阻尼滤波（精选4篇）
阻尼滤波 篇1
0 引言
光伏作为重要的可再生能源近年来得到了蓬勃的发展[1]。并网光伏发电系统越来越多地采用LCL滤波器以减小滤波电感总量[2],增加系统动态响应速度和高频谐波的衰减能力[3]。同时,LCL滤波器所带来的谐振问题可能造成系统的不稳定,因此需要采取有效的阻尼措施予以抑制[4]。目前解决谐振问题的主要策略有无源阻尼法[5,6]和有源阻尼法[7,8,9,10,11,12,13]。
无源阻尼一般通过串联阻尼电阻来消除谐振,其方法简单,受控制的非理想因素影响较小,但是阻尼电阻上会有额外的损耗[5,6];有源阻尼则通过改进的控制来达到阻尼效果,主要包括增加反馈的多环控制[7,8,9,10]以及采用零极点配置来对消谐振极点的方法[11,12,13]。其中最为成熟的是采用电容电流反馈的多环控制法[8]。Huang在文献[14]中指出,该方法的稳定性受延迟等控制参数的影响较大,建议将控制延迟控制在2个采样周期以内。文献[11,15]也证明了控制延迟对有源阻尼的不利影响。为追求稳定性,多数工业产品仍采用无源阻尼,实际上除了附加损耗外,无源阻尼还会受并网电感等不利因素影响。而光伏并网系统接入电网不可避免地会引入电网电感,且在弱电网或多机并联条件下并网电感数值较大。
本文以采用PI控制的并网逆变器电流环为研究对象,滤波装置采用LCL滤波,深入分析了电网电感对谐振和阻尼的影响。对于无源阻尼,较大的电网电流将削弱阻尼效果,结合有源阻尼受延迟等控制因素影响大但电网电感对其起增强作用这一原理,提出了一种采用无源阻尼与有源阻尼相结合的混合阻尼策略,给出了设计方法,结合一个实际设计实例及其仿真和实验结果证明了该策略的有效性和可行性。
1 LCL滤波器的数学模型
图1为基于LCL滤波器的光伏并网逆变系统拓扑结构。忽略杂散电阻,LCL滤波器由逆变器侧电感L1、滤波电容Cf以及网侧滤波电感L2组成,本文研究的系统中L1=1.6 m H,L2=0.6 m H,Cf=22μF。
在光伏并网系统中,当电网电压三相平衡时,按照图1标定的正方向,可得逆变器与LCL滤波器组成的系统电压、电流方程组:
其中,k=a,b,c;uk、uk C、ukg分别为逆变器、滤波电容和电网的相电压;iki、ik C、ikg分别为逆变器输出电流、滤波电容电流和并网电流。逆变器的控制旨在通过调节逆变器输出电压来控制并网电流与电网电压同频同相,从而将电能注入电网之中。
将式(1)转化为单相复频域下的形式,以并网电流ig为输出变量,逆变器输出电压ui为输入变量建模,可得LCL滤波器的传递函数为[14]:
分母s2项的缺失将导致系统产生谐振而不稳定,令分母为零可得其谐振频率为:
2 电网电感对阻尼作用的影响分析
2.1 对谐振频率的影响
光伏电源的并网形式主要有3种[16]:一是集中式大型光伏电站,它在荒漠地区的电网末端经过长距离输电线路接入输电网,如图2(a)所示;二是分布式配网接入,主要指户用光伏系统或城市光伏建筑一体化电站,其并网点在配网馈线上,它的特点是有大量的近端负荷,如图2(b)所示;三是微电网接入,其中的光伏电源、其他电源与网内的负荷组成小型电网,可以灵活地脱离大电网或连接大电网运行以提高灵活性和供电可靠性,它也是分布式接入的一种形式,如图2(c)所示。实际上,无论采取何种并网方式,接入网中都会因线缆和变压器阻抗、近端负荷的存在而引入并网电感,在弱网条件和多台光伏机组并联接入的情况下,并网电感将进一步增大。
将电网电感Lg计入网侧滤波电感L2中,根据LCL滤波器的模型,绘制考虑电网因素影响的LCL滤波器传递函数的幅频特性图如图3所示。可见LCL滤波器比等电感量的L滤波在高频段具有更好的谐波衰减能力,但电网电感使得原有的固定谐振频率降低。为了更加定量地描述电网电感对谐振频率的影响,图4给出了谐振频率随电网电感的变化情况,可见电网电感在0~2 m H之间变化时,谐振频率可能降低多达30%,阻尼策略的设计必须对此予以考虑。
2.2 对有源阻尼的影响
本文中电流采用逆变器输出电流反馈的PI控制。对有源阻尼中最常见的电容电流反馈的多环控制方法,将电网电感Lg计入网侧滤波电感L2中,其电流环的控制框图如图5所示,其中k为电流反馈系数,Td为控制延迟时间,KPWM为PWM调制系数。
