恒功率充电

2024-09-17

恒功率充电（共6篇）

恒功率充电篇1

传统蓄电池电源系统的电池记忆效应差、容量下降及充电时间过长是长久以来一直存在的问题,而这些问题可使用超级电容来解决。超级电容是一种极大程度上模拟了电容的电压特性曲线且具有非常高的容值的新型能源器件,目前已有万法拉级的超级电容单体。超级电容无充放电记忆效应,允许上百万次充放电而不会有任何容量上的损失。此外,超级电容具有极低的等效串联电阻(ESR),这一特性使得超级电容可以大电流充放电,其额度远超过当前最好的电池。低ESR和几乎没有电流限制的特性使得超级电容对充电系统表现出“假短路”,这给系统集成带来了挑战。为了解决这个问题,需要针对超级电容的特性寻找新的充电方式。与电池不同,超级电容可以同样的额度充电和放电,对能量回收系统(如传动系统的动态刹车)非常有用。

1 系统设计理论分析

由于RC时间常数太大,线性稳压器对超级电容充电效率极低。由于超级电容具有较低的等效串联电感,使得开关模式充电电路的运行稳定。由于超级电容可以承受大电流的特性,恒流充电或者恒功率充电是较好的充电方式。

1.1 超级电容充电模型

参考文献[1]比较了不同应用场合下的不同的超级电容模型。由于本系统是设计超级电容充电机,因此需要采用超级电容的充电模型。它由阻性部分等效电阻ESR和容性部分电容C串联而成,表征了超级电容的充放电特性。

超级电容的电压时间特性曲线由容性和阻性两部分组成。容性部分代表了超级电容能量改变导致的电压改变;阻性部分代表了超级电容ESR导致的电压改变。

容性部分由下列方程式决定:

电阻部分由下列方程式决定:

所以充电或者放电时的总电压改变量为:

超级电容最重要的参数是ESR和电容值的大小(可以从产品手册上获知)。式(1)为超级电容充电的理论模型[2]。

1.2 恒流充电与恒功率充电

超级电容特性决定了恒流充电和恒功率充电是两种较好的充电方式。采用DC-DC变换器可以实现这两种充电方式。使用BUCK或者BOOST电路来对超级电容充电,在连续输出电流时,BUCK电路是首选。但是对于充电时间敏感的充电机来说,恒流充电并不是最优选择,恒功率充电在充电时间上更有优势。比如,对一个100 F、50 V的超级电容模组使用50 V、20 A的电源进行充电,在恒流充电模式下,最大充电电流为20 A;而在恒功率充电模式下,充电功率可达1 000 W,其中最大充电电流限制为50 A。如图1所示,恒流充电至50 V时所需时间为250 s,而恒功率充电至50 V所需时间约为145 s。这表明恒功率在充电时间上比恒流充电更具优势[3]。

1.3 恒功率充电实现原理

恒功率的基本原理是保持电压和电流的乘积不变。本设计采用双管正激变换器拓扑,使用峰值电流控制的方法进行恒功率设计。双管正激电路是隔离型降压电路,设输入电压为Vin,输出电压为Vout,变压器变比为1:n,占空比为D,则输出电压和输入电压的关系如下:

电路设计好后,Vin和变比n不变,可通过调节占空比来调节输出电压。如图2所示曲线1对应的充电电流大于曲线2对应的充电电流。R、S对应的波形是RS触发器复位和置位端波形。根据峰值电流控制原理,每个开关周期之初,时钟脉冲置位RS触发器,使开关管导通,电感电流逐渐增加,当检测到电流信号is大于指令电流ic时,电流比较器翻转并复位RS触发器,这时开关管被关掉,变压器停止传输功率,扼流圈电流由续流二极管续流。通过峰值电流控制,当电流增大时,PWM占空比减小,根据输出电压的计算式可知输出电压也减小,从而使得输出电压和输出电流乘积(即输出功率)保持不变,这就是恒功率充电的基本原理[4]。

2 硬件系统设计

本设计拟对Maxwell公司的产品BMOD0165(额定电压为48 V,额定容值为165 F)超级电容模组进行充电,系统结构如图3所示。硬件系统由单相整流电路、双管正激变换器、电流电压检测反馈电路及保护电路等部分组成。系统首先将单相220 V交流电经过整流滤波后得到直流电压,然后通过双管正激变换器实现降压,并在电气上实现输入输出的隔离。引入电流反馈环节,通过峰值电流控制实现恒功率充电。

2.1 双管正激电路

双管正激电路[5]是一种可靠的DC-DC电路,广泛使用于低压大电流场合中,双管正激拓扑如图4所示。如果电路工作在CCM方式,假定MOS开关管Q1、Q2漏源电容电压为零,则漏源电压就能瞬时变化。如图5所示,Vgs1、Vgs2是MOS管栅源驱动信号,两者时序相同,即Q1、Q2同时开通、同时关断。

t0~t1:t0时刻,Q1、Q2同时开通,变压器T1原边电压为直流母线电压Vdcin,设变比为1:n,则副边电压为Vdcin×n,电压极性不变。输出电流线性增大,经过副边整流管D3、扼流圈后进入超级电容。扼流圈存储能量,此时,开关管电流is1、is2由副边反射电流和励磁电流组成,且线性增大。

t1~t2:Q1、Q2,T1边续流二极管D1、D2进入母线,变压器磁芯复位,此时变压器主侧电压为-Vdcin,则副边电压为-Vdcin×n,电压极性不变。Q1、Q2开关管漏源两端电压Vds1、Vds2为Vdcin。此时,副边整流管D3截止,扼流圈电流通过续流管D4续流,输出电流线性减小,进入超级电容。扼流圈释放能量,此时,开关管电流is1、is2减小到0。

t2~t3:t2时刻,原边续流管关断,续流结束,变压器磁芯复位,变压器T1原边电压为零。此时,Q1、Q2漏源两端电压Vds1、Vds2为Vdcin/2。副边续流仍继续,t3时刻续流副边续流结束,下一个驱动高电平到来,开关管Q1、Q2开通。进入下一个开关周期。

2.2 电流电压双闭环控制回路

本设计中采用双闭环的结构实现充电电流和充电电压的控制,使用ST公司的UC3844A控制芯片。UC3844A是一款高性能电流型PWM控制器,其内部结构如图6所示;内部有一个误差放大器和电流放大器可以方便地组建电流电压双闭环,在实际使用中,为了具有更快的响应速度,可略去误差放大器,使用电压调整器TL431和光耦PC817构成电压反馈。电流环通过使用LEM公司的电流传感器LAH 25-NP来组建。

注:括号数字是S0-14封装的管脚号

双闭环电路原理图如图7所示,Vs是来自LEM霍尔电流传感器LAH 25-NP输出的电压测量信号,通过一阶滤波环节后进入电流反馈端,即图中电流比较器的负端。VO48 V来自功率部分的输出,由于TL431最大只能稳压到36 V,故需要对经典TL431稳压电路进行部分修改,以满足48 V稳压要求。在TL431的3脚(即K极)引入24 V稳压管D4_Z1,TL431的端电压约为24 V,从而可在安全工作区内正常稳压工作。PC817实现电气上的隔离,并通过输出电压Vce稳压。当超级电容电压接近48 V时,PC817输出电流Ic增大,则Vce减小,同时进入UC3844补偿端1脚的信号减小,相应输出PWM占空比也减小;当超级电容电压超过48 V时,UC3844补偿端1脚拉低,PWM关断,起到过压保护的作用。

