小功率充电器（共7篇）
小功率充电器 篇1
0引言
为了使手机、电动自行车等所使用的充电器实现自动充电的功能, 大都采用各种各样的专用IC充电器集成电路和各种采样电路。本文介绍一种既能省去复杂的IC电路及其外围电路, 又能够实现自动充电功能的电路。
1工作原理
原理图如图1所示, 它由如下元件构成:C1, V1～V4, C2组成滤波整流电路, 变压器T为高频变压器, V5, R2, C11组成功率开关管V7的保护电路, NF为供给IC电源的绕组。单端输出IC为UC3842, 其8脚输出5 V基准电压, 2脚为反相输入, 1脚为放大器输出, 4脚为振荡电容C9, 电阻R7输入端, 5脚为接地端, 3脚为过流保护端, 6脚为调宽单脉冲输出端, 7脚为电源输入端。R6、C7组成负反馈, IC启动瞬间由R1供给启动电压, 电路启动后由NF产生电势经V6, C4, C5整流滤波后供给IC工作电压。R12为过流保护取样电阻, V8, C3组成反激整流滤波输出电路。R13为内负载, V9～V12及R14～R19组成发光管显示电路。V5, V6选用FR107, V8选用FR154, V7选用K792, 当V7导通时, 整流电压加在变压器T初级绕组Np上的电能变成磁能储存在变压器中, 在V7导通结束时, Np绕组中电流达到最大值:Ipmax:Ipmax= (E/Lp) ton式中:E为整流电压; Lp为变压器初级绕组电感;ton为V7导通时间。在V7关闭瞬间, 变压器次级绕组放电电流为最大值Ismax, 若忽略各种损耗应为: Ismax=nIpmax=n (E/Lp) ton。式中:n为变压器变比, n=Np/Ns, Np, Ns为变压器初、次级绕组匝数。
高频变压器在V7导通期间初级绕组储存能量与V7关闭期间次级绕组释放能量应相等:n (E/Lp) ton= (Uo/Ls) toff, 式中:Ls为变压器次级绕组电感; Uo为输出电压;toff为V7关闭时间。
因为Lp=n2Ls, 则: (E/nLs) ton= (Uo/Ls) toffEton=nUotoffUo= (ton/ntoff) E, 上式说明输出电压Uo与ton成正比, 与匝比n及toff成反比。
变压器在导通期间储存的能量WLp为:
WLp= (1/2) LpI
变压器Lp愈大储能愈多。变压器储存的能量能否在toff期间释放完, 不仅与变压器的工作频率f有关, 而且与次级绕组电感量Ls有关, 更与负载的大小有关。
储能释放时间常数τ和V7关闭时间toff之间的差异形成变换器三种工作状态, 下面分开介绍:
(1) toff=τ这种状态为临界状态, 各参数波形如图1所示。
图2为toff=τ的波形图;图2中ub为Vp的控制电压波形;up为变压器初级Np电势波形;φ为变压器磁通变化波形;uces为V7集电极电压波形;ip, is为初、次级电流波形。
(2) toff>τ各参数波形如图3所示。
从图3中可以看出磁通Φ复位时V7关闭还持续一段时间, ip呈线性上升, is线性下降。
变压器储存的能量等于电路输出能量。 (1/2) LpI
(3) toff<τ各参数波形如图4所示。
从图4中可以看出磁通Φ在toff期间不能复位, ip也不是从0开始线性增加, is下降不到0, 这种工作状态输出电压Uo应满足如下关系:
Eton= (Np/Ns) Uot
Uo= (ton/toff) (Ns/Np) E。
上式说明在Lp较大的情况下, Uo只决定于变压器匝数、导通截止脉宽和电源电压E, 而与负载电阻RL无关。
上述三种工作状态中, 第二种工作状态输出电压Uo随负载电阻大小而变化, 我们正好利用这个特点, 满足充电器的充电特性。从电路中可知, 电路的负载电阻RL实际上是被充电电池的等效内阻, 当电池电量放空时, 等效内阻RL很小, 随着充电量增大, 其等效内阻升高, 而电路输出电压Uo就是充电电压, 其变化是随RL增大而升高, 所以有如图5所示的充电特性曲线。
从图5可以看出充电电流是随着RL增大而下降。io=uo/RL充电电压uo、充电电流io都是随RL而变化, RL的变化曲线是电池的充电特性决定的, 所以用单端反激电路作成的充电器其充电电压、电流有很好的跟随性当电池充满后, RL也就大到一定限度, 充电电压也就进入饱和状态, 充电电流自动进入浮充状态。
这样便大大简化了自动充电的控制电路。与相同性能的其他充电器电路相比, 成本大大降低, 可靠性大大提高。
2电路设计计算
(1) 高频变压器的设计
变压器是变换器的主要部件, 其设计内容主要是磁芯选定, 绕组匝数和导线直径的选定。
变压器主要参数计算公式:
输出功率Po=Uoio;输入功率Pi=Po/η; 占空比D=ton/T; 变压器效率为η=Po/Pi;负载电阻RL=Uo/io。
变压器输入电流最大值Ipmax=2Uo2/DηEminRL;变压器输入电流有效值Ipeff=Dip;变压器工作频率f的确定:
f高虽然体积、重量可减小, 但V7开关损耗增大, f低则变压器体积变大重量加大, 综合考虑, 一般选f=50 kHz左右。
当电池充满后, RL也就大到一定限度, 充电电压也就进入饱和状态, 充电电流自动进入浮充状态。 这样便大大简化了自动充电的控制电路。与相同性能的其他充电器电路相比, 成本大大降低, 可靠性大大提高。
(2) 磁芯尺寸选取
因电路为单端反激电路, 所以励磁电流是单方向的, 变压器磁芯中产生的磁通只沿着磁滞回线在第一象限上下移动, 如图6所示。
按图6中的磁路工作状态, 对磁芯尺寸计算公式推导如下:
据电磁感应定律 e=-Np (dφ/dt) , e=E-Uces, 若忽略V7饱和压降Uces, 则:Npdφ=Edt NpΔφ=EtonΔφ=ΔBSCNp= (E×104ton×10-6/ΔBSC) =Eton/100ΔBSCE=100NpΔBSC/ton。
式中:104为磁通密度单位换算系数;10-6为导通时间单位换算系数;SC为磁芯截面积, 单位为cm2; ΔB取0.7Bs (饱和磁密) , 单位为T; ton单位为μs。 所选磁芯窗口面积So应能绕下初、次级绕组, 所以有如下公式关系:
式中:Ko为铜线占空系数, 一般取Ko=0.2～0.5;Kc为磁芯占空系数, 铁氧体取Kc=1; j为导线中电流密度, 一般取j=2～3 A/mm2; 10-2为导线截面积尺寸单位换算系数。
变压器设计容量PT=EI, 则:
变压器初、次级功率关系为:
Ps=ηPTPo=Ps-PD
式中:Ps为变压器次级输出功率; PD为输出端二极管等损耗功率。若忽略PD, 则:Po=ηPT;SoSC=2Poton/ηΔBjKoKC (Po单位为cm4) 据式计算So, SC, 选取磁芯尺寸、规格。
(3) 绕组匝数的计算
Np=100Eton/ΔBSC
为了满足电路要求, 式中E, ton应取最大值, 单端反激电路变压器原边绕组兼有电感作用。其电感Lp (单位:μH) 所需量由下式计算:Lp=Eton/Ip。