忽略图5中延迟和PWM的作用,则传递函数式(2)转化为:
定义有源阻尼系数ζAD,并对式(4)的分母进行化简得:
图6为在电容电流反馈系数k取值不同时,有源阻尼系数随着电网电感的变化情况,可见随着Lg的增大,ζAD也将增加。这表明,弱电网对电容电流反馈的有源阻尼具有增强作用。
2.3 对无源阻尼的影响
无源阻尼最常见的是在滤波电容上串联阻值为Rd的阻尼电阻,其电流环的控制框图如图7所示。
采用同2.2节的方法,无源阻尼的LCL滤波器的传递函数由式(2)转化为:
式(6)的无源阻尼系数为:
与有源阻尼相反,随着Lg的增大,ζPD将减小。图8为阻尼电阻不同时,无源阻尼系数随着电网电感增加的变化情况,它表明弱电网对无源阻尼起着削弱的作用。据此可知,设计阻尼电阻时,必须考虑电网电感的影响适当增加阻尼电阻,而这又将导致损耗的进一步加大。
3 有源与无源阻尼协同控制策略设计
基于有源阻尼受控制延迟等因素的不利影响大而不受电网电感影响,无源阻尼不受控制延迟影响但其阻尼效果会因弱电网引入的电网电感而降低这一特点,本文提出一种采用有源阻尼与无源阻尼协同控制的混合阻尼策略,以充分发挥二者的优势达到互补的目标,其电流内环的控制原理如图9所示。它不仅将电容电流反馈至控制器形成双电流环控制,还在滤波电容上串联阻值相对较小的阻尼电阻。
同理推导出此时LCL滤波器的传递函数为:
混合阻尼系统总的阻尼系数为:
式(9)等号右边的第1项表示无源阻尼的效果,第2项表示有源阻尼的效果。当电网电感增大时,LCL滤波造成谐振频率降低,尽管无源阻尼的作用效果减小,但其对有源阻尼起着增强作用,因而通过合理的设计可以实现自适应调节来稳定总阻尼系数不变,以保证阻尼效果。本文提出的有源阻尼与无源阻尼协同控制设计方法流程如图10所示,设计中主要求取阻尼电阻值和电容电流反馈系数,并检验设计效果是否使总阻尼系数保持稳定,同时满足实际系统对阻尼电阻损耗以及控制系统参数的约束条件。本文据此设计的LCL滤波器混合阻尼系统参数如下:ζPD=0.057,ζAD=0.043,Rd=0.5Ω,k=1.4。
根据设计参数,按照式(9)绘制总阻尼系数随着电网电感的变化情况,以及阻尼电阻取1Ω的纯无源阻尼的情况如图11所示。可见设计的混合阻尼受电网因素的影响较小,在电网电感的变化范围内总阻尼系数基本维持恒定。图12为混合阻尼下电流环按照5 k Hz采样频率离散后的零极点图,箭头标注了极点随控制延迟增加的变化趋势,可见其对于2个开关周期以内控制延迟具有足够的稳定裕量。
4 仿真与实验
为了验证混合阻尼控制策略的有效性,首先在MATLAB/Simulink中搭建三相光伏并网模型进行仿真分析,再通过并网逆变实验平台进行了测试研究。仿真模型和实验平台的主要参数如下:容量为2 k V·A,开关频率为5 000 Hz,采样频率为5 000 Hz,死区时间为3.2μs,直流母线电压为320 V,电网频率为50Hz。
仿真模型主要包括光伏阵列、逆变器及其控制系统、电网与LCL滤波器。图13为仿真中0.07 s时光照强度S从800 W/m2降为600 W/m2,在0.14 s又恢复为800 W/m2时的并网电流波形。它表明混合阻尼运行良好,且在光照发生变化时能够保持稳定。图14为仿真弱电网接入、电网电感为1 m H时,光照强度相同变化情形下a相电压与电流的波形。可见在弱电网条件下系统谐振仍然被有效抑制,混合阻尼具有良好的电网适应性。
实验平台由逆变器及其控制部分、LCL滤波装置及测量装置组成。三相可调交流输出经二极管整流和电容滤波后为逆变装置提供直流电压源来模拟光伏直流输出。控制部分以TI公司的TMS320F2812为核心,完成电流检测和计算控制。三相逆变桥采用三菱公司生产的PM100RLEA120模块。一台380 V/160 V变压器提供160 V电网电压。
图15为按照以上设计的阻尼参数进行实验得到的各处电压及电流波形。实验中先在滤波电容上串入阻尼电阻实施无源阻尼,再投入有源阻尼进行混合阻尼运行,实验中阻尼电阻一直保持不变。可见无源阻尼可以保持系统稳定,但并网电流中仍存在较大的谐振频率分量,有源阻尼投入后,二者共同作用使得并网电流质量大幅改善。并网电流THD<5%,满足了电能质量要求,电网电压维持正弦。
