充电电压（共6篇）
充电电压 篇1
0引言
近年来,光伏发电以其资源丰富、分布广泛、取之不尽、用之不竭、清洁无污染等优异的特性在全世界范围得到快速发展,被认为是当今世界最具有发展前景的新能源技术。在一般情况下太阳能电池板输出电压不稳定,因而通常需要将太阳能转换为电能存储于蓄电池等储能设备中,再进行稳压输出。充电控制系统在此过程中起着枢纽作用,其性能的好坏直接影响系统的整体应用效果,一方面需要尽可能高地将太阳能转换为电能,同时为了延长蓄电池的使用寿命,必须对其充放电过程严格控制,防止蓄电池过充电及深度放电[1]。因而,如何提高光伏发电系统的转换效率及延长储能电池的使用寿命是光伏充电控制系统需要解决的关键问题[2,3,4,5]。
针对上述两个问题,本控制系统利用最大功率点跟踪(Maximum power point tracking,MPPT)算法提高光伏发电系统的光电转换效率,脉冲充电模式减缓硫酸化结晶过程,修复受损的蓄电池,有效地延长其使用寿命。另外,蓄电池表面温度的实时监测和过温自动停止充电功能,使得蓄电池在充电过程中始终处于安全状态。
1 MPPT基本原理
太阳能电池是一种能够吸收太阳光并将其转换为电能的半导体装置。根据戴维南定理,将太阳能电池简单等效为一个理想的直流电压源Us和一个电源内阻r的串联,如图1所示[6]。
该等效电路中,直流电压源的电压及其串联内阻随着光照和环境温度的变化而动态改变。某一时刻负载电阻RL所获得的功率:
undefined
式(1) 两边对RL求导,可得:
undefined
由式(2)可知:当RL= r时undefined,此时称为最大功率“匹配”,输出功率P达到最大值。
太阳能电池的输出功率是受日照强度、器件结温的非线性函数。即使在外部环境稳定的情况下,太阳能电池的输出功率也会随着外部负载的变化而变化。由式(2)分析可知:只有当外部负载电阻与太阳能电池的动态内阻相匹配时,其输出功率才会达到最大值,此时的工作点称为最大功率点。为了提高光伏发电系统的整体效率,需根据外部环境和负载情况动态调节太阳能电池的工作点使其始终处于最大功率输出状态,此功率调节过程称为最大功率点跟踪[7]。
目前,最大功率点跟踪控制方法主要有恒压法、扰动观察法、电导增量法等。恒压控制法控制简单、易实现、系统稳定性好,但缺点是控制精度差。扰动观察法的优点是结构简单、被测参数少、对传感器精度要求不高,但引入扰动后的系统容易在最大功率点附近振荡,造成功率损失,且扰动步长的选取需要兼顾系统的动态和稳态性能。电导增量法的优点在于控制精确、响应速度比较快,但对硬件特别是对传感器的精度要求比较高,使得整个系统硬件成本较高[8]。
本系统采用恒压法结合扰动观察法,实现最大功率点的跟踪控制。系统采用恒压法粗略找到最大功率点后,再结合小步长扰动观察法对最大功率点附近的稳态特性进行优化,此方法可以避免扰动观察法控制时电压振荡造成的功率损失,以及恒压法控制时不能随环境条件实时调整工作电压的缺陷。
2 设计方案
2.1 总体设计方案
系统主要包括升降压电路、充电电路、充电电流电压检测电路、开关管脉冲宽度调制(Pulse width modulation,PWM)控制电路及液晶显示单元等,其原理框图如图2所示。
系统中,升降压模块实现太阳能电池输出电压的宽范围稳压输入;微控制器(AT89C4051单片机)是整个系统的控制核心,根据充电电压、充电电流及蓄电池表面温度,切换快速脉冲充电、浮充充电、自动停止充电等工作模式;两个A/D单元用于太阳能电池板输出电压电流和蓄电池充电电压电流的采集,为实现最大功率点跟踪和充电模式管理提供相应参数。为了提高蓄电池大电流充电安全,采用DS18B20数字温度传感器实时检测充电过程中蓄电池的表面温度,当其达到设定值(45℃)时,系统自动停止充电。
此外,借助于DMT32240C035_01W型彩色液晶显示终端,实现充电电流、蓄电池电压及其表面温度等系统主要参数的实时显示。该显示终端采用串口(RS232或TTL)方式与微处理器进行通讯,占用较少的微处理器引脚,且字符、数据及图形等内容显示比较简便。
2.2 硬件电路设计
2.2.1 升降压电路
利用美国国家半导体(National semiconductor)的集成升压稳压芯片LM2587和电流输出开关型集成降压稳压芯片LM2596,实现系统电压的宽范围稳定输入。LM2587芯片支持4～40V的宽范围输入电压,NPN输出开关管正常工作电流可达5A,可承受65V电压,线性负载条件下的输出电压误差为±4%,内置100kHz固定频率振荡器,过流、过热保护和低压锁定功能很好地保护了输出开关管,同时内部的软启动功能可减少启动电流过冲。LM2596的输入电压可达40V,外围元件配置简单,输出电压在1.2～37V范围内精确可调,线性负载条件下的误差为± 4%,内部含有频率补偿和150kHz固定频率振荡器,保护功能完善,能以良好的线性高效地驱动3A负载。具体的升降压电路,如图3所示。