式中:ton单位为μs。用下式核算Np绕组匝数能否满足电感量要求:Lp′= (0.4πN2pSc×10-8) / (Lδ+Lc/μc) 式中:μc为磁芯材料有效导磁率;Lc为磁芯磁路平均长度 (cm) ;Lδ为磁芯中空气隙长度 (单位为cm) 。 若Lp≤Lp′, 则加大Np, 以达到电感量要求。 变压器匝比的选取:若不考虑次级整流压降及变压器内损等因素的影响, 则n=Ep/Eo, Ns=nNp/D, 同理可计算NF= (Ns/Uo) Up。
(4) 导线直径选取计算
若取j=2.5 A/mm2则:
由此计算出各绕组导线直径d (单位为mm) 并选取规格值, 验算磁芯窗口面积能否绕下各绕组, 若绕不下, 则重复上述有关设计计算。
(5) 验算次级绕组放电常数, τs应小于toffτs=Ls/RL= (L′p/n2) /RL=L′p/ (n2RL) toff=T/2, T=1/f, 所以toff=1/ (2f) , toff>τs为验算原则。
若不能满足, 则重复上面有关计算。
3各主要元器件的选用
(1) 功率开关管的选用。
开关管耐压应大于等于E+nUo, 一般取 (2.5～4) Emax。 开关功率管的电流由下式计算确定:
(2) 电容C2, C3的选定, C2电压应大于1.1×220 V;C3电压根据输出电压而定。
C2, C3电容量的选用原则是:C2Rp= (4～5) T50; C3RL= (4～5) T。式中:T50为频率为50 Hz时对应的工作周期;
Rp, C2为放电等效电阻、电容; T为变压器工作频率对应的周期。 由此可以推算电容量。
新型充电器设计组成如图7所示。
4电路调试
(1) 变换器工作频率调整:
调IC4脚的R7和C9可达到调整工作频率的目的;
(2) 功率开关管导通时间ton的调整:
调R3和R5可达到调整ton的目的;
(3) 过流保护工作点的调整:
调R12可达到调整过流保护工作点的目的。
5结语
用单端反激变换电路制作全自动充电器是对单端反激变换电路探讨实践的总结。用此电路已经设计制作了100 W以内的全自动充电器30多台, 使用效果良好。应用所介绍的技术可省去复杂的控制电路和IC, 不仅降低了成本, 而且大大提高了可靠性, 综合效益显著。
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小功率充电器 篇2
微波输电主要包括3个部分,微波源、定向发射天线、接收整流天线。整流天线[4,5,6,7]是其中的重要组成部分,其主要作用是将空间中接收到的微波能量转换为直流电提供给负载。而整流天线决定单个天线接收到的功率容量及整流效率,对整体的传输效率有决定性作用。本文将利用ADS高频电路仿真软件[8]设计出一款工作在2.45 GHz的印制偶极子整流天线[9]。
1 整流天线的仿真与设计
整流天线包含4个部分,接收天线、输入低通滤波器、整流电路及输出滤波器。单个整流天线的接收功率一般比较低,要实现大功率的电能传输必须将整流天线组合为整流天线阵列,故将接收天线与其他部分分开设计,整流天线单元便可以自由组合实现整流天线阵列[10,11]。
1.1 接收天线的设计
考虑到制造成本,天线基板采用最常用的FR4板材。板材基本参数:介电常数4.5,厚度1.6 mm,铜厚1 oz(35μm),损耗角正切值tanD=0.018。天线结构图如图1所示。使用基本公式计算天线尺寸并建模,在此模型的基础上修改某些会影响到天线参数的尺寸,进行反复调节、仿真、验证。
一般来说,偶极子天线由5部分组成,分别为天线臂、微带巴伦线、接地板、馈电线及通孔[12]。图2为印刷偶极子天线和微带巴伦线的等效电路。
接收天线要与后续的滤波整流电路相连,所以要求接收天线的特性输入阻抗为Zin=50Ω。天线谐振频率为2.45 GHz,基板的参数也已知,根据公式计算可初步得到偶极子天线的各部分尺寸,根据此尺寸在ADS Layout中建模。实际使用时,偶极子天线实用SMA接头与后级滤波整流电路相接,为更加真实地模拟实际环境,按照SMA接头的尺寸在馈电线的底部左右加上两个焊盘,焊盘的底部通过方形孔与接地板连接。
对天线仿真时设置基板参数极为重要,这关系到仿真环境与实际环境是否相似,关系到天线实际工作时是否与仿真时一致。在EM中将FR4基板参数设置为介电常数4.5,厚度1.6 mm,铜厚1 oz(35μm),损耗角正切值tanD=0.018。基板的上下均设为自由空间,在基板的cond与cond2两层均铺上厚度为35μm、电导率为5.8×107的铜导体,在FR4基板上映射为hole层。Mesh网格密度设定为40(数值越大精度越高),仿真后发现频率为2.45 GHz时S(1,1)=-18.192dB,输入阻抗Zin=61+j8.15,通过观察Smith原图及S(1,1)曲线图可知,谐振频率点偏高,计算所得的尺寸需要修改。
ADS提供了EM模型的尺寸优化功能,选择wd,wb,ld作为优化尺寸,将EM中的layout模型生成一个单独的元件调入到原理图中,设置Goal控件进行仿真,仿真完成后更新wd,wbld的尺寸,返回layout中再次仿真,仿真及实物实测的wS(1,1)曲线如图3所示,其横坐标为频率,单位为GHz;纵坐标为反射系数S11的幅值,单位为dB。
此时频率在2.45 GHz时的仿真S(1,1)为-40.901 dB,实测为-29.889 dB,吻合度较高。由仿真S(1,1)Smith原图得到输入阻抗为(50.9+j0.002)Ω,非常接近50Ω,而实测阻抗为(48.6+j0.725)Ω。可见,加工精度与SMA接头的焊接影响了天线的部分参数性能。天线结构图与实物图如图4～图5所示。偶极子天线各部分几何尺寸如表1所示。
偶极子天线各部分几何尺寸如表1所示。其中r为孔径的半径,根据SMA接头尺寸焊盘设置为1.4 mm×4 mm,焊盘底部加过孔连接到地板。
1.2 整流电路及输出滤波器设计
二极管是非线性器件,其参数影响到整个整流电路的尺寸及效率,选用HSMS281B作为整流二极管,其主要参数为BV=25V,Cj0=1.1 pF,Rs=10Ω,Imax=400 mA。在设计电路时希望从二极管输入端看上去阻抗为纯电阻,为了保证低通滤波器良好性能,需要在二极管后面加一个长度为λ/4的特性阻抗变换器,末端加一个1nF的电容,λ/4阻抗变换器与电容形成了整流电路的输出低通滤波器,考虑到二极管的寄生参数后的ADS原理图如图6所示。
加入理想高通滤波器的原因是阻止原理图中的直流回流进端口1 (即天线),使用S参数扫描后得到整流二极管与输出滤波器的输入阻抗为(8.15-j0.35) n。使用单枝节匹配电路进行匹配,使用目标控件对匹配电路长度进行优化,宽度设置为2.99 mm。优化后更新匹配电路尺寸再次仿真,得到S(1,1)为-64.224 cdB,输入阻抗(49.95+j0.05)Ω。由于电容C1足够大,从二极管端看进去的输入阻抗不会随着负载的变化而变化,所以即使负载变化,整流电路及输出滤波器的特性阻抗不会变化。
1.3 输入低通滤波器设计
输入低通滤波器采用椭圆滤波器,此滤波器在实现相同要求的情况下尺寸较切比雪夫滤波器或者巴特沃兹滤波器更小,更符合小尺寸的整流电路要求。利用ADS工具中滤波器设计功能设计1个5阶椭圆滤波器,将生成的集总参数元件滤波器转变成分布参数滤波器。由于整流电路使用SMA接头与天线连接,在滤波器的前端加入一段长为4 mm,宽为1 mm的微带线,在滤波器的后端加入一段长为2.5 mm宽为2.99 mm的微带线,在原理图窗口中设置目标控件再次进行优化仿真,仿真模型图如图7所示。