5 结论
本文通过分析并网引入的电网电感对LCL谐振以及阻尼的影响,并结合延迟控制因素的影响,提出了采用有源与无源相结合的混合阻尼方法,并给出了设计方法和仿真与实验验证,主要结论如下:
a.并网引入的电网感抗将降低谐振频率,起到削弱无源阻尼、增强有源阻尼的作用;
b.所提混合阻尼方法兼顾了两者的优势,互补了彼此的不足,具有电网适应力强、受延迟影响小、电阻损耗小的特点。
由于该方法同时含有无源阻尼和有源阻尼,既需要增加额外的传感器,还需要增加阻尼电阻,因此系统成本会稍有增加,但良好的稳定性和电网适应性使其具有广阔的工程应用前景。
摘要：通过建立LCL滤波的光伏并网电流控制内环模型,就电网电感对谐振频率、无源阻尼效果和电容电流反馈的有源阻尼效果三者的影响进行了分析。结果表明,电网电感能降低谐振频率,增强有源阻尼效果,削弱无源阻尼效果。结合有源阻尼受延迟等控制非理想因素影响较大、而无源阻尼不受此影响的特点提出了一种采用有源阻尼与无源阻尼相结合的混合阻尼策略,它对于电网电感和控制延迟都具有良好的适应性。混合阻尼设计中以阻尼系数为对象,以阻尼系统对电网电感的适应能力为设计目标,计算和校验电流反馈系数和阻尼电阻取值,给出了具体设计方法。设计实例的仿真和实验结果证明,该方法设计的阻尼可以稳定运行,并对弱电网具有良好的适应性。
关键词：光伏发电,LCL滤波器,有源阻尼,无源阻尼,逆变器
阻尼滤波 篇2
关键词：阻尼输入滤波器,电阻,矩阵变换器,谐波畸变率
1 引言
矩阵变换器(MC)作为一种AC-AC直接电力变换器,有优于传统电力变换器的优点:输出电压,频率可调;输入功率因数接近1;无中间储能环节,体积小,结构紧凑;能量实现双向流动。由于这些优点,矩阵变换器在交流传动系统中具有广阔的应用前景。但在实际工作时存在着大量的谐波,由于这些谐波的存在,严重影响了矩阵变换器的实际使用价值。
在矩阵变换器发展的30几年中,关于输入滤波器的研究取得了一定的成果,例如文献[1]提出的多级LC滤波器设计方法,该滤波器的设计复杂,结构繁琐,不但增加了系统的实现难度,而且提高了制造成本。文献[2]提出了一种两级LC输入滤波器设计方案,研究发现其产生的效果和单级同容量的LC滤波器产生的效果基本相同,也没给出L,C的具体计算式。文献[3]提出了基于Pareto最优的输入滤波器的多目标优化算法,但未对滤波器各项约束条件进行详细的讨论。文献[4]提出了阻尼式输入滤波器设计的方法,从工业化的角度考虑了需要在MC输入端加入EMI滤波器,但未给出L,C,R的具体计算方法。文献[5]提出了一种阻尼滤波器,见图1,但增加了系统的复杂性,加大了制造成本。本文归纳、总结了输入滤波器的设计原则,考虑了国家《电能质量公用电网谐波标准》GB/T14549—93,以滤波器输入端电流谐波的要求为约束条件,提出了一种优化的阻尼式输入滤波器的设计方案,并对优化结果进行了分析。
2 阻尼输入滤波器的设计原则
在矩阵变换器系统中,通常采用空间矢量调制法。由于矩阵变换器没有中间储能元件,忽略开关损耗,则瞬时输入功率等于瞬时输出功率,数学表达式为
由于矩阵变换器使用空间矢量调制,从式(1)看出当输出功率Po恒定时,在输入相电流矢量ii和输入相电压矢量ui同相位的情况下,输入相电流ii的增加必然导致输入相电压ui的减小,因此基于空间矢量调制的矩阵变换器具相似于直-直电力变换器所具有的负载阻抗特性[5],即输入滤波器将对矩阵变换器系统的稳定性产生影响。为了降低这种影响,可将滤波器的阻抗值Z减小,若在图2所示的一般输入阻尼滤波器电容两端并联电阻Rd,等效结构如图3所示。
这种优化的阻尼输入滤波器减小了滤波器的阻抗值Z,不仅满足了阻抗比判据,达到系统稳定性要求,而且能通过高频成分,降低了总谐波畸变率。
总结、分析、归纳现有的矩阵变换器输入滤波器的设计原则[1-4],主要有以下几点:
1)降低基波功率因数角;
2)满足国家电网关于总谐波畸变率的要求;
3)减小输入滤波器的体积,降低成本;
4)使滤波器的输出阻抗最小化;
