充电电源（共8篇）
充电电源 篇1
1、基于单片机的控制电路设计
1.1 数字化控制的实现
在本充电系统的控制电路采用的核心控制芯片是S T C 1 2 C 5052AD单片机, 其实现数字化控制的工作流程框图如图1-1所示:
1.2 单片机外围硬件电路
单片机除了完成相应的充电控制功能以外, 还同时具备了过流、过压、过热保护以及故障显示的功能。单片机的硬件原理图如图1-2所示
单片机对传感器采集到的电压、电流以及温度信号进行处理, 之后通过D/A转换器TLC5618输出控制信号。
2、PW M脉宽调制电路设计
2.1 斩波控制电路
斩波电路的硬件原理图如图2-1所示
2.2 逆变控制电路
逆变电路的硬件原理图如图2-2所示:
2.3 逻辑保护电路设计
当充电电源工作时, 为了防止逆变电路上下桥臂直通击穿IGBT, 在控制电路中加入了逻辑门互锁电路, 逻辑门互锁电路对逆变电路的两路驱动信号进行互锁[2]。当主电路出现故障时以封锁功率开关管IGBT的驱动信号, 以达到对IGBT的保护作用, 逻辑门互锁电路如图2-3所示。
3、结语
整个控制系统采用S T C 1 2 C 5 0 5 2 A D单片机作为核心控制芯片, 采用结构化的方式编制的系统软件指令执行效率高, 速度快, 并设有软启动以及软关断控制过程, 以提高主电路中各个元器件的使用寿命。通过改变单片机内置的程序设计, 可以很方便的实现其他外特性的输出, 以满足不同型号蓄电池的充电要求, 充分体现了数字化控制的灵活性与优越性。试验表明, 该系统电路简单, 控制精度高, 抗干扰能力强, 操作方便, 工作稳定可靠。
充电电源 篇2
1、没有插好电源适配器
如果遇到笔记本接通电源显示未充电，首先要看的是，是否给笔记本电脑插上电源适配器，如果外部电源没接好，肯定会导致笔记本接通电源显示未充电状态。
2、软件设置不当导致
很多笔记本品牌厂商都会在其笔记本中内置自家的电源管理软件，某些情况，这些软件会启动“电池保护模式”来禁止笔记本充电，只有当电量达到很低的时候，才会激活开启笔记本电池充电，以此来达到保护笔记本电池的寿命。因此如果你笔记本不充电，可以先进入相关的电源管理软件中，检查是否关闭电池保护模式或是勾掉禁止充电选项，如果有的话，取消即可。
3、电源适配器或者电池有问题
当笔记本电源适配器出现问题的时候，会导致笔记本无法使用外部电源，这种情况自然会出现“笔记本接通电源显示未充电”，
排除方法很简单，将外观电源连接好后，检查电源适配器的电源指示灯是否正常，另外另外笔记本接上外观电源成功的时候，在笔记本右下角会有显示“电源已接通”，如下图所示：
充电电源 篇3
随着便携式电子仪器设备、数字移动终端、电动力机车等电子技术装备的高速发展, 特别是一些负载用电子设备的投入使用, 由于其具有峰值功率高但平均功率低的特点, 因此在峰值期间, 需要电源提供较大的电流输出。广泛使用的蓄电池具有功率密度小、充放电慢等缺点, 如果要满足大电流输出的需求, 需要蓄电池具有很大的容量, 这会增加设备负载, 同时大电流放电也会对电池的寿命产生影响。超级电容作为一种新型储能元件, 具有快速充放电、循环使用寿命长、功率密度大、工作环境适应性强、安全无毒等优点, 这些优点非常适用于脉动性负载, 但其能量密度低, 无法取代传统蓄电池来独立给负载进行供电。目前常见的是将蓄电池能量密度大、超级电容功率密度大等特点结合, 设计一种混合电源来提高电源峰值输出功率、减少电源体积质量投入应用。
然而单模块的混合电源额定电压为3.2V, 无法满足高电压设备的输出需求, 因此需要将这种混合电源进行串并联, 来满足设备的供电需求。而组合电源中单体的过度充放电则会降低电源组使用寿命, 甚至可能会发生爆炸威胁设备安全。造成单体电源过度充放电的最根本原因是由于电源组内各单体电源间的容量差异, 解决这个问题的方法之一是均衡充电, 目前研究主要侧重于两部分:一部分是对均衡充电电路拓扑的设计, 另一部分是对均衡控制策略的研究。关于对均衡充电电路拓扑的设计, 主要有电阻放电均衡法、开关电容法、开关电感法、DC/DC法、多绕组变压器法等。目前常用的均衡法主要存在均衡时间长、缺乏普适性等问题, 同时采用基于电池外压一致性来判据均衡存在不稳定性等因素。如何快速高效的对电源组内单体电源均衡充电, 是目前业内研究的一个重要方向。
本项目从超级电容入手, 以四个混合电源串联为研究对象, 基于DC/DC法, 利用开关矩阵, 采用多平衡充电复合设计思路, 提出交叉充电设计理念, 设计一种电源管理系统, 建立相关充放电数学模型, 提出一种快速充电方法, 并通过实验验证了该系统的可行性。
二、常用均衡充电方法介绍
如图1所示, 常用的均衡充电方法可以依据能量损耗分为能耗型和非能耗型, 其中能耗型均衡是通过在电源组中各单体电源两端分别并联分流电阻, 通过分流电阻对容量高的单体电池进行放电, 直至所有单体电池容量在同一水平。这种电路设计简单, 成本低, 但分流电阻会一直处在工作状态, 将单体电源的能量以热量的形式消耗掉, 一般适用于能量充足、散热良好的场合。本项目主要就非耗散型均衡电路进行研究, 常见的非能耗型均衡电路有多绕组变压器法、开关电容法、开关矩阵串并联转换充电法、DC/DC法, 其原理如图2、图3、图4、图5所示, 上述各种方法的优缺比较见表1。
常见的DC/DC有升压型、降压型和升降压型三种, 考虑到适用范围, 本文选取了升降压型DC/DC转换器。升降压电路原理如图5所示, 既可以作为降压电路来使用, 又可以做为升压电路来使用, 其中L为电感, D为单向导通二极管, C为电容, T为功率管, 当T的控制端输入整脉冲电压时, T正向导通, 为零时截止。功率管导通阶段, 由于D的存在, 输入电流通过T和L后返回, 此时VL=Vi, 电感电流逐步增大。当到t1时刻, T断开, 输入电压Vi与后端断开, L的电流经过负载后通过D返回, 同时电容C上的电流也通过负载返回负端。电感电流逐步减少, 电压反向, 电感作为能量源, 此时电感电压VL=Vo。
功率管导通阶段, 电感电流:
功率管关断阶段, 电感电流:
根据电流平衡原理:
其中D=t1/T为占空比。
从上述可以看出, 输入电压与输出电压的比值可以通过输入方波的占空比进行调节, 即依据输入电压的变化, 通过控制DC/DC电路控制端的方波输入, 实现输出电压恒定。
DC/DC充电法的原理如图6所示, 是利用DC/DC模块并联充电单体来进行恒压充电, 当电源单体电压低于其额定值时进行充电, 监测到其电压值达到额定电压时关闭该DC/DC模块。该方法系统电源可以同时对各个电源单体进行充电, 精度高, 损耗少, 充电速度快, 但是由于DC/DC模块的数量与电源单体数量相等, 当电源单体串联数量较多时, 整个电路系统会变得非常庞大、复杂, 成本也变得比较高。
三、一种改进新型的均衡充电电路设计
对比上述几种均衡充电电路, 针对其优缺点, 设计一种以FPGA为核心, 基于开关矩阵和DC/DC组合的新型的均衡充电电路, 这种电路仅采用一个DC/DC模块, 通过开关矩阵进行循环充电。由于采用一个DC/DC模块保证了均衡充电的精确性, 同时电路成本也有所降低, 但这种方法受开关矩阵工作限制, 不适用于过多的电容充电, 如果需要对多个超级电容充电, 则可以将其分组采用该方法, 然后组间采用并联模式进行均衡充电。