仿真完成后更新参数并且生成layout版图,在版图中再次仿真,结果如图8所示,其横坐标为频率,单位为GHz;纵坐标分别为S(1,1)、S(2,1),单位为dB。由图中可以看出S(1,1)与S(2,1)满足设计要求。
将输入滤波器、整流电路及输出滤波器连接起来,设置单枝节匹配电路的微带线的长度为优化值。在原理图中进行仿真优化,更新优化值之后生成layout版图,同样利用ADS版图与原理图联合仿真功能进行仿真,联合仿真优化建模如图9所示。
设置单枝节匹配电路的3个长度为优化值,设置目标控件进行优化,结束后更新优化值,最终得到的版图及实物图如图10所示,添加了SMA焊盘及接地区域之后的实物图如图1 1所示。
在联合仿真图中,加入微波源代替偶极子天线,阻抗为(50.9+j0.002)Ω,频率为2.45 GHz。使用谐波扫描控件,设置输入功率从0～30 dBm区间变化,对整流天线的整流效率进行仿真验证。整流二极管的转换效率定义为ηd=Pdc/Pin,其中Pdc为整流电路提供给直流负载的功率,而Pin为二极管的输入功率。图12为二极管整流效率仿真曲线,横坐标为负载电阻,纵坐标为整流效率功率扫描从0～30 dBm,可以看出,随着功率的增加二极管的整流效率随之提高,随着负载的增大整流效率会先升到一个顶点后缓慢下降。当输入功率为30dBm,负载值为250Ω时整流效率达到最高为73.9%。
2 实验验证
将天线支撑在支架上,支架上固定一块金属板反射微波提高天线的接收效率,天线的正反面如图5所示。扬声器天线发射的微波是垂直极化波,为了验证线性天线不同的安装方向接收微波的效果,设置两种位置方式的天线如图13所示。
将接收天线放置在距离扬声器天线50 mm的位置,使用信号发生器+初级功率放大器+驱动级功率放大器+末级功率放大器的形式产生微波功率,如果改变信号发生器的输出功率,则可以改变功率放大器的输出功率及整流天线的接收功率。
若使用远区功率传输的傅里斯公式可以大致得到接收天线接收到的功率,但是对于实际结果来说依然会有误差,在此将整流电路取下,只将接收天线固定在反射板上,改变微波输出功率,使用频谱仪观测与记录接收天线在每一个输出功率下的接收功率,记为Pin。再将整流电路接上,再一次连续改变微波输出功率,测量负载端的电压值进而计算整流之后的功率值。
整流电路的整流效率为
式中:η为整流电路的接收整流效率;PDC为直流负载的功率;Pin为测量的接收天线的接收功率;VDC为负载端电压;RL为负载阻值。
实验结果显示,左边的天线安装方式(天线平面平行于扬声器口平面)效果好于右边的安装方式,故以下数据均采取左边天线安装方式的实验数据。图14表示实测不同输入功率及不同电阻负载与整流电路整流效率的关系曲线,横坐标为天线输入功率,纵坐标为整流效率。可以看出,在输入功率为27 dBm、负载为250Ω时整流效率达到最高为72.7%;而功率为30 dBm、负载为250Ω时整流效率为68.5%与仿真时结果略有出入,应该是天线与整流电路的制造工艺与SMA接头的焊接引起。测量负载端电压值为7.02 V,计算功率值为197 mW。
单个天线得到的功率过小,在实际应用中,为了提高空间中微波的利用率必然将使用整流天线阵列。为了进行整流天线阵列的实验,笔者制作了9个整流天线,分别对其进行测试,结果显示每个整流天线的效果不同,同一个负载输出的电压并不一致。分析原因可能有:1)整流电路中二极管及SMA接头的焊接影响了基板的介质参数导致阻抗发生变化;2)所购买的整流二极管可能参数不尽相同。而每个整流天线的效果不同会导致其并联时输出功率会下降。
实验中笔者将9个整流天线进行并联,负载选择为27Ω(9个250Ω并联之后的阻值),整流天线阵列的面积为15cm×20cm将距离调整为500 mm,调整扬声器天线的输出功率使整流天线的入射功率为27 dBm,测量负载端电压值为6.47 V,计算功率为1.55 W。而按照整流天线并联原理计算负载功率值应为1.773 W,实际功率小于理论值。
3 结论
本文使用印制偶极子天线、椭圆滤波器、二极管HSMS281B及各种匹配电路完成了2.45 GHz的整流天线,仿真与测试结果基本吻合,整流效率在输入功率为27 dBm、负载为250Ω时达到最高为72.7%。如果想要提高整流天线的功率,将单个整流天线组合为整流天线阵列即可,缺点是增加了整流天线的面积和成本。如果对整流天线效率再优化,将提高单个整流天线的输出功率;如果在室内加装反射板,则室内的微波能量终将会被整流天线接收并整流。这样的话,人们就可以在室内随处走动的情况下依然可以为手机、平板电脑等进行无线充电,而不是像现在这样只能在固定的位置、很短的距离内为手机充电。
摘要：智能家居热度不减,而家用电器的无线供电也是人们研究的热点。微波无线能量传输具有定向性好、传输距离远的特点,在无线输电领域具有广泛的研究前景。通过仿真计算确定印制偶极子天线的基本参数,完成了偶极子天线的设计和制作。以印制偶极子天线为微波的接收天线,结合椭圆滤波器和整流二极管等制作的整流电路,完成了2.45 GHz频率下的微波输电实验。实验获得了72.7%的RF-DC整流效率及197 nW的直流能量,为家用电器的无线供电提供了一种可供探索的方式。
关键词：智能家居,微波无线供电,偶极子天线,整流阵列
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小功率充电器 篇3
根据外电源要求, 超级电容快速充电装置输入电压:10k Vac。充电对象是由344个单体电容容量7000F、最高工作电压2.7V电容串联, 再两串并联的超级电容组, 计算最高工作电压928.8, 据此确定输出充电最高电压:950V, 输出电压可在0~950V可调。根据充电时间要求, 充电额定功率:800k VA, 最大充电电流:1800A。
2 工频变压器拓扑
超级电容充电装置实际上是由变压器、无源元件和电力电子器件组成的连接电网和超级电容组的系统 (也可称为能量转换系统Power Conversion System, PCS) , 是超级电容储能系统的重要组成部分, 它承担着超级电容组从交流电网快速吸收能量的任务, 如图1所示。
在电容侧, PCS需要满足电容能量管理及充电指标的要求, 在电网侧, 包括谐波、功率因数和电压偏差等运行与响应特性也都需要由PCS实现。由于超级电容的电压源特性, PCS的结构以电压源变流器 (Voltage Sourced Converter, VSC) 为主。大容量PCS交流侧要接入电压等级较高的电网, 而超级电容组的端电压却难以达到相应的电压等级。PCS装置必须通过适当的降压措施接入。
采用变压器降压接入是解决VSC直流侧与交流侧电压不匹配的最常用方法, 目前国际上各种电池储能工程多是在此基础上设计的。传统大容量PCS的结构如图2所示, 储能元件作为稳定的电压源, 直接与VSC的直流侧相连。由于VSC输出电压的峰值受储能元件端电压限制, 故其交流侧多为较低的电压等级, 再经由升压变压器接入中压配电网。根据VSC的运行原理, 流过直流侧的电流为变化剧烈的脉冲电流, 为防止储能元件频繁充放电, 需加入直流滤波元件;同样, 交流侧也需要设置滤波器来抑制输出电流谐波含量与调节装置响应速率。