5)降低电阻上的能量损耗。
基于以上原则,本文以国家电网对总谐波畸变率的要求为约束条件,对矩阵变换器输入滤波器进行了分析设计,得出了优化后的矩阵变换器阻尼输入滤波器的各个参数值。
2.1 优化阻尼输入滤波器的分析
为了简化分析,假设三相电源对称,忽略矩阵变换器的开关损耗、电网阻抗,矩阵变换器从输入侧可将功率单元等效为一个电流源,单相等效拓扑结构如图3所示。
矩阵变换器输入电流表达式为
式中:θk为矩阵变换器输入功率因数角。
为了简化分析,使电容两端电压向量作为参考,得到:
由电路相量法可得电流基波分量为
式中:Rd为并联在电容端的电阻阻值。
在分析第k次谐波分量时,可将电路中电压源看作短路,结合式(2)、式(4),通过计算可得各次谐波电流、电压分量为
2.2 优化阻尼输入滤波器L,C,R参数的设计
2.2.1 L,C的设计方法
由于MC是一种降压型电力变换器,其输入电流是不连续的,为了从电网中得到连续的输入电流,在输入滤波器中需要电容,但电容的容量不能太大。文献[6-9]提出了基于输入功率因数的电容估算方法,但没有提出具体的计算公式。文献[10]给出了单级LC滤波器中L,C的计算式,但要考虑众多的实际因数,增加了参数选择的难度。
阻尼输入滤波器为一个二阶滤波器,截止频率为
电容参数的选择与输入电压和电流有关,而输入电流受到所带负载和输出频率的影响,因此在确定L,C时不但要满足fc的要求,还要满足各种情况下滤波效果,由式(7)为约束条件,通过复杂的数学计算,最终算出了电容和电感的计算公式:
式中:DUmax为电感压降的最大值;ωc为截止角频率。
从以上两式中可以看出,电容和电感的选择和输入电流、电压、截止角频率有直接的关系。电容通过计算得到了一个最大值范围,在实际使用时可以结合静态寻优法,取最适合系统的值。
2.2.2 阻尼电阻的设计
阻尼电阻就是在电感上并联一个电阻,主要目的就是增加系统的阻尼比,同时降低输入滤波器的阻抗值。文献[4]中对阻尼阻抗的取法有简单的描述,其以滤波器设计原则4)为约束条件,以满足降低能量的要求为前提,给出了目标函数[4]:
本文中阻尼电阻的选择也遵循以上原则。
3优化阻尼率滤波器电阻的设计
在矩阵变换器系统中增加输入滤波器的作用有:1)防止开关器件开断带来的高次谐波倒灌入电网;2)滤除电网中的高次谐波。为了满足电网电能质量的要求,依照国家《电能质量公用电网谐波》标准GB/T14549—33,要求输入滤波器的输入端电流满足以下条件:
式中:Ik为电网第k次谐波电流的有效值;I1为基波电流有效值。
Ik的计算公式如下:
以式(9)约束条件为目标函数,结合式(5)、式(12)确定了Rd的计算公式:
这样就得到了Rd的具体计算公式,通过静态寻优法能够得到适合并联在电容两端的电阻Rd的最优值。由于并联电阻使输入阻抗Z减小,也相应降低了阻抗损耗,总谐波畸变率将远远低于普通阻尼输入滤波器所得到的值。
4 优化阻尼输入滤波器的仿真分析
根据上面对矩阵变换器阻尼输入滤波器的分析,结合各种参数的选择方法,基于矩阵变换器空间矢量调制技术,用Matlab/Simulink中的各种电力系统工具箱,结合s函数强大的接口功能,进行建模及仿真分析,如图4 所示,选定基频f= 60 Hz。
当取L=2.2 m H,C=21.2 μF,R=27 Ω时得到了输入电流波形的FFT分析,见图5,可以看出在输入电流总谐波畸变率达到了4.85%,5,7,11,13次谐波都超过了1%,7次谐波更高。
当取L=2.2 m H,C=21.2 μF,R=27 Ω,Rd=30 Ω时,得到了图6所示的输入电流波形的FFT分析,看出输入电流总谐波畸变率只有1.18%,5,7,11,13 次谐波都低于1%。
当取L=2.2 m H,C=21.2 μF,R=27 Ω,Rd=102.3 Ω得到了图7 所示的输入电流波形的FFT,总谐波畸变率为2.15%,7次谐波接近2%。
由分析仿真结果可知,优化后矩阵变换器输入电流总谐波畸变率明显降低,5,7,11,13 次谐波量也相应的减小,但Rd的取值会影响总谐波的大小,但通过静态寻优法完全能得到适合系统的Rd值。通过多次仿真实验,一般Rd的取值要大于电阻R的值。仿真结果与分析结果一致,达到了降低总谐波畸变率的目的。
