1

在地铁电力系统中, 设置辅助逆变器的主要功能是为地铁列车运行中辅助用电设备提供充足的交流-直流电源支持。辅助逆变器运行过程当中所面向的主要负荷对象为通风机、空调机组, 均为380V交流负载。由于辅助逆变器滤波电路软故障无法直接通过目测或直流电阻测量的方法进行诊断, 因此必须依靠大量数据为故障诊断提供支持。

1 地铁辅助逆变器滤波电路软故障诊断难度

以辅助逆变器LC滤波器电感为例, 电感开路或短路通常可以通过工作人员直观目测或者是基于直流电阻测量的方式进行准确的故障判断。然而, 针对铁芯层间绝缘损坏、匝间短路、以及介质损耗等故障而言, 这些故障作为滤波电路中常见的软故障, 故障现象比较隐蔽, 往往只能够根据经验进行判断, 没有真实数据作为支撑, 给故障检修带来了非常大的难度。为了提高对这部分软故障的检修精确性, 就必须从认识辅助逆变器滤波电路软故障特性的角度入手, 为故障检修提供可靠的数据支持。

2 地铁辅助逆变器滤波电路软故障仿真模型

地铁辅助逆变器滤波电路软故障仿真应用Matlab/Sinulink模型进行仿真, LC滤波器软故障仿真中相关参数根据实际电路参数取值, 其中:直流电源电压取值为650V, 1GBT逆变桥所对应载波频率取值为6.0k Hz, 逆变器输出端所对应滤波电感取值为0.25m H, 电阻取值为2.0m, 滤波电容设置为3*78.0us电容, 经过0.5u F单位电容做接地处理, 负载装置选择纯电阻, 电阻取值为6.2Ω。系统仿真分析过程中, 仿真算法为ode23s, 仿真算法采样时间为5.0us, 系统仿真反应时间为0.12s, 监测标量包括负载侧线电压以及相电压。

3 地铁辅助逆变器滤波电路软故障仿真结果

在对地铁辅助逆变器滤波电路软故障进行分析的过程当中, 元件参数正常取值属于已知状态 (如下表1所示) , 故障诊断的主要任务是评估相关元件参数的实际取值与正常取值之间是否存在偏差, 以及两者的偏差是否在合理范围之内。为了方便分析, 在仿真研究中的可以首先考虑辅助逆变器滤波电路电感值减少的工况, 假定辅助斌便器单相电感与两相电感发生软故障。对于地铁辅助逆变器而言, 由于滤波电路中所存在的故障信息关键点信号具有周期性特征, 因此, 需要将是与信息转换至频域当中, 然后通过抽取故障特征的方式, 实现对软故障的诊断。

下表 (如表2) 所示即为辅助逆变器单相电感下降至正常值1/2、1/4以及1/8状态时所对应的软故障情况, 下表 (见表3) 所示则为辅助逆变器两相电感下降至正常值1/2、1/4以及1/8状态时所对应的软故障情况。

根据地铁辅助逆变器三相LC滤波电路参数取值情况, 在不考虑电感电阻以及线路阻抗水平的条件下, 滤波器输出电压相对于逆变桥输出电压之间有一定的函数关系, 在此基础之上可以将振荡环节中的截止频率代入仿真参数中, 根据这种方式可以得到辅助逆变器LC滤波电路在正常运行状态下所对应的截止频率参数, 取值为1140.0Hz。根据振荡环节的特性, 高于该截止频率的频段会发生非常显著的衰减, 衰竭速度为-40.0d B, 因此, 对于10倍于截止频率的成分, 衰减速度非常快。