为增加装置的容量, 储能系统将两组电容并联于VSC直流侧。由于各并联电容组的参数不可能完全一致, 不可避免地会产生环流或充放电不均等问题。同时, 较低的电压意味着更大的充放电电流, 这将增大散热系统的设计难度, 提高装置的成本。另外, 图2的PCS拓扑受IGBT反并联二极管的不控整流作用, 其输出电压不能从0V起调, 难以满足充电装置对不同充电模式适应性的要求。
为解决以上问题, 以ABB为代表的一些变流器供应商在PCS中加入了一级DC/DC电路, 即采用DC/DC+DC/AC的PCS模式, 如图3所示。DC/DC变流器可以根据需要匹配电池组端电压与VSC直流侧电压, 降低系统额定电流, 使PCS装置更加灵活地与电网电压匹配。
目前实际储能工程中的PCS结构以两电平为主, 其优点是简单可靠, 而缺点则在于系统的开关频率。城市配电网对接入装置的电能质量有一定的要求, PCS注入电网的谐波必须控制在较低水平, 这就限制了开关器件的最低开关频率, 使得大容量系统中PCS的效率难以提高。
3 多电平拓扑
多电平变换器技术可以提高系统等效开关频率, 在降低器件开关频率的同时达到更高的输出波形质量, 是目前大容量变流器的发展趋势。
多电平变换的基本思想是用多个电平台阶合成阶梯波来逼近正弦输出电压。由于每个开关器件所承受的电压应力减小, 故变换器可以采用同类开关器件实现更高电压等级的输出。根据电平钳位方式的不同, 可将常用的多电平变换器归结为三种基本拓扑结构:二极管钳位、悬浮电容钳位和独立电源钳位, 如图4所示。其中, 二极管钳位和悬浮电容器钳位电路由于自身换流过程的复杂性, 所需的钳位器件数量随着电平数的升高而增加, 不但提高了成本, 而且从控制的复杂度及可靠性方面考虑也不理想, 因此在实际应用中一般不超过5电平;若考虑在超级电容储能领域的应用, 二极管钳位电路在电源E1‐E4之间存在由二极管组成的充放电通路, 可以调节超级电容组之间的电量, 而悬浮电容钳位电路不存在这一通路, 直流侧仍需多组超级电容直接串联, 可靠性相对较低, 因而实用性较差。
相对于前两者, 独立电源钳位的链式结构控制更加简单, 易于封装及模块化, 易实现较高的电平数, 其可行性在大容量无功补偿领域已获得证明, 且在高压变频及轻型直流输电领域也有重要应用。超级电容组作为稳定的电压源接入链式变流器各串联单元的直流侧, 可以避免传统无功补偿装置中的直流电压均衡问题, 由于本项目中仅涉及对超级电容器组实现快速充电, 因此平衡各电容器组放电深度便不再考虑。
4 变压器的高频化
受开关器件耐压的限制, 除链式拓扑外, 目前其他的多电平技术尚不足以使变流器直接运行于中压母线, 必须通过变压器升压。传统工频变压器具有电气隔离、电压变换等功能, 在发、输、配电领域都有着广泛应用, 但笨重的低频磁路设计使其在占地及噪音等方面都并不理想。大都市中轨道交通对于装置占地非常敏感, 而且变压器的工频噪音也易影响附近居民或旅客的出行感受。
采用现代电力电子器件, 可以实现工频交流电与高频交流电之间的灵活转化, 并采用高频变压器来实现电压的变换。其原理如图5所示。在具体实现方法上, 既可以通过电力电子变换将输入侧工频交流电直接调制为高频交流, 再通过输出端变流器解调;也可以增加一级直流环节, 采取AC/DC/AC的方式进行交—交变换。二者相比, 采用的开关器件数量相当, 而后者的控制策略更加简单可靠, 有望成为今后的发展方向。
高频变压器与传统工频变压器的比较如图6所示。采用高频变压器方案的优势在于装置的体积小、重量轻、成本低, 并可避免传统工频变压器由于铁心磁饱和造成系统中电压电流波形畸变的问题;若将开关频率提高到20k Hz以上, 更可极大地降低装置的运行噪声。
虽然目前这种电力电子变压装置的损耗仍然高于传统变压器, 但随着基于碳化硅 (Si C) 、氮化镓 (Ga N) 等材料的新一代电力电子元件逐渐成熟, 该类方案在中低压城市电网中将具有良好的前景, 也为轨道交通中大容量超级电容器组的快速充电方式提供了新的思路。
5 超级电容快速充电装置主电路
在前面的分析中, 多电平拓扑结构的PCS可以在没有降压变压器条件下有效适应电网侧电压水平, 同时谐波电流小、功率因素高、效率数据均能保持较高水平。但每个级联模块的直流母线需要相互独立, 因此, 也需引入高频隔离变压器方式, 导致功率模块繁多, 成本极高。在本项目中采用多电平拓扑是不合理的。故此, 提出下面几个方案进行比较。
5.1 三路 (PWM整流器+ZVS降压斩波支路) 并联运行 (图6)
图6为3路并联运行方案, 使斩波器IGBT器件在零电压条件下发生开关动作, 可进一步提高开关频率, 减小器件开关应力和损耗。
5.2 三路 (PWM整流器+ZVT降压斩波支路) 并联运行 (图7)
5.3 共直流母线的ZVZC全桥变换器拓扑 (图8)
在图8中为DC/DC全桥变换器, 整流侧配置2路PWM整流器, 输出连接至共用的直流母线, 提高整流器部分的冗余, 降低器件电流参数。左侧桥臂的2个IGBT分别在右侧桥臂的2个IGBT之前关断, 则左侧2管组成的桥臂为超前桥臂, 而后关断的右侧2管组成的桥臂为滞后桥臂, 特别值得关注的是滞后桥臂开关管的两端不能连接并联电容, 否则当开关管在开通时, 其连接并联电容上电压不能降为零, 并联电容上的能量将会全部消耗到开关管中, 还会产生很大的电流尖峰, 造成开关损坏。本方案主电路的超前桥臂为零电压开关, 而滞后桥臂为零电流开关, 采用ZVZC SPWM全桥变换器控制方式。ZVZC SPWM全桥变换器不需要外加谐振电感, 它可以在宽范围内实现超前管的ZVS和滞后管的ZCS开关, 电路结构简洁。但对高频变压器的一次侧漏感要求苛刻, 生产绕制非常困难, 虽然电路后桥臂串联反向截止二极管可实现原边开关管零电流开关, 但是串联二极管正向导通时损耗依然较大, 效率降低。
5.4 模块并联的ZVZC全桥变换器拓扑 (图9)
图8是图9方案的模块并联方案, 可靠性、冗余度及扩展性等方面具有明显优势。但目前铁氧体磁性处理的有效功率仍是技术瓶颈, 而采用非晶、微晶和超微晶铁芯材料的高频隔离变压器的制作比较复杂, 制造成本很高。
6 方案选择
综合上述分析, 图7方案应作为首选。系统为3路有冗余, 当一个并联充电模块发生故障退出运行后, 其他两路模块仍能正常运行, 实现车载超级电容器组的降额充电。能使斩波器IGBT器件在零电压条件下发生开关动作, 可进一步提高开关频率, 减小器件开关应力和损耗。能够满足输出电压在0~950V可调。
摘要：对有轨电车超级电容组大功率快速充电装置技术方案进行分析研究, 以确定充电装置的主电路拓扑方案。
关键词：大功率,超级电容,充电
参考文献
[1]张方华.双向DC/DC变换器的研究[D].南京:南京航空航天大学, 2004.
[2]刘钟淇.基于模块化多电平变流器的轻型直流输电系统研究[D].北京:清华大学, 2010.