5结论
1)归纳、总结了矩阵变换器阻尼输入滤波器的设计原则。
2)依据不同的设计原则,分别推导出了阻尼滤波器中的各个参数的计算公式。
阻尼滤波 篇3
由于具有直流电压可控,电网侧输入电流畸变率低,功率因数高以及能量双向流动等一系列优点[1,2],电压型有源整流器VSR (Voltage Source active Rectifier)在工业领域得到了广泛应用[3,6,7,8]。
LCL滤波器在与其物理参数相关的频率处存在谐振现象,使系统电流控制不稳定,严重威胁变流器的安全。为解决LCL的稳定性问题,中小功率等级的整流器一般在滤波电容支路串联阻尼电阻。这种技术称为“被动阻尼”PD (Passive Damping)技术[9,10]。该方法简单可靠,不改变控制器结构及参数,在工业上得到广泛应用,不足是:由于阻尼电阻的损耗,效率降低,在大功率场合可能需要强制风冷。
无需阻尼电阻,通过改变控制器结构使系统稳定的“主动阻尼”AD(Active Damping)技术替代PD成为一种趋势。Pekik Argo Dahono提出一种被称为“虚拟电阻”(virtual resistor)[11]的AD策略,通过传递函数的变换使真实的阻尼电阻移到控制器内,相当于虚拟出一个阻尼电阻,由于具有简明的物理意义,在工业上得到一定的应用。V.Blasko提出基于超前-滞后模块(lead-lag)的滤波电容电压反馈AD方法[12],该方法需要采集滤波电容电压,不利于滤波器整合,同时lead-lag模块参数的选择非常麻烦,需不断重复校验计算。Macro Liserre提出不需添加任何电压/电流传感器的基于遗传算法的AD方法[13],但由于遗传算法的复杂性在工业上还无法得到应用。
在此提出一种引入滤波电容电流环的AD方法,在考虑实际数字控制系统时延基础上利用z平面分析整个系统可能产生的稳定性问题。
由于采用电网侧电流与变流器侧电流相减间接得到滤波电容电流的方法,因此无需在LCL滤波器的滤波电容支路安装电流传感器,易于整合。
1 LCL滤波的电压型有源整流器
电感滤波的VSR基于d-q同步旋转坐标系的电压空间矢量控制VOC(Voltage Oriented Control)已得到广泛研究[14,15,14,15,16,17]。
LCL滤波器的滤波电容Cf对工频电流的阻抗远比电网侧电感Lg大,滤波电容支路对低频电流相当于开路。记L∑=Lg+L,忽略回路电阻,直流母线电容为Cd,其电压为Udc,负载电流为iL,电网三相电压为uga、ugb、ugc,电网电流iga、igb、igc与变流器侧电流iia、iib、iic近似相等,滤波电容三相电流为ica、icb、icc。记整流桥的开关函数:
根据电压/电流平衡方程:
若将同步旋转坐标系的d轴与a相电压相量重合,则电网电压的q轴分量为0,可得电压型有源整流器在同步旋转坐标系下的数学模型:
式中id、iq为变流器侧电流的d、q轴分量;uid、uiq为变流器交流端电压d、q轴分量;ud、uq为电网三相电压的d、q轴分量;P、Q为输入的有功、无功功率;电网角频率ωe=100π,ωeL∑id和ωeL∑iq很小,可以忽略。
从同步旋转坐标系下的数学模型可以看出,控制d轴电流就控制了整流器的有功功率,控制q轴电流就控制了整流器的无功功率。
针对LCL滤波VSR的稳定性问题,提出一种新颖的引入滤波电容Cf电流环的主动阻尼方法,无需在滤波电容支路串联阻尼电阻。控制器通过直接或间接的方式采集LCL滤波器中滤波电容的电流ica、icb,经过abc三相静止坐标系至同步旋转d-q坐标系的变换,得到滤波电容电流的d、q轴分量icd、icq。引入滤波电容电流环的电压型有源整流器的VOC控制如图1所示。k是滤波电容电流环的放大系数,可通过改变k值大小实现系统极点在z平面的配置。
若采用直接方式采集滤波电容的电流,则需在LCL滤波器的滤波电容支路加入电流传感器,不便于滤波器的模块化生产,因此,在文中,滤波电容电流由是电网侧电流传感器的采样值与变流器侧电流传感器采样值相减间接得到。
2 系统稳定性分析
