充电控制模块（精选7篇）
充电控制模块 篇1
0 引言
近年来,随着国家对新能源电动汽车的大力推广应用,电动汽车充电机技术得到了长足的发展。然而,电动汽车充电机运行时会产生谐波,对电网造成污染,因此开发出高效节能且对电网污染小的电动汽车充电机很有必要。
随着电源产品的发展,软开关技术得到了广泛应用,其中LLC谐振变换器具有较多的优点,适用于高效、高频化[1~3]场合,可应用到电动汽车充电机;另外基于Boost电路可实现有源功率因数校正功能。本文将结合基于Boost电路的有源功率因数校正技术和DSP控制LLC谐振变换器技术来实现充电机功能。2015年在青岛市和临沂市所建的电动汽车充换电机站内运行的电动汽车充电机主要分为输出电压等级较低的分箱充电机和输出电压等级较高的整车充电机,本文将介绍基于DSP控制的LLC谐振变换器在电动汽车整车充电机模块中的应用。
1 充电机工作原理
1.1 充电机主电路结构
充电机主电路如图1所示,主要由交流输入整流电路、Boost电路、LLC谐振变换器、全桥整流输出组成。其中,Boost电路用主控芯片UC2854N及其外围电路来实现充电机的有源功率因数校正功能,同时为LLC谐振变换器提供高压稳定的直流输入信号,这给实现高压大功率充电机提供了一个条件。应用DSP芯片TMS320F2801作为主控数字芯片来控制LLC全桥变换器,使充电机能够工作在恒压或恒流工作状态。考虑到充电机实际工作状态,在整流输出侧增加一个二极管D1,只有充电机输出电压高于电池电压时充电机才对电池充电。本文设计的充电机是电动公交车整车充电机模块,输出电压较高,故整流输出采用桥式全波整流电路。
1.2 LLC谐振变换器工作原理
LLC谐振变换器采用通用的变频控制,其工作频率f不仅可以在f≥fr的范围,也可以在fm<f<fr的范围。根据工作频率范围的不同,LLC谐振变换器工作区域可分为:f>fr时,称为工作区域1;fm<f<fr时,称为工作区域2;f=fr时,称为工作区域3。
在工作区域1时,次级整流二极管D2~D5不工作在ZCS(零电流关断)状态,且会有电压尖峰,所以不建议LLC变换器工作在此区域。在工作区域2时,主开关MOSFET管VQ1~VQ4工作在ZVS(零电压开通)状态,次级整流二极管D2~D5工作在ZCS状态,LLC变换器具有较高的效率。在工作区域3时,整个谐振周期内,谐振电流ir为一个正弦波,主开关MOSFET管VQ1~VQ4工作在ZVS状态,次级整流二极管D2~D5工作在临界连续状态,此时LLC变换器导通损耗最小,具有最高效率。综上,LLC谐振变换器工作在区域2、3时,充电机具有较高的效率。
2 基于TMS320F2802数字控制设计
2.1 高精度数字控制芯片
TMS320F2802是一款用于控制系统的多功能、高速、高性价比的32位定点DSP芯片。它具有高精度的A/D转换器;内部有ePWM和HRpwm功能,可灵活产生高速PWM脉冲,ePWM模块中的TZ(Trip-Zone)子模块还可对周期性和一次性故障事件起到快速保护作用;具有的CAN通信和SCI通信技术,可支持多个充电机并联时的通信。所以,这款DSP芯片很适用于高精度的高频电源控制。
2.2 LLC谐振变换器工作控制
充电机工作状态有恒压和恒流。由于充电机需工作在不同的电压或电流下,因此LLC谐振变换器需要工作在恒压或恒流状态。本文将介绍一种以电压电流双闭环为控制来实现LLC谐振变换器恒压或恒流工作的控制方法。当LLC谐振变换器工作在恒压状态时,采取电压外环、电流内环的双环控制方式;当工作在恒流状态时,采取电流内环的控制方式;恒压和恒流工作状态在程序控制下根据带载情况自动转换。LLC谐振变换器控制程序主流程如图2所示。
LLC谐振变换器采取PFM控制方式,即通过改变全桥4个主开关MOSFET管的开关频率f来达到稳压或稳流目的。PI调节器的控制算法经典、简单,可靠性和鲁棒性高,并且数字PI调节器能够实现高精度控制,也易于人机在线交互调试参数。图3为LLC谐波变换器的控制电路框图,充电机并联时可利用CAN数字均流技术。
2.3 恒压控制
恒压控制结构如图4所示,当充电机工作于恒压状态时,采用双环控制结构。在DSP中,电压给定信号Vset与电压采样信号Vf进行比较后进行PI运算,运算的结果经限幅后得到VPIout信号;该信号作为电流内环的给定值与输出电流采样信号If进行比较后进行电流内环的PI运算,运算的结果经频率限幅后由DSP计算出各PWM驱动脉冲。
2.4 恒流控制
恒流控制结构如图5所示,当充电机工作于恒流状态时,采用副边电流单环控制结构。当充电机处于恒压控制时,随着负载的增加,电压外环的输出VPIout信号不断增大,当增大到大于电流内环的给定值Iset时,系统自动变为单电流环控制。单电流环控制方式下,电流内环给定值变为Iset,Iset与输出电流采样信号If进行比较后进行PI运算,运算的结果经频率限幅后由DSP计算出各PWM驱动脉冲,以实现充电机的恒流控制。
2.5 数字PI调节器
采用通用的数字PI算法,该算法由PI算法的拉氏变换表达式推导出。采用一阶后向差分近似离散化,PI调节器算法写成差分方程的形式为:
式中,f(n)是PI调节器第n次输出值;Kp是比例系数;ε(n)是第n次给定值与反馈值的偏差;T是采用时间;KpT/Ti为积分系数。
3 试验验证
试验对象为一台交流220V输入,直流750V/4.5A输出的单相充电机。充电机参数:交流输入额度相电压为220V;直流输出电压为600~750V;最大充电电流为4.5A;Lr=28μH、Lm=168μH、Cr=66μF;变压器变比为1∶1.5;在谐振频率fr时的工作电压为600V。
图6是充电机上电启机时测得的Boost电路输出电压Vpfc(410V),为LLC谐振变换器提供了稳定的高压直流信号。第一个台阶是Boost电路还未启动时的输出电压;第二个台阶是Boost电路启动后的输出电压。
图7是交流输入电压Vac和交流输入电流iac的示波器采集波形,电流波形非常接近正弦波,且与电压波形相位接近。通过高精准fluke 434电能质量分析仪测试有源功率因数达到0.99以上,说明APFC电路可行有效。
图8是充电机接近满载750/4A时的输出电压Vo波形及主开关管VQ1和VQ3的驱动波形Vgs1和Vgs3。同一桥臂的上下2个MOSFET管间有死区,可防止它们出现直通现象。
图9是充电机输出为600V/4A时谐振电流ir波形和开关管的驱动Vgs波形。通过示波器可知,驱动频率117kHz非常接近谐振频率fr,验证了设计的正确性。此时LLC谐振变换器处于工作区域3,充电机效率也相对最高。
图10是充电机输出为700V/4A时谐振电流ir波形和开关管的驱动Vgs波形。驱动频率为84kHz,随着输出电压的升高,开关频率随之降低,验证了PFM数字控制的有效性,此时LLC谐振变换器处于工作区域2。
图11是充电机输出电压低于600V时的谐振电流ir波形和开关管的驱动Vgs波形。通过示波器可读出开关频率为120kHz(高于谐振频率fr),此时LLC谐振变换器处于工作区域1。随着输出电压的降低,开关频率随之增加,进一步验证了PFM数字控制的有效性。
用专业测试工具对充电机进行效率测试,结果见表1。由此可知充电机整机在半载和满载时的效率都大于93%,表明充电机实现了高效的电能转换。
4结束语
本文设计的电动汽车充电机既有有源功率因数校正功能又兼有数字控制优点,能灵活工作在恒压或恒流状态,且有高效率的高压直流输出,满足了要求。通过试验样机也验证了本文提出的数字控制设计方法的可行性。