升压电路的具体工作原理为:开关管导通,流过电感L1的电流增加,两端电位左正右负,D2反偏不通,电容C5向负载供电,一段时间后开关管关断,流过电感L1的电流减小,L1释放能量,两端电位左负右正,D2导通为负载供电同时向C5充电。因此,开关管导通时间段内储存在电感的能量在开关管关断的时间段内被转移到了输出端,从而使得电压升高。
图3中,LM2587芯片的输出电压为:
VOUT=VREF(1+R3/R2) (3)
其中,VREF=1.23V,改变电阻R2与R3的比值,可以调整其输出电压值。
降压电路部分的具体工作原理为:开关管导通,流过电感L2的电流增加,两端电位左正右负,D4反偏不导通,L2为负载供电的同时向电容C6充电。一段时间后开关管关断,流过电感L2的电流减小,两端电位左负右正,D4导通为负载提供续流通路,电容C6放电。该电路中,调节VR1至合适阻值使反馈电压到达合适工作点后不再变化,从而保证降压电路的电压稳定输出。
2.2.2 充电电路
系统中,采用美信半导体(Maxim semiconductor)的开关型输出可调电流源芯片MAX1641作为充电电路部分的核心元件。
MAX1641芯片支持5.5～26V的输入电压,输出电压2～24V可调,通过两个数字输入引脚配置可实现快速充电、脉冲充电、自动停止充电和关断等四种工作模式,充电效率可达90%以上。MAX1641的相关引脚功能,如表1所示。
基于该芯片的具体充电电路,如图4所示。
MAX1641利用了一个开关型滞后降压PWM拓扑,内部比较器通过监测电流采样电阻上的压降及第8脚的电压来实现这种开关机制。当流过电感L3的电流到达设定值时,PMOS管关断,NMOS管导通,电流下降的同时电感储存的能量被送给负载,电流下降的速率取决于电感值和第2脚所连电阻R6的阻值。关断时间结束,PMOS管再次导通,NMOS管关断。
图4中,电阻R6决定内部滞后PWM降压转换器的关断时间,同时设定脉冲充电模式的周期,综合了L3电感值、最大输出电压、最大输出电流纹波等因素后,选定R6为68kΩ。电阻R9、R10对充电输出端电压分压后接入TERM引脚,当该引脚电压超过REF引脚的参考电压时,MAX1641关断电流输出。微处理器通过充电电压、充电电流及蓄电池表面温度的实时检测,控制D1、D0两个模式引脚,实现蓄电池快速脉冲充电、浮充充电、自动停止充电等工作模式的动态切换。
2.3 系统总体设计软件流程
系统上电后,对单片机、充电模块、数字温度传感器及串口彩色液晶显示终端等进行初始化设置,如具体工作模式、通信波特率、显示方式等等。接着检测蓄电池表面温度并判断温度是否大于45℃,若是则停止充电保护蓄电池,否则采样充电电流和充电电压。依据充电电压选择不同的充电模式,电池未充满时采用快速脉冲充电,接近充满时改为浮充充电,并借助于串口彩色液晶终端实现相关参数的实时显示。具体的系统软件设计主要流程,如图5所示。
3 实验结果
该系统的内部结构和显示界面,分别如图6、图7所示。
实际相关测试和运行结果表明:在天气晴好的情况下,采用MPPT算法充电与直接对蓄电池充电相比,不同时刻测得的充电功率平均值可提高8.7%;利用0～30V可调开关电源模拟太阳能电池板输出,系统在5～26V的输入电压范围内均可正常工作;系统可根据充电电压、充电电流、蓄电池表面温度及相应模式预设参数值,自动准确地切换到不同的工作模式,整个系统工作稳定可靠。
4 结束语
设计基于MAX1641芯片的光伏充电控制系统。采用恒压法和小步长扰动观察法相结合方式,实现最大功率点的跟踪控制,与直接对蓄电池充电相比,平均充电功率有较大提高。实际运行结果表明,该系统可在5～26V的输入电压范围内正常工作,结合充电电压、充电电流、蓄电池表面温度的实时检测与模式预设参数值,可实现快速脉冲充电、浮充充电、自动停止充电等蓄电池充电模式的自动切换,整个充电过程安全、精确可控,具有较高的实际应用价值。
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两起电压互感器反充电引起的思考 篇2