控制器电流环的时间常数较直流母线电压环小很多,电流的控制性能取决于电流环,建立简化的VSR数学模型如图2所示。图中,左半部分是带电流环及提出的主动阻尼控制的数字控制器数学模型,它是一个离散系统。右半部分是模拟器件LCL滤波器,它的模型是连续系统。
理想控制器不存在延时,而数字控制器却不然。模拟-数字采样相当于零阶保持器,其作用等效于1/2个采样周期的延时;另外,以TI公司的DSP产品TMS320F2812为例,从计算到比较单元的更新大约存在1/2个脉宽调制周期的延时,一般控制器的采样周期和功率器件脉宽调制的周期是相同的,因此实际数字控制系统存在约1个采样周期的延时。在计算量很大或数字控制器性能不佳等情况下,延时还可能进一步增加。将图2的模型离散化,系统延时为1个采样周期的情况下系统零极点在z平面的轨迹如图3所示。
从图3可见,当k为0时,即所提出的主动阻尼模块不起作用时,LCL滤波器引入的2个共轭极点在单位圆外,系统不稳定。随着k增加,这一对共轭极点向单位圆内移动,系统越来越稳定;当k为12时,此2个极点移到了横坐标轴上,且向单位圆外移动,系统又逐渐不稳定。另外,由于主动阻尼技术的引入使系统的控制结构发生了变化,随着放大系数k的变化,电流环引入的2个共轭极点也发生了移动,且朝单位圆外移动。这说明电流环的控制性能发生了变化,电流环的稳定裕量减小。
3 实验
将提出的主动阻尼技术应用在LCL滤波的VSR样机上。VSR样机结构及控制策略如图1所示。控制器采用DSP TMS320F2812以实现电压型有源整流器的电压空间矢量控制,样机参数如下:电网侧相电压ugrated=40 V,直流母线电压Udc=150 V,额定相电流igrated=8.4 A,IGBT开关频率fPWM=5 kHz,直流母线电容Cd=1 000μF,电网侧电感Lg=0.6 mH,变流器侧电感L=1.8 mH,滤波电容Cf=20μF。
图4是采用提出的引入滤波电容电流反馈主动阻尼控制VSR的电网侧a相电流和直流母线电压的实验波形。从图4可见,采用LCL滤波器的电压型有源整流器的电网侧电流的纹波很小,电流畸变率约为2%,系统稳定,未发生谐振现象。
图5是整流装置电网侧a相电流和电网侧a相电压的实验波形。需指出的是,样机实现了变流器侧电流对电网侧电压的单位功率因数控制,由于LCL滤波器中滤波电容吸收少量无功电流(LCL滤波器参数设计时一般选择滤波电容吸收的无功功率小于额定的功率5%),电网侧电流与变流器侧电流并不严格相等,因此实际样机中电网侧的功率因数略小于1。
4 结论
阻尼滤波 篇4
近年来,光伏并网发电呈现出大规模、大容量的趋势,而并网逆变器会产生高次谐波,需要经过滤波后才能达到并网电能质量的要求[1,2]。1995年,Lindgren等人提出了用电感—电容—电感(LCL)滤波器代替单电感L滤波器,来解决大容量变换装置滤波电感大、系统动态性能变差的问题[3]。LCL滤波器不仅有效地减小了总滤波电感值,而且使高频谐波的衰减能力进一步加强[4]。然而LCL滤波器的固有特性决定了其对于某一特定频率的谐波阻抗为0,这将引起谐振问题并将该次谐波放大,造成系统不稳定[5,6]。目前解决这一问题的方法主要有:无源阻尼法[7,8],即在LCL滤波器的电容上串联阻尼电阻,对谐振起衰减作用;有源阻尼法,即通过控制算法的改进来消除谐振,主要包括多环多反馈量控制法[9,10,11,12,13]和零极点配置法[14,15]。
无源阻尼方法简单,受控制系统的影响较小,在一般情况下运行可靠,但是阻尼电阻上的额外损耗不仅降低了系统效率,还需额外加装散热装置[8]。因此,国内外众多学者对通过控制算法(即有源阻尼法,其中虚拟电阻法及其改进方法由于其简单性和自适应性相对较高,因而应用最广[13])消除LCL滤波器的谐振进行了较多的研究[9,10,11,12,13,14,15]。事实上,无论是无源阻尼还是有源阻尼,其效果都会受自身参数、电网参数和控制器行为的影响。Liserre等人分析了电网参数对滤波器谐振情况的影响[16],并提出用零极点配置法、在线遗传算法进行阻尼配置[17]。文献[18]采用双环电流控制,分析了比例—积分(PI)控制器比例控制系数与系统稳定性的关系,指出在比例系数变化时系统是条件稳定的。文献[19]提出了一种超前补偿电容反馈电流的有源阻尼改进控制方法,来减少控制延迟的影响。实际上,LCL滤波器的阻尼作用受众多因素作用,但目前针对其阻尼效果影响因素的系统性研究还较少。