摘要：针对LLC谐振变换器具有高频化和高转换效率,同时为了减小对电网的污染,以有源功率因数校正(APFC)技术和DSP控制LLC谐振变换器技术为基础,设计了一款电动汽车整车充电机。分析了DSP控制充电机的恒压和恒流控制原理,研制了一台3.3kW电动汽车充电机模块,并通过试验验证了设计的正确性。
关键词：LLC谐振变换器,有源功率因数校正,充电机,DSP控制
参考文献
[1]欧阳茜,吴国良,钱照明.LLC谐振全桥DC/DC变流器的优化设计[J].电力电子技术,2007,41(1):15~17
[2]De Groot H,Janssen E,Pagano R,et al.Design of a 1MHz LLC resonant converter basedon a DSP-driven SOI halfbridge power MOS module[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2007,22(6):2307~2320
[3]Chen Huiming,Wang Ying,Zhang Zhongchao.Research onHigh Frequency LLC Induction Heating Power Supply and Decrease inthe Switching Power Loss[J].Proceedings of the CSEE,2006,26(17):67~71
充电控制模块 篇2
关键词：统一电能质量控制器,模块化多电平换流器,预充电,控制策略
0 引言
统一电能质量控制器（unified power quality conditioner,UPQC）由于其电路上具有两个在直流侧互联且分别并联和串联于系统的逆变器，可同时实现电压质量和电流质量问题的综合治理，向供电用户提供高可靠性、高质量的电力供应[1]。但是，由于受到电力电子器件耐压能力的限制，现有的UPQC结构大多仅能应用于低压配电系统。近年来，基于模块化多电平换流器（modular multilevel converter,MMC）的柔性直流输电技术成为新的研究热点[2,3,4]，它具有子模块内开关器件承受开关应力小、输出电压波形谐波含量低、通过调整级联模块数量便可应用于不同电压等级系统的特点，在高电压、大功率应用领域具有明显的应用优势。若将二者结合起来，构成基于MMC的UPQC(MMC-UPQC），便能较好地解决UPQC在高电压、大容量环境下应用的问题，使UPQC的应用具有更宽广的舞台。
要使MMC-UPQC能够正常工作，就必须先通过交流系统或者外加的辅助电源对串、并联部分MMC中所有子模块的电容进行充电，将其充电至装置正常工作的额定电压，该过程便是MMC-UPQC的预充电过程。在此过程中，还必须确保充电过程所产生的过电压和过电流在所有器件（特别是开关器件）的承受范围之内，且不会在串并联换流器以及换流器与交流系统之间产生功率振荡。对于应用于高压系统的MMC子模块来说，出于安全及成本的考虑，其控制系统往往在主回路交流侧利用隔离变压器或者在直流侧通过电阻分压取能，因此在设备开始预充电过程的最初阶段，控制系统尚未开始工作，无法控制开关器件进行相关的预充电控制，这是在制定其预充电控制策略时需要考虑的问题。此外，由于高压系统MMC的子模块数较多，其调制策略多采用最近电平逼近[5]，在预充电控制策略中考虑利用最近电平逼近调制中的部分功能模块，可减少预充电控制策略在实施过程中的工作量。
由于MMC-UPQC作为一种用途较为专一的设备，其预充电过程除文献[6]外鲜有人提及，但由于其结构与MMC型高压直流输电（MMC-HVDC）双端换流站的预充电过程有类似之处，可以通过借鉴其研究成果来制定MMC-UPQC的预充电控制策略。在MMC-HVDC的预充电研究中，文献[7,8,9]主要针对单端MMC从交流系统的预充电过程进行数学分析，提出了相应的单端MMC预充电策略，但并没有考虑充电端对无源侧的充电控制，无法被本文所借鉴。文献[10,11,12]虽然考虑了换流器有源侧对无源侧的充电控制策略，但其在分析MMC不控整流充电过程的冲击电流时，忽略了无源侧在此过程中对有源侧桥臂电流的影响，使其所作分析不够完整。文献[6]虽然提出了MMC-UPQC的预充电策略，且通过仿真进行了验证，但整个过程并没有数学分析，很难为以后MMC-UPQC预充电策略的制定提供定量的理论参考。
本文针对MMC-UPQC在中、高压配电网的应用背景，根据对MMC-UPQC在预充电过程中3个阶段（不控整流阶段、串联部分子模块电压提升阶段以及可控整流阶段）冲击电流的分析，结合在最近电平逼近调制中将会运用的子模块直流电压排序模块，制定相应的MMC-UPQC预充电控制策略，以保证MMC-UPQC在无需外部辅助设备的情况下，能够快速、可靠地完成预充电过程，达到工作状态。最后，分别通过数字仿真和物理装置，对所提预充电策略进行了可行性和有效性验证。
1 MMC-UPQC预充电过程分析
MMC-UPQC电路接线示意图如图1所示。
对于应用在中、高压配电系统实际工程的MMC来说，出于成本和运行安全的考虑，装置一般通过交流系统完成自身的预充电过程，而且子模块的控制系统也从主回路取能。因此，只有当子模块的电压足够高时，子模块的控制系统才能开始工作，可以控制子模块的投切状态。此外，由于MMC-UPQC电路的自身结构，串联部分无法从交流系统得到足够的交流电压将自身的直流电压提升至额定值，所以MMC-UPQC的启动初期只能由交流系统通过并联部分子模块中的反并联二极管对并联部分进行充电，并联部分再通过直流公共端对串联部分进行充电，该过程就是不控整流阶段。在并联部分通过直流母线给串联部分充电的过程中，由于在任何时刻对于相单元来说，并联部分只有上桥臂或者下桥臂连接到直流母线，而串联部分的上、下桥臂均投入到直流电路之中，所以在此过程中串联部分子模块的电压始终只能充电至并联部分子模块电压的1/2。这就需要装置在直流电压充电至交流线电压幅值附近，子模块的控制系统开始可靠工作时，通过控制串联部分子模块的投切将该部分子模块的电压继续提升，直到与并联部分子模块电压相等，该过程就是预充电中的串联部分子模块电压提升阶段。对于应用于无功补偿的装置来说，其设计的直流工作电压一般都要高于交流系统线电压的幅值，该电压是装置无法通过不控整流达到的，这就需要装置的控制系统根据控制策略通过控制子模块的投切来实现，该过程就是预充电中的可控整流阶段。
总结上述分析，整个MMC-UPQC预充电过程可以分为3个阶段：不控整流阶段、串联部分子模块电压提升阶段以及可控整流阶段。
1.1 MMC-UPQC不控整流充电过程
装置在不控整流阶段的等效电路如图2所示。
现以ab相间电压对N+1电平MMC-UPQC进行充电为例，对不控整流过程进行分析。假设交流电源uab>0，若此时开始充电，并联部分a相上桥臂各子模块内二极管D1满足条件导通，其子模块自身将会被旁路出主电路；b相上桥臂各子模块内二极管D2满足条件导通，其子模块中直流电容投入到主电路中进行充电，ab相上桥臂构成一个充电回路（此等效充电回路如图3(a）所示）。ab相的下桥臂构成另一个充电回路：a相下桥臂各子模块中的二极管D2导通，子模块直流电容进行充电，b相下桥臂各子模块中的二极管D1导通，子模块被旁路出主回路。与此同时，由于并联部分a相上桥臂各子模块中二极管D1以及b相下桥臂各子模块中二极管D1导通，交流系统通过上述回路同时向串联部分abc三相的上下桥臂各子模块直流电容进行充电（此等效充电回路如图3(b）所示）。
从以上分析可看出，MMC-UPQC并联部分各相上下桥臂中子模块内二极管D1将承受装置中最大的充电电流，该电流为串、并联部分充电电流之和，并在该相系统电压达到峰值时达到最大值。由于子模块中二极管D2的存在，当并联部分直流电压高于串联部分时，D2截止，并联部分无法向串联部分充电，串联部分只能通过交流系统进行充电，所以此阶段两部分互不影响，可分别进行研究。