3 整机调试

实验设计了最大功率为1 k W的超级电容充电样机,实验测试表明,对BMOD0165(额定48 V、165 F)超级电容模组充电时间约为5 min。图8为电路中的关键工作波形,其电压为30 V、充电电流约为10 A的充电波形。从上至下依次是Vds、Vpri、PWM信号和开关管峰值电流波形。由于缓冲电路的作用,使得波形干净无杂波,基本没有电压尖峰。Vpri负电压有一定变形,但是不影响电路性能。

本文研究了超级电容的充放电特性,分析了快速充电的方法,设计并实现了快速充电样机,试验表明充电时间短,达到了应用要求。

摘要：研究了超级电容快速充电方法,分析了恒功率快速充电的原理,并通过比较恒电流和恒功率两种方法,证明了恒功率充电更有利于实现快速充电。根据恒功率充电原理,制作了快速充电样机。实验表明该样机电路稳定,能够实现快速充电要求,具有良好的实用前景。

关键词：UC3844A,双管正激,电压环,电流环,隔离驱动

参考文献

[1]SHI L,CROW M L.Power and energy society general meeting-conversion and delivery of electrical energy in the21st century[C],2008.

[2]Maxwell technologies.Charging of ultracapacitors[C].Tech-nical Note-Document#1008981 Rev 1 Maxwell Technolo-gies,2005.

[3]EDELSON R.Charging ultra-capacitorswith current-fedroger edelson.power supplies[C].MSEE,Power Partners,2005.

[4]ROBERT W.Erickson dragan maksimovic fundmentals ofpower electronics[C].Sencond Edition Kluwer Acdemic Pub-lishers New Yourk,Boston,Dordrecht,London,Moscow,2001.

[5]MUHAMMAND H.电力电子学-电路、器件及应用(英文版,第三版)[M].北京:人民邮电出版社,2007.

恒功率充电篇2

在面临能源和环境双重危机的今天,可再生能源的开发利用受到广泛关注。在众多的可再生能源开发中,风电由于其特殊的优势获得了较快发展,但是风能的随机性和不可控性,也给风电机组的控制带来了极大的困难,制约了风电产业的快速发展。

从尽可能大地利用风能的角度看,无论在何时均应该对风力机转速进行控制,使其跟踪最优叶尖速比运行。然而,风电机组受其机械性能和电气性能的限制,存在着转速限制和功率限制。

当采用变桨距风电机组时,可通过调节桨距角改变气流对叶片的攻角,减少对风能的利用,使风力机输出功率更加平滑。文献[1]利用比例—积分(PI)控制设计了变桨距控制器;文献[2]利用模糊控制理论设计了变桨距控制器;文献[3]利用微分几何的方法设计了变桨距控制器。在额定风速以上时,风电系统除桨距角之外,还有发电机电磁转矩这一控制变量。由于变桨距系统的成本和维护费用较高,文献[4,5]提出利用电磁转矩的调节实现风电机组的恒功率控制。这2种控制策略都有一个共同的特点:仅仅考虑了风电机组高风速区域时的功率调节策略,而没有考虑风电机组的转速控制问题。为了有效减小风电系统高风速区域下的功率和转速波动,本文设计了新的控制策略——通过桨距角和双馈感应发电机转子励磁电压的同时调节来减小风电系统的功率和转速波动的多目标控制。仿真表明,与仅考虑桨距角或电磁转矩调节的恒功率控制策略相比,该控制策略的效果令人满意。

1 变速恒频双馈风电机组的数学模型

1.1 风力机数学模型

根据空气动力学原理,风力机从风能中获得的机械功率Pm为:

$Ρ_{m} = \frac{1}{2} ρ S C_{p} (λ, β) v^{3} (1)$

式中:ρ为空气密度;S为风轮扫风面积;v为通过风轮的实际风速; Cp为风能利用系数,它是叶尖速比λ和桨距角β的非线性函数。

叶尖速比定义为叶片叶尖圆周速度与风速比:

$λ = \frac{ω R}{v} (2)$

式中:ω为风力机转速;R为风轮半径。

1.2 传动系统模型

为了简化分析,忽略传动系统的柔性和损耗,并将发电机的转动惯量和电磁转矩归算至风力机侧,可得风电系统的传动系统模型为[4]:

$\dot{ω} = \frac{1}{J} (Τ_{m} - v_{i} Τ_{e m}) (3)$

式中:J为风力发电系统等效转动惯量;Tem为发电机电磁转矩;vi为齿轮箱传动比;Tm为风力机空气动力转矩,与Pm的关系为Tm=Pm/ω。

1.3 变桨距系统模型

在额定风速以上时,通过桨距角的调节可以减小对风能的捕获。目前,桨距角的调节通常是通过液压或电机驱动系统完成的,其动态特性可用一阶惯性环节描述[6]:

$\dot{β} = \frac{1}{τ_{β}} (β_{r} - β) (4)$

式中:τβ为桨距角响应时间常数;β为桨距角;βr为参考桨距角。

1.4 双馈感应发电机数学模型

为简化起见,直接给出两相同步旋转dq坐标系下双馈感应发电机的数学模型[7]:

${\begin{cases} φ_{d s} = - L_{s} i_{d s} + L_{m} i_{d r} \\ φ_{q s} = - L_{s} i_{q s} + L_{m} i_{q r} \\ φ_{d r} = - L_{m} i_{d s} + L_{r} i_{d r} \\ φ_{q r} = - L_{m} i_{q s} + L_{r} i_{q r} \end{cases} (5)$

${\begin{cases} u_{d s} = \dot{φ}_{d s} - ω_{1} φ_{q s} - r_{s} i_{d s} \\ u_{q s} = \dot{φ}_{q s} + ω_{1} φ_{d s} - r_{s} i_{q s} \\ u_{d r} = \dot{φ}_{d r} - ω_{2} φ_{q r} + r_{r} i_{d r} \\ u_{q r} = \dot{φ}_{q r} + ω_{2} φ_{d r} + r_{r} i_{q r} \end{cases} (6)$

$Τ_{e m} = \frac{3}{2} n_{p} L_{m} (i_{q s} i_{d r} - i_{d s} i_{q r}) (7)$

式中:下标d和q分别表示d轴和q轴分量;下标s和r分别表示定子和转子分量;φ,u,i分别为磁链、电压和电流;ω1为同步转速;ω2为转差速度,ω2=ω1-npωr=sω1;ωr为发电机转子机械角速度;np为极对数;rs为定子绕组电阻;rr为转子绕组电阻;Lm为定子与转子绕组间互感;Ls为定子绕组自感;Lr为转子绕组自感。

利用矢量控制技术[8,9,10],取d轴与定子磁链φs重合,即给定控制约束条件为:

${\begin{cases} φ_{d s} = φ_{s} \\ φ_{q s} = 0 \end{cases} (8)$

将式(8)代入式(5)—式(7),并忽略定子绕组电阻rs得:

${\begin{cases} u_{d s} = 0 \\ u_{q s} = ω_{1} φ_{s} = U_{s} \\ u_{q r} = \frac{1}{b} \dot{i}_{q r} + a i_{q r} + \frac{1}{b} ω_{2} i_{d r} + c ω_{2} \\ u_{d r} = \frac{1}{b} \dot{i}_{d r} + a i_{d r} - \frac{1}{b} ω_{2} i_{q r} \\ Τ_{e m} = \frac{3}{2} c n_{p} i_{q r} \end{cases} (9)$

式中:Us为双馈感应发电机定子电压;a=rr;1/b=Lr-L2m/Ls;c=Lmφs/Ls。

联立式(3)、式(4)和式(9)可得考虑桨距角和双馈感应发电机电磁转矩动态调节的变速恒频双馈风电机组的非线性数学模型如下:

${\begin{cases} \dot{ω} = \frac{1}{J} (Τ_{m} - \frac{3}{2} c d i_{q r}) \\ \dot{β} = \frac{1}{τ_{β}} (β_{r} - β) \\ \dot{i}_{d r} = - a b i_{d r} + (ω_{1} - d ω) i_{q r} + b u_{d r} \\ \dot{i}_{q r} = - a b i_{q r} - (ω_{1} - d ω) (i_{d r} + b c) + b u_{q r} \end{cases} (10)$

式中:d=vinp。

2 状态反馈线性化理论基础[11]

设有多输入多输出(MIMO)仿射型非线性控制系统:

${\begin{cases} \dot{x} = f (x) + g_{1} (x) u_{1} + \dots + g_{m} (x) u_{m} \\ y_{1} (t) = h_{1} (x) \\ y_{2} (t) = h_{2} (x) \\ ⋮ \\ y_{m} (t) = h_{m} (x) \end{cases} (11)$

式中:f(x)=[f1(x),f2(x),…,fn(x)]T∈Rn,gj(x)=[g1j(x),g2j(x),…,gnj(x)]T∈Rn,均为n维光滑向量场,x∈Rn为状态向量;u1,u2,…,um为控制量;h1(x),h2(x),…,hm(x)为输出函数;y1,y2,…,ym为输出变量。

对于式(11)所示的MIMO系统,若存在x0的邻域U⊂Rn以及正整数集合{r1,r2,…,rm}满足以下条件:

1)对于0≤ki≤ri-2,有LgjLkifhi(x)=0,其中i,j=1,2,…,m。

2)对于ki=ri-1,有m×m阶矩阵:

$A (x_{0}) = [\begin{matrix} L_{g_{1}} L_{f}^{r_{1} - 1} h_{1} (x_{0}) & \dots & L_{g_{m}} L_{f}^{r_{1} - 1} h_{1} (x_{0}) \\ ⋮ & ⋮ \\ L_{g_{1}} L_{f}^{r_{m} - 1} h_{m} (x_{0}) & \dots & L_{g_{m}} L_{f}^{r_{m} - 1} h_{m} (x_{0}) \end{matrix}] (12)$

若该矩阵是非奇异的,则称{r1,r2,…rm}为系统在x0的向量相对阶,称r=r1+r2+…+rm为系统的总相对阶,其中每个子相对阶ri与输出函数hi(x)相对应。

对于式(11)所示的非线性系统,若系统的总相对阶与系统阶数相等,即r=r1+r2+…+rm=n,则系统可通过一个局部微分同胚变换完全精确线性化为一个线性系统。

若选择的坐标变换为:

z=φ(x)=[h1(x),…,Lr1-1fh1(x),…,

hm(x),…,Lrm-1fhm(x)]T (13)

则系统可变换为式(14)所示的线性系统:

${\begin{cases} \dot{z}_{1} = z_{2}, \dot{z}_{2} = z_{3}, \dots, \dot{z}_{δ_{1}} = v_{1}, \dots, \\ \dot{z}_{δ_{m - 1} + 1} = z_{δ_{m - 1} + 2}, \dots, \dot{z}_{n} = v_{m} \\ y_{1} = h_{1} (φ^{- 1} (z)) = z_{1} \\ y_{2} = h_{2} (φ^{- 1} (z)) = z_{2} \\ ⋮ \\ y_{m} = h_{m} (φ^{- 1} (z)) = z_{δ_{m - 1} + 1} \end{cases} (14)$

${\begin{cases} v_{1} = L_{f}^{r_{1}} h_{1} (x) + L_{g_{1}} L_{f}^{r_{1} - 1} h_{1} (x) u_{1} + \dots \\ + L_{g_{m}} L_{f}^{r_{1} - 1} h_{1} (x) u_{m} \\ ⋮ \\ v_{m} = L_{f}^{r_{m}} h_{m} (x) + L_{g_{1}} L_{f}^{r_{m} - 1} h_{m} (x) u_{1} + \dots \\ + L_{g_{m}} L_{f}^{r_{m} - 1} h_{m} (x) u_{m} \end{cases} (15)$

式中: $δ_{i} = \sum_{j = 1}^{i} r_{j}$ ,其中 i=0,1,…,m。

由式(15)即可解出x空间的非线性反馈控制律u为:

u=-A-1(x)α(x)+A-1(x)v (16)

式中:α(x)=[Lr1fh1(x),…,Lrmfhm(x)]T,A(x)与式(12)同。

对于式(14)所示系统,采用线性最优控制理论设计,可得到其反馈控制律为:

v=-kz (17)

联立式(16)和式(17)可得到非线性系统的反馈控制律为:

u=-A-1(x)α(x)-A-1(x)kφ(x) (18)

3 控制器设计

3.1 基本控制策略

调节桨距角和发电机电磁转矩都可以调节风电机组的功率,因此额定风速以上时的恒功率控制主要有以下2种基本控制策略:仅仅通过桨距角或发电机电磁转矩的控制实现风电机组的恒功率控制。

3.1.1 桨距角控制

通过桨距角控制实现恒功率控制时,通常将发电机电磁转矩设定为额定值,通过桨距角的调节,使风力机转速维持在额定值,从而实现恒功率输出。在控制器设计上,通常采用古典的线性控制器,图1给出了一种最基本的恒功率控制器结构。图中,Pe为风电系统电功率,忽略一切损耗的前提下有Pe=viTemω。

在这种控制方案中,由于电磁转矩不参与调节,而桨距角又调节缓慢,风速的快速变化将使得风电机组的转速发生变化,从而使系统的功率产生波动。

3.1.2 电磁转矩控制

通过发电机电磁转矩的调节,可以改变风力机的转速,使其叶尖速比改变,而叶尖速比的改变又将改变风力机输出的机械能,因而可利用电磁转矩的调节实现恒功率控制。图2给出了利用电磁转矩调节实现恒功率控制的控制器结构。图中,P*e为发电机额定输出功率。

在这一控制方案中,桨距角被设定为固定值,仅仅通过电磁转矩的调节来实现风电机组输出功率的稳定。由于电磁转矩响应速度很快,这一控制方案获得了良好的恒功率调节特性,然而风电机组的转速发生了非常大的波动[12]。