该系统原理如图7所示, 其中左侧为充电模块, 右侧为监控模块。系统具体工作流程如下:FPGA对DC/DC模块进行波形控制, 变压后输出对各个单体电源进行充电, 充电目标由FPGA控制开关矩阵进行选择。开关矩阵由SW1、SW2、SW3、SW4单刀四置开关和一个单刀开关SW5组成, 充电时, 首先将SW5断开, 当四个四置开关均至1位置时, DC/DC模块将对单体电源1进行充电。同理可以分别对单体电源2、3、4进行充电, 充电完毕后四个四置开关断开, SW5闭合。FPGA通过AD1实时监控充电电流, 并依据采样值对DC/DC模块和开关网络进行控制。在充电过程中, 系统实时监测电源单体电压, 监测值通过光耦将数据耦合到AD2, 采样后送至FPGA分析, 来控制开关矩阵, 分别对单体电源模块1、2、3、4充电。
四、针对超级电容的打断法充电方式的改进
传统的充电方式多采用“先恒流后恒压”的两段式充电方式, 该方法可以避免尖峰电流对单体电源和DC/DC电路的冲击, 起到保护设备的作用。第一阶段采用恒流方式, 单体电源电压随着时间的逐步升高, 当单体电源电压达到一定值后, 转入恒压模式, 充电电流逐步降低, 直至充满。本项目就第一阶段充电过程进行分段处理, 采用打断方式进行充电, 既保护了单体电源中的超级电容, 对充电时间也没有明显的影响。具体工作原理如下:FPGA通过A/D采样系统电压电流, 当电流值过大时, 则FPGA芯片关闭DC/DC模块的控制端几个周期, 此时DC/DC模块处于不工作状态, 则充电电流迅速下降, 超级电容器单体电压值不再上升, 然后FPGA芯片打开开关, 继续对PWM端进行控制, 这样就可以维持充电电流基本恒定, 当电源单体电压升高到一定值后, 充电方式改为恒压充电, 即将DC/DC模块PWM控制端的方波占空比固定, 直至单体电源充电到额定电压, 完成对该电源单体的充电电, 然后切换开关位置, 对下一个电源模块块充电。
根据充电方法, FPGA的控制流程如图图8所示, 系统启动时, 所有开关均置1的的位置对超级电容器C1进行充电控制, DDC/DC电路的PWM端采用占空比D=d的波形形进行充电, 当检测到充电电流偏大时, 关关闭PWM端, 此时D=0, 充电电流下降, 当当充电电流I下降至所要求电流以下时打开开PWM端的控制继续进行D=d的充电模式式, 直至超级电容器C1的电压值已充至要求求值, 然后采用恒压的方式进行充电即D为为固定值充电至其额定电压, 然后转换开关关至下一个超级电容器单体, 如此轮循, 最最后完成对整个超级电容器组的均衡充电电。
五、总结与分析
本项目综合几种均衡充电方法, 提出一一种基于开关矩阵和DC/DC的均衡充电系统统, 根据设计的充电系统建立相关模型, 充电过程中采用间断式充电方法, 保证单体电源中的超级电容工作在额定电流范围内, 充电过程仿真如图9所示。
项目以四节maxwell的BCAP0350超级电容为充电单体样本, 其额定电压为2.7V, 额定容量为350F。采用该方法充电, 均衡完成后, 四个电容器单体电压值如表1所示, 同组最大单体误差为0.07V, 基本达到了均衡充电目的。
从本项目仿真及验证效果来看, 采用了DC/DC+开关矩阵模式, 减少了直流转换模块, 增加了开关矩阵网络, 当电源组中电源单体数目增加时, 开关矩阵的复杂度会成本增加。本项目提出的系统设计方法可以应用与单体数目较少的工作环境, 针对单体数目较多的情况, 可以采用多组并联的方式进行。如何平衡组内单体充电时间与单体成组数目, 是下一个阶段的研究方向。
参考文献
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充电电源 篇4
空载适配器电源
手机及适配器制造商始终致力于满足欧盟委员会整合性产品政策 (EC IPP) 规定的最新30m W以下5星级空载功耗标准要求。高效率UCC28700反激控制器以最小的解决方案尺寸和最少的元件数量达到这一低待机功耗标准, 实现最高的功率密度。
UCC28700的主要特性与优势:
最低待机功耗:支持低于30m W的待机功耗, 只需1.5 u A的启动电流;
最高集成度的原边调节器:无需光耦反馈电路, 宽VDD输入电压及迟滞范围, 与低IDD待机电流支持更小的VDD电容器, 高开关频率支持更小的变压器, 而且无需其它外部电路。
为智能手机与平板电脑充电实现通用性
某些手机与平板电脑的5W和10W充电器只支持某一品牌的设备, 给当前移动用户带来很大困扰。消费者购买新移动设备就需要新的充电器, 增加家中适配器的数量, 最终产生更多的电子垃圾。TI TPS2511智能USB充电控制器符合USB电池充电规范1.2版要求, 可为系统提供更多充电算法。该产品将电流限制USB电源开关与USB专用充电端口识别电路相整合, 可自动检测USB 2.0及3.0数据线路电压, 并提供正确的电气特征, 安全地为符合相关标准的设备充电。
TPS2511的主要特性与优势:
符合USB电池充电规范1.2版以及中国电信规范YD/T 1591-2009规定的管理要求;
充电电源 篇5
作为地铁车辆牵引系统不可或缺的重要组成部分, 地铁车辆辅助电源系统主要是由辅助逆变器、充电机等核心部件组成。充电机系统主要是为车载系统各个控制电路、地铁电动车门、车载信号、列车直流照明和通信设备直接提供直流电源。除此之外, 充电机还要为蓄电池组充电。充电机以前采用AC/DC变换方式, 这种变换方式输出电压波动大, 缩短了蓄电池的工作寿命[1]。随着技术的进步, 由于DC/DC变换技术输出性能参数好, 充电参数可按蓄电池要求调节, 而逐渐发展为DC/DC的方式。充电机模拟装置, 作为真实系统的缩小版, 无论是供科研人员为下一代产品做研究, 还是用来供学生或职工学习其原理, 都具有十分重要的意义。
一、地铁车辆辅助电源充电机工作原理
1.1充电机在实际系统中的应用
第三轨电压DC1500V经受电弓传至一系列保护电路后, 依次经三相逆变、LC滤波、变压器隔离输出三相四线交流380V, 一路直接为车内电器 (如空调、照明、饮水机等) 供电。另一路作为充电机的输入, 经过充电机斩波处理后, 输出的110V直流电分三路, 一路直接为蓄电池组充电;另一路直接为车内直流负载提供电源[2]。同时, 另一路经DC-DC变换器, 输出24V直流电为车内控制器、继电器等供电。充电机具有符合蓄电池恒压、限流充电要求的输出特性, 并具有温度补偿功能。从充电机的输入开始, 到分三路输出的实现, 这部分就是本文要设计的部分[3]。
1.2充电机在模拟系统中的应用
受实验室条件所限, 现用直流150V来模拟第三轨电压。整个辅助电源模拟装置就是将模拟第三轨电源提供的DC150V电源转变成3相AC110V、DC48V以及DC24V。其中, 充电机模拟系统是将SIV输出的AC110V转变为DC48V和DC24V。辅助电源模拟装置原理如下图所示:
其中, 蓄电池充电机电路包含高频隔离变压器、整流桥、滤波电路、高频整流以及控制电路等[4]。主控制器以AC110V的相位同步产生IGBT的栅极驱动信号, 驱动斩波电路的IGBT不停的开合, 来获得稳定的48V电压。另外, 48V/24V的DC-DC模块与DC48V电池线路连接, 为负载提供稳定的DC24V电压。
二、模拟系统的设计
2.1主回路设计48dl
主回路设计如上图所示, 110V/60V高频变压器的原边侧接从SIV输出的三相110V, 二次侧经过整流、滤波、IGBT构成的斩波电路以及续流二极管后, 输出DC48V, 一路为蓄电池供电, 一路接入负载, 另一路通过48V转24V的DC/DC模块, 直接输出DC24V为负载供电。主电路中的电流传感器和电流传感器不断检测电路的状态, 反馈给控制单元, 来稳定输出电压[5]。
2.2软件设计
单片机先进行软件初始化, 包括PWM模块初始化, P调节参数初始化, TMR5初始化, , AD转换模块初始化, USART初始化。然后进行A/D采样计数, 其中, TMR5采用溢出触发AD中断, 之后, 读取斩波电路的输出电压值, 与设定值比较, 进行PI调节, 调节PWM的占空比, 使斩波电路输出电压稳定在48V。工作流程如下:
三、相关问题的探讨
充电机模拟系统作为教学演示用的模拟装置, 其系统的安全性和可靠性显得十分重要。同时, 充电机又是地铁辅助电源系统的一部分, 还有一些细节问题需要深入研究。
(1) 输入输出隔离
充电机的输入是110V的三相电, 输出是DC48V和DC24V, 为了安全性和减少干扰的目的, 输入输出必须要隔离。本设计中采用高频变压器隔离的方法, 能够有效的抑制输入端产生的音频噪声, 使输出更加稳定、可靠、安全。
(2) 续流保护
模拟装置中由于存在储能元件, 在关闭设备后, 储能元件就会释放电能, 必须将存储的电能消耗掉, 否则有可能烧毁元件, 电击操作者。本设备中设有续流二极管, 用来消耗剩余电量, 可以有效保护设备及人员[6]。
(3) 蓄电池充电保护
恒压限流充电是对蓄电池的充电过程的要求, 本装置通过一系列电压电流传感器, 能够实时反馈给控制器, 通过闭环调节来保证充电过程恒压限流, 保护蓄电池的使用寿命。
四、结束语
本文根据真实辅助电源系统中的充电机, 提出了以经典的直流斩波Buck电路为核心的模拟的充电机系统的设计方法。同时, 探讨了设计中的相关细节。经过一系列验证, 该模拟系统能够在输入电源波动较大的情况下, 稳定地输出DC48V和DC24V, 满足了功能要求。本模拟系统体积小, 可靠性高, 能够满足学生或职工学习充电机原理的目的, 有效地节约了学习培训的成本。
参考文献
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充电电源 篇6
轮式移动机器人的动力来源主要采用高品质机载蓄电池组, 因此需要在电能不足的情况下自主进行充电。目前应用比较广泛的充电方式如普通直插式充电[1]、利用光伏发电原理充电[2]、利用激光导航对接充电[3]、利用磁轨道导航对接充电[4]、采用传感器辅助定位法充电[5]、采用车载充电连接器与地面电源连接充电[6]、使用红外传感器和超声波传感器相结合充电[7]以及非接触感应即利用电磁感应原理[8]来给蓄电池充电等。本文结合变电站定轨机器人巡视系统的实际应用需要, 以及轮式机器人行程和载重等需要, 提出了一种新型实用的电源自动对接方法。所提方法类比人获取电源插头的行为, 机器人装载的电源对接控制器首先控制机器人的机械手水平向后伸出, 接着通过无线电信号遥控馈电装置带动电源线及特制电源插座进行靠近机械手方向的水平横向移动, 在电源线和机械手接触后, 进一步控制电源线横向移动以实现特制电源插座在机械手上的高度调节。这种方法实现了特制电源插座在三维空间坐标的准确定位。从而, 只要轮式机器人停泊在指定区域, 尽管存在停泊偏差以及轮胎气压变化引起的机械手离地面高度偏差, 机械手均能实现电极抓取、插入和拔出的准确控制, 完成机器人自主充电电源自动对接——分离的完整过程。本文对上述对接方法的实现进行了详细叙述。
本装置充分考虑到轮式机器人需配置较大容量的蓄电池和充电电流较大的特点, 又融合了轮式机器人停泊位置可能具有较大误差的情况, 要求电源对接装置的电极接触面大且具有较大的压力, 从而设计出能够自动伸缩的机械手来获取电源, 进行充电。本文提出的技术方案已经申请国家发明专利。
1 电源自动对接装置
1.1 装置组成
轮式机器人自主充电的电源自动对接装置, 如图1所示, 包括悬挂的馈电装置和车载的受电装置。馈电装置包括电动机a、丝杠、滑块、滑轨、左限位开关、右限位开关、电线悬挂杆、电线悬挂环、电源线、特制电源插座、悬挂弹簧、悬挂钢丝和无线控制器。受电装置包括电动机b、丝杠、滑块、滑轨、支撑座、梳状机械手、电极插槽、前限位开关、后限位开关和对接控制器。
1.2 装置原理
轮式机器人自主充电的电源自动对接装置采用类比人获取电源插头和插接电源的行为, 当机器人回到舱位准备充电时, 装设在机器人上的电源对接控制器首先控制机器人的机械手水平向后伸出, 接着通过无线电信号遥控装设在机器人舱位中的馈电装置带动电源线及特制电源插座进行靠近机械手方向的水平横向移动, 在电源线和机械手接触后, 进一步控制电源线横向移动以实现特制电源插座在机械手上的高度调节。
假设机械手向后水平伸出的方向为Y轴正方向, 电源线靠近机械手横向移动的方向为X轴负方向, 电源线和机械手的相交点为坐标原点O, Z轴垂直XOY平面且通过O点, 向上为Z轴正方向。机械手抓住特制电源插座情况如图2所示。
从图2可以看出, 满足下面3个条件可以实现特制电源插座的准确抓取: (1) 当机械手向后伸出, 其顶端的Y坐标大于0且有足够裕度; (2) 电源线自X坐标大于0且有足够裕度的位置向X轴反方向移动, 并能够在X负半轴继续移动; (3) 特制电源插座初始位置的Z坐标应小于0且有足够裕度。当满足上述3个条件时, 这种方法可实现特制电源插座在空间三维坐标中的准确定位。从而, 只要轮式机器人停泊在指定区域, 尽管存在停泊偏差以及轮胎气压变化引起的机械手离地面高度偏差, 机械手均能实现特制电源插座抓取和插拔的准确控制。
1.3 工作过程
本装置的工作过程如下:按上述原理, 当轮式机器人电力不足需要补充电能时, 轮式机器人自动停泊到指定区域, 首先对接控制器控制梳状机械手向后伸出, 直到滑块触碰到后限位开关, 电机b停止转动;随后对接控制器发出无线电信号, 启动馈电装置动作, 电动机a驱动丝杠转动, 带动滑块和下方的电源线和特制电源插座向左移动, 电源线与梳状机械手接触后, 由于机械手的阻挡, 电源线的继续左移导致特制电源插座上升, 直到特制电源插座触碰到梳状机械手任意圆弧底面的三个触觉传感器, 对接控制器发出无线电信号, 控制电动机a停止转动, 随之滑块和下方的电源线停止向左移动;接着, 对接控制器启动受电装置的电动机b, 驱动丝杠反向转动, 带动滑块返回, 梳状机械手及特制电源插座前移, 将特制电源插座引至电极插槽, 直到碰到槽位限位开关, 电机b停止转动;进一步, 对接控制器启动电动推杆将插头推向特制电源插座, 直到触碰插入限位开关, 电动推杆停止;至此, 电源电路连通, 对接控制器再发出无线电信号要求合上电源开关, 馈电装置中的无线电控制器接收到关合信号后, 控制电源开关合上, 机器人即处于充电状态。