在情况下，根据图3(a）等效电路，可得并联部分充电电流为：
式中：Uab为交流系统ab相间线电压有效值；ω为系统电压角频率；φ为系统电压合闸瞬间的相位角；R为限流电阻阻值；L为桥臂电感值；C为子模块电容值；N为每个MMC桥臂所含子模块数量。
该电流达到最大值的时刻为：
与此同时，根据图3(b）等效电路，对于串联部分的充电电流，有
该电流达到最大值的时刻为：
从上述分析可得，在的情况下，限流电阻R仍是限制启动冲击电流的主导因素。对于阻值大小的选定，应该保证交流系统通过限流电阻产生的串联及并联部分冲击电流之和小于子模块中二极管D1所能承受的电流。此外，由式（2）和式（4）可知，通过子模块中二极管D1的并联及串联部分的充电电流并不会在同一时刻达到峰值，对于由三相桥臂中二极管构成的串联部分充电回路，其在本桥臂内符合导通充电条件的时间有限，因此在实际情况下，通过子模块中二极管D1的电流应小于上述两电流之和。但在电路设计中，可将两个电流的峰值之和作为限流电阻阻值设计的参考，以防止设备在极端工作条件下可能对D1的损坏。
1.2 串联部分子模块电压提升过程
在MMC-UPQC通过不控整流建立起足够高的电压、子模块中的控制系统开始工作后，控制系统需要通过控制将串联部分多投入的子模块旁路出电路，以提升串联部分的子模块电压，直至串联子模块的电压与并联部分子模块电压相等。由于并联部分子模块中二极管D2的存在，此过程中并联部分无法向串联部分充电，因此可得到该过程的等效电路如图4所示。
根据图4，对于N+1电平的MMC-UPQC，当串联部分三相桥臂均旁路n个子模块时，可能对并联部分a相上桥臂产生的冲击电流为：
为了使串并联部分子模块电压相等，并满足MMC的直流电压约束，串联部分每个桥臂最终均将其桥臂中一半数量的子模块旁路出主电路。
比较式（3）和式（5），考虑每个桥臂一次最多能旁路1/2的子模块（即n=N/2），因此在串联部分子模块电压提升阶段，由串联部分各桥臂旁路子模块所带来的冲击电流，不会超过串联部分在不控整流阶段所产生冲击电流的1/2。但是，在桥臂中子模块数量较多的情况下，为了防止一次性切除较多子模块时，由于动态均压不理想造成部分子模块的开关器件承担应力较大以致损坏，故在该阶段还应控制串联部分桥臂每次旁路出主电路子模块的数量。此外，和不控整流阶段类似，在该阶段限流电阻在限制冲击电流中仍起到主导作用，因此在本阶段该电阻还不能被旁路出主电路。
1.3 可控整流直流电压提升过程
为保证并联部分电流控制的动态特性和准确性，并联部分电流控制采用双闭环解耦电流控制策略[13]：内环控制器通过调节并联部分的输出电压以使输出电流快速跟踪其指令电流值，外环控制器根据有功功率、无功功率及直流电压等指令生成内环指令电流值。此外，为减小并联部分在可控整流解锁阶段的电流冲击，直流电压的目标值可通过爬坡函数输入给外环控制器。
2 MMC-UPQC预充电控制策略
根据上节对MMC-UPQC预充电各阶段的分析，对于不控整流阶段，由于该阶段子模块中控制电路还未工作，因此在此阶段无法通过控制系统限制充电过程中产生的冲击电流，限流电阻在此过程中仍是限制冲击电流的主要手段。待到串联部分子模块电压提升阶段，在限流电阻起到限制冲击电流主导因素的前提下，可通过控制系统的适当控制，降低由于动态过程对开关器件造成损坏的风险。待至可控整流阶段，由于限流电阻已旁路出主电路，合适的控制策略便成为保障装置元件在预充电过程中不受损坏的关键。
本文所提MMC-UPQC预充电策略具体步骤如下（流程图见附录A图A1）。
步骤1：闭合断路器KM1，交流系统经过限流电阻限流后向MMC-UPQC并联及串联部分子模块充电。
步骤2：待MMC-UPQC直流电压值缓慢上升至交流电压线电压峰值的1.414倍附近，串、并联部分子模块控制系统开始工作。
步骤3：令n=1，即串联部分各相上下桥臂中各有一个子模块由于其开关器件T1导通而被旁路。
步骤4：采集串联部分所有子模块的直流电压值，分别对串联部分各相上下桥臂的子模块直流电压进行从高到低的排序。
步骤5：将串联部分每相上桥臂和下桥臂电压最高的n个子模块（n为从1开始的正整数）通过导通开关器件T1旁路出充电回路。
步骤6：检查串联部分每个子模块的直流电压是否达到如式（6）计算所得到的电压值，若没有到达该值，则返回步骤4，直到串联部分每个子模块的电压值均大于或等于式（6）计算值。
式中：Udc为MMC-UPQC直流母线电压。
步骤7：检查串联部分各桥臂的子模块旁路数n是否大于或等于N/2。若条件不成立，将n加1，返回步骤4，继续按原先的判定条件执行，直到n≥N/2，此时串联部分各子模块电压与并联部分子模块电压相等。
步骤8：闭合KM2，旁路并联部分交流系统侧的限流电阻。
步骤9：并联部分MMC子模块启动可控整流，通过带爬坡函数的直流电压控制，将直流母线电压提升至设定工作电压，预充电过程结束。
3 MMC-UPQC预充电控制策略验证
为了验证本文对预充电过程冲击电流分析的正确性以及所提预充电控制策略的有效性，本文根据图1所示电路结构，在PSCAD/EMTDC建立了MMC-UPQC的预充电系统模型进行验证，并搭建了MMC-UPQC低压物理实验样机对所提预充电控制策略进行验证。仿真及物理实验样机相关参数如下：交流系统额定电压Us=380V，直流母线额定电压为900 V，电平数为13电平，N=12,R=7.8Ω，L=6.3mH,C=4 400μF，子模块额定电压值Udc＿SM=75 V，桥臂直流电压排序频率fdc=1 000Hz。
低压实验样机采用IXYS公司生产的Power MOSFET（型号为IXTQ76N25T）作为开关器件，耐压为250 V，额定电流为76 A；驱动电路以Infineon公司的2ED020I12FA为核心进行设计。为增强通流能力，子模块中每个开关由两个MOSFET并联构成。由于控制系统的采样频率为6 400Hz，串、并联部分的调制方式均采用最近电平逼近，因此串、并部分的开关频率应低于6 400Hz，仿真模型中的相关设置与低压样机相同。
在PSCAD/EMTDC所建仿真模型中，MMC-UPQC并联部分在0.02s接入交流系统，开始对电容进行充电；在4s时串联部分子模块开始通过模块投切提升自身电压；在10.2s时并联部分开始可控整流将MMC-UPQC的直流电压提升至预设的工作电压值。在不控整流阶段，MMC-UPQC并联部分a相上桥臂子模块流经二极管D1的总充电电流iap＿up、并联部分充电电流iap＿up1以及串联部分充电电流iap＿up2仿真波形见附录A图A2，其中iap＿up1和iap＿up2峰值与根据式（1）和式（3）所得计算值（分别为14.53A和20.08 A）相接近；在串联电压提升阶段，a相上桥臂子模块流经二极管D1的仿真电流峰值（见附录A图A3）和根据式（5）得到的计算值（15.02A）相接近，证明了本文理论分析的正确性。
图5为MMC-UPQC在串联电压提升阶段不采取任何优化控制措施，直接将串联部分各桥臂中一半子模块旁路出电路的常规预充电控制策略下所得的仿真波形，其中Idc为直流母线电流，Ipa为并联部分a相输出电流，Uap1u和Uas1u分别为并联部分和串联部分a相上桥臂子模块SM1的直流电压。从图中可看出，在4.0s串联部分开始提升自身电压的瞬间，MMC-UPQC直流母线电压从原来的540V跌落至280V，直流侧及并联侧冲击电流由0A分别增大至6.5A和6A。