当辅助逆变器滤波电路电感值下降至1/2*正常值时, 截止频率取值为1612.0Hz;当辅助逆变器滤波电路电感值下降至1/4*正常值时, 截止频率取值为2280.0Hz;当辅助逆变器滤波电路电感值下降至1/8*正常值时, 截止频率取值为3225.0Hz。从表2~表3中的数据来看, 在辅助逆变器滤波电路发生软故障时, 故障相电压谐波失真有非常明显的增大趋势, 并且谐波失真伴随电感故障程度的增加也有正向增加的关系。即便是对于单相故障而言, 在2000.0Hz频率范围内, 故障相所对应的电压谐波失真也在5.0%以上。同时, 非故障相电压谐波失真也有一定增加趋势, 但不如故障相明显, 说明非故障相受故障相的影响较小。而在两相故障条件下, 由于各个故障相的影响相互作用, 因此在各自截止频率附近频段内, 电压谐波失真取值均在5.0%以上, 并且对非故障相也有非常大的影响。

4 结束语

本文通过仿真分析的方式, 对地铁辅助逆变器滤波电路的软故障特征展开了详细的分析与探讨, 通过对仿真数据的综合分析, 概括了软故障主要特征以及识别方法, 能够为现场维修人员对滤波电路软故障的诊断处理提供必要参考, 值得引起重视。

辅助滤波篇2

关键词：微波光子滤波器,光纤环延迟线,信号流图,法拉第旋转镜

0 引言

MPF(微波光子滤波器)技术是将宽带射频信号调制到光载波上，在光纤系统中实现滤波的射频信号处理方法，具有宽带宽、低损耗、无电磁干扰和结构简单等优点，克服了电子瓶颈对采样率的限制[1,2,3]。这一技术已在射电望远镜、雷达以及移动通信等系统中得到应用。随着光纤通信、移动无线接入等技术的不断发展，相应的光器件成本也不断降低，MPF将成为高频微波滤波的主流技术，在现代通信系统具有广泛的应用前景[4,5]。但目前已研究出的MPF的整体性能不高，并且在实验操作中对相干光偏振的控制相对复杂[6,7]。

本文提出一种基于法拉第旋转镜辅助FRDL(光纤环延迟线)MPF的结构模型，并给出了详细的分析过程。法拉第旋转镜克服了干涉光偏振态随机变化导致的偏振态诱导干涉信号衰落，很好地控制了干涉光的偏振态，抵消了传输光的偏振态的变化，将外界信号引起的相位移变转换为光强的变化，克服了偏振态变化导致的输出信号衰落。得到了一个能同时实现高品质因素Q值、高阻带抑制比以及高边频选择性的可调谐带通MPF，系统的稳定性得到了提高。

1 法拉第旋转镜FRDL MPF的原理

法拉第旋转镜FRDL MPF的结构图如图1所示。调制光信号进入到由耦合器、光纤环以及增益补偿EDFA(掺铒光纤放大器)组成的延迟单元，通过法拉第旋转镜对传输的光信号进行反射，形成不同延时的抽头，最后各抽头经光电探测器输出。

图2给出了各抽头光信号的传输路径。第1个抽头不经过光纤环，直接通过耦合器的直通臂，由法拉第旋转镜反射，再通过耦合器的直通臂到达光电探测器，见图2(a)。第2个抽头由两部分组成，分别以相同的路径顺时针(见图2(b))和逆时针(见图2(c))经过光纤耦合器，在光电探测器进行相干相加，得到延迟时间为T的抽头。第3个抽头由3路光信号经过两次光纤耦合器相干组成，得到了延迟时间为2T的抽头。通过光信号在该结构中的流程图发现，第N个抽头是由N-1路光信号电场相干相加形成第N-1个抽头。相同光路长度的光信号电场相干相加得到一个抽头，不同光路长度延迟时间分别为T、2T、3T…(光源的相干时间小于光纤环的延迟时间)的连续抽头在光电探测器非相干求和。图2(d)给出了个信号抽头的流程图。

2 理论分析和仿真结果

在法拉第旋转镜FRDL MPF的信号处理单元中，可由每个同时到达光电探测器的相同路程光信号相干相加得到一个抽头，延迟光信号在光电探测器中非相干相加得到连续抽头。第1个抽头的输出功率为