通过上述分析可知:仅通过桨距角或发电机电磁转矩的控制,难以同时减小风电系统的功率和转速波动。为此在本文的设计中,提出对桨距角和双馈感应发电机转子励磁电压同时进行调节,以实现风电系统额定风速以上时减小功率和转速波动的双重控制目标。

由于风电系统是一个强非线性系统,微分几何的方法为解决非线性系统的设计问题提供了工具,因此在控制器设计上采用基于微分几何的状态反馈线性化理论。

3.2 多目标非线性控制器设计

由式(10)可见,该系统有3个控制量βr,udr,uqr。根据基于微分几何的状态反馈线性化理论,应选择3个输出函数。根据本文的控制目标——额定风速以上时,减小风电系统的功率和转速波动,因此选择输出函数为:

${\begin{cases} h_{1} (x) = Δ Ρ_{e} = Ρ_{e} - Ρ_{e}^{*} \\ h_{2} (x) = Δ ω = ω - ω^{*} \end{cases} (19)$

式中:ω*为风力机额定转速。

另外,为了兼顾负荷对无功功率的需求,选择输出函数h3(x)=Δidr=idr-i*dr,i*dr的值根据负荷对无功功率的需求值计算得到。

输出函数确定后,按照第2节介绍的状态反馈线性化理论可设计得式(10)的闭环控制律为:

${\begin{cases} β_{r} = \frac{- k_{2} J Δ ω - k_{3} J \dot{ω} - b (x) + \frac{3}{2} c d \dot{i}_{q r}}{a (x)} + β \\ u_{q r} = - \frac{\frac{k_{1} Δ Ρ}{3 c} + i_{q r} \dot{ω}}{b ω} + a i_{q r} + \frac{(ω_{1} - d ω) (i_{d r} + b c)}{b} \\ u_{d r} = \frac{- k_{4} Δ i_{d r} + a b i_{d r} - (ω_{1} - d ω) i_{q r}}{b} \end{cases} (20)$

${\begin{cases} a (x) = \frac{1}{2 ω τ_{β}} ρ S v^{3} \frac{\partial C_{p} (λ, β)}{\partial β} \\ b (x) = \frac{1}{2} ρ S v^{3} (\frac{\frac{\partial C_{p} (λ, β)}{\partial ω} ω - \dot{ω} C_{p} (λ, β)}{ω^{2}}) \dot{ω} \end{cases} (21)$

为方便后文的叙述,将这一控制策略命名为多目标非线性控制(MNC),控制器结构如图3所示。图中,P*e和Q*分别为有功和无功功率给定值。

4 仿真分析与结论

为验证本文所设计的控制器的正确性和有效性,选择如下参数进行仿真验证:P*e=140 kW;Us=220 V;ω*=10.8 rad/s;rr=0.816 Ω;Lr=Ls=150 mH;Lm=146 mH;J=5 000 kg·m2;R=12 m;ρ=1.25 kg/m3;vi=15;np=2;f=50 Hz;Cp(λ,β)=0.24{116-0.4β-5}exp(1/(λ+0.08β)-0.003 5/(β3+1));额定风速为12 m/s;桨距角调节范围为0～90°,桨距角变化速率为-5～+5°/s[13]。

为了对多目标非线性控制策略的控制效果进行对比,同时还对仅考虑桨距角的PI控制和仅考虑电磁转矩调节实现恒功率控制(简称PC-T)的控制策略进行了仿真计算。

仿真中风速的变化曲线如图4所示。图5显示了在图4给定的风速变化情况下,3种控制方案的风轮转速、输出电功率和电磁转矩的仿真结果。

从风轮转速和电功率仿真结果可见:①仅考虑桨距角控制时系统的功率波动较大,其主要原因在于电磁转矩被设定为额定值,风速变化所引起的系统输入机械能的变化需要由桨距角的调节来维持稳定,而桨距角的响应速度较慢,因此在桨距角的响应过程中不可避免地出现功率波动。②仅考虑电磁转矩控制时,系统能够较好地实现恒功率的控制目标,但是转速波动较大。这是因为风速变化将引起系统转速的变化,而为了维持输出功率不变,电磁转矩必然与转速成反方向变化(比较风轮转速与电磁转矩仿真结果可得到证明),这就导致了电磁转矩的调节不能够维持转速的稳定。从能量角度看,系统输入的机械能增加(或减少),而系统的输出功率维持不变,多余的能量必然导致转速的增加(或减少),从而导致了较大的转速波动。③与仅考虑桨距角和仅考虑电磁转矩调节的恒功率控制策略相比,本文所提出的多目标非线性控制策略不仅能够很好地维持系统输出功率的恒定,而且还能够有效减少系统的转速波动。其原因在于电磁转矩的迅速调节可以有效减少风速变化所引起的功率变化,而桨距角的调节又可以调节输入系统的机械功率,从而减小系统的转速波动。

卷带装置液压系统恒功率特性研究篇3

卷带装置在纺织、造纸、矿山、冶金等行业应用广泛。该装置可避免胶带叠放堆积,减少占用空间,便于胶带的运输、保管以及重新利用。

目前对卷带装置的研究主要集中于控制技术方面。Sato等[1]首次将微机技术应用于卷带装置,在一定程度上提高了卷带装置的自动化水平及卷带质量。Noura[2]使用容错控制方法(FTC)来提高卷带装置的控制精度。刘晔[3]通过加入变阻尼控制装置以保证系统的恒张力和恒速度。章兼源[4]采用线速度和张力双环控制来提高卷带系统的稳定性。

液压系统恒功率控制指的是根据负载的变化来调整变量泵的输出流量,使系统的输出功率接近于负载所需功率,实现动力源和负载间的功率匹配,从而达到节能降耗的目的。目前,恒功率控制已广泛应用于机床、造纸及工程机械等诸多领域[5]。卷带装置在正常工作时,负载功率随卷带直径的增大而增大,当遇到卡带等突发工况时,负载会突然变大,这些都会对马达的卷带效率及卷带质量造成不利影响,因此,开展液压系统恒功率特性的研究具有重要的应用意义。

本文采用理论仿真和实验研究两种手段研究卷带装置液压系统的恒功率特性,分析负载变化时系统压力、流量及马达转速的动态响应特性。

1 理论分析

1.1 液压系统的工作原理

图1所示为卷带装置液压系统,液压泵4通过换向阀6向液压马达7提供压力油,换向阀6左位、右位接通时,分别实现液压马达的反转、正转,从而带动卷筒进行卷带、放带。当系统压力达到或超过额定工作压力时,与工作腔相连的溢流阀5或溢流阀8开启,工作腔压力油溢流回油箱。

1.油箱 2、10.过滤器 3.电机 4.液压泵 5、8、9.溢流阀 6.换向阀 7.液压马达

1.2 泵控马达系统性能分析

卷带装置液压系统采用泵控马达方式来实现恒功率控制,通过改变变量泵的变量系数来控制定量马达的转速,使系统的输出功率随负载变化而相应变化。

假设管路中油液的流动为层流且油液温度和弹性模量均为常数,管路和马达工作腔内无饱和气穴现象,忽略管路中的压力损失,则可建立泵控马达系统运动学方程和力矩平衡方程[6,7]。