小功率充电器 篇4
在当今世界多种多样、不同用途的电池中,就其产量而言,有大约90%是铅酸电池。近年来,随着电动车辆等无烟交通工具的开发,铅酸电池技术成熟和成本低的优点得以充分体现,大容量的铅酸动力电池也获得了很大的发展空间。目前,我国铅酸动力电池的需求正以每年15%—40%的速度增长,这说明铅酸动力电池在市场份额当中占据绝对优势[1]。
但由于铅酸电池的本身特性,使得其充电时间需要很长。目前市面上的充电系统基本是传统充电系统,如恒流充电,恒压充电以及分阶段充电等方法的充电系统。其充电时间需要很长;而相关快速充电系统,是利用大电流恒流充电,该方法会严重损伤电池性能及寿命,所以也没有在真正意义上达到无损快速充电的目的。随着铅酸动力电池的容量不断增大,研究无损快速充电方法以及设计大功率的无损快速充电系统则具有重要的实用价值。
1 带负脉冲充电的可行性
在铅酸电池充电过程中总是受到其电化学反应所产生的极化效应的影响,其主要极化表现为欧姆极化、浓差极化和电化学极化等。由于其电化学反应所产生的这些极化效应直接导致铅酸电池无法完全接受充电电流,从而表现出充电速度变慢[2]。
根据马斯研究所得理论,电池的充电速度是可以得到改善的,其提出的马斯三定律为快速充电奠定了重要的理论基础[3]:
第一定律:蓄电池在采用任意放电电流后,其充电接受率α和放电放出的能量C的平方根成反比,即:
式(1)中,K为常数。
由式(2)可知,铅酸电池的放电深度可以决定其对于初始电流I0的接受能力。要想铅酸电池接受更大的初始电流值,那么对其进行的放电深度就必须越深。
第二定律:对于任何放电深度,一个电池的充电接受能力是和放电电流对数成正比,即
α=Klg(kId) (3)
式(3)中,K,k为常数。
将式(3)代入式(2),可得
I0=KClg(kId) (4)
由式(4)可知,铅酸电池对于电流的接受能力跟其放电电流的大小有关,如果放电电流越大,那么铅酸电池对于电流的接受能力就越强。
第三定律:一个电池经几种放电率放电,其接受电流是各种放电率下接受电流之和,即
It=I1+I2+I3+……+In (5)
同时符合
式(4)和式(5)中:It是接受电流的总和;Ct为电池放电容量的总和;αt是总的放电接收率。
马斯三定律指出了铅酸电池对于电流的接受能力与其放电量之间的关系;通过对马斯三定律的分析可以知道,在对铅酸电池充电的过程当中,如果加入反向电流,对其进行一定程度的深度放电,铅酸电池对于电流的接受能力是可以相应得到提高的,从而可以加快其充电速度。
2 带负脉冲充电系统硬件设计
图1为针对48 V 100 A·h电动车用铅酸动力电池所设计的带负脉冲放电充电系统硬件结构框图。其中粗箭头代表功率流,细箭头代表信号流,虚框内表示DC/DC部分。如图所示,充电器主要由AC/DC变换器、DC/DC变换器、检测电路、脉冲信号产生模块以及放电回路组成。
其中,AC/DC变换器的主要作用是把220 V交流电变成直流输入电压,这部分电路已经比较成熟。脉冲信号产生模块利用飞思卡尔DP256单片机编程产生充电及放电脉冲的控制信号,IGBT模块采用EUPEC公司的F4—75R12KS4,该模块包含四个IGBT,内部连接成全桥模式。该模块内部封装有温度传感器(NTC),与外部测温电路的配合,可有效测量IGBT内部的温度。驱动芯片则采用2SD106AI—17芯片,利用该芯片采用半桥模式,输出两路反相的控制信号,用来驱动同一桥臂上的两个IGBT[3]。
DC/DC变换器则负责输出铅酸电池所要求的直流电对其进行充电,它是整个充电器的核心。其结构采用移相零电压全桥变换电路,如图2所示[4,5]。
主要利用变压器的原边电感和功率管的寄生电容谐振以实现零电压开关,从而减小开关损耗和电压,电流应力[6,7]。其中Q1—Q4为功率开关管,D1—D4为Q1—Q4的内部寄生二极管,C1—C4为Q1—Q4的寄生电容,L1是谐振电感。变换器通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q3的驱动信号领先Q4和Q2一个相位,因此Q1和Q3组成的桥臂称为超前臂,Q2和Q4组成桥臂称为滞后臂。每个桥臂的两个功率管成180°互补导通。
另外,利用电压传感器和电流互感器构成反馈网络。其中,利用电流互感器T1原边绕组1匝,接入主回路,副边两绕组采用0.2 mm漆包线各绕50圈,用来测量主变压器原边的电流大小,从而间接反应主变压器副边电流的大小。而电压传感器实时检测铅酸电池的端电压,并反馈到单片机充电控制模块当中。当电池端电压超过其最大充电上限电压时,则其反馈信号会使单片机充电控制电路调整其输出脉冲,使得主电路输出充电电流脉冲及放电电流脉冲减小,实现变电流的带负脉冲放电的快速充电功能。
放电电路采用以固定电阻为负载的放电结构,如图3所示。
电池能量通过全控器件Q对功率电阻R进行放电。采用电阻放电的方案的最大特点是结构非常简单,但放电能量会完全损耗。由于带负脉冲放电的充电方式可以通过调整负脉冲维持时间来实现去极化效果,因此充电系统的放电回路采用通过功率电阻进行放电,只用两个器件就解决了放电问题,简单可靠、所用器件最少、成本最低而且所占体积最小。
3 系统软件设计
由带负脉冲充电可行性分析内容可知,要使放电负脉冲更好地实现去极化效果,系统采用三阶段变电流带负脉冲的充电方式。软件设计策略为:(1)用电压、电流及温度检测装置实时检测电池的状态,将所有检测信息发送至充电机控制模块,控制模块通过所有检测信息计算电池实时的荷电状态SOC,并根据检测信息及计算结果调整充电正负脉冲的幅值、宽度及两者之间的比例;(2)当电池SOC在50%以下,而充电电压达到限值时,通过计算出新的正脉冲的幅值和脉冲宽度,并由充电机控制器发出指令进行调整;(3)当电池SOC在50%—75%之间的时候,充电电压达到限值,则通过算法计算出新的正脉冲和负脉冲在一个充电周期内的比例关系,并由充电机控制器发出指令进行调整;(4)当电池SOC超过75%,充电电压达到限值,则计算出负脉冲新的幅值和脉冲宽度,并由充电机控制器发出指令进行调整。
4 系统实验结果及分析
利用Digatron EVT500—500测试系统对带脉冲放电的快速充电系统进行测试实验。该测试系统可以通过主控计算机中的测试软件“BTS—600”实现相关数据的采集,如测试时间、电池电压、电流、功率、温度、充/放电能量(W·h)以及充/放电容量(A·h)等,并同时将相应物理量的实时测试数据波形显示在主控计算机界面。
充电系统在充电过程中的带负脉冲放电的变电流充电电流及充电容量测试波形图如图4所示。
由图可知,系统最大充电脉冲电流为100 A,放电脉冲电流最大为50 A,使用该充电方法,在2 h内充入电池电量为80 A·h左右,比传统分阶段变电流充电方法充入电量增加20%,其中幅值为100 A的充电脉冲作用于电池的时间为36 min,超出不带负脉冲放电的恒流充电电流所作用时间20 min,使得在大电流期间充入电池的电量增加约50%;同样充电脉冲幅值为50 A进行充电时,其作用时间也远高于恒流充电的作用时间,在此阶段充入电池电量37.45 A·h,比在同一阶段50 A恒流充入电量增加约36%。 到第三阶段充电脉冲幅值为30 A时,就可以在其充电时间不长的情况下,使充入电池电量达到90 A·h以上,最后再辅助以恒压充电方式进行补充充电,使电池充满。
图5所示为系统在对48 V,100 A·h铅酸动力电池进行充电时,脉冲频率为40 kHz时其主电路效率和输出功率的关系曲线。