图6为MMC-UPQC在本文所提预充电控制策略下所得的仿真波形。从4.0s串联部分开始提升自身电压开始，伴随每次旁路出主电路子模块数量的增加，MMC-UPQC直流母线电压随之跌落一个子模块的直流电压，该跌落在串联部分完成最后一次旁路子模块数切换的时候达到最大值，即从520V跌落至440V，直流侧及并联侧冲击电流也由0A分别增大至2.5A和2A。从波形对比可以看出，利用本文所提预充电策略，可减少串联部分子模块电压提升阶段启动瞬间对直流母线电压、电流以及交流侧输出电流的冲击。此外，可控整流阶段通过对爬坡函数取值的合理优化，可将并联部分在可控整流启动过程中的冲击电流降低至较小范围。
图7为MMC-UPQC低压物理验证样机采用本文所提预充电策略进行预充电的直流母线电压Udc、并联部分子模块电压UsmP、串联部分子模块电压UsmS、直流母线电流Idc、a相输出电流Iout以及a相上桥臂电流Iup实验波形。从图可知，本文所提预充电策略对低压样机在预充电过程中的冲击电流抑制具有良好的效果。
4 结语
本文针对应用于中、高压配电网的MMC-UPQC，通过对其在预充电过程3个阶段（不控整流阶段、串联部分子模块电压提升阶段以及可控整流阶段）冲击电流的分析，认为在不控整流阶段，各相桥臂子模块中的反并联二极管D1将耐受最大的冲击电流，该电流包括并联自身与串联部分的充电电流，并在该相系统电压达到峰值时达到最大值；在串联部分子模块电压提升阶段，限流电阻仍是限制冲击电流的主导因素，且该阶段所能产生的冲击电流要小于不控整流阶段，但出于保护器件的考虑，还应通过控制将该阶段的冲击减到最小。本文制定了保证MMC-UPQC能在无需外部辅助设备的情况下，快速、可靠地完成预充电过程，达到工作状态的预充电策略，并通过仿真软件及低压物理验证样机验证了所提预充电策略的有效性和可行性。
充电控制模块 篇3
太阳能的开发及利用在大力提倡发展低碳经济的时代背景下日益受到瞩目。随着环境污染、生态破坏及资源枯竭的日趋严重, 太阳能作为一种新型能源, 正以能源丰富、无污染的特点, 越来越受到人们的喜爱。
在太阳能的有效利用中, 大阳能光电利用是近些年来发展最快、最具活力的研究领域之一[1,2]。我国光伏产业以每年30%的速度增长, 最近三年全球太阳能电池总产量平均年增长率高达49.8%以上[3]。
通信设备、田间测量仪器等便携式电子产品的普及使得以太阳能电池板为基础的便携式充电装置倍受青睐, 不受地域限制, 能够在传统充电器无法工作的场合进行应急或可持续充电。
本文设计研究的模块式智能充电器, 有效使用了升压芯片和充电线性集成芯片, 通过试验验证了其可靠实用性, 为其投入市场提供了保证。
1 系统设计
1.1 系统总体框图
系统主要包括太阳能电池组供电模块、储能模块、升压稳压电路模块、充电电路模块及自动切换正负极模块等。充电器组成框图如图1所示。
1.2 系统的功能
太阳能充电器是专门给便携式电子设备充电的, 与一般充电器不同, 在有阳光的时候, 太阳能电池板吸收光能转化电能储存在蓄电池内, 同时可以给手机或者数码产品充电, 因此不需要任何普通电源给其供电。在没有阳光时, 蓄电池还可以继续给数码产品充电。另外, 当蓄电池电能耗尽时, 除了放在阳光下可以充电外, 同时也可以接驳市电, 通过市电给蓄电池充电。
2 电路设计
设计的电路分为太阳能供电模块、升压稳压模块、充电模块、自动切换正负极模块和储能模块五部分, 电路如图2所示。
2.1 太阳能供电模块
本模块是主要的发电设备, 通过可以自动调节占空比的供电网络保证在光照强度变化和负载变化时, 输出电压基本稳定, 同时为充电芯片TP4057提供稳定的电压输入。本设计中, 太阳能板上接了两个肖特基二极管1N5819, 主要是防止电流回流, 充满电后又放电。
2.2 储能模块
平时不充电的时候可以给内置的锂电池充电, 然后再给USB或者手机电池充电式快速充电。
2.3 升压稳压电路模块
该部分选用由BL8530升压芯片及其外围电路组成的升压稳压电路模块。BL8530是BOOST结构、电压型PFM控制模式的DC-DC转换电路, 芯片采用了低阈值耗尽CMOS工艺制造, 使得芯片的静态功耗小于5.5μA。芯片内部包括输出电压反馈和修正网络、启动电路、震荡电路、参考电压电路、PFM控制电路、过流保护电路以及功率管。PFM控制电路是BL8530的核心, 根据其他模块传递的输入电压信号、负载信号和电流信号来控制功率管的开关, 从而达到控制电路恒压输出的作用。在PFM控制系统中, 固定震荡频率和脉宽, 稳定的输出电压是根据输入-输出电压比例以及负载情况通过消脉冲来调节在单位时间内功率管导通时间来实现。震荡电路提供基准震荡频率和固定的脉宽。同时, 在电路设计中, 选择合适的外围器件, 选择合适的电感、电容、肖特基二极管获取高转换效率。转换效率最高可达到85%以上。本模块的输出的电压给充电电路模块供电, 保证其能正常工作。
2.4 充电电路模块
充电电路模块由充电线性芯片TP4057及其外围电路组成。芯片采用了内PMOSFET架构, 加上防倒充电路, 所以不需要外部检测电阻器和隔离二极管。热反馈可对充电电流进行自动调节, 以便在大功率操作或者高环境温度条件下对芯片温度加以限制。充满电压固定于4.2 V, 而充电电流可通过一个电阻器进行外部设置。当电池达到4.2 V之后, 充电电流降至设定值1/10, TP4057将自动终止充电。芯片具有充电电流可调节性, 电池欠电时自动减小充电电流, 保护电池, 充电状态显示其中6脚和GND脚间的1.66 kΩ的电阻可换滑动电阻, 可以设置充电电流, 同时支持单片机控制, 4脚 (VCC) 和接地端有个1μF的电容, 主要是防止尖峰和毛刺电压引起的芯片损坏。3脚和GND间的10μF的电容主要用于测试充电芯片能否正常工作。模块中设有充电状态指示器, 当红灯亮时, 表示工作中;绿灯亮时, 表示电池充满。
2.5 自动切换正负极模块
本模块的设计主要是利用电池控制三极管8550及8050的导通及截止, 自动辨别正负极, 实现智能充电。当AO为+时, Q4通导, AI就负极接通;当AO为-时, Q2通导, AI就接通正极;当AI为-时, Q1通导, AO就接通正极;当AI为+时, Q3通导, AO就接通负极。自动切换正负极模块的设计, 使用者不必考虑充电电池的正负极, 使用方便。
3 试验数据及结果分析
3.1 试验研究
将设计好的充电器, 在不同的光照条件下, 储能锂电池模块完全充放电的实验数据, 结果如表1所示。
3.2 结果分析
通过试验结果看出, 在光照好的时候, 太阳能吸收的能量大。锂电池在三种不同天气情况下, 充电相同的时间, 放电的时间, 晴天时最长, 不论哪种天气状况下, 蓄电池的使用时间都超过3 h, 可以满足应急或户外使用。
4 结语
本设计有效利用了BL8530升压芯片和充电线性芯片TP4057, 其设计过程 (外围电路) 简单, 具有体积小、重量轻, 并且性能可靠、稳定, 适用性强, 充电电流可调节、保护功能齐全和使用方便等一系列优点, 适合户外各种小型锂电池设备充电使用。
摘要：详细介绍了太阳能智能充电器的设计过程, 设计的电路分为太阳能供电模块、升压稳压模块、充电模块、自动切换正负极模块和储能模块5部分。该控制电路能够在传统充电器无法工作的场合进行应急或可持续充电, 具有重要的实际意义。
关键词：模块式,智能,太阳能,充电,锂电池
参考文献
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[3]孙道宗, 王卫星, 姜晟, 等.基于TPS5430和MAX1674的智能充电器[J].电子设计工程, 2010, 18 (8) :143～146
充电控制模块 篇4