充电完成后, 对接控制器首先发出无线电信号要求断开电源开关, 且待馈电装置断开电源后, 再进行与上述相反的控制, 即完成将电源插头拔出、将特制电源插座推出电极槽位且机械手向后伸出、发出无线电信号要求馈电装置带动电源线及特制插座右移、收回机械手这4个步骤。
2 关键部件
2.1 梳状机械手
梳状机械手包括机械手臂、梳状板和触觉传感器, 如图3所示。梳状板上分布有多个圆弧状的梳孔。梳状板与水平面呈一定角度, 梳孔之间的连接处为圆弧, 以方便电源线进入。每个梳孔均布有触觉传感器, 触觉传感器的工作原理是:当特制电源插座被拉入梳状板的任意梳孔时, 特制电源插座与三个触觉传感器接触形成两个通路使对接控制器检测到两路电信号, 以确认特制电源插座已经进入机械手的梳孔。当对接控制器感知特制电源插座已经抓取, 即启动电动机b, 带动梳状机械手缩回, 将特制电源插座拉入电极插槽。
2.2 特制电源插座
特制电源插座如图4所示, 包括铝合金圆锥外壳、绝缘支座、铜管电极、铜环电极、钢丝绳固定扣和绝缘垫片, 其组装图如图4 (a) 所示。铝合金圆锥外壳上段为内空的圆锥体, 下段为有内螺纹的圆柱体, 如图4 (b) 所示;绝缘支座为用阻燃ABS或尼龙等绝缘材料制成的与铝合金圆锥外壳配合的带有外螺纹的圆柱体, 顶端带有圆柱体凸台, 中心有下段直径较大、上段直径较小的轴向通孔, 该绝缘支座下端面还刻有环形槽, 在环形槽上布置四个对称的轴向通孔, 如图4 (c) 所示;铜管电极用铜棒制成, 上段直径较小且顶端有螺纹成为接线柱之一、下段直径较大且中心有电极插孔, 如图4 (d) 所示;铜环电极由下铜环、上铜环和四个铜螺钉构成, 下铜环较厚、环上四个固定孔带螺纹且螺孔不贯穿, 上铜环略薄且其四个固定通孔无螺纹, 四个铜螺钉中的三个可用普通铜螺钉, 其中一个为带接线柱的特制铜螺钉, 如图4 (e) 所示;钢丝绳固定扣用于固定钢丝绳, 为市面上可购置件;绝缘垫片为带穿线孔的绝缘材料圆片, 用于隔离钢丝绳固定扣和铜接线柱。
2.3 电极插槽
电极插槽包括插槽、插头、电动推杆、槽位限位开关和插入限位开关, 如图5所示。插槽是U型不锈钢凹槽, 槽口为喇叭口, 方便特制电源插座入槽。插头中间是针形电极, 外围为环形电极, 两电极与特制电源插座的两个电极相匹配, 该插头有电动推杆驱动插入或拔出;槽位限位开关用于感应特制电源插座入槽状态;插入限位开关用于感应插头插入状态。
2.4 对接控制器
对接控制器以微处理器作为控制核心, 能够检测机械手触觉感应信号、机械手前后限位信号、特制电源插座入槽信号和插头插入信号, 具有无线电通信接口, 并有控制机械手伸缩和电动推杆运动的控制输出接口, 其电气原理框图如图6所示。
2.5无线控制器
馈电装置的无线控制器以微处理器作为控制核心, 能够检测馈电装置滑块的左右限位信号, 具有无线电通信接口, 并有控制滑块左右移动的控制输出接口和控制馈电电源开关分合闸的输出接口, 其电气原理框图如图7所示。
3结束语
轮式移动机器人自主充电电源自动对接装置, 是实现移动机器人能够及时补充能源, 从而能够完成继续作业任务不可缺少的关键装置。本文提出和实现的电源自动对接装置采用了类比人获取电源插座和插入电源的行为, 能够在多种因素的影响下实现特制电源插座的空间三维坐标准确定位, 并且设计的插座和插头能够满足大容量蓄电池的充电需要。随着机器人技术的发展, 充电电源自动对接技术也将不断发展, 本文研究的机器人充电电源自动对接装置也将得到进一步改进, 以更好地适应各种实际应用场合。
摘要：机器人自主充电技术是一项具有广泛应用前景的技术。在进行原理分析和实验验证的基础上, 提出了一种新型实用的电源自动对接方法。所提方法类比人获取电源插头和插接电源的行为, 当机器人回到舱位准备充电时, 装设在机器人上的电源对接控制器首先控制机器人的机械手水平向后伸出, 接着通过无线电信号遥控装设在机器人舱位中的馈电装置带动电源线及特制电源插座进行靠近机械手方向的水平横向移动, 在电源线和机械手接触后, 进一步控制电源线横向移动以实现特制电源插座在机械手上的高度调节。这种方法实现了特制电源插座在空间三维坐标中的准确定位。从而, 只要轮式机器人停泊在指定区域, 尽管存在停泊偏差以及轮胎气压变化引起的机械手离地面高度偏差, 机械手均能实现特制电源插座抓取和插拔的准确控制。
关键词：机器人,电源插座空间自动定位方法,充电电源自动对接技术,机械手,特制电源插座
参考文献
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充电电源 篇7
串联谐振变换器是一种DC-DC变换器,当工作频率fg小于谐振频率f0的二分之一时,即为断续或不连续导电工作模式。文中只讨论全桥式串联谐振变换器在不连续导电工作模式下的原理和电路分析,因为在断续工作模式下,串联谐振变换器的功率开关可实现零电流开关,其开关损耗小,简化了电路的关断问题[1]。以此变换器为基础设计的电源,具有恒流充电特性,当储能器为电容时,充电电压呈线性增长,充电效率高,并且具有变压器不易偏磁和较好的限流和短路保护等优点,非常适合于激光充电电源。
1 串联谐振式TEA CO2激光充电电源的工作原理
如图1所示,其主电路从高频变压器T处分为原边电路和副边电路两大部分。原边电路由全桥变换器和谐振回路构成。全桥变换器由4只大功率开关V1、V2、V3、V4(可以视情况选用MOSFET或IG-BT)及与之并联的4只二极管D1、D2、D3、D4来组成;谐振回路由电容C和电感L串联构成。副边电路由高频高压全桥D5、D6、D7、D8和高压储能电容C0两部分构成。直流输入电压E经过全桥变换器进行频率变换,然后由串联谐振回路进行谐振,再通过高频高压变压器进行升压,最后由高频高压全桥进行整流对储能电容C0进行充电[2,3]。
建立以储能电容C0为负载的等效电路。设定电路处于理想状态,储能电容C0在变压器的作用下等效到原边电路为C0´,即C0´=N2C0,N=UC0/E为变压器的变比。高频高压全桥电路可等效为使C0´随着电流方向改变而自动改变充电方向电路。将等效电路分为4个工作模态,这4个模态描述了全桥式串联谐变换器不同充电过程,其中工作模态1和2构成第一个充电周期,工作模态3和4构成第二个充电周期。工作模态等效电路如图2所示。
1.1 工作模态1分析
设t0=0时刻,V1和V4开通,进入工作模态1,在t0tt1时,可以得到微分方程如下
由初始条件,在t0=0时刻,i(t0)=0,uc(t0)=0,求得在工作模态1下谐振回路的电流,其中,而Ct为C和C0´的等效电容,即为,由于C0´远远大于C,那么Ct≈C。当时,i(t)为负,电流方向会改变进入下个工作模态,所以令为工作模态1的结束时刻[2,3]。
1.2 工作模态2分析