本文首先对有源阻尼和无源阻尼的影响因素进行分析,揭示了2种阻尼方法受逆变器控制参数、电网非理想特性和控制系统延迟作用影响的差异性,并且得到2种阻尼方法具有较好的互补性这一重要结论;再据此提出了一种采用有源与无源阻尼相结合的改进控制策略,并通过实验进行了验证。
1 系统建模与谐振频率分析
光伏接入电网的形式主要有3种:大型荒漠电站接入、配电网接入和微电网接入,而无论采取哪种接入方式,实际的电网都会因接入线缆、本地负荷的感抗(或容抗,取决于负荷性质)而呈现出非理想电压源特性。据此建立采用LCL滤波的逆变器并网模型,如图1所示。电网视为含有等效电感Lg的电压源,如果近端有容性装置接入,则还包含并联电容。本文以一实际的光伏并网系统为研究对象,其LCL滤波器的参数为L1=1.5mH,L2=0.6mH,Cf=22μF。
对于弱电网,电网电感Lg可达数毫亨,分析中将电网电容和电感都计入L2中,图2给出了考虑电网因素影响的LCL滤波器传递函数的幅频特性图。可见,LCL滤波器比L滤波器在高频段具有更好的谐波衰减能力,但电网电感使得原有的谐振频率降低,电网近端容性元件还将引入新的谐振点。
本文以采用电网电压定向PI控制的并网逆变器为研究对象,为了便于过电流保护,以逆变器输出电流反馈形成电压—电流双环控制。考虑电网电感的影响,将电网电感Lg叠加到L2中,逆变器侧主要考虑内电流环的作用机理。控制器的PI调节系数一般可以通过计算得到[20],但是为了改善电流跟踪能力会对其进行调节。
2 控制延迟对阻尼作用的影响分析
2.1 有源阻尼
有源阻尼有多种实现方法,由于振荡最明显的特征是电容电流的急剧增大,所以一种常见的有源阻尼法就是取电容电流反馈形成电流双环控制的虚拟电阻法[13],其电流环控制框图如图3所示。图中:kp和ki分别为电流内环的PI控制系数;KPWM为脉宽调制(PWM)系数;Td为控制延迟时间;k为电容电流反馈系数;ii*为指令电流给定值。
不考虑延迟作用时,随着反馈系数k的增加,系统零极点在z平面的移动轨迹见附录A图A1(a)。通过调节k可以使得LCL滤波引入的共轭极点靠近圆心,但k继续增大时这2个极点会朝着圆外移动,导致稳定性再次变差。考虑一个控制周期延迟的情形见附录A图A1(b)。可见延迟的引入对极点分布产生了重大影响,LCL滤波器引入的极点仍然停留在左半平面,k太小或者太大时,系统稳定性都较差,同时电流控制器引入的极点随着k的增大而远离圆心,与图A1(a)比较可知它降低了系统稳定裕度。
实际控制系统中的采样、计算处理、PWM的驱动都会导致不同程度的延迟,因此有必要优化k的取值,保证系统具备足够的稳定裕度和良好的电流控制性能。
2.2 无源阻尼
无源阻尼一般在电容上串联阻尼电阻来消除谐振,其电流环控制框图见图4,图中Rd为阻尼电阻。
同样通过离散系统的零极点图对其稳定性进行分析,附录A图A2(a)和图A2(b)分别为不考虑延迟和考虑一个控制周期延迟情形下阻尼电阻取值变化时的零极点图。比较可知,延迟的引入除了将电流控制器引入的极点移离横轴以外,对LCL滤波器引入的极点分布未造成大的影响。并且,随着阻尼电阻取值的逐渐增大,系统稳定性逐渐增强。
因此,采用无源阻尼效果更可靠,但阻尼电阻会产生较大损耗,尤其在大功率场合下。并且阻尼效果会受到电网因素的不利影响,下面进行具体分析。
3 电网电感对阻尼作用的影响分析
3.1 有源阻尼
采用电容电流反馈的有源阻尼时,将电网电感Lg纳入网侧滤波电感L2,忽略图3中延迟和PWM的作用,则传递函数为:
式中:zLC为传递函数的零点;ωres为考虑电网电感后LCL滤波器的谐振频率。
为了便于描述阻尼的作用,定义有源阻尼系数ζAD。对式(1)的分母进行化简得:
可见,随着Lg的增大,ζAD也将增加。这表明,在Lg较大的弱电网条件下,阻尼作用会增强,因此在设计有源阻尼时,应考虑电网因素的作用。
3.2 无源阻尼