随着便携式设备与电动工具的不断发展,对电池的性能要求也在不断提高。锂电池容量大,体积小,被广泛用在便携设备中,对锂电池充电管理电路的设计与优化也持续进步。本文设计的锂电池充电模块可对两串、三串及四串锂电池组进行充电,充电方式为CC-CV(恒流-恒压),支持充电电流、电压等参数的动态配置。本文对充电管理模块的设计进行了详细论述。
2 系统描述
本文设计的模块如图1所示。控制芯片MSP430通过I2C总线与充电管理芯片BQ24725相连,通过该总线配置充电参数。适配器正确接入时充电IC自动按照配置的参数对电池组进行充电。控制芯片的供电由电池组经过LDO后供给,以保证持续对电池组的状态进行监测。
本文选取TI公司的BQ24725充电管理芯片作为锂电池充电管理芯片,该芯片支持2~4节锂电池充电控制,支持I2C控制接口,充电电压及电流可配置,具备9V~24V宽电压输入,并且体积小(3.5mm×3.5mm),静态功耗极低。该芯片能够实时监测适配器及电池的状态,可以广泛运用在各种便携设备中。
充电管理模块的主控采用MSP430单片机,它支持多级低功耗模式,有利于降低充电管理模块自身的功耗。单片机负责配置BQ24725的充电参数、监测电池的状态参数,同时通过接口与外部芯片进行交互。
模块设计输出电压为12V5A,选取的芯片为凌特公司的LTM4605。该芯片为升降压型DC-DC转换模块,输入电压范围为4.5~20V,输出电压范围为0.8V~16V,效率最高可达到98%。该芯片升降压型DC-DC可以将两串到四串的电池组变换到指定的电压值,并保证足够的输出功率。
3 硬件电路设计
3.1. 充电管理主体电路
论文设计的充电管理模块主体电路如图2所示。单片机(图中的控制芯片)通过I2C总线与充电管理芯片相连,通过该总线可对充电管理芯片的寄存器进行配置。充电管理芯片的ACOK引脚接到单片机的IO管脚,用于检测到适配器是否已经正常接电。单片机对充电管理芯片的IOUT管脚进行电压采样,可以监测电池的充电电流。该设计可支持外部供电与电池供电的平滑切换,即有适配器接入时后级输出直接由适配器供电,适配器断开自动切换到电池供电。
图2中,对电感L1参数的选择是充电电路设计的关键。电感的饱和电流要大于最大充电电流,同时其电感值要足够大以保证纹波性能。当输出电压接近输入电压的1/2时,电路的纹波达到最大值。取系统可容忍的纹波电流Iripple为充电电流的30%,开关频率fs选为750k Hz,输入输出占空比D为50%,则电感值应满足:
考虑到标准电感值及性能要求,设计选择4.7u H,饱和电流为10A的功率电感。
电源输入的退耦电容(C8,C9)需要满足最大输入电压的要求,模块最大支持四串电池组充电,输入电压选择在19V~20V之间,故输入电容选择耐压25V的陶瓷电容。在充电的过程中,电容电流ICIN为
若充电电流为6A,则输入电容的充放电电流会达到3A,这个数量级的电流需要10~20u F的电容值,文中设计选择两个10u F25V的陶瓷电容进行并联。
充电输出电容(C10,C11)的选择原理与输入电容一致,但是要求输出电容与充电电感的谐振频率在10k Hz与20k Hz之间,电感已经选定,则充电输出电容值CCHG为
考虑到陶瓷电容的直流偏置特性,需要选择稍大容值的电容,论文选择两个10u F 25V并联的陶瓷电容作为充电输出电容。
充电芯片管脚输出的MOS驱动电压为6V,故MOS管开关电压需小于6V;其输入电压介于19~20V之间,需要MOS管漏源极耐压大于20V。考虑设计裕量,论文选择耐压30V,电流10A的MOS管作为充电开关管。
BQ24725芯片通过检测采样电阻RSR两端的电压来监测充电电流。为了减小额外消耗,采样电阻需满足大电流小电阻的要求,本文根据芯片手册的要求选择10mΩ功率电阻作为电流采样电阻。
3.2. 输入防反接及浪涌保护电路
充电管理模块作为便携式设备与外接电源直接相连的部分,需要在适配器输入端加入防浪涌及反接保护电路,如图3所示。图中双向瞬态抑制二极管用于浪涌保护,一个栅极接地的PMOS管作为防反接保护。当输入电压大于40V时,浪涌保护二极管导通,电流迅速增大泄放大量电荷。当适配器输入端正负极接反时,PMOS栅极电压高于源极电压,PMOS会自动关断保护后级电路元器件的安全。
3.3. 控制芯片电路
单片机是充电管理模块的主控器件,单片机的软件代码完成配置充电参数、电池状态监测及与外界信息交互等功能,其电路如图4所示。图中单片机除了与BQ24725连接外还连接了一个串口、三个IO脚和两个LED。其中串口用作通信接口;LED用作状态显示,用于充放电指示及低电量提示;三个IO连接作备用扩展接口。
3.4. 输出稳压电路
由于电池组的电压会随着电量的变化而发生变化,不能直接将电池组电压输出到后级系统,需要经过稳压后输出。为了兼容两串到四串电池组均能输出12V电压,因此选用的稳压模块为Boost-Buck类型。输出稳压部分的电路如图5所示,LTM4605能够将输入的4.5V~20V电源转换为稳定的12V输出。
3.5. 软件程序设计
充电管理模块需要软件的协助,充电管理软件的主要流程如图6所示。
系统的软件程序的工作流程为:上电后初始化单片机外设,包括时钟设定、GPIO初始化以及定时器初始化;而后进入低功耗模式,等待中断事件的发生。
当IO中断事件发生,说明适配器正确接入,这时软件将充电参数配置给充电管理芯片,并开始对锂电池组充电;当定时中断发生,软件检测电池组状态参数,若发现电池组电量不足,则通过LED进行报警;当串口中断发生,说明单片机收到外界的读写交互请求,这时需要按照约定的协议解析指令,并执行相应的操作。
软件的主函数如下:
软件主要的子函数原型如下:
int Read Bq24752A(unsigned char uc Slave Addr,unsigned char uc Reg Addr,unsigned short*us Data);//读充电IC寄存器
int Write Bq24752A(unsigned char uc Slave Addr,unsigned char uc Reg Addr,unsigned short us Data);//写充电IC寄存器
int Get Bat Adc Data(float*p Adc Vol Data,float*p Adc Cur Data);//获得电流电压ADC值
unsigned char Uart Rx Char(void);//串口接收字节
void Uart Tx Char(unsigned char uc Tx);//串口发送字节
4. 结语
本论文设计了一个支持两串到四串锂电池组充电的充电管理模块,其电路板实物如图7所示。实测的结果表明该模块达到了预期设计目标。该模块可以直接使用在相关的系统中,具有一定实用价值。
摘要：便携式电子设备通常采用锂电池作为能源,锂电池的充电管理与保护电路的设计是系统电路设计的重要环节。本文设计了一个基于BQ24725芯片的锂电池充电管理模块,支持两串至四串锂电池组,实现了对锂电池组充放的自动管理。
关键词：充电管理,BQ24725,MSP430
参考文献
[1]杨镇遥,胡越黎,杨文荣.一种锂电池充电电路的设计[J].电子技术与软件工程,2014(24):91-93.
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[4]LTM4605 High Efficiency Buck-Boost DC/DC?Module Regulator[Z],Linear Technology,2014.
[5]张滨,曹亚,宋海飞.基于LT8705的锂电池充电电路设计[J].数字技术与应用,2014(10):130-131.