以液压泵和马达的工作容腔(即高压管路)为分析对象,其流量连续方程为

$V_{Ρ \max} ω_{Ρ} x_{Ρ} = V_{Μ} ω_{Μ} + k_{Ρ} p + k_{Μ} p + \frac{V_{0}}{β_{e}} \frac{d p}{d t}$ (1)

式中,VPmax为泵最大排量;ωP为泵角速度;xP为泵变量系数;kP为泵泄漏系数;VM为马达排量;ωM为马达角速度;kM为马达泄漏系数;p为工作压力,即系统高低压回路压力差;V0为高压管路容积;βe为油液弹性模量。

马达力矩平衡方程为

$p V_{Μ} = J \frac{d ω_{Μ}}{d t} + B ω_{Μ} + Τ_{L}$ (2)

式中,J为马达输出轴转动惯量;B为黏性阻尼系数;TL为外负载转矩。

在初始条件下,对式(1)和式(2)进行拉氏变换,可得

$V_{Ρ \max} ω_{Ρ} x_{Ρ} (s) = V_{Μ} ω_{Μ} (s) + (k_{Ρ} + k_{Μ} + \frac{V_{0} s}{β_{e}}) p (s) (3)$

VMp(s)=JsωM(s)+BωM(s)+TL(s) (4)

假设泵角速度不变,以泵变量系数xP为输入,马达角速度ωM为输出,可得传递函数为

$\begin{array}{l} G (s) = \frac{ω_{Μ} (s)}{x_{Ρ} (s)} = \\ \frac{V_{Μ} V_{Ρ \max} ω_{Ρ}}{\frac{J V_{0}}{β_{e}} s^{2} + (\frac{B V_{0}}{β_{e}} + J k_{Μ} + J k_{Ρ}) s + V_{Μ}^{2} + B (k_{Μ} + k_{Ρ})} (5) \end{array}$

稳定性和快速性是衡量液压系统性能的两项重要指标。阻尼系数ξ越大,系统稳定性越高;固有频率ωn越大,系统响应越快。由式(5)可得:系统性能与马达排量VM、泵角速度ωP、泵最大排量VPmax、高压管路容积V0、油液弹性模量βe、马达输出轴转动惯量J及黏性阻尼系数B有关。

2 仿真分析

2.1 系统恒功率特性仿真模型

当输送带被卡死时,卡死点至滚筒间的输送带将被进一步拉伸,导致系统负载发生变化。为了研究该工况下系统的恒功率特性,在AMESim环境下建立系统恒功率特性仿真模型[8,9,10]。

建立仿真模型后,设定仿真系统中主要元件的参数如下:电动机转速为1500r/min,液压泵最大排量为67mL/r,溢流阀开启压力均为32MPa,马达排量为3000mL/r,马达输出轴转动惯量为3150kg·m2,卷带滚筒直径为500mm,负载质量为7000kg,输送带选用GX2000型胶带。

2.2 仿真结果分析

通过仿真分析,得到卡带工况下系统压力曲线及压力-流量曲线,如图2所示。

从图2可知:7s时,卷带装置发生卡带现象,系统压力逐渐增大,约9.3s时达到最大值,此时溢流阀打开,泵的输出流量开始减小;同时,随着系统压力的增大,流量逐渐减小,表明卷带装置在工作过程中,变量泵发挥了其恒功率特性。

图3所示为卡带工况下马达转速响应曲线,从图3可以看出:卡带瞬间马达转速急剧下降,且伴有冲击,约7.8s时转速降至5.2r/min左右,并维持约1.5s,尔后急剧下降,并伴有小幅度的振荡,经过约1s的调整后停止转动。结合图2a可知,从7.8s开始,压力增大而马达转速保持不变,这段时间持续了1.5s,这是因为泵的调整机构已行至最小排量处,待油压升高到溢流阀设定值,油液经溢流阀流回油箱,马达停止转动。

3 实验研究

3.1 实验装置系统

为更好地测试卷带装置液压系统的恒功率特性,搭建图4所示的卷带装置实验系统,通过盘式加载装置对系统施加制动力矩,用以模拟卷带装置在卷带过程中突然遇到卡带现象,系统负载增大情况下,液压系统的恒功率响应特性。

1.液压系统 2.马达 3.扭矩传感器 4.减速器 5.盘式加载装置 6.电液比例控制系统 7.流量传感器 8.压力变送器

图4中,液压马达2在液压系统1的驱动下通过减速器4带动盘式加载装置5转动,液压马达2的输出扭矩与转速由扭矩传感器3测出,液压泵的输出流量和压力分别由流量传感器7与压力变送器8测得。电液比例控制系统6用于控制盘式加载装置5的输出扭矩,以改变液压马达2的负载。整个实验台如图5所示,其中,图5a为卷带装置液压站,图5b为动力传动及加载装置。

3.2 结果分析

图6所示为负载增大时,系统压力与马达转速间的关系曲线,从图6可以看出:刚开始时,由于存在压力冲击,系统处于震荡状态;经过很短的调整时间后,系统的压力与马达转速间基本上呈线性关系,马达转速随着系统压力的增大而线性减小,这也体现了系统的恒功率特性。

为进一步验证系统的恒功率特性,将所测得液压马达的输出扭矩TM和输出转速nM进行相应计算处理,可以得到液压马达输出功率PM随时间t的变化曲线,如图7所示。从图7可以看出:在系统运行开始阶段,系统输出功率基本上在一定值范围内上下波动,系统基本上处于恒功率输出状态;6s左右时,通过盘式加载装置对系统施加负载,系统输出功率基本保持恒定;大约到13s,系统输出功率开始下降,这是由于泵工作在最小排量处,系统压力为溢流阀设定值,马达输出扭矩一定,而转速下降;16s左右时,系统被完全制动,输出功率降为零。在整个加载过程中马达输出功率伴有较大幅度的波动,这是因为盘式加载装置所提供的负载存在一定的波动,由此可见,液压系统表现出较好的恒功率输出特性。

4 结论

(1)系统负载变化时,卷带装置的液压系统具有较好的恒功率特性。

(2)本文建立的仿真模型较为准确地预测了卷带装置液压系统的恒功率特性,仿真结果和实验结果吻合较好。

(3)实验中存在许多未知阻尼因素,仿真结果和实验结果存在一定误差,可通过改进模型、补偿未知阻尼来进一步提高仿真模型的精度。

参考文献

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[7]彭增雄,苑士华.液压泵控马达数字调速系统研究[J].北京理工大学学报,2009,29(3):205-208.