从图中看出,随着负载逐渐加大充电系统主电路效率呈渐近上升趋势,在满载时实测系统效率达到了92.7%,功率约1 600 W时效率达到峰值为93.2%。
5 结论
通过对带负脉冲放电的大功率快速充电系统对铅酸电池的充电测试结果可以看出, 该系统能够对48 V,100 A·h电动车用铅酸动力电池进行充电,其所采用的带负脉冲放电的脉冲变电流充电方法使得充入电池同样容量的充电时间缩短,且该充电系统在高频下满载效率为92.7%,功率在1 600 W时达到系统最高效率点93.2%,确实使电池的电流接受曲线右移,增加了铅酸动力电池对于电流的接受能力,并且能使充电时间大幅缩短,达到了快速充电的目的。
摘要：根据铅酸动力电池本身特性,分析了在充电过程中带负脉冲放电能够提高电池对于充电电流的接受率;设计了大功率铅酸动力电池带负脉冲放电的脉冲变电流快速充电系统,给出了系统的硬件框图,以及主电路图。使用该系统对48V100Ah电动车辆用铅酸动力电池进行充电实验,得到了系统主电路效率曲线、带负脉冲充电电流曲线以及充电容量曲线。由实验证实,该系统所采用的带负脉冲放电的脉冲变电流充电方法使得充入电池同样容量的充电时间缩短,且该充电系统在高频下满载效率为92.7%,功率在1 600 W时达到系统最高效率点93.2%,经连续运行无任何问题。
关键词：负脉冲,铅酸动力电池,接受率,快速充电
参考文献
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小功率充电器 篇5
交直交逆变器的预充电电路的作用是在逆变器启动时限制对直流环节储能电容的充电电流,避免强大的冲击电流烧坏功率模块和直流电容。目前,传统的逆变器预充电电路采用在主回路交流接触器触点旁跨接预充电电阻的方案。该方案技术成熟、应用广泛,但由于接触器串联在主回路中,成本随着逆变器功率的增大而增加,制约了逆变器的生产成本,并且启动电流较大。
本文设计并实现了三相桥式半控整流预充电电路,通过控制整流桥的输出电压,进而控制充电电流的大小。省去了接触器和预充电电阻,且控制灵活,母线电压可调,启动电流小,性能优越。
1传统的预充电回路
预充电就是由电源向逆变器装置中的直流母线电容充电的过程。因为直流母线上有大电容存在,当电源接通瞬间,电容两端相当于短路,如果没有预充电电路,整流电路的功率器件就会因短路而损坏。预充电电路起到了限制电源接通瞬间电容充电电流的作用,以保护整流电路的功率器件不会因电流冲击过大而损坏。
图1为传统的预充电电路。当三相电源接入时,交流接触器KM处于断开状态,闭合继电器KA,三相电源通过预充电电阻经过二极管不控整流桥对直流环节储能电容进行充电。当控制器检测到直流环节电压达到某一给定值时,控制电路发出信号,接触器KM吸合,此时预充电电阻被短路,逆变器主回 路开始工作[1]。
图2所示为KM在0. 4 s闭合,电容电压在MATLAB中的仿真波形。图3为电容电流波形。在KA闭合的瞬间,启动电流冲击较大。在KM闭合的瞬间,如果母线电压小于稳态时的母线电压,也有电流冲击。
二极管的导通顺序如表1所示,每个时间段电源电压通过两个预充电电阻和两个二极管构成的回路对电容充电。如图4所示[2],以时间段Ⅰ为例,UAB通过A、B相预充电电阻和二极管VD6、VD1对电容充电。
设US为相电压,认为稳态平均电压2. 34US为电源电压。充电时间常数 τ = 2RC。在KA闭合的瞬间,启动电流冲击较大,电容充电电流最大值为
传统的预充电电路结构简单可靠,控制方便,但存在以下缺点:
1) 在逆变器需要频繁启动的场合,交流接触器也要频繁的闭合、断开,长期工作不仅减少接触器的寿命,而且会因触头氧化、 接触不良、机械磨损等原因影响设备正常工作。
2) 接触器作为该预充电方案的主要元件,随着逆变器功率的增加,容量也需要相应增加,对于整个逆变器设备来说提高了成本。
3 ) 大容量的接触器增加了设备的体积和重量 。
4 ) 启动电流较大,对器件有一定的冲击 。
2三相桥式半控整流预充电电路
三相桥式半控整流电路和三相桥式全控整流电路相比,触发电路更加简单、经济,同样可以获得0 ~ 2. 34倍相电压的可调母线电压。本文设计的三相桥式半控整流触发电路由控制芯片调节输入PWM电压的占空比改变晶闸管的触发角,从而改变三相桥式半控整流电路的输出电压。软启动只需由控制芯片控制PWM电压的占空比,从而控制晶闸管触发角从大到小变化即可( 见图5) 。
如图6所示,三相输入 电压通过 同步变压 器接入3片TCA785芯片。TCA785芯片产生与输入电压同相位的锯齿波,输入PWM电压通过巴特沃兹低通滤波器产生移相控制电压,和锯齿波相交,产生触发脉冲,触发脉冲通过脉冲变压器驱动相应的晶闸管。通过控制输入电压的幅值,可以改变晶闸管的触发角, 从而控制输出电压大小。TCA785芯片的控制为负逻辑,即控制电压增加,晶闸管的触发角增加。本文在巴特沃兹低通滤波器前加上一级反相器,使触发电路的控制变为正逻辑。
2.1同步检测环节
三个同步变压器分别将UAB,UBC,UCA转换为相位相同,幅值较低的交流电,输入TCA785芯片的5脚。
2.2巴特沃兹低通滤波电路
如图7所示,控制芯片输出3. 3 V,频率为10 k Hz的PWM波经电压转换芯片转换为15 V的PWM波,经反相器反相,再经电压跟随器后输入巴特沃兹低通滤波器。设PWM波的占空比为D,则滤波器的输出电压为( 1 - D) * 15 V。
设计滤波器的截止频率为500 Hz,取R1= R2= R = 10 kΩ,C1= C2= C = 33 n F ,截止频率,可以将频率为10k Hz的PWM波滤成恒定的直流电压。
2.3TCA785芯片
本文采用三片TCA785芯片触发三相桥式半控整流电路,其接线方式对称。现对一片TCA785芯片的引脚连线进行说明: 在6脚接使能信号,11脚引入移相控制电压,5脚接同步信号,9脚和10脚分别接锯齿波斜率电阻和电容,12脚通过电容接地,14脚和15脚为脉冲输出端[3,4]。
由5脚引入的同步信号,经内部零电压检测器,送至同步寄存器,同步寄存器控制产生与同步信号同步且频率为同步信号两倍的锯齿波。锯齿波的斜率由9脚和10脚外接的电阻、电容决定。输出脉冲宽度由12脚外接电容决定。当锯齿波的电压等于移相控制电压时,便产生一个触发脉冲信号。14脚、15脚输出触发脉冲相差180°。
TCA785芯片的主要引脚波形如图8所示。V5为同步电压, V10为锯齿波电压,V11为移相控制电压,V15为15脚输出电压, V14为14脚输出电压。
三片TCA785芯片的15脚触发脉冲互差120°,经驱动电路放大后驱动相应的晶闸管。
2.4驱动电路
如图9所示,触发脉冲控制三极管的导通关断,原边24 V电压经脉冲变压器转换为8 V后驱动晶闸管。因为脉冲变压器是正向激励,在三极管截止时存储在脉冲变压器原边的能量必须泄放掉,否则脉冲变压器的剩磁通将不能复位,会导致其很快进入饱和状态[5]。本文采用二极管D1和电阻R1组成RD吸收电路,三极管截止后产生的感生电动势能量通过二极管和电阻吸收。 D3为续流二极管,R2决定了晶闸管的门极驱动电流。
2.5三相桥式半控整流电路预充电过程
预充电时,由于母线电压随控制PWM波的占空比由小增大,所以启动时电流冲击较小。图10为三相桥式半控整流电路带电阻性负载时,晶闸管触发角 α 在每个工频周期按 α = ( 180 250t) °规律变化时,输出电压在MATLAB中的仿真波形; 图11为触发角 α 按 α = ( 180 - 50t) °规律变化时,输出电压的仿真波形。