在工作模态2下,电流反向后,V1和V4截止,D1和D4导通。因为高频高压全桥电路使C0´一直为充电状态,那么uc0'(t)一直为正。设t2tt3时段,可以得到微分方程
同理,令t2=0,由其初始条件,可解得工作模态2下谐振回路的电流,在时,电流为零,工作模态2结束,同时第一个充电周期结束。对于等效储能电容C0´在第一个充电周期中的平均充电电流,即经计算可得
1.3 工作模态3分析
设t4t3,在t4时刻,V2和V3开通,那么在t4tt5时,可以得到微分方程
同理,令t4=0,由初始条件,可解得工作模态3下谐振回路的电流。在t5=πω时,电流反向,工作模态3结束[2,3]。
1.4 工作模态4分析
在t6时刻,V2和V3截止,D2和D3导通,那么在t6tt7时,可以得到微分方程
同理,令t6=0,由初始条件,可解得工作模态4下谐振回路的电流。在时,电流为零,工作模态4结束。对于等效储能电容C0´在第二个充电周期中的平均充电电流,即。经计算可得
通过以上分析可以看出,工作模态1、3的峰值电流是在增加的,工作模态2、4的峰值电流是在减小的,第一和第二个充电周期中的平均充电电流相比较,不难发现I1=I2。可得出这样一个结论,每个充电周期的平均充电电流均相同,当充电周期很小时,可理解为恒流线性充电。
2 谐振部分设计
谐振部分的设计是整个激光电源设计的关键,主要是谐振电容和谐振电感的数值计算,然后根据回路中的参数来选择合适的器件。
根据公式P=UI可推导出其平均输出功率
对式(5)进行化简可得PO=8E 2Cfg,在其他参数确定的情况下,可确定其谐振电容C=PO 8E 2 fg,再由,可确定其谐振电感
选择器件时主要考虑其在回路中电流、电压和频率等参数。对于回路的峰值电流IMAX,是从开始是逐渐增加的,因此回路中应选择至少能承受二倍峰值电流的器件。由谐振条件,可以得到谐振电容上的电压:,推导出uc(t)≈2E。所以选择谐振电容时其耐压值最好选择大于3倍工作电压。同理,谐振电感上的电压:,推导出uL(t)=E cos(ωt),由于回路的峰值电流是逐渐增加的,因此谐振电感上的峰值电压也是逐渐增加的,所以选择谐振电感时其耐压值至少大于2倍工作电压。
设计电源时,都希望设计的电源体积小,尽可能地提高其功率密度。要减小电源体积主要是依靠提高开关频率来减小变压器和输出滤波器的体积来减小自身体积[4],所以应该提高fg,但同时要满足fg<0.5fO,那么fO也要提高。由简化公式PO=8E 2Cfg可知,提高fg,不但提高输出功率,又减小了体积,从而提高功率密度。上述的结果表面上看起来很好,但是由公式L=1/ 4π2fO2C,可推导出的1/(L/ C)=4π2fO2,可以看出fO随fg一同提高后,回路的峰值电流将必然增加,这对于电源显然是不利的。因此在设计时,根据需要,选择一个合适的工作频率范围,保证其在最高频率下能稳定工作。总之,综合考虑各种因素使电路在最佳状态下工作。
3 控制和驱动电路设计
在串联谐振CO2激光电源的设计中,和主电路设计相比较,其控制和驱动电路设计是同等重要的,二者是相辅相成缺一不可的关系。在控制和驱动电路设计中,由控制电路产生低压低电流的控制信号,再由驱动电路对控制信号进行放大,使之能稳定地驱动功率开关。
3.1 控制电路设计
设计采用SG3525集成PWM控制器为控制芯片。SG3525是美国硅通用半导体公司(Silicon General)推出的,用于驱动N沟道功率MOSFET,是一种性能优良、功能齐全、通用性强的单片集成PWM控制芯片。它简单可靠,使用灵活方便,具有以下特点:
·工作电压范围宽:8~35 V;
·基准电压:5.1±1.0%V;
·工作频率范围宽:100 Hz~400 k Hz;
·具有振荡器外部同步功能;
·死区时间可调;
·内置软启动电路;
·具有输入欠电压锁定功能;
·具有PWM锁存功能,禁止多脉冲;
·逐个脉冲关断;
·双路输出(灌电流/拉电流):400 m A(峰值)。
如图3所示,基于SG3525可设计出工作频率、死区时间和脉宽均可调的控制电路。工作频率公式为f=1/Ct(0.7Rt+3Rd),Ct的取值范围0.001~0.1μF,Rt的取值范围2~150 kΩ,Rd的取值范围0~500Ω,式中Ct、Rt、Rd分别对应图3中的C1、R3、R4。当振荡电容端Ct选定后,可以先通过调节Rt来调节其工作频率,再调节Rd调节其死区时间。由于Rt远远大于Rd,因此Rd改变对于工作频率的影响不大。调整好后可以在11和14脚上得到输出相位相差180º的互补脉冲,其频率为选定的工作频率。
由上面的计算可知,在任一个充电周期中,其谐振电流都是呈现正弦变化的,当工作模态1、3结束时电流过零并且反向,在这时关断其相应的功率开关组,达到零电流关断的目的,为此就需要输出脉冲的脉宽时间ton与工作模态1、3的工作时间相同。由于工作模态1、3的工作时间相同,为π/ω,并且通过上面的分析可以准确地计算出该时间,然后可以调节可变电阻R2改变2脚的电压来调节输出脉冲的脉宽,使ton=π/ω。这个脉宽时间ton对于串联谐振电路来说非常重要,它直接影响其是否正常工作[5]。
3.2 驱动电路设计
设计采用IR2110作为功率开关的驱动器。IR2110驱动器兼有光耦隔离(体积小)和电磁隔离(速度快)的优点,是美国IR公司生产的高压、高速PMOSFET和IGBT的理想驱动器。该芯片采用HVIC和闩锁抗干扰的COMS制造工艺,具有以下的特点[6]:
·具有独立的低端和高端输入通道;
·悬浮电源采用自举电路,其高端工作电压可达500 V;
·输出的电源端(脚3)的电压范围为10~20 V;
·逻辑电源(脚9)的输入范围为5~15 V,可方便的与TTL、CMOS电平相匹配,而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有±5 V的便移量;
·工作频率高,可达500 KHz;
·开通、关断延迟小,分别为120 ns和94 ns;
·图腾柱输出峰值电流为2 A。
首先分析IR2110应用于驱动半桥高压侧悬浮驱动的自举原理。图4中C1及VD1分别为自举电容和二极管,C2为Vcc的滤波电容。假定在S1关断期间C1已充到足够的电压(Vc1≈Vcc)。当脚10(HIN)为高电平时VM1开通,VM2关断,Vc1加到S1的门极和发射极之间,C1通过VM1,Rg1和S1栅极-发射极电容Cge1放电,Cge1被充电。此时Vc1可等效为一个电压源。当脚10(HIN)为低电平时,VM2开通,VM1断开,S1栅电荷经Rg1,VM2迅速释放,S1关断。经短暂的死区时间(td)之后,脚12(LIN)为高电平,S2开通,Vcc经VD1,S2给C1充电,迅速为C1补充能量。如此循环反复。
然后由半桥驱动较容易地扩展为全桥驱动,见图5,由控制电路SG3525的11脚和14脚上得到相位相差180º的互补脉冲OUTA、OUTB分别加到U1的10、12脚和U2的12、10脚。当OUTA为高电平时功率开关V1和V4导通,而OUTB为高电平时V2和V3导通。从而达到将控制电路的小信号放大为较强的驱动信号的目的。但是,IR2110的不足是不能产生负偏压,在开通与关断时刻,容易在栅极上产生干扰。因此可以对IR2110输出驱动电路进行适当改进,使其驱动输出具有负偏压。