第2个抽头是由不同传输方向、相同时延的两路信号相干相加，其输出功率为

第N个抽头是由N-1路信号的相干相加，第N+1个抽头的输出功率为

则延迟时间为NT(N=1,2,3，…，N)的连续抽头在光电探测器非相干相加。法拉第旋转镜FRDL MPF的传递函数可表示为

H(z)=P1+P2z-1+P3z-2+…+PN+1z-N，(4)式中，z=exp(j2πTf),f为微波信号的基频频率，T=(nL)/c是光信号在光纤环中的延迟时间，L为光纤环的长度，n为光纤的折射率，c为光速。取R=1，将上式进行化简得到

进一步化简到得：

由式(5)、(6)发现，该系统的传输特性是由耦合器的耦合系数k和EDFA的增益g决定的。由此看出该结构最大的优点是实现高阶的传递函数。幅频特性曲线下降到低于峰值3dB处对应的频率为f-3dB，其中Δf-3dB=2f-3dB，由式(5)、(6)再根据Q值的定义，可得到该系统的Q值：

式中，FSR=1/T。由式(6)可以得到，系统传递函数在kg处有3个零极点，三阶的极点可以在带通频率获得高Q值的频率响应，共轭零点可以使滤波器在通频带以外有高的边频选择性和阻带抑制比。与一阶IIR MPF相比大大地改进了滤波器的响应特性。

2.1 耦合系数k对传输特性的影响

图3所示为EDFA增益g=1.95时，法拉第旋转镜FRDL MPF在不同耦合系数k时的频率响应。由图可知，传输函数谱线的峰值以及对边带的抑制有很大的差别。随着k值的增大，旁瓣的陷波深度也随之增大，k=0.60比k=0.40时的陷波深度增大了30dB。但是，通过计算发现，Δf3dB的变化幅度很小，因此系统的Q值并没有增大，说明耦合系数对法拉第旋转镜FRDL MPF的Q值影响比较小，可以通过改变耦合系数来提高系统的性能。

2.2 EDFA增益g对传输特性的影响

图4给出了k=0.50时，不同增益g的频率响应曲线。当增益较小时，法拉第旋转镜FRDL MPF得到了陷波滤波响应。随着环增益的增大，当g=1.30左右时，MPF实现的是带通响应，但是选频能力很差。但随着增益的增大，当kg接近1时，可以得到高性能的带通滤波器响应。

2.3 kg对传输特性的影响

图5所示为法拉第旋转镜FRDL MPF在不同kg时的频率响应。图5(a)中，随着k·g的增大，滤波器频谱变的陡峭，峰值也随之变大，阻带抑制性加强，而Δf3dB却没有得到明显的改善。为了更好地比较耦合系数和增益对频谱特性的影响，图5(b)给出了在kg一定的情况下，传输特性的变化情况。对比发现，随着耦合系数的减小和增益的增大，其陷波深度越来越大，但是Δf3dB不变，并且增益g对传输性能的影响大于耦合系数k对传输性能的影响。在图5(a)中，k=0.7,g=1.9时，f20dB=0.5GHz,f3dB=0.38GHz，此时法拉第旋转镜FRDL MPF的形状因子为1.3，比单个光纤环以及光纤光栅的一阶IIR MPF(形状因子为0.4左右[8])提高了很多。在图5(b)中，k=0.7,g=1.400时，FSR=1/T=0.5GHz,f-3dB=0.004 9GHz，由式(7)得出Q值为100。同时从图中发现，当k=0.5、g=1.960，光纤环环长L为0.15m时，频谱响应的阻带抑制比约为50dB。

图6给出了k=0.5、g=1.9、光纤环环长L分别为0.15、0.20和0.25m时的频率响应，可以看到频率响应具有很高的边频选择特性，并且通过控制光纤环环长能实现MPF的可调谐性。为了实现可调谐特性，光纤环可通过采用机械拉伸的方法实现长度的可调，还可以在光纤环中放置一工作在反射模式的线性啁啾光纤光栅，由于线性啁啾光纤光栅的不同位置的反射波长不同，通过改变入射光载波的波长可实现滤波器自由频程的调谐[9]。