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恒功率充电篇4

世界能源危机和由于化石能源消耗引起的环境危机,促进了风力、太阳能、潮汐能等可再生绿色新能源市场的飞速发展,其中风能的利用尤为迅速。据统计,风力发电平均以每年30%的安装容量增加[1]。为提高风电系统的稳定性和输出效率,应根据风速变化的情况调节风机转速。在风速较小时,使其运行于最优功率点,从而捕获到最大风能[2,3];在高于额定风速时,通过对桨距角的调节,使风机以额定功率输出[4]。常用最大功率捕获方法主要有功率反馈法[5]、模糊控制法[6]、混合控制法[7]等。本文研究将模糊控制与滑模变结构控制算法相结合,取长补短用于风力发电功率控制。仿真实验表明,这种方法能取得比较理想的控制效果。

1 风电机组结构设计与建模

1.1 系统结构设计

设计变速变桨距风力发电机组结构如图1所示,主要由控制器(ARM、DSP控制器或者工控机)、风轮、变速传动机构(齿轮箱)、双馈异步发电机、变桨距调节机构、电网、双向PWM功率变换器等部分构成。发电机负责将机械能转换为电能,这里采用的双馈异步发电机是一个多输入多输出系统,它的定子和转子各有三个绕组,加上电磁惯性和运动系统的机电惯性等因素,至少是一个七阶以上的非线性系统;发电机的电压、电流、频率、磁通、转速都是时变的,而且相互之间都有影响,从双馈发电机的数学模型看,它具有强耦合非线性。所以,整个大型风电机组是一个高阶强耦合非线性系统。

1.2 双馈发电机数学模型

根据电机学理论,采用同步旋转dq0坐标系,假定定子q轴磁场定向,双馈发电机数学模型为:

式中Rs、Rr、Ls、Lr为定、转子电阻、电感;Lm为定、转子互感;ω为同步旋转角速度;ωr为转子旋转角速度;ωs为转差角速度,ωs=ω-ωr;np为双馈发电机的极对数;

2 滑模变结构控制机理分析

上一节的分析表明,风电机组是一个强非线性控制系统,而变结构控制的滑动模态具有完全自适应性,可以用来减少外部环境扰动和不确定参数,变化参数,数学描述误差所带来的影响。滑模变结构控制的原理是迫使系统在一定条件下,沿规定的状态轨迹做小幅度,高频率的上下运动。滑动模态可以设计成为与系统的参数及扰动无关。因而,处于滑模运动状态下,系统具有很好的鲁棒性,滑模变结构控制可以用于多种线性及非线性系统,构成滑模变结构控制系统。从理论上分析,对于一个n阶系统:

其中:

X(t):n阶状态变量;

U(t):控制量;

F(t):扰动量;

AB为系数矩阵,AB∈Rn×n,D∈Rn×1为相应的系数矩阵。

利用滑模控制理论,设计超曲面为:

其中。对s(t)求导,得到:

式中:为S(t)的梯度,且满足det(CB)≠0,即CB满秩。(6)式与(4)式联合,可求得m维控制量U,将这个向量用等价控制Ueq表示,它是状态保持在切换面上而始终不离开切换面时的输入控制量U的值。

系统稳定的充要条件为满足李亚普诺夫稳定性要求,即,让式(8)成立。

滑动模态附近区域上的点都必须从切换面的两侧趋向于滑模面,即向滑模面收缩。当运动点到达切换面s(x)=0附近时,按(8)式,s与不同号,要么是s>0,要么是s<0,而不能同号。无论系统的初始点x(0)在状态空间的任意位置,稳定性要求要使系统的运动趋向于切换面s(x)。为了缩短到达滑动平面的时间,高为炳提出了趋近律,加速系统收缩,这样还能保证趋近模态的动态品质。目前使用的趋近律主要有指数趋近律、等速趋近律、幂次趋近律等。

变结构控制系统有一个比较突出的缺点,就是当系统从一个结构自动切换到滑模结构,变结构控制系统受切换开关非理想等因素影响,使得滑动模态产生高频抖振。“抖振”的存在,对控制系统的动态性能和稳态性能都会产生不利的影响。因而,本文采用模糊控制方法,根据s的大小,对滑模变结构控制的“抖振”加以抑制。

3 模糊滑模变结构风电机组控制实现

风能是不稳定的能源,有很大的不确定性。由贝兹理论,得到风机从空气中吸收的功率的经验公式:

式中,Pout为风力机吸收的功率;R为风机半径;ρ为空气密度;v为风速,单位m/s;β为桨距角;λ为叶尖速比,其计算方法为λ=ωR/ν;Cp为风能利用系数。

对于一个已知的确定的系统,由(9)式可知,其中风速v、风机半径R都是固定量,可能对系统功率进行调节的部分为主要是风能利用系数,这是一个与叶尖速比λ、桨距角β相关的量,本文的功率调节也是基于这个理论,以调节桨距角β为主来调节系统输出功率。

模糊控制的优点在于鲁棒性强,但是控制精度不够高、滑模控制也有抖动的缺点,将这两种算法结合起来,设计建立模糊滑模控制器如图2所示。模糊滑模控制的另一个优点是对模型要求不高,运算复杂度低,因而对控制器的硬件需求也低,对降低产品成本有益。

对风力发电机组的功率控制因风速的不同采取不同的控制策略:当风速在启动风速和额定风速区间内时,需要获得一个最佳风能系数,以使系统的能量输出为最大,提高设备的效率,这时采用模糊滑模变速控制器;当风速位于额定风速与最大风速(破坏风速)之间变化时,采用模糊滑模变桨距控制器,控制的主要措施是调节桨距角,使发电机输出功率基本保持不变,恒等于额定功率,使风电系统输出稳定,减少对电网的冲击。

根据实测数据样本,风能输出功率P和桨距角β进行二次多项式最小二乘法数据拟合可得到下式:

式(10)对时间求导,得到:

式(11)中,对变量进行标准化处理,令,即变桨距速度为1°/s,,设X(t)=p-p*,p*为功率的参考输入,为了加快反应速度,采用指数趋近律:

令:

求解一阶方程,可得到:

把式(15)代入式(12)中,得到:

整理得到:

式(18)、(19)的结果求和,即图2中输入到风电机组的变量U。

在滑模控制中,干扰的上确界往往很难确定,包括参数的变化、负荷的变化以及外部干扰等,都会对式(13)中的参数项h的有效地确定带来影响。所以,本文采用模糊推理的方法来估计集成不确定的上确界,它使用先前的专家知识,注入了专家的控制经验,能够更有效地完成控制目标。

模糊滑模控制器的设计,采用二维模糊控制器,以切换函数s(t)及作为输入变量,∆K(t)为输出变量,∆K(t)积分处理后得到控制变量。

1)定义模糊集

输入:P=正,Z=0,N=负。

输出:9个级别(NV、NB、NM、NS、ZO、PS、PM、PB、PV)。

2)论域

3)确定规则表

采用Mamdani控制规则,为简化运算,如上所述,已将输入变量定义为三个级别,输出变量定义为9个级别。控制规则表如表1所示,共9条控制规则。

4)模糊推理运算

模糊规则建立后,接着进行模糊推理运算。采用Mamdani推理方法,合成方式采用极大极小运算。

5)反模糊化

采用重心法,将模糊输出精确化,公式如下:

6)采用积分法对的上确界进行估计

其中,G为比例系数,G>0。

至此,模糊化处理过程完成。

4 仿真研究

为验证本文所提出的恒功率控制策略的正确性和有效性,利用MATLAB进行了仿真研究,仿真时设定的控制律为:调节风速由额定风速10m/s变化到切出风速25m/s,如图3所示。从0秒至38秒,风力匀速逐渐由10m/s增大至25m/s。假定空气密度为1.25 kg/m3,增速比为N=7:668;ωm=Nω=668ω,极对数取为3,最大桨距角为45度,最大调节速度为2度/s。仿真结果为图4-图6所示。