图12、13为充电时电容电流波形 。 由于,母线电压上升率越小,充电时电容电流越小,充电时间越长。实际应用中可以设定合适的控制PWM波占空比变化率,优化预充电过程。
3结束语
传统的预充电方式在功率较小的逆变电路中较为适用,使用交流接触器控制的预充电方式成本随着逆变器功率的增大而增加。半控整流预充电方式省去了接触器,在大功率逆变器中优势非常明显,且控制灵活,母线电压可以调节,启动电流小,具有更好的应用效果。
摘要：在交直交逆变器的启动过程中,预充电是十分重要的环节。传统的预充电电路应用较广,但成本随着逆变器功率的增大而增加,并且启动电流较大。设计了三相桥式半控整流预充电电路。通过调节晶闸管触发角的方式进行预充电,既降低了成本,又可以灵活控制母线电压,减小了启动时电容的充电电流。并通过MATLAB仿真对比了两种预充电电路的启动特性。
小功率充电器 篇6
电力系统中, 常规变电站的无功一般呈缺额状态, 无功不足对系统的危害较大, 因此在变电站设计中需要详细计算实际的无功需求量以进行必要的补偿。电力系统的无功主要分为无功电源和无功负荷, 两者需要通过一定的原则进行优化设计, 并对不足部分加以补偿, 实现无功的就地分区分层平衡。各级电网应避免通过输电线路远距离输送无功电力, 以有效降低电网损耗和控制电压质量。在实际的计算中, 作为无功电源部分的线路充电功率往往会被忽略, 而当这部分充电功率达到一定数量时将会影响无功补偿的计算和设计。
1线路充电功率的种类
变电站的高压出线常采用架空线路, 但随着城市电网的建设, 35~220kV电缆线路敷设量逐渐增加。因此在变电站线路充电功率统计过程中, 一般需将110kV及以上架空线路的充电功率和35kV及以上电压等级电缆线路的充电功率纳入计算范围。线路的充电功率与线路的线间电容成正比, 与运行电压的平方成正比。不同电压等级单位长度架空线路的充电功率近似值见表1, 不同截面的交联聚乙烯电缆线路在不同电压等级下的充电功率见表2。
由表1、表2可知, 电缆线路比架空线路所产生的充电功率要大得多, 这些充电功率累积到一定的程度时, 就应该计及其影响。
2实例分析计算
现通过某110kV变电站设计过程中无功补偿的实例来比较线路充电功率对无功补偿容量配置的影响。该110kV变电站本期新建1 台40MVA的主变, 终期规模有3 台40MVA主变;本期出线2回, 采用800mm2截面的电缆出线, 线路长10km; 终期出线6 回, 采用800mm2截面的电缆出线4 回, 线路长20km, 采用300mm2截面的架空出线2 回, 线路长12km。 主变参数: 容量比为40/40MVA, 电压比为110/10.5kV, 阻抗电压Ud% 为10.5%。变电站无功补偿的计算分为无功负荷计算和无功电源计算。
2.1无功负荷计算
《国家电网公司电力系统无功补偿配置技术原则》规定“35~110kV变电站的容性无功补偿装置以补偿变压器无功损耗为主, 并适当兼顾负荷侧的无功补偿; 满足35~110kV主变最大负荷时, 其高压侧功率因数不低于0.95”, 为此110kV变电站无功负荷分为变压器消耗的无功和电压层间因无功缺额所需补偿的无功两部分。
根据《电力工程电气设计手册电气一次部分》, 变压器消耗的无功为:
式中, Ud (%) 为需要补偿的变压器一侧的阻抗电压百分值;Im为母线装设补偿装置后通过变压器需要补偿一侧的最大负荷电流值;I0 (%) 为变压器空载电流百分值。
简化式 (1) , 得:
式中, k为变压器负载率水平, 重载时取85%, 轻载时取30%;Ud (%) 取10.5%;I0 (%) 根据国标取0.4%。
通过计算可知, 1 台40MVA的主变, 其无功损耗Q无功损耗 (主变) 重载时为3.19Mvar, 轻载时为0.54Mvar。
《电力系统电压和无功电力技术导则 》规定 “35~110kV变电站的功率因数不得低于0.9~1”, 按照一般电网的设计要求, 110kV侧功率因数按0.98考虑, 10kV侧功率因数按0.9考虑。因此, 该站重载时110kV与10kV电压层间的无功缺额为:
该站轻载时110kV与10kV电压层间的无功缺额为:
根据计算, 该站本期重载时, 主变损耗为3.19Mvar, 电压层间无功缺额为8.05Mvar, 总无功缺额为11.24Mvar;该站本期轻载时, 主变损耗为0.54Mvar, 电压层间无功缺额为2.84Mvar, 总无功缺额为3.38Mvar。
2.2无功电源计算
电网中的无功电源包括发电机发出的无功、电网中已安装的并联容性无功补偿装置、110kV及以上电压等级线路充电功率、从网外可能输入的容性无功, 与该站相关的可计为无功电源的只有线路的充电功率, 但这部分往往在计算中会被忽略掉。若考虑该站本期110kV电缆出线2回10km, 本期110kV电缆的充电功率约为8.2Mvar, 则该站只计一半 (4.1Mvar) , 另一半计入对侧站。若考虑该站终期110kV电缆出线4 回20km, 110kV架空出线2 回12km, 终期110kV电缆的充电功率约为16.4Mvar, 110kV架空线路的充电功率约为0.408Mvar, 则该站只计一半 (8.404Mvar) , 另一半计入对侧站。
2.3变电站无功补偿容量
该站的无功补偿计算结果在考虑线路充电功率和不考虑充电功率的条件下, 本期和终期的计算结果见表3。
由表3可知, 本期工程在变电站轻载运行时, 由于电缆线路充电功率的存在, 站内的无功盈余为0.72Mvar, 这时站内需要考虑在低压侧装设一定的低压电抗器, 以吸收站内多余的无功。从以上计算结果可以看出, 考虑了线路的充电功率后, 站内本期及终期的无功缺额大幅减少, 需要补偿的无功容量也大幅减少。
3结束语
本文通过对比计入和不计入线路充电功率两种情况下的变电站无功补偿容量, 证明了线路的充电功率对变电站无功补偿的计算结果影响较大。为此, 在实际工程的无功设备配置中, 应正确计入线路的充电功率, 以达到经济合理配置无功补偿设备, 提高电力系统经济运行水平, 节省电力建设投资的目的。
摘要：分析线路充电功率的重要性, 通过计算某110kV变电站的无功负荷和无功电源, 论证了线路充电功率对正确配置变电站无功补偿装置容量有着重要影响。
关键词：充电功率,无功补偿,无功电源,无功负荷
参考文献
[1]戈东方.电力工程电气设计手册电气一次部分[M].北京:中国电力出版社, 2012
[2]何善瑾.电力系统设计手册[M].北京:中国电力出版社, 2012
小功率充电器 篇7
本文采用变压器原边加钳位二极管且与滞后桥臂相联的全桥变换器作为主拓扑,设计了1台交流输入电压380 V满载输出直流电压350 V/30 A直流充电机。本文给出了以32位实时控制定点DSP-TMS320F28035作为控制核心的控制过程。实验结果表明,本文设计的直流充电机具有效率高、纹波小的特点。
1 主拓扑的工作原理
全桥变换器的输出整流二极管的结电容会与变压器的漏感产生谐振,从而导致输出整流二极管出现电压振荡和尖峰,使得电压应力增大。然而,使用RC或RCD缓冲电路消除该电压振荡产生的损耗较大。在谐振电感和变压器原边引入2只钳位二极管同时变压器与超前桥臂相联[2],钳位二极管抑制了后级整流二极管振荡;相同的拓扑下把变压器与滞后桥臂相联[3],钳位二极管相对变压器与超前桥臂相联的情况少导通1次,从而减少了钳位二极管的电流应力,这就是Tr-Lag型的钳位二极管ZVS PWM全桥变换器;文献[4]研究了带钳位二极管移相全桥变换器抑制后级整流二极管振荡的工作原理,分析结果表明在CCM情况下比在DCM情况下抑制效果更为明显。图1a是加钳位二极管的ZVS PWM全桥变换器拓扑图,其中变压器与滞后桥臂相联,即Tr-Lag全桥变换器。其主要波形如图1b所示。其中Vp整流滤波电路的输出值。为为