3 结束语

通过对法拉第旋转镜FRDL结构MPF的探讨研究，得到了一个同时具有高Q值、高阻带抑制比和高边频选择性的可调谐带通MPF。分析了微波射频调制信号在该结构中的流程，并给出了传递函数、Q值的推导过程。讨论了耦合器系数、EDFA的增益以及光纤环环长对输出谱特性的影响。在FRDL MPF中引入控制偏振的反射法拉第旋转镜，增加了对相干光的稳定性，实现了高阶的带通滤波器，大大提高了MPF的性能。通过改变参数，该结构滤波器的Q值可以达到100左右，形状因子为1.3，阻带抑制比为50dB。这是目前阻带抑制比和边频选择性最好的高Q值的带通MPF。

参考文献

[1]Capmany Jose,Dalma Novak.Microwave photonicscombines two worlds[J].Nature Photonics,2007,1(3):319-330.

[2]Capmany Jose,Ortega Beatriz,Pastor Daniel.A tuto-rial on microwave photonic filters[J].LightwaveTechnology,2006,24(1):201-229.

[3]Erwin H,Chan W.High-Order Infinite Impulse Re-sponse Microwave Photonic Filters[J].LightwaveTechnologyogy,2011,29(12):1775-1782.

[4]Minasian Robert A.Photonic signal processing of mi-crowave signals[J].IEEE Trans Microw Theory Tech,2006,54(2):832-846.

[5]Erwin H,Chan W.Cascaded Multiple Infinite ImpulseResponse Optical Delay Line Signal Processor WithoutCoherent Interference[J].Lightwave Technology,2011,29(9):1401-1406.

[6]Joshi Himanshu,Sigmarrsson Hjalti H.High-QFullyReconfigurable Tunable Bandpass Filters[J].Trans-chions on microwave theory and techniques,2009,57(12):3525-3533.

[7]Zhu Kun,Ou Haiyan,Fu Hongyan,et al.A simpleand tunable single-bandpass microwave photonic filterof adjustable shape[J].IEEE Photon Technol Lett,2008,20(23):1917-1919.

[8]肖云,赵文义,朱坤,等.基于光纤环结构的微波光子滤波器[J].浙江大学学报(工学版),2009,6(43):1168-1171.

辅助滤波篇3

关键词：滤波器,调试,S参数,参数提取,灵敏度

0 引言

微波滤波器的调试是一项繁琐的工作,需要比较丰富的实际操作经验。随着滤波器节数的增加,调试所涉及的参数数量也增加,调试难度也就大大提高。如果要进行大批量的生产,势必要聘请很多经验丰富的工人,这样就增加了产品的成本。目前,国外对微波滤波器计算机辅助调试技术的研究取得良好成果,并已应用于生产中,取得了较好的效益。国内对这一领域的研究也取得了一些成果,但在生产中应用还较少。

本文运用软件DESIGNER对一个梳状线带通滤波器的状态进行参数提取。通过梯度优化,找到调试螺钉的最优位置。试验证明,该方法对腔体滤波器的调试具有指导意义,对调试人员的经验要求有所降低。

1 调试原理及步骤

1.1 调试原理

物理滤波器的初始指标不能满足给定的指标是由于滤波器设计理论的近似、生产中的误差等原因造成,调试的目的就是为了让测量的S参数和根据指标设计的理想的S参数之间的误差变得越来越小。辅助调试的关键是要对滤波器电路参数进行准确提取和找出滤波器调试螺钉的位置与电路模型值之间的关系。在进行参数提取时,力求准确。

运用DESIGNER的优化拟合功能对代价函数F进行梯度优化,提取电路模型的参数。

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式中:Smod,ij为根据设计指标综合得到的S参数曲线;Smea,ij是测量的S参数曲线。

调试螺钉位置与电路模型参数值之间的灵敏度分析是通过每次改变一个调试螺钉的位置(d1+Δd,d2,d3,d4)然后测量滤波器的S参数曲线,将S参数曲线导入DESIGNER中,对此状态的滤波器进行参数提取,找出它们之间的变化关系而得到的。