充电管理流程及控制方案 篇5
在能源危机和绿色环保的背景下,1991年,美国率先开始了电池管理系统的研究工作,随后世界各大汽车生产商也陆续开展电动汽车及配套设备的开发工作。我国政府也早在1992年就把电动汽车的发展列入了国家发展的“八五”计划。电动汽车的发展速度和电池及充电设备的发展紧密相连,随着人们对电动车的要求越来越高,电池及电池管理系统(BMS)的发展已经成为研究人员不得不攻克的技术难关。
蓄电池充电设备是电动汽车不可缺少的系统之一, 它的功能是将电网的电能转化为电动车车载蓄电池的电能。电动汽车充电装置的分类有不同的方法。总体上可分为车载充电装置和非车载充电装置。车载充电装置和非车载充电装置使用不同的充电接口,分别为交流充电接口和直流充电接口,国家标准GB/T20234.2-2011和GB/T20234.3-2011对接口进行了规定。
电池管理系统也是电动汽车不可缺少的系统之一,它的功能是对电池组进行监控和管理。在充电过程中,电池管理系统发挥重要作用,它完成充电接口和充电连接的检测,对电池的电压、电流、温度等状态进行监控,并估算出允许的充电电流,与充电机进行通信,控制充电机对电池组进行充电。电动汽车实现充电过程,必须经过电池管理系统和充电机的配合。
1 充电管理方案
国家充电标准公布后,BMS厂家和充电机厂家按照国家标准的相关规定,进行各种充电模式下的硬件接口设计,并实现接口检测方案,在直流充电方面遵照国标充电协议进行规范化,完成BMS和充电机从握手阶段、参数配置阶段、充电阶段、充电结束各个充电阶段的信息交互及控制。
国标充电管理可分为三部分内容,一是国标充电接口检测,主要是确定充电模式,检测充电是否连接,充电接口是否有故障,充电设备允许的充电电流;二是充电管理控制,主要是根据充电接口的状态、电池的状态、BM的状态进行充电允许、恒流充电、充电降流、充电结束等阶段的控制;三是按照国标充电协议和充电机进行通信和数据交换。
1.1 充电接口连接检测
国家充电标准规定了电动汽车的充电模式和连接方式,电动汽车充电模式如下。
充电模式1:将电动汽车连接到交流电网时,在电源侧使用了符合GB 2099.1要求的插头插座,在电源侧使用了相线、中性线和接地保护的导体,并且在电源侧使用了剩余电流动作断路器。
充电模式2:将电动汽车连接到交流电网时,在电源侧使用了符合GB 2099.1要求的插头插座,在电源侧使用了相线、中性线和接地保护的导体,并且在充电连接电缆上安装了缆上控制盒。
充电模式3:将电动汽车连接到交流电网时,使用了专用供电设备,将电动汽车与交流电网直接连接,并且在专用供电设备上安装了控制导引装置。
充电模式4:将电动汽车连接到交流电网时,使用了非车载充电机,将电动汽车与交流电网间接连接。
电动汽车的连接方式如下。
连接方式A:将电动汽车和交流电网连接时,使用和电动汽车永久连接在一起的充电电缆和供电插头。
连接方式B:将电动汽车和交流电网连接时,使用带有车辆插头和供电插头的独立的活动电缆。
连接方式C:将电动汽车和交流电网连接时,使用了和供电设备永久连接在一起的充电电缆和电动汽车车辆插头。
使用交流充电接口时,在不同的充电模式和连接方式下,BMS分别需要检测两个信号量:CC和CP,这两个信号在不同模式不同连接方式下的信号特性是一致的。CC信号是模拟信号,主要用来识别有车辆插头的电动汽车车辆侧的充电插头是否连接好、充电线缆的额定电流;CP信号是数字信号,主要用来识别有充电桩进行充电时,充电设备能够提供的充电电流的大小。具体对照表如下表所示。
使用直流充电接口时,在不同的充电模式和连接方式下,BMS都需要检测1个信号量:CC2。CC2信号是模拟信号,主要用来识别有车辆插头的电动汽车充电插头是否连接好。当充电模式和连接方式确定好后,电池管理系统和充电机双方都要对充电接口是否正确连接进行检测和判断,只有检测到符合规定的参数值才认为正确连接,并允许进行充电。避免充电插头没插好的情况下给操作人员及设备带来危害。BMS控制示意图如图1所示。
1.2 充电闭环控制
电池管理系统与车辆电池组紧密结合在一起,对电池的电压、电流、温度进行实时检测,同时还进行热管理、SOC估算、电池的一致性分析、电池故障判断等,是对电池状态和性能最为了解的设备,所以电池管理系统和充电机之间通过CAN通信,进行数据交换,实现充电机受电池管理系统控制的充电模式,能够保证充电机能够对电池组进行安全快速的充电。其中,BMS的主要作用包括:
1)电池状态的在线监测。包括BMS系统功能模块自检、电池温度、电池电压、工作电流以及电池与车辆之间的绝缘等;
2)状态估算。包括电池直流内阻、最高允许充电电流、荷电状态(SOC)、电池实际容量等;
3)状态分析。SOC是否过高/低、电池温度是否过高/低、单只电池电压是否超高/低、电池的温升是否过快、绝缘是否故障、是否过电流、一致性评价、电池组是否存在故障以及是否通讯故障等;
4)实施必要的热管理。如当电池温度较高时,能启动风机实施散热;温度低时,能启动加热装置,使得电池工作在更好的温度环境,提高电池容量和能量利用效率。
充电机的主要任务是采用合理的电源变换拓扑和控制策略,提高变换效率、控制精度、稳定性及动态响应性,拓展输出电压电流调整范围,减小输出电流纹波,减少电磁干扰,完成必要的功率模块保护以及与BMS通讯,实现输出电压和电流的闭环控制和输出电流的动态调节。
充电时,充电机向BMS提供辅助供电电源,给BMS供电并唤醒BMS工作。BMS检测到充电连接,进入充电模式。电池包负极接触器正常情况下上电后闭合,充电接触器由BMS根据充电流程控制闭合或者断开。BMS通过CAN总线和充电机进行通信,控制充电机进行充电。为了保证充电的安全性,整个充电过程需要保持BMS和充电机之间通讯正常。BMS和充电机配合控制充电的流程如图2所示。
1.3 充电管理流程控制关键点
(1)充电连接检测
使用国标直流快充的情况下,在插入充电插头后需检测充电接口状态,如直流快充模式下需检测CC2信号,BMS在检测到CC2信号电压正常时认为充电连接,此时若收到充电机的充电辨识报文将进入充电过程。使用国标慢充的情况,BMS需要同时检测CC信号和CP信号,用来判断充电模式和连接方式。
(2)充电接触器控制
BMS判断电池能够进行充电(充电已连接、充电允许、接触器无故障),则闭合充电接触器;若充电完成或者充电出现故障时,需要断开充电接触器,断开顺序是先发送禁止充电指令,等待电流下降到足够小再断开接触器,如果降流超时则直接断开接触器。
充电允许控制:电池组的充电过程与电池单体电压和电池温度关系密切,电池电压比较低时,电池可能已经过放或者损坏,此时需对电池进行维护,不宜对电池直接充电。电池电压较高时,超过充电电压的上限,再充电会使电池过充、发热,甚至损坏(见图2)。锂电池低温性能较差,温度低于0℃时,电池的内阻较大,电池的可接受充电电流低,温度高于50℃以后,充电不安全,电池的容量会出现衰减。所以,应在合适的电压和温度范围才允许对电池进行充电。电池管理系统采集分析电池的电压和温度数据,在满足条件时,通过CAN总线发送允许充电信号,让充电机开始充电,若不满足条件,则发送禁止充电信号。在实际运行过程中,电池管理系统和充电机之间的CAN通信有可能因为通信线断开、通信受到干扰等问题而中断,此时充电机无法得到电池管理系统提供的数据,所以也要禁止充电。具体流程如图3所示。
(3)充电电流控制
1)电流-温度修正
电池的环境温度是决定着电池充电电流的重要条件。实验证明,在低温环境下,由于电池内部的化学反应缺乏最佳温度,物质活性较差。因此,负极嵌锂的能力也较差。在这种环境下进行充电,造成负极表面锂沉积,影响电池的安全性。锂电池的最佳充电温度为20~45℃,当电池温度低于这个工作区间时,电池的内阻和极化作用增强,充电容量和安全性大幅下降。此时用大电流充电,不但会造成电池的端电压升高,还有可能发生内部锂枝晶刺破隔膜,发生内短路,导致热失控。当温度过高情况下,虽然电池内部反应物的活性较强,但是由于温度过高带来的内部副反应增强,容量衰退较快,如果不控制电池的反应速度,也会造成热失控。因此,在环境温度多变的情况下,需要根据环境温度修正最大充电电流,即:
其中T为电池的温度实测值,T1为电池的最佳充电温度下限值,T1为电池的最佳充电温度上限值,Ic为最佳温度最大充电电流。当电池温度低于零度时,严格禁止充电。当电池在最佳温度以外充电时,将电池的充电电流修正为:
2)电流-电压边界修正
电池电压较低(对应SOC<5%时)或较高(对应SOC>90%)时,在充电初期,极化电压迅速增加。而且电流越大,极化电压越高。电池的极化作用反映了电池对电流的接受能力,当电池在较低电压下充电时,极化电压较大,表明电池对大电流的接受能力较差,因此充电电流不宜过大。定义充电电流随电池电压的关系为:
当电池电压小于最低限制值V1时,充电电流为恒流充电电流Ic的KV1倍(0<KV1<0.4);当电池电压处于电压最小电压V1和最大电压V2之间时,充电电流为恒流充电电流IC;当电池电压超过电池的最大电压V2时,电池的充电电流为恒流充电充电电流IC的KV1倍(0<KV2<0.2)。
综合两式,得到不同条件下最大充电电流修正表达式:
其中在不同温度和电压下,通过计算最大允许充电电流值,控制充电机按照允许电流进行充电,可优化锂离子动力电池充电性能。
充电结束控制:在充电机进入降流阶段后,随着电池的逐渐充满,充电电流会逐渐减小,当电压达到上限且电流下降到足够小的时候电池管理系统控制充电机结束充电。
2 充电管理效果验证
按照前文所述的充电管理流程及控制方案进行了测试,如图4所示,恒流阶段BMS依据电池温度和电压估算得出允许充电电流,充电机按照该电流进行恒流输出,电池电压平稳上升;充电末期BMS监测到最大单体电压达到上限之后,控制充电机按照一定的降流步长进行降流充电,使得单体最大电压不会超过上限,保证了电池的安全。当充电电流下降到足够小的时候认为电池充满了,BMS控制充电机停止充电。可见,这种控制法能够依据电池的状态采用合适的充电电流对电池进行充电,同时保证了串联电池组中的每个单体电池在充电过程中电压不超限,避免了由于过压而导致的安全隐患。
3 结束语
电池管理系统的发展不仅能提高充电过程中的安全性,通用性和便捷性,还可以延长电动汽车电池的使用寿命,降低成本。BMS通过对充电连接,充电参数的控制,使充电机和电池可以更加顺畅的“对话”,提高充电的安全性,增加对电池的保护,减少充电的时间。因此,电池管理系统的发展作为电动汽车行业的配套设施,未来将吸引越来越多的关注。
摘要：“世界呼唤绿色环保”的时代使得电动汽车的发展成了未来汽车行业的必然趋势。目前,发展电动汽车主要面临着两大瓶颈,一是电池的能量储能密度,二是电池的充电性能。第一个问题随着锂铁电池和铁电池的发展已经得到明显改善,然而人们对于充电性能的问题一直没有找到更好的解决方法。本文列举了目前充电过程中存在的问题,并且提出一套完整的充电管理流程及控制方案。通过测试发现,这种控制方案能够依据电池的状态采用合适的充电电流对电池进行充电,同时保证了串联电池组中的每个单体电池在充电过程中电压不超限,避免了由于过压而导致的安全隐患。
充电控制模块 篇6
随着便携式电子仪器设备、数字移动终端、电动力机车等电子技术装备的高速发展, 特别是一些负载用电子设备的投入使用, 由于其具有峰值功率高但平均功率低的特点, 因此在峰值期间, 需要电源提供较大的电流输出。广泛使用的蓄电池具有功率密度小、充放电慢等缺点, 如果要满足大电流输出的需求, 需要蓄电池具有很大的容量, 这会增加设备负载, 同时大电流放电也会对电池的寿命产生影响。超级电容作为一种新型储能元件, 具有快速充放电、循环使用寿命长、功率密度大、工作环境适应性强、安全无毒等优点, 这些优点非常适用于脉动性负载, 但其能量密度低, 无法取代传统蓄电池来独立给负载进行供电。目前常见的是将蓄电池能量密度大、超级电容功率密度大等特点结合, 设计一种混合电源来提高电源峰值输出功率、减少电源体积质量投入应用。
然而单模块的混合电源额定电压为3.2V, 无法满足高电压设备的输出需求, 因此需要将这种混合电源进行串并联, 来满足设备的供电需求。而组合电源中单体的过度充放电则会降低电源组使用寿命, 甚至可能会发生爆炸威胁设备安全。造成单体电源过度充放电的最根本原因是由于电源组内各单体电源间的容量差异, 解决这个问题的方法之一是均衡充电, 目前研究主要侧重于两部分:一部分是对均衡充电电路拓扑的设计, 另一部分是对均衡控制策略的研究。关于对均衡充电电路拓扑的设计, 主要有电阻放电均衡法、开关电容法、开关电感法、DC/DC法、多绕组变压器法等。目前常用的均衡法主要存在均衡时间长、缺乏普适性等问题, 同时采用基于电池外压一致性来判据均衡存在不稳定性等因素。如何快速高效的对电源组内单体电源均衡充电, 是目前业内研究的一个重要方向。
本项目从超级电容入手, 以四个混合电源串联为研究对象, 基于DC/DC法, 利用开关矩阵, 采用多平衡充电复合设计思路, 提出交叉充电设计理念, 设计一种电源管理系统, 建立相关充放电数学模型, 提出一种快速充电方法, 并通过实验验证了该系统的可行性。
二、常用均衡充电方法介绍
如图1所示, 常用的均衡充电方法可以依据能量损耗分为能耗型和非能耗型, 其中能耗型均衡是通过在电源组中各单体电源两端分别并联分流电阻, 通过分流电阻对容量高的单体电池进行放电, 直至所有单体电池容量在同一水平。这种电路设计简单, 成本低, 但分流电阻会一直处在工作状态, 将单体电源的能量以热量的形式消耗掉, 一般适用于能量充足、散热良好的场合。本项目主要就非耗散型均衡电路进行研究, 常见的非能耗型均衡电路有多绕组变压器法、开关电容法、开关矩阵串并联转换充电法、DC/DC法, 其原理如图2、图3、图4、图5所示, 上述各种方法的优缺比较见表1。
常见的DC/DC有升压型、降压型和升降压型三种, 考虑到适用范围, 本文选取了升降压型DC/DC转换器。升降压电路原理如图5所示, 既可以作为降压电路来使用, 又可以做为升压电路来使用, 其中L为电感, D为单向导通二极管, C为电容, T为功率管, 当T的控制端输入整脉冲电压时, T正向导通, 为零时截止。功率管导通阶段, 由于D的存在, 输入电流通过T和L后返回, 此时VL=Vi, 电感电流逐步增大。当到t1时刻, T断开, 输入电压Vi与后端断开, L的电流经过负载后通过D返回, 同时电容C上的电流也通过负载返回负端。电感电流逐步减少, 电压反向, 电感作为能量源, 此时电感电压VL=Vo。
功率管导通阶段, 电感电流:
功率管关断阶段, 电感电流:
根据电流平衡原理:
其中D=t1/T为占空比。
从上述可以看出, 输入电压与输出电压的比值可以通过输入方波的占空比进行调节, 即依据输入电压的变化, 通过控制DC/DC电路控制端的方波输入, 实现输出电压恒定。
DC/DC充电法的原理如图6所示, 是利用DC/DC模块并联充电单体来进行恒压充电, 当电源单体电压低于其额定值时进行充电, 监测到其电压值达到额定电压时关闭该DC/DC模块。该方法系统电源可以同时对各个电源单体进行充电, 精度高, 损耗少, 充电速度快, 但是由于DC/DC模块的数量与电源单体数量相等, 当电源单体串联数量较多时, 整个电路系统会变得非常庞大、复杂, 成本也变得比较高。
三、一种改进新型的均衡充电电路设计
对比上述几种均衡充电电路, 针对其优缺点, 设计一种以FPGA为核心, 基于开关矩阵和DC/DC组合的新型的均衡充电电路, 这种电路仅采用一个DC/DC模块, 通过开关矩阵进行循环充电。由于采用一个DC/DC模块保证了均衡充电的精确性, 同时电路成本也有所降低, 但这种方法受开关矩阵工作限制, 不适用于过多的电容充电, 如果需要对多个超级电容充电, 则可以将其分组采用该方法, 然后组间采用并联模式进行均衡充电。
该系统原理如图7所示, 其中左侧为充电模块, 右侧为监控模块。系统具体工作流程如下:FPGA对DC/DC模块进行波形控制, 变压后输出对各个单体电源进行充电, 充电目标由FPGA控制开关矩阵进行选择。开关矩阵由SW1、SW2、SW3、SW4单刀四置开关和一个单刀开关SW5组成, 充电时, 首先将SW5断开, 当四个四置开关均至1位置时, DC/DC模块将对单体电源1进行充电。同理可以分别对单体电源2、3、4进行充电, 充电完毕后四个四置开关断开, SW5闭合。FPGA通过AD1实时监控充电电流, 并依据采样值对DC/DC模块和开关网络进行控制。在充电过程中, 系统实时监测电源单体电压, 监测值通过光耦将数据耦合到AD2, 采样后送至FPGA分析, 来控制开关矩阵, 分别对单体电源模块1、2、3、4充电。
四、针对超级电容的打断法充电方式的改进
传统的充电方式多采用“先恒流后恒压”的两段式充电方式, 该方法可以避免尖峰电流对单体电源和DC/DC电路的冲击, 起到保护设备的作用。第一阶段采用恒流方式, 单体电源电压随着时间的逐步升高, 当单体电源电压达到一定值后, 转入恒压模式, 充电电流逐步降低, 直至充满。本项目就第一阶段充电过程进行分段处理, 采用打断方式进行充电, 既保护了单体电源中的超级电容, 对充电时间也没有明显的影响。具体工作原理如下:FPGA通过A/D采样系统电压电流, 当电流值过大时, 则FPGA芯片关闭DC/DC模块的控制端几个周期, 此时DC/DC模块处于不工作状态, 则充电电流迅速下降, 超级电容器单体电压值不再上升, 然后FPGA芯片打开开关, 继续对PWM端进行控制, 这样就可以维持充电电流基本恒定, 当电源单体电压升高到一定值后, 充电方式改为恒压充电, 即将DC/DC模块PWM控制端的方波占空比固定, 直至单体电源充电到额定电压, 完成对该电源单体的充电电, 然后切换开关位置, 对下一个电源模块块充电。