2 系统结构图
本文设计的基于DSP-TMS320F28035的三相三线的10 kW充电机的硬件结构框图如图2所示。
主要性能指标为:输入交流电压380(1±0.15) V;输出直流电压150～350 V;输出直流电流0～30A;软启动时间<8s;稳流精度不高于1%;稳压精度不高于0.5%;功率因数大于0.9;效率不低于90%。
充电机所采用的主要元器件参数为:Q1～Q4:IKW40N120H3;输出整流二极管DR1～DR4:APT60D120BG;谐振电感Lr=8μH;隔直电容Cb=4.8μF;变压器原副边匝比K=16/15;输出滤波电感Lf=112μH;输出滤波电容Cf=(820×2)μf;开关频率25kHz。
3 基于TMS320F28035的控制流程
充电机的控制电路采用TI公司生产的60 MHz的32位定点DSP芯片TMS320F28035[5]为主控芯片,将输入电流和输出电压通过采样和调理得到的信号送到DSP的ADC模块中,通过控制算法使ePWM模块产生驱动波形,从而控制变换器中功率开关管的开通和关断。
充电机的控制程序结构简单,主要由控制系统主函数和中断服务函数组成。图3是控制系统主函数流程图。
主函数中,在进入while(1)的死循环之前进行了系统以及外设时钟初始化、中断向量表初始化、GPIO初始化、ePWM驱动波形初始化、ADC初始化以及所需变量进行初始化等工作。
本文需要2组4路PWM驱动信号,其中eP-WM1A和ePWM2A分别驱动Q1和Q3;ePWM1B和ePWM2B分别驱动Q2和Q4。PWM波形的初始化代码如下:
其中,AQ＿SET动作为高电平,AQ＿CLEAR动作为低电平。CAU是事件为CMPA时产生动作;PRD是事件为TBPRD时动作;CBD是事件为CMPB时动作;ZRO是事件为ZERO时动作。
TPWM和TTBCLK分别表示PWM波形周期和DSP系统时钟周期,在本文两者的值分别是25kHz和60MHz的倒数。增减模式下TBPRD(如EPWM1＿TIMER＿TBPRD)由以下公式决定:
本充电机采用光耦隔离进行功率管的驱动,PWM波形的产生是增减模式。光耦合器件的响应有一定延迟,导致功率管开通与关断的延迟时间分别约为0.5μs,0.3μs。死区时间的设置原则是在满足防止直通的前提下使得软开关范围越宽越好,则死区时间在满足防直通前提下越小越好。实际同类桥臂功率管的死区时间0.45μs已经足够。因此由DSP的PWM波形产生的死区时间应为0.45μs-(0.5μs-0.3μs)=0.25μs,即15×16.666ns=250ns。如图4所示,其中图中虚线是根据PWM波形的初始化代码产生的动作时间点,实线是实际考虑了延迟的驱动波形。
中断服务程序有3个,1个是定时器中断,用于各种故障检测,其优先级最低;1个是PWM中断,用于实现实时采样和实时控制,其优先级较定时器中断高;还有1个是外部中断,用于实时检测短路故障,其优先级最高。
控制主程序的流程循环体里面只使用了1个PWM中断,这个PWM中断时间间隔配置在进入循环体之前就做好了初始化配置。图5是定时触发的PWM中断服务程序流程图。该中断服务程序是整个控制算法的核心,其实现了输出电压和输入电流的采样和输入相位的检测、缺相欠压的判断及处理、过流的判断及处理以及基于增量型的PI环路控制计算,最终把控制量PID UK赋给移相寄存器更新移相大小。
增量型的数字式PI环路控制根据当前k时刻采样到的电压采样值uad(k)进行环路控制。首先,令
其中,ru(k)分布是设定的输出电压值。当前时刻的电压控制量(即PID＿UK)为
式中:Kp为比例增益;Ki为积分系数。
同样的增量型PI环路控制可以作用在电流上。
4 实验结果
实验测得半载和满载下功率因数是0.948。图6a和图6b分别给出了超前管Q1和Q4的驱动信号VCE,VGE,变压器原边电压Vab和原边电流ip。图6表明,Q1和Q4关断时,其结电容使Q1,Q4零电压关断;开通时,Q1,Q4的反并二极管已经导通,将VGE钳在零电压,实现了零电压开通。所以,超前管Q1和滞后管Q4均实现了ZVS。
图7是滞后管Q2在低负载(输出150 V/5A,750 W)时的驱动信号VCE,VGE,变压器原边电压Vab和原边电流ip。从图7中可见,在轻载情况下,滞后管可以实现ZVS。
从图1a可见,充电机的输出整流管并没有加上缓冲电路。图8是4个输出整流管中其中1个桥臂的2个整流管的电压电流波形。从图8中可见,输出整流二极管是实现了软开关,从而使得输出整流二极管的损耗小。
表1、表2分别给出了稳压精度实验结果和稳流精度实验结果。由表1可见,输出电压的误差最大值为0.46%,小于要求的稳压精度(≤0.5%),满足了设计要求;由表2可见,输出电流的误差最大值为0.2%,小于要求的稳流精度(≤1%),也满足了设计的要求。
图9是在额定输入电压380 V下,恒压350 V输出、不同的输出电流下整机的效率曲线。满载时,整机的效率为92.42%。
5 结论
本文阐述了变压器原边与滞后桥臂相联的加钳位二极管的零电压开关脉宽调制全桥变换器的工作原理及优点,并以此作为充电机的主电路,采用TMS320F28035实现了该变换器的零电压开关脉宽调制。实验研制了1台功率为10 kW输出电压范围为150～350 V的三相直流充电机。实验结果表明原边的超前管和滞后管均实现了较宽范围的ZVS,副边输出整流二极管实现了ZCS,满载时整机效率达到了92.42%。
摘要：分析了变压器原边与滞后桥臂相联的加钳位二极管的零电压开关脉宽调制全桥变换器工作原理,采用TMS320F28035实现了变换器的零电压开关脉宽调制,设计了1台功率为10 kW的三相直流充电机。实验结果表明了设计方案是可行的。
关键词：全桥变换器,脉宽调制,零电压开关,移相控制,钳位二极管
参考文献
[1]阮新波.脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术[M].第2版.北京:科学出版社,2012.
[2]李琳.带钳位二极管移相全桥(PSFB)变换器整流二极管振荡研究[J].电子设计工程,2014,22(2):91-94.
[3]Ruan Xinbo,Liu Fuxin.An Improved ZVS PWM Full-bridge Converter with Clamping Diodes[C]//Proe.2004 35*Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference,Germany,2004:1476-1481.
[4]Redl R,Balogh L,Edwards D W.Optimum ZVS Full-bridge DC/DC Converter with PWM Phaseshifted Control:Analysis,Design Considerations,and Experimental Results[C]//Proc.IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition,Ninth Annual,1994:159-165.
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