电路元件值与调试螺钉的位置关系为[1,2]:

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式中:Δdj为螺钉j的位置变化量;dj为螺钉j的位置;sj,i为调试螺钉j位置对电路i模型参数值的变化率。

螺钉的最优位置是通过梯度优化最小化代价函数(见式(3))而得来的[3]。

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式中:Kbas,ij为初始位置的耦合系数;Ktar,ij为耦合系数的目标值;Kij(w1,w2,…,wn)为螺钉调到某个位置时的耦合系数;ωbas,i为谐振器在初始位置的频率漂移,谐振器在理想状态下的频率漂移理论上为0;ωi(w1,w2,…,wn)为螺钉调到某个位置时的频率漂移;Qe,bas,A、Qe,bas,B为初始状态下终端电阻反射到第1个(第n个)谐振器的外界Q值;Qe,tar,A、Qe,tar,B为理想状态下终端电阻反射到第1个(第n个)谐振器的外界Q值;Qe,A(w1,w2,…,wn)、Qe,B(w1,w2,…,wn)为螺钉调到某个位置时外界Q值。

1.2 调试步骤

a) 根据给定滤波器的指标(中心频率、带宽、通带起伏、带外抑止)在DESIGNER中建立一个理想的电路模型。

b) 对滤波器进行一个大致的粗调,使S参数曲线呈现出带通滤波器的特性。

c) 测量调试螺钉在初始位置的S参数。

d) 把测量的S参数导入DESIGNER中,并提取滤波器调试螺钉在初始位置的电路参数值。

e) 每次变化一个调试螺钉的位置Δd,然后测量滤波器的S参数。

f) 计算出调试螺钉位置与电路模型元件值之间的灵敏度。

g) 计算滤波器初始状态的电路参数值与理想的电路模型参数值之间的差异,根据灵敏度分析,计算调试螺钉应该调整的尺寸。

h) 根据步骤g得到的结果,调整滤波器调试螺钉的位置。

i) 如果最后测试的指标还是达不到要求,重复步骤a～h。

2 试验及结果

对4节梳状线滤波器进行调试,其结构见图1。

图2是根据指标设计的理想状态和在失谐状态下的滤波器的S21和S11参数曲线。

图3是由设计指标综合得到的理想电路模型[4]。

根据式(4)～式(6),可以算出理想模型的参数值,如表1所示[5]。

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式中:W为滤波器相对带宽;Kj,j+1为第j个和第j+1个谐振器之间的耦合;Qe,A为终端电阻反射到第1个串联谐振器中所得出的Q值;Qe,B为终端电阻反射到第n个谐振器中所得的Q值。

在DESIGNER中对滤波器初始状态进行参数提取,提取值如表1所示。提取参数的曲线拟合如图4所示(实线代表实测的失谐的S21曲线,虚线代表拟合的S21曲线)。

通过改变螺钉的位置,然后对测量的S参数进行参数提取,得出网络灵敏度如图5所示。图5中只列出了螺钉2与电路参数值的变化关系,从图中可看出,螺钉的位置与电路参数值成近似线性关系。

通过最小化函数(式(3)),可以得到螺钉的最优位置。将4个调试螺钉调到最优位置后,对测量的S参数曲线进行参数提取,提取的参数值如表1所示。图6是调试完毕后实测的和理想的S21曲线的幅度与相位。

3 结束语

本文提出了一种用于微波滤波器计算机辅助调试的新方法,通过参数提取和灵敏度分析,找到满足指标的调试螺钉的最佳位置。只要滤波器的失谐控制在一定的范围内,该方法就可以迅速找到引起失谐的元件。通过对一个腔体的梳状线带通滤波器进行调试,验证了该方法的正确性、可行性。

参考文献

[1]HARSCHER P,VAHLDIECK R.Automated computer-con-trolled tuning of waveguid filters using adaptive network mod-els[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Tech-niques,2001,49(11):2125-2130.