4 实例设计
在具体设计中谐振电容为0.3μF,谐振电感为40μH,根据公式可以算出其固有谐振频率为45.94 k Hz,其工作频率设定为19.2 k Hz,经实验测得驱动信号、主电路电流波形和储能电容的充电电压波形。图6中CH1和CH2为驱动脉冲信号,CH3为主电路的电流波型。分析图6,驱动脉冲信号相位相差180º具有负偏压的波形,通过控制其脉宽时间使其在电流过零时关断,从而实现了零电流关断;电流波形基本与其工作原理相符合,由于寄生电容的影响,电流在每个充电周期结束后并没有为零,而是产生了一个小的振荡,使得功率开关不是零电流开通,造成一定的损耗,不过这个振荡电流很小,产生的功耗在可接受范围内。图7是储能电容的充电电压波形,其波形基本上是线性充电,也证实串联谐振CO2激光电源具有良好的恒流性。
5 结论
研究了TEA CO2串联谐振式激光器充电电源设计,系统地分析了工作原理,详尽地阐述了设计过程,运用了性价比较高的器件,并设计了一种串联谐振式CO2激光充电电源实例,给出其主要的波形。对本文中所述的串联谐振式CO2激光充电电源的系统设计是很有帮助的。
摘要：介绍了TEA CO2激光器串联谐振充电电源技术,对全桥串联谐振变换器的工作原理进行了数学分析,推导出充电回路上的瞬态和平均充电电流与谐振元件参数之间的关系。采用SG3525和IR2110等集成电路,设计出适合高压大功率TEA CO2激光器的高效实用型充电电源。
关键词：串联谐振,充电电源,DC-DC变换,SG3525I,R2110
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充电电源 篇8
大停电事故发生后如何快速、安全、稳定地恢复电力系统是一个非常重要的问题[1,2,3]。大停电后的电力系统恢复一般可分为三个主要阶段:黑启动阶段、网架重构阶段和负荷恢复阶段。网架重构阶段的主要任务是尽快给失电厂站送电, 快速恢复失电机组, 并建立一个稳定的网架结构。因此, 合理的网架重构策略对于快速建立输电网架、全面恢复负荷具有重要意义[4,5]。
到目前为止, 在网架重构方面国内外已经做了相当多的研究工作。文献[6]采用节点收缩后的网络凝聚度定量地评价节点的重要度, 提出了一种考虑网络结构和运行质量的综合评价指标, 并以此评价指标为目标函数, 利用离散粒子群算法优化骨架网络。文献[7]提出了基于加权复杂网络模型的输电网架重构优化算法, 该算法能够确定目标骨架网络, 同时也可以优化恢复路径。文献[8]提出了考虑重要负荷恢复的局部电力系统恢复策略。文献[9]采用分步的方法确定网架重构策略, 第1步以最大化恢复系统的可用发电容量为目标优化发电节点恢复顺序, 第2步以最大化路径平均重要度为目标优化恢复路径。文献[10]在综合考虑系统恢复的目标网架和节点恢复顺序的基础上, 将最短路径法与交叉粒子群算法相结合, 用于确定系统目标网架的恢复顺序。上述研究都是利用常规黑启动机组为大停电后系统的非黑启动机组提供启动功率。
电动汽车作为一种新型交通工具, 在缓解能源危机、促进人类与环境的和谐发展等方面具有不可比拟的优势[11]。当集中型电动汽车充电站内的可用电池容量达到一定程度时, 就可以为无黑启动电源或黑启动机组容量不够充裕的区域电力系统提供机组启动功率, 辅助系统恢复。就电动汽车充电站需要储备的电池数量进而可用电池容量方面, 国内外已经有一些初步的研究报道[12,13,14]。据笔者所知, 到目前为止, 在利用集中型电动汽车充电站作为黑启动电源辅助电力系统恢复方面, 国内外尚没有研究报道。
在上述背景下, 本文提出一种计及电动汽车集中型充电站充当黑启动电源的网架重构优化策略。首先, 建立了评估电动汽车充电站可用电池容量的数学模型。然后, 提出了网架重构的双层优化模型, 其中上层模型用于优化发电节点的恢复顺序, 下层模型则用于确定恢复路径。在此基础上, 针对大停电事故发生时刻、充电站可用电池数量、电池荷电状态等不确定性因素, 构造了基于机会约束规划的双层网架重构优化模型, 以获得满足一定置信水平的系统恢复策略。之后, 利用改进的粒子群算法的方法来求解所提出的优化模型。最后, 以新英格兰39节点系统为例对所发展的模型和方法作了说明。
1 集中型电动汽车充电站的可用电池容量模型
在一定的市场规模下, 影响集中型充电站可用电池容量的主要因素包括动力电池、充配送设施及运营模式、用户行为3个方面[15]。从动力电池方面来讲, 电池容量越大, 用户换电需求频率越低, 充电功率也就相应的越大;由于用户换电需求低, 电池的配送频率也就低, 进而充电站的可用电池容量就大。从充配送设施及运营模式方面来讲, 电池的配送模式、充配送设施的容量、充电策略直接决定着每个时刻充电站内可用电池容量。从用户行为方面来讲, 影响换电需求的主要因素是日行驶里程。为便于描述, 结合换电模式的特点, 本文作了如下假设: (1) 所研究区域内的电动汽车为同一类型, 电池采用同一型号; (2) 不考虑配送站与充电站之间配送距离的远近、交通情况, 假定配送时间均为T; (3) 当电池电量低于阈值时, 车主会选择立即更换电池; (4) 仅考虑整点时刻的电池可用功率, 下文所提到的时刻均指整点时刻。需要指出, 下面发展的方法框架适用于一般的情形。
1.1 换电需求的数学模型
根据美国交通部的统计数据可知, 家用乘用车的日行驶里程符合对数正态分布[15]。电动汽车q从时刻t0至任意时刻ti, 车辆行驶总里程Sqi可表示为[13]:
式中:Ssum为电动汽车q一天的总行驶里程;fs (t) 为该车每小时行驶里程占一天总行驶里程的百分数的分布函数。
采用式 (2) 确定用户在ti时刻是否进行换电:
式中:W100为电动汽车100km电能消耗;Wq0为该车在t0时刻的蓄电池剩余电量;Wf为车主选择换电池的阈值, 即当电池容量低于Wf时, 车主会选择立即更换电池;Dqi表示电动汽车q在ti时刻是否需要更换电池, Dqi取1或0时分别表示该车在ti时刻需要或不需要换电池。
基于式 (1) 和式 (2) , 可采用蒙特卡洛仿真方法得到一天内24个正点时刻需要换电池的电动汽车占所有电动汽车的比例的分布情况。根据中心极限定理, 可以得到N辆电动汽车在任意时刻需要换电池的比例的期望值和方差, 且其服从正态分布[13]。
1.2 配送模式
集中充电统一配送模式是一种典型的供应商管理库存 (vendor managed inventory) 模式[16]。本文利用文献[16]介绍的周期性盘点方法对配送站内的电池库存状态进行监测, 并采用 (s, S) 策略作为配送站内的电池库存管理策略。具体步骤详见文献[16]。
1.3 集中型充电站可用电池容量模型
在给出集中型充电站可用电池容量模型之前, 首先需要介绍充电站内电池的充电特性。文献[17]给出了如附录A图A1所示的装配在Nissan Altra电动汽车上的锂离子电池的充电曲线, 其中红色实线表示电池实际充电曲线。由于电池充电起始和结束阶段相对整个充电过程而言很短, 故可以忽略。因此, 电池充电过程可近似描述为恒功率的充电过程, 其简化充电曲线如附录A图A1中的蓝色虚线所示。