根据充电方法, FPGA的控制流程如图图8所示, 系统启动时, 所有开关均置1的的位置对超级电容器C1进行充电控制, DDC/DC电路的PWM端采用占空比D=d的波形形进行充电, 当检测到充电电流偏大时, 关关闭PWM端, 此时D=0, 充电电流下降, 当当充电电流I下降至所要求电流以下时打开开PWM端的控制继续进行D=d的充电模式式, 直至超级电容器C1的电压值已充至要求求值, 然后采用恒压的方式进行充电即D为为固定值充电至其额定电压, 然后转换开关关至下一个超级电容器单体, 如此轮循, 最最后完成对整个超级电容器组的均衡充电电。
五、总结与分析
本项目综合几种均衡充电方法, 提出一一种基于开关矩阵和DC/DC的均衡充电系统统, 根据设计的充电系统建立相关模型, 充电过程中采用间断式充电方法, 保证单体电源中的超级电容工作在额定电流范围内, 充电过程仿真如图9所示。
项目以四节maxwell的BCAP0350超级电容为充电单体样本, 其额定电压为2.7V, 额定容量为350F。采用该方法充电, 均衡完成后, 四个电容器单体电压值如表1所示, 同组最大单体误差为0.07V, 基本达到了均衡充电目的。
从本项目仿真及验证效果来看, 采用了DC/DC+开关矩阵模式, 减少了直流转换模块, 增加了开关矩阵网络, 当电源组中电源单体数目增加时, 开关矩阵的复杂度会成本增加。本项目提出的系统设计方法可以应用与单体数目较少的工作环境, 针对单体数目较多的情况, 可以采用多组并联的方式进行。如何平衡组内单体充电时间与单体成组数目, 是下一个阶段的研究方向。
参考文献
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单片机控制太阳能充电控制器 篇7
1 太阳能充电控制器整体设计
通过对应用实例的分析，更加明确太阳能充电控制器在系统中的重要性和作用，同时依据其功能要求和改进的控制策略，最后确定了整体设计方案[4]。
太阳能充电控制器以太阳能极板为供电电源，以Atmega16单片机[5]为控制和数据处理核心，负责完成数据的采集、处理、转换、控制和输出显示等。
太阳能充电控制器由单片机、A/D转换电路、太阳能极板、蓄电池、按键、显示等部分构成，如图1所示。
其中单片机选择AVR公司的Atmega16，显示采用12864，电流测量采用MAX471，电压变换采用单片机控制的PWM电压变换方式实现。
2 太阳能充电控制器电路实现
所设计的太阳能充电控制器主要由以下几部分组成：以单片机为核心的主控制器、DC-DC电压变换电路、电源电路、蓄电池电压检测电路、DAC变换电路、充电电路、按键和显示电路等，下面分别做一一介绍。
2.1 主控芯片电路设计
主控芯片的电路设计主要包括两部分：振荡电路设计和复位电路设计[5]。
文中采用内部时钟方式，利用单片机内部的振荡器，然后在引脚XTAL1(7脚）和XTAL2(8脚）的两端接上晶振，这样就构成了稳定的自激振荡器，其发出的脉冲直接送入内部时钟电路。外接晶振是，晶振两端的电容选用22 pF，晶振的频率选用3.686 MHz。为了更好的保证振荡电路稳定可靠的工作，振荡器和电容应尽可能安装在单片机芯片靠近。
复位时单片机的初始化操作。单片机启动运行时，都需要先复位，其作用是使CPU和系统中其他部件处于一个确定的初始状态，并从这个状态开始工作。因而，复位是一个很重要的操作方式。但单片机本身是不能自动进行复位的，必须配合相应的外部电路才能实现。图2是单片机时钟振荡和复位电路图。
单片机Atmega16在上电时，复位引脚需要的是一个短暂的低电平，然后一直保持在高电平状态，单片机开始正常工作。
2.2 DC-DC电压变换电路
太阳能极板产生的不稳定电压可经过DC-DC变换，变为蓄电池所需要的可充电电压。DC-DC变换电路如图3所示。
2.3 电源电路设计
单片机要正常工作，必须有电源的供电，Atmega16单片机需要5 V的供电。唯一的供电来源是太阳能极板，但是由于太阳能极板输出电压的不稳定性以及电压过大会烧坏单片机，所以不能将太阳能极板和单片机直接连接，必须经过一个电源电路将太阳能极板的输出电压[6]转换成稳定的5 V电压后，输出给单片机供电。电源电路如图4所示。
在图4中，太阳能极板的正端经过电容的滤波后传送给LM2575芯片，芯片经过快速的内部电压调整后输出5 V电压，为了保证送给单片机电压的稳定性，输出电压须再经过电容的滤波。由于大容量的电解电容一般具有一定的电感，对高频及脉冲干扰信号不能有效地滤除，而一些小容量电容则刚刚相反，由于容量小的缘故，对低频信号的阻抗大。所以，为了让低频、高频信号都可以很好的被滤掉，就采用一个大电容再并上一个小电容的方式。常使用的小电容为0.1μF的瓷片电容。
2.4 蓄电池电压检测电路设计
在独立的太阳能应用产品中，蓄电池是整个系统的重要组成部分，对蓄电池的保护至关重要。所以电路中必须设计有蓄电池两端电压的检测电路，来检测蓄电池电压的大小，从而控制器有效地工作。蓄电池电压检测电路如图5所示。
蓄电池采样电路将电路采集到的信息送到A/D转换器，通过单片机的分析，判断当前电池的工作状态。
设蓄电池的正端电压为UBAT+，由图6知采样得到的电压UB-OUT为
式（1）中，A为常数R12/(R29+R27+R12)。
DAC变换电路系统通过对UB-OUT电压大小的判断，可以实行控制器的充电控制，并可以判断出蓄电池是何种规格，即是6 V、12 V还是24 V蓄电池。
2.5 DAC变换电路
太阳能充电控制器DAC变换电路如图6所示。
2.6 电源检测电路设计
通过电流检测集成芯片MAX471与电压比较器LM311实现了输出电流的检测，如图7所示。
MAX471所需的供电电压为24 V，所能跟踪的电流的变化频率可达到130 kHz。MAX471电流传感放大器的独特布局简化了电流监控的设计。其内置35 mΩ精密传感电阻，可测量电流的上下限为±3 A。MAX471通过2 kΩ的输出电阻（ROUT）可产生1 V/A的转换，因此±3 A时的满度值为3 V。输出电阻将电流转化为对地电压输出，通过由LM311构成的电压比较器实现电流检测，此电压比较器具有过流保护[7]的作用。
2.7 充电电路实现
在充电模块[8]设计中，文中采用了功率场效应管，也叫电力场效应晶体管作为充电电路中的开关器件。充电控制电路如图8所示。
功率场效应管是所有全控型电力电子器件中工作频率最宽的一种，MOSFET是一种单极型的电压信号控制型电力电子器件，也就是MOSFET的栅极和源极之间的电压满足一定的要求，就可以控制它的通断，并且在控制信号撤除之后即会自行关断，是一种高性能的自关断器件。
2.8 按键显示电路设计
在单片机应用系统中，按键主要有两种形式：直接按键和矩阵编码键盘。设计中采用直接按键形式，即将每个按键都单独接到单片机的一个I/O口上，直接按键则通过判断按键端口的电位即可识别按键操作。按键显示电路如图9所示。
3 太阳能充电控制器控制软件
软件设计采用C语言实现。受C语言模块化编程设计思想的启发，系统软件设计采用模块化设计思路，即整个控制软件由许多独立的子程序（子函数）模块组成，它们之间通过函数调用实现连接。既便于调试、连接，又便于移植、修改。系统软件主要完成蓄电池电压采集转换，PWM[9]脉冲充电控制，实时LCD显示等。包括以下几部分：系统主程序设计、按键处理程序和显示程序。
4 结论
基于太阳能充电控制器要实现的具体功能，论述了基于单片机的太阳能充电控制系统的硬件电路组成及其工作原理，并详细分析了各组成单元电路的性能及其工作原理，完成了充电控制器的硬件电路设计[10]。控制器以Atmega16单片机为主控芯片，在软件程序控制下输出PWM控制信号，控制开关MOS管的通断，实现太阳能极板对蓄电池的充电控制等。针对太阳能充电控制系统的研究，是对单片机技术、通信技术、电子技术和自动化等专业知识的综合运用。在设计和开发的过程中，紧密结合充电控制器的实际情况，综合了目前一些先进的充电控制策略，为后续研究奠定基础。
参考文献
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