[2]HARSCHER P,VAHLDIECK R,AMARI S.Automated test and tuning sustem for microwave filters[C]//Proceedings of2001IEEE International Microwave Symposium Digest:Vol3,May20-25,2001,Phoenix,AZ,USA.Piscataway,NJ.USA:IEEE,2001:1543-1546.

[3]HARSCHER P,VAHLDIECK R,AMARI S.Automated filter tuning using generalized low-pass prototype networks and gra-dient-based parameter extraction[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques.2001,49(12):2352-2358.

[4]MAYER B,VOGEL M H.Efficient design of Chebychev band-pass filters with ansoft HFSS and serenade[EB/OL].2002.www.52rd.com/bbs/List-show.asp?BoardID=30&page=2.

辅助滤波篇4

1设计流程

设计数字滤波器本身就是对于如何进行运算的设计。

对于数字滤波器我们可以按单位取样响应时间对其进行分类:

1)无限长单位脉冲响应(IIR)滤波器:该滤波器的单位取样响应h(n)延续到无限长。

2)有限长单位脉冲响应(FIR)滤波器:该滤波器的单位时间响应h(n)是一个有限长序列。

与IIR滤波器不同,FIR系统的幅度响应大多都伴有线性相位的假设条件。因此,FIR滤波器的设计方法以直接逼近所需离散时间系统为基础。其中,最常用也是最简单的就是窗函数法。这里我介绍一下窗函数法的MATLAB辅助设计。设计过程如下:

1)根据技术要求确定待求滤波器的单位取样响应或者频率响应;

2)根据对过渡带要求和阻带要求,选择适当的窗函数;

3)确定窗口长度N;

4)计算滤波器的单位取样响应h(n);

5)检测所设计的滤波器性能,验算技术指标是否满足条件。

由于频率响应的确定来源于所要技术指标要求,大家可根据具体的要求确定。因此,我们从第二步来逐一叙述。

2如何选择窗函数

在说窗函数之前,看一下表1:

在看过表1之后大家可以发现,对于窗函数的选择就是在确定N的情况下,对于过渡带与阻带之间参数的中和。过渡带窄的窗,阻带的旁瓣峰值衰减和最小阻带衰减都低;而过渡带宽的窗,阻带的旁瓣峰值衰减和最小阻带衰减就都较高。因此,如何选择常函数还是取决于产品本身对过渡带、阻带特性的要求。

3如何确定窗的长度

窗的长度的确定就和确定模拟滤波器的阶数一样——主要是考虑成本与性能的关系。因为在FIR滤波器的设计过程中,为了保证h(n)的是有限长单位脉冲响应,对hd(n)进行了截短处理,这就产生了著名的吉布斯现象[2]:过渡带与窗的长度N成反变化关系,N越大过渡带宽度就越小;同时最小阻带衰减与N无关,为一定值。同时,窗长度越大对计算速度的要求会更高,这就会造成成本的增加。相对于IIR滤波器来说,FIR滤波器的成本相对较高,但对于有线性相位的要求的时候,一点额外的支出还是划得来的。因此,在确定窗长度的时候,先看这样的长度的窗是否满足技术要求,在满足要求的情况下选择最小的窗长度。

4 FIR的单位脉冲响应的MATLAB辅助设计

MATLAB为我们提供了基于加窗的FIR数字滤波器设计函数fir1和fir2用来完成FIR滤波器的设计。函数具体用法如下:

fir1——基于加窗的线性相位FIR数字滤波器设计函数

调用格式:b=fir1(N,Wn)

函数参数:b是所设计H(z)中的系数(H(z)按z的降密排列)

N是滤波器阶数

‘ftype’表示滤波器类型('high’表示高通滤波器

’stop’表示带阻滤波器

’DC-1’表示第一频带为通带的多通带滤波器

’DC-0’表示第一频带为阻带的多通带滤波器)

‘window’为窗函数类型,默认为海明窗

'normalization'可选(’scale’(默认):表示通带中心频率为0dB