从保证电池使用寿命的角度来讲, 电池内存储的电能通过DC-AC装置注入系统中的不能超过其80%[18]。当部分非黑启动机组已经得到启动且充电站所能提供的容量非常有限时, 充电站将不再为非黑启动机组提供启动容量, 以减少因过度使用电池而造成的寿命损失。根据附录A图A1所示的电池简化充电曲线可知:任意时刻充电站的容量Wc (t) =0.2CNc1 (t) +0.4CNc2 (t) +0.6CNc3 (t) +0.8CNc4 (t) +CNcc (t) 。其中, C为电池容量;Nck (t) 为t时刻已经充电k小时的电池数量, k=0, 1, 2, 3, 4, 5;Ncc (t) 为t时刻充电站内达到满电量且可用于配送的电池数量。
借鉴文献[18]的成果, 可得充电站注入电力系统的功率为:
式中:ηinv为DC-AC逆变器的转换效率;tdisc为电池的放电时间。
为保证充电站内的可用电池容量能够有效启动待恢复机组, 充电站和配送站还应该满足以下约束。
1.3.1 配送站内的约束
1) 供需约束:任意时刻配送站内能够用于更换的电池数量应大于该时刻电池的更换需求量。
式中:Nd (t) 为t时刻配送站内能够用于更换的电池数量;Rd (t) 为t时刻换电电池的需求量。这里将 (t, t+1) 时段内的换电电池需求量算到t时刻。
2) 配送站的库存量约束:当t时刻配送站内能够用于更换的电池数量大于一定阈值时, t+1时刻配送站内可用于更换的电池数量等于t时刻的电池数量减去 (t, t+1) 时段内的电池需求量;否则, 配送站会向集中型充电站发出配送要求, 则配送的电池将于t+1时刻到达配送站。
式中:Nb为配送站可存储的最大电池数;sNb为配送站发出配送需求的阈值;Ntr (t) 为t时刻由充电站配送到配送站的电池数量。
1.3.2 充电站的约束
充电站的约束主要就是充电电池数量的等式约束:
式 (6) 表示t-1时刻已充电i-1小时的电池数目与t时刻已充电i小时的电池数目是相等的。式 (7) 表示当t时刻配送站不需要配送电池时, 充电站内可用于配送的电池数量等于上一时刻可配送的电池数量加上刚刚充满电 (即充电达到5h) 的电池数量。当t时刻需要配送时, 充电站内可用于配送的电池数量等于原有数量与刚刚充满电的电池数量之和减去配送量。
2 网架重构的数学模型
2.1 电池启动发电机组的特性分析
在电力系统恢复过程中, 充电电池与常规黑启动电源表现出的恢复特性略有不同, 其不同点在于:充电站内的可用电池容量随着恢复时间的增加而逐渐减少;充电站可用电池容量必须足够大 (即在一定时段内充电站所提供的启动功率应不小于待恢复机组所需的最小启动功率) 才有可能启动第1批待恢复的非黑启动机组。
图1给出了集中型充电站作为黑启动电源时机组j启动的时间特性。
图1中:红色部分表示充电站提供的电能, 蓝色部分表示已恢复机组提供的电能;Tj0为机组j的启动时刻;Tj1为机组j开始输出功率的时刻;Tj1′为系统中机组输出功率大于或等于机组j厂用电功率的时刻。则
式中:Pjstart为启动机组j所需要的最小启动功率;P (Tj1′) 为Tj1′时刻机组j的输出功率;P (Tj1′-1) 为Tj1′-1时刻机组j的输出功率。
机组恢复过程中, 充电站应该满足以下功率约束和容量约束。
1) 充电站的功率约束
式中:Pigen (t) 为t时刻机组i的输出功率;Pc (t) 为t时刻充电站可提供的功率;Nres为系统内待恢复机组的数量;ui (t) 表示机组i的恢复状态, 如果机组i在t时刻或t时刻前已启动, 则ui (t) =1, 否则ui (t) =0。
2) 充电站的容量不等式约束
式 (10) 用于判断Tj0时刻机组j能否启动, 其表明:机组在 (Tj0, Tj1′) 期间所消耗电能一部分来自充电站, 另一部分由已恢复机组提供。
3) 充电站的容量等式约束
2.2 网架重构的双层优化模型
如何确定机组的恢复顺序和优化恢复路径是网架重构阶段需要解决的两个主要问题[19]。这里提出了网架重构的双层优化模型, 其中上层模型优化机组的启动时刻, 最大化待恢复系统可用发电容量;下层模型则根据上层模型的结果优化恢复路径, 在尽可能不推迟机组启动的前提下, 使恢复路径的充电容量最小。
2.2.1 确定非黑启动机组恢复时刻的上层优化模型
对于给定的非黑启动机组, 以最大化待恢复系统的可用发电容量为目标, 确定非黑启动机组的最优恢复时刻。该问题在数学上可描述为:
式中:[0, NT]为本文研究的时间区间;Wtotal为停电事故发生后在所研究的时间区间内系统的可用发电容量;Topt=[topt1, topt2, …, topt Z]T为Z维列向量, 同时也是上层优化模型的解, 其任一元素topti表示机组i的最优启动时刻;Tact为考虑了线路约束的各机组实际恢复时刻;f (Topt, Tact) 为下层模型的目标函数, 表示无法按照上层模型给出的最优启动时刻启动的机组个数;a为惩罚系数, 其取值较大, 以避免出现机组实际恢复过程中无法按照由上层优化模型求解得到的最优启动时刻启动的情况;tci, Ri和Pi, max分别为第i个机组启动时间 (从开始启动到输出功率所需时间) 、爬坡速率和最大输出功率。需要指出, 这里所说的机组i的启动时刻topti是相对于停电时刻来讲的。此外, 恢复过程中还应该满足充电站容量约束与功率约束、功率平衡约束、机组热启动和冷启动的时间约束等。
2.2.2 确定恢复路径的下层优化模型
在优化恢复线路的过程中, 一方面要尽可能减少恢复线路所需时间, 保证待恢复机组能在给定的时间获得启动功率;另一方面, 还需要关注在恢复过程中可能发生的过电压问题。因此, 在下层模型中, 线路的权重由线路操作时间和充电电容共同决定, 即线路r的权重wlr= (1-v) Clr+vtlr。其中, Clr为线路r的充电电容;tlr为恢复线路r所需要的操作时间;v为调节系数。在初始状态下, 取v=0, 此时线路以其充电电容为权重;当待恢复机组i获得启动功率的时间tistart大于topti时, 可以采用逐渐增大v值的方式调整线路权重, 重新利用最短路径算法为恢复机组i搜索恢复路径, 直至满足待恢复机组i获得启动功率的时间tistart小于或等于topti或v=1为止。
下层模型以最小化在上层模型确定的最优启动时刻无法启动的机组个数为目标函数, 可用数学方式描述为:
式中:tacti为机组i在实际网络拓扑中获得启动功率的时刻;tresi为在恢复机组i之前系统中已恢复的区域电力系统内与机组i最近的节点获得恢复的时刻;Ωi为待恢复机组i从已恢复的区域电力系统获取启动功率的恢复线路集合;U (x, y) 为所定义的二元函数, 当x≥y时, 其函数值为1, 否则其函数值为0。
2.3 基于机会约束规划的双层网架重构优化模型