采用变桨距控制方式,通过调节桨距角,使发电机输出功率为额定值。在变桨距控制时,发电机转速基本维持额定转速不变,目的是使发电机输出额定功率不变。图4表明在模糊滑模变桨距控制中,桨距角β随着风速的增加而增大。图5和图6为变桨恒功率控制的输出功率曲线与发电机转速曲线,对比这两个图,可以发现在变桨过程中,由于桨叶桨距角的改变,风力发电机的机械转矩此时可近似为固定值。当风速达到额定风速以后,发电机输出功率基本不随风速变化,稳定在额定输出功率值。

5 结论

本文通过分析双馈式风力发电系统结构,以及发电机的动态数学模型,提出了基于模糊滑模变结构方法的变桨距恒功率控制方法。通过建立软件系统仿真证明,采用模糊滑模变结构算法可以实现对风力发电系统输出功率快速平滑的调节,提高系统稳定性。

摘要：风力发电机组设计向单机容量大型化、高可靠性、高效率、低成本的方向发展。现阶段,大型风电机组主要采用双馈异步感应发电机或永磁同步发电机,前者是主流。风电场的风向和风速时刻在变化,风电机组要适应这种变化,通过调节桨距角、风机转速等参数,满足一定的功率控制需求。本文采用模糊滑模变结构控制技术,通过变桨距角的方式,实现了风力发电的恒功率控制。

关键词：风力发电,模糊控制,滑模控制,双馈异步发电机

参考文献

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[6]夏晓敏,王坤琳,吴必军.模糊控制在小型风电系统MPPT中的应用[J].可再生能源,2009,27(3):27-31.

紧凑型大功率充电器篇5

由于高能量密度、低自放电特性及尺寸和外形的高度灵活性,锂离子技术目前是小型便携式设备首选的电池技术。一般而言,锂离子电池单元适用于恒流(CC)和恒压(CV)充电策略。电池电压较低时,充电器工作在CC充电模式下。一旦电池充电至浮充电压时(零电流下的电池电压,通常为4.2V左右),系统将开始降低充电电流,以维持所需电压,然后切换至CV模式。虽然这种充电过程看上去很简单,实际上它需要对浮冲电压附近的电平进行精确的充电控制,以便使电池容量最大化,同时延长电池循环寿命。如果对电池充电器电压的调节不够精确,则可能导致电池充电不足,并显著降低电池容量,缩短便携式设备的使用时间。此外,如果充电电压过高,那么电池循环寿命将大大缩短。对锂离子单元进行过充电还有可能导致设备发生灾难性故障。精确的电池充电调节可以最大程度地提高电池的使用率,延长电池寿命。

初级端调节(PSR)设计已广泛用于低功率和小尺寸电池充电器。与早期PSR设计相比,新控制器的CC性能要好很多。然而,若仅仅依靠PSR策略进行设计,则随着输出功率的上升,CV将变得难以调节。除了CV调节性能方面的缺陷,仅采用PSR的设计在动态响应方面也不足。实际上,负载调节是纯PSR解决方案的关键问题。虽然新的控制器具有优秀得多的负载调节性能,随着功率上升,仅采用PSR的设计会遇到更多困难。因此,新的解决方案建议将初级端调节与次级端调节结合起来。图2显示此策略的设计理念。采用PSR+SSR解决方案后,旅行适配器或充电器设计便可兼具极佳的CC和CV动态响应以及超低的待机功耗。

待机功耗与IC轻载工作条件以及间歇模式工作有关。受动态响应性能限制,纯PSR设计难以实现较低的待机功耗;为了实现良好的动态响应,最低间歇频率变得相对较高,产生额外开关损耗。此外,PSR设计需要从初级端监控输出电压,因此内部采样模块无法进入休眠模式。这使得IC的内部电流高于SSR设计,后者使用电流反馈。

图3显示纯PSR解决方案与PSR加SSR解决方案的比较分析。FAN 104是一款纯PSR解决方案,具有市场上一流的待机功耗和调节性能。FAN302HL是一款PSR加SSR解决方案,能处理更高的功率、更佳的动态响应以及更低的待机功耗。FAN302HL解决方案还具有固定开关频率特性,有助于解决100kHz噪声及其谐波干扰导致的触控面板故障问题。FAN302UL具有更高的频率变化,因此同样适用于紧凑型充电器设计。FAN302UL工作频率为140kHz。

FAN302系列的另一项优点是30V工艺,可实现更宽的输入电压工作范围。另外还提供内部闩锁保护,相比其他采用次级端过压保护的控制器,设计时可节省多个外部元器件,如图4所示。

摘要：电池充电器功率正随着电池容量的增加而增大,本文介绍了一种紧凑型大功率充电器的实现方案。

关键词：大功率,充电器,紧凑

参考文献

[1]Fairchild最新款移动解决方案[R/OL]http://www.fairchildsemi.com/aoplications/mobile/

[2]纯PSR以及PSR+SSR解决方案[R/OL]http://www.fairchildsemi.com/search/power-management/off-line-andisolated-dc-dc/pnmary-side-regulation-cv-cc/

开关电源的并联均流与恒功率输出篇6

自开关稳压电源问世后, 以其效率高、体积小、重量轻等优势在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等领域逐步取代了效率低且笨重的线性稳压电源和晶闸管相控电源。早期出现的开关电源为串联型, 其主电路拓扑与线性电源相仿, 但存在着体积大、效率低、承受过载和短路能力差等缺点。随着脉冲宽度调制 (PWM) 技术的发展, PWM的控制方式愈来愈多地应用于开关控制器的设计。其特征是电路设计简单, 性能稳定, 控制型效率高, 能够很好的稳定电压幅值, 同时, 通过改变脉冲宽度占空比固定开关的频率改善波形, 具有良好的抑制输出电压纹波和噪声功能。PWM的开关电源, 电流模式的又明显优于电压模式, 因为电流模式的PWM电源是电压、电流双环反馈, 动态性能更好, 并且自动抑制磁偏。下面的讨论全部基于Unitrode公司 (已被TI收购) 生产的UC3856电流模式PWM控制器。

1 基于分立器件的恒功率短路保护

一个完善的电源必定有着各种各样的保护措施, 比如:输入过压, 欠压, 浪涌;电源本身过热;输出空载和短路。根据电源短路时输出的伏安曲线, 其短路保护策略分为关断 (7字型伏安曲线) ;恒流 (下垂型伏安曲线) 和恒功率 (双曲线型伏安曲线) 3种。恒功率输出的伏安曲线如图1所示:电源正常工作在恒压区。当负载短路时, 电源降低输出电压, 保证输出功率不变, 器件不会过热, 电源仍然可以正常工作, 电源处于恒功率区。随着负载电阻进一步减小, 输出功率不变, 电流增大, 电感和变压器的磁芯会逐渐饱和, 必须限定输出电流, 电源将进入恒流区。也就是说, 恒功率输出这种短路保护策略是让电源在不烧毁自身的前提下, 尽最大努力保证负载工作。