采用与3.1节相同的方法,电容串联阻尼电阻后LCL滤波器的传递函数转化为:
式(5)的无源阻尼系数为:
式(6)表明,无源阻尼效果也会受到电网电感的影响,但与有源阻尼相反,随着Lg的增大,ζPD将减小。据此可知,设计阻尼电阻时,必须考虑电网电感的影响,适当增加阻尼电阻,而这又将导致损耗的进一步加大。
4 有源阻尼与无源阻尼协同控制方法
有源阻尼受到系统参数和控制器非理想因素的影响较大,而无源阻尼受这些影响较小,并且电网电感对有源阻尼起增强作用,对无源阻尼起削弱作用。因此,采用有源阻尼与无源阻尼相结合的协同控制方法,可以使二者互补达到较好的阻尼效果。该方法的控制框图如图5所示,它不仅在滤波电容上串联了阻尼电阻,而且将电容电流反馈至控制器形成双电流环控制。
此时可推导出LCL滤波器的传递函数为:
该混合阻尼系统总的阻尼系数为:
ζ包括2个部分,第1项表示无源阻尼的作用,第2项表示有源阻尼的作用,电网电感对二者作用效果相反,因而可以实现一定的自适应调节能力。设计阻尼控制时需要结合实际系统对阻尼电阻损耗以及控制系统参数的约束条件,对二者进行优化取值。本文设计的LCL滤波器混合阻尼系统参数为:ζPD=0.057,ζAD=0.043,Rd=0.5Ω,k=1.4。
此设计的总阻尼系数随电网电感的变化如图6所示,与阻尼电阻取1.0Ω的纯无源阻尼相比,它受电网因素的影响很小。控制延迟为0~2个开关周期时混合阻尼系统的零极点图见附录A图A3,可见对于控制延迟其具有足够的稳定裕量。
5 实验研究
为了验证本文提出的混合阻尼法的有效性,在三相并网逆变实验平台上进行了实验研究。实验平台由逆变器主电路、控制部分、LCL滤波装置及测量装置组成,其主要参数见附录A表A1。
图7是按照优化设计的阻尼参数,先加入无源阻尼运行,再投入有源阻尼,达到混合阻尼运行的各项电压及电流的波形,实验中阻尼电阻一直保持不变。可见无源阻尼使得系统稳定,但电流波形上仍然存在大量的谐振频率分量,有源阻尼投入后,二者共同作用使得并网电流波形质量大大改善,逆变器输出电流的高频分量大多被滤波电容吸收滤除。并网电流总谐波失真率小于5%,满足了电能质量要求,电网电压保持正弦。
对于光伏并网逆变装置,光照强度的变化可能会导致并网电流和逆变器输出功率的变化,因此,要求系统在这一瞬态过程不能有大的振荡。图8(a)和图8(b)分别是采用混合阻尼控制和电容电流反馈的有源阻尼控制时,逆变器输出功率从1kW增至2kW时的波形。可见,混合阻尼控制的振荡更小,动态性能更好,并网电流能够较快地跟踪指令电流值,瞬态过程优于纯有源阻尼控制。
以下针对电网电感对阻尼的影响进行实验研究。图9(a)中阻尼电阻取1Ω,以达到与设计的混合阻尼相同的阻尼系数,但电网接入了0.6mH的电感模拟弱电网的情形。由图可见,电网电感的引入使得阻尼效果减弱,并网电流明显发生了谐振,电网电压也产生了畸变。它表明,无源阻尼的电网适应性相对较差,设计时需要考虑电网因素增大阻尼电阻来保证一定的稳定裕度。图9(b)为网侧接入0.6mH的电网电感,采用混合阻尼参数时的实验波形。可见阻尼作用效果明显,谐振被抑制,并网电流波形保持正弦。与图9(a)比较可知,混合阻尼具有更好的电网适应性。
6 结论
1)电网感抗、控制系统的延迟是对阻尼产生影响的重要因素。
2)控制延迟对有源阻尼的影响较为严重,对无源阻尼则无明显影响。
3)电网感抗将降低谐振频率,对无源阻尼起削弱作用,对有源阻尼起增强作用。
4)有源阻尼与无源阻尼协同的混合阻尼方法兼顾了2种阻尼方法的特点,具有受干扰因素小,电网适应力强,阻尼电阻损耗较小的特点,具备较强的工程推广性。
摘要：并网光伏逆变装置越来越多地采用电感—电容—电感(LCL)滤波器,针对其固有谐振特性而采取的阻尼控制策略成为了研究热点。以LCL滤波器、逆变器、电网为整体进行建模研究,用无源阻尼和有源阻尼中最常用的虚拟电阻法,深入分析了逆变器控制行为和电网因素对阻尼效果的影响。研究结果表明,电网的非理想电压源特性、系统控制延迟等因素会影响阻尼性能。在此基础上提出了一种采用有源与无源阻尼相结合的控制方法,有效地减少了系统控制延迟的影响,保证了阻尼具有较好的电网参数适应能力。实验结果证明了所述方法的有效性。