上面发展的网架重构双层优化模型用于在已知电动汽车充电站内可用电池容量的前提下制定网架重构策略。如果考虑电动汽车充电站内可用电池容量的不确定性, 则网架重构双层优化模型就是随机优化问题。作为随机优化的重要分支, 机会约束规划主要针对约束条件中含有随机变量, 且必须在观测到随机变量的实现之前做出决策的情况。由于该方法可以适当处理约束中的不确定性因素, 因此被广泛应用于很多领域包括电力系统之中[20,21,22]。
为最大化系统的可用发电容量, 并且满足一定的置信水平, 这里把机会约束规划和上述双层优化模型结合起来构造基于机会约束规划的双层网架重构优化模型。其中, 机会约束规划主要解决充电站内可用电池容量的不确定性问题, 而双层优化模型则在利用蒙特卡洛模拟将不确定性因素转化为确定值后获取合理的系统恢复策略。该优化问题可描述为:
式中:为待恢复系统的可用发电容量在置信区间β下的最大值;分别为函数f (x) 在其定义域内的上确值和下确值。
上面所构造的基于机会约束规划的双层网架重构优化模型是在满足置信水平β下以最大化系统可用发电容量为优化目标, 优化变量为待恢复机组的启动时刻。其中, 式 (19) 和式 (20) 是2.2节中所提出的双层优化模型。当利用蒙特卡洛抽样给出停电时刻的可用电池容量后, 可通过调用双层优化模型, 求得系统可用发电容量, 最终确定在置信水平β下的系统恢复策略。
2.4 求解策略和步骤
可以采用多种方法求解式 (17) 至式 (20) 所表示的优化问题, 这里采用改进的粒子群算法[23]。基本思路为:首先随机生成待恢复机组的启动顺序, 以此作为初始粒子群, 然后计算其适应度函数, 采用粒子群算法搜索最优恢复顺序。当充电站可用电池容量能够启动待恢复机组时, 适应度函数为机组可用容量, 否则为0。对于一个给定的节点恢复顺序, 通过上下层模型的信息交互, 最终确定待恢复机组最优且可行的启动时刻以及恢复路径。对于机会约束, 可以采用蒙特卡洛模拟来验证其是否成立[24]。
综上所述, 计及电动汽车充电站的网架重构优化策略的流程图如附录B图B1所示, 其求解步骤如下。
步骤1:输入初始参数, 包括粒子群种群规模M、学习因子c1和c2、惯性权重w、粒子群繁殖代数Mc、蒙特卡洛模拟次数Ms、置信区间β。
步骤2:随机生成M个初始粒子。
步骤3:针对每个粒子, 进行Ms次蒙特卡洛抽样, 得到充电站可用电池容量。
步骤4:针对每一次抽样, 调用双层优化模型, 求出系统可用发电容量。
步骤5:对机会约束进行检验, 计算每个粒子的目标函数值。
步骤6:根据目标函数值计算各粒子的适应度。
步骤7:更新粒子位置和速度, 从而获得新的粒子。
步骤8:重复步骤3至步骤7, 直至达到给定的粒子群繁殖代数Mc。
步骤9:将最好的粒子作为该优化问题的最优解, 该粒子对应的上下层模型的解分别对应于最优的机组启动时刻和恢复路径。
3 算例分析
以附录C中图C1所示的新英格兰10机39节点系统为例来说明所提出的方法。在图C1中, 假设节点33为集中型电动汽车充电站所在节点;节点30, 31, 32, 34, 35, 36, 37, 38, 39为待恢复的发电机节点。线路参数和发电机组参数分别如附录C表C1和表C2所示。
3.1 电动汽车在各个时刻的换电需求比例
假设电池容量C=30kW·h, 电池的初始容量在[0.6C, C]内服从均匀分布, 给定车主选择换电池的阈值Wf为0.2C, 电动汽车100km电能消耗W100=15kW·h。家用乘用车的日行驶里程的概率密度函数中的行驶里程平均值uD和标准差σD分别取为3.2和0.88, 电动汽车每小时行驶里程占一天总行驶里程的百分数分布函数fs (t) 采用文献[13]的数据。给定抽样次数为10 000次。为避免初始状态给定的不同对最终结果的影响, 连续仿真50d, 并对第21d至第50d的仿真结果进行处理, 从而得到电动汽车在各时刻的换电需求比例的均值和方差, 结果如附录D表D1所示。
3.2 系统内集中型电动汽车充电站的可用电池容量
假设该区域内含有2 000辆电动汽车。给定电池由配送站运输到充电站所需要的配送时间T为1h。抽样10 000次, 每次抽样假定第1d的0时刻充电站内充满电的电池数目为1 500, 配送站内充满电的电池数目为800。给定配送模型中的配送点s、补充点S分别为0.25和0.85。连续仿真50d, 并对第21d至第50d的仿真结果进行处理, 求得的一天24个时刻的可用电池容量的期望和方差如附录D表D2所示。
3.3 基于机会约束规划的网架重构优化
给定粒子群种群规模M=20, 学习因子c1和c2及惯性权重w按照文献[23]的方法确定初值并动态调整, 粒子群繁殖代数Mc=50, 蒙特卡洛模拟次数Ms=1 000, 置信水平β=0.95, DC-AC逆变器的转换效率ηinv=0.93。此外, 假设停电事故在一天各时刻是等概率发生的, 且当电动汽车充电站可用容量不足总容量的5%时, 充电站停止为待恢复机组提供恢复功率。
采用基于蒙特卡洛模拟嵌入改进粒子群算法的方法求解所提出的基于机会约束规划的网架重构模型, 得到表1所示的发电节点恢复时刻的最终优化结果, 最优恢复路径序列如附录D图D1所示。附录D给出了已知充电站的可用电池容量和机组最优恢复顺序时的双层优化过程。
为说明本文所提方法的有效性, 下面通过算例对本文方法与文献[9]的方法进行比较分析。附录D表D3给出了采用文献[9]的方法得到的发电节点恢复时刻的最终优化结果, 其最优恢复路径序列可参见文献[9]。2种方法得到的机组输出功率如图2所示。
从图2可以看出:采用本文所提出的方法, 系统中的机组在t=55min时开始向系统输出功率。这是因为虽然机组34和机组30分别在第8min和第29min获得启动功率, 但由于机组的辅机恢复时间较长以及机组的爬坡速率较低, 直到第55 min, 这2个机组的输出功率之和才大于其厂用电之和, 因此从第55 min起, 机组开始向系统输出功率。此外, 从第29min至第55min, 充电站为机组30提供4.506 7 MW·h的恢复电能;自第55min起, 充电站内可提供的恢复容量仅为0.023 3 MW·h, 且机组30和机组34已经开始向系统输出功率, 这样充电站不再为系统中的其他待恢复机组提供启动功率。在第180min, 采用本文方法和文献[9]的方法所得到的机组输出功率分别为1 033.6 MW和1 012.1 MW, 发电量分别为523.8 MW·h和507.64 MW·h, 因此采用本文方法得到的恢复策略更有利于大停电后的系统恢复。
4 结语
大规模集中型电动汽车充电站的发展为无常规黑启动机组或黑启动机组容量不够充裕的区域电力系统恢复问题提供了新的解决途径。然而, 充电站内的可用电池数量和容量是不确定的, 这就给系统恢复带来了风险。针对这种情况, 提出了一种计及电动汽车充电站这些不确定因素的基于机会约束规划的双层网架重构优化策略;其中, 双层优化模型用于对机组恢复顺序和恢复路径同时优化, 而机会约束规划方法则可以适当容纳充电站可用电池容量的不确定问题。修改的新英格兰10机39节点系统的计算结果表明了充电站参与电力系统恢复的可行性和有效性。当存在多个集中型充电站时, 如何分析它们的分布对系统恢复的影响以及如何对它们进行适当协调以更有效地恢复系统是有待研究的重要问题。