用分立器件搭出短路时恒功率输出的电路, 最简单的方法只需要几个二极管和运放。

设电源输出恒压区200V, 恒功率区100W, 恒流区1A。a点=Vo/100, b点=Io×0.1Ω。上面的电路实际是在伏安曲线图上200V、0.5A和100V、1A这两点之间画了一条向下倾斜的直线来代替恒功率的双曲线。误差最大的地方在直线段的中点, 输出功率为150V×0.75A=112.5W, 误差12.5%。功率影响的是器件的散热, 要求不如电压和电流严格, 还是可以接受的。运放N4A计算的是电源输出的电压和电流乘上一个系数在相加, 也就是说R1和R2的取值要保证200V、0.5A和100V、1A时, 运放N4A的3脚输入不变。例如R1=20kΩ, R2=1kΩ。然后调整R3和R4的比值, 使200V、0.5A和100V、1A时, 运放N4A的1脚输出2.5V (2.5V是VCC的一半) 。运放N2A和N3A实际是比较器。如果电源输出电流大于1A或者输出功率大于100W, 那么运放N2A或N3A输出VCC (5V) 。二极管导通, 累加一个电压到运放N1A上去。反之, 二极管截断, 运放N1A只受a点电压的影响。另外, 运放N1A不是分立器件, 是集成在UC3856中的电压放大器。参考电位VREF不能高于VCC (5V) 减去二极管的门限电压 (例如肖特基二极管为0.5V) 。

2 基于UC3907的并联均流

如果用两个200V、100W, 短路时恒功率输出的开关电源模块并联在一起去给200V、150W的负载供电。由于模块间的差异性, 模块1单独工作时输出200V, 模块2单独工作时输出199.9V。那么它们并联起来工作时, 输出电压199.9V, 模块1输出100W模块2输出50W。在这种情况下, 模块1的工作温度就就会比模块2高出几度到十几度, 其元件老化速度也要比模块2高出很多。所以我们需要一种并联均流技术, 来将工作负载尽量平均的分到各个并联的电源模块上。

电流均流法很多, 有:下垂法、主从法、外接控制器法、平均电流法、最大电流法等。相对而言最大电流法性能最好, 调整简单易实现, 均流母线开路或短路都不会影响各电源模块的独立工作, 任一模块的故障也不会影响均流功能的实现。最大电流自动均流法是一种自动设定主模块和从模块的方法, 即在N个并联的模块电源中, 输出电流最大的模块电源, 将自动成为主模块.而其余的模块电源则为从模块, 它们的电压误差依次被整定, 以校正负载电流分配的不平衡。其原理图如下:

UC3907就是采用这种工作原理的均流控制芯片。这种均流芯片目前使用较广泛。UC3907均流控制芯片能使并联运行的电源模块单元工作在所设定的电流值上, 均流精度可达2.5%。

3 基于DSP的数字化恒功率和并联均流方案

我们上次做的一个开关电源模块, 300V到150V100W的输出, 体积要求香烟盒大小 (8.8×5.5×2.2cm) , 要同时做短路时恒功率输出和模块间并联均流, 空间很紧张。但是这个电源模块的负载变化极慢, 几乎没有动态特性要求。所以我们定出方案, 用一片DSP来实现恒压, 恒功率和并联均流3个反馈环。

经过实际调研和性能比较, TI公司的C2000系列DSP芯片具有诸多优点, 包括定点处理器C24X和C28X。C24X系列为16位定点处理器, 运算速度为20MIPS~40MIPS, 可用于低速数据采集;TMS320C28X DSP系列为32位定点处理器, 运算速度高达400MIPS, 可用于高速数据采集。C2000系列采用高性能的静态CMOS技术, 3.3V电压供电, 内核电压为1.8V, 片内程序空间集成Flash, 可以将系统控制程序直接烧入DSP芯片内部而不用外扩Flash存储芯片, 减少系统的功耗和体积。C24X系列DSP内置2×8通道10位数据转换 (ADC) , 转换时间约为500ns;C28X系列DSP内置2×8通道12位数模转换 (ADC) , 转换时间为80ns。经过分析和比较, 我们选择用UC1856 (uc3856的军温级) 加上TMS320LF2401AVFS来搭建这个电源模块。

UC1856的电流检测脚采用正常接法, 对于推挽拓扑的开关电源, 是接在开关管下方的电流检测电阻上。UC1856的电压检测放大器接成电压跟随的形式 (一般情况是积分或者比例积分的形式) , 接到一个由TMS320LF2401AVFS控制的D/A转换器上。电源的输出电压采样, 输出电流采样, 均流误差采样的模拟电压信号接到TMS320LF2401AVFS的3个A/D通道上。TMS320LF2401AVFS通过控制UC1856的电压检测放大器的输入, 来调整PWM的占空比, 最终完成恒压, 恒功率和并联均流三项工作。

TMS320LF2401AVFS的算法流程如下:

步骤一:损坏防止

1) 电源输出电压是否超过最大电压300V?超出计算差值, 未超出此项为零;

2) 电源输出电流是否超过最大电流2/3A?超出计算差值, 未超出此项为零;

3) 电源输出功率是否超过最大功率100W?超出计算差值, 未超出此项为零;

4) 计算损坏函数f1=α×电压超出量+β*电流超出量+γ×功率超出量, (αβγ是系数, 其中功率是二次量衰减系数更大) 。如果f1大于0跳转到步骤三, 否则继续步骤二。

步骤二:性能调节

1) 计算f2=电源输出电压-参考电位VREF;

2) f3=均流误差。

步骤三:占空比调节

根据f1进行大步长衰减, 根据f2进行中步长调节, 根据f3进行小步长的修正。

为了加速收敛和衰减震荡, 采用了标准的PID算法。

根据最终的测试结果, 这个UC1856加上TMS320LF2401AVFS的电源模块, 调压精度约1/1000, 和TMS320LF2401AVFS的10bitA/D一致。其占空比调节的频率大概是20KHz, 动态性能不光满足上次设计的特殊用途, 对于一般应用, 外加一两颗储能的大电容, 也能满足要求。

4 结论

本文总结了开关电源在短路保护时, 采用恒功率输出和多电源模块之间进行并联均流的一般实现方法。以及本人所在项目团队, 在做上一个电源项目时, 有特殊要求的情况下, 恒功率输出和并联均流的实现方法。希望能为电力电子技术的爱好者和工程师, 开拓思路, 略有助益。

摘要：本文讨论了一般情况下, 开关电源采用恒功率输出策略做短路保护和多模块并联均流的实现方法, 与笔者所在项目团队在做上一个电源项目时, 采用牺牲电源动态性能, 来满足电源体积要求, 数字化实现并联均流与恒功率输出的方法。为实现开关电源这两项功能, 提供了一条新思路。

关键词：并联均流,恒功率,开关电源

参考文献

[1]ABRAHAM I.P开关电源设计[M].王志强, 译.电子工业出版社, 2007.

[2]Texas Instruments.UC3856/UC3907/TMS320LF24XX DATASHEET, 2010.

[3]张占松, 蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].电子工业出版社, 2004.

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