电压互感器是将一次系统中高电压转换成二次系统中的低电压,以便给继电保护和安全自动装置提供二次电压的设备。在日常运行中电压互感器主要防止二次回路短路和二次回路向一次回路反充电。电压互感器二次回路短路会导致电压互感器损坏,二次回路反充电将会在电压互感器上产生高电压并将导致运行中的电压互感器的二次空气开关脱扣跳闸以及烧坏电压互感器二次回路中并列插件。目前电气二次回路中虽然也有防止电压互感器反充电的措施,但是由于设备原因和变电站值班人员的错误操作等因素,电力系统还经常发生反充电事故。
1 电压互感器二次回路的并列
所谓电压互感器二次回路的并列是指当变电站的主接线为双母线接线方式或单母线分段接线方式时,其中一台电压互感器因故检修或停运时,一次设备可以通过改变单母运行方式来保证停运的电压互感器母线所带的一次设备继续运行,为了保证继电保护及安全自动装置、测量装置、计量装置等设备所采集二次电压与一次电压对应,此时也需要将电压互感器二次回路进行并列切换。电压互感器二次并列的条件是母联或分段开关在合闸位置,且其两侧的隔离开关也在合闸位置时,即一次设备处于同一电源点时,其二次回路才允许并列。其原理切换如图1和图2所示。
图1中1G为I母电压互感器隔离开关,2G为II母电压互感器隔离开关,M1G为母联断路器的I母隔离开关,M2G为母联断路器的II母隔离开关,MDL为母联断路器。当M1G、M2G、MDL在合位时,I段母线和II段母线处于同一电源点时,将2QK置于合闸位置时,继电器3YQJ闭合,两段母线电压二次回路之间实现并列。为了防止电压互感器二次向一次侧反充电,通常将停运电压互感器所对应的二次空气开关断开。在图2中若1YH停运,则断开1ZKK二次空气开关,若2YH停运则断开2ZKK二次空气开关。
2 二次回路接线错误引起的反充电事故
某110 k V变电站新上一段110 k V母线,准备用母联断路器对新上II段母线充电,此时两段母线PT的隔离开关即图1中的1G和2G都在合闸位置。当合上母联断路器两侧隔离开关后,准备操作母联断路器时,发现110 k V PT切换装置上PT并列灯点亮,同时两段母线PT二次空开全部跳闸,烧坏PT并列插件中的零序电压并列继电器。事后检查发现继电保护人员仅将母联断路器的两侧的隔离开关触点串接入电压互感器二次并列回路,没有按规定将母联断路器的辅助触点引入二次并列回路,另外PT二次回路并列开关也在并列位置。即在图1的PT并列回路中只串入M1G和M2G的触点而没有串入MDL的触点,而2QK切换开关又在合闸接通位置。所以当合上M1G和M2G隔离开关时3YQJ动作,此时I段母线PT的二次回路电压通过3YQJ触点,2YQJ触点和2ZKK空开向II段母线PT反送,造成事故。
3 二次设备和一次设备“触点竞赛”引起的反充电事故
某110 k V变电站新上一段110 k V母线,准备用母联断路器对新上II段母线充电,此时两端母线PT的隔离开关即图1中的1G和2G都在合闸位置。当合上母联断路器后,准备进行II段PT二次电压核相检查时,发现110 k V PT切换装置上PT并列灯点亮,同时两段母线PT二次空开全部跳闸,烧坏PT并列插件中的零序电压并列继电器。现场检查发现PT二次回路并列开关打在并列位置。由图2可知,理论上II母线PT一次绕组和二次绕组同时带电不会产生反充电,但实际上一次设备和二次设备存在“触点竞赛”问题。即二次设备3YQJ、2YQJ动作时间先于PT一次设备动作时间,通过空开2ZKK产生反送电。
4 电压互感器二次反充电的危害
由以上事故可知当PT发生反充电时除了会在PT一次侧产生高电压外,还将造成全部PT二次空开跳闸和烧坏PT并列插件中的零序电压并列继电器。为什么会造成这样的现象呢?下面就以PT变比为,A相电压互感器为例进行简单的分析,其反充电原理图如图3。
图3中1G为I母PT隔离开关,2G为II母隔离开关。其中I母PT有电压,II母PT无电压,二次回路中1ZKK、1YQJ、2YQJ、3YQJ、2ZKK都在合闸位置。由图3可知二次回路倒送II母线A相PT的一次电压为,此电压将在II母一次设备上产生一个电容电流。假设此电容电流为6 m A,则其在二次回路将产生6 m A×Ki=6 m A×2200=13.2 A的电流。此时通过空开1ZKK和2ZKK的电流为该电流加上全部的负载电流,所以引起1ZKK和2ZKK因过载跳闸。至于为什么烧坏PT并列插件中的零序电压并列继电器?因为在零序电压回路没有空气开关,导致零序电压回路长期通过大电流造成烧坏PT并列插件中的零序电压并列继电器。
5 防范措施
以上两起都是对新母线充电引起的电压互感器反充电事故,其实在实际的工作中存在着许多电压互感器反充电事故,足以引起我们的重视。预防产生电压互感器反充电应做好以下几个方面的工作:
1)在对新上母线充电试运行时,制定完善的设备试运行方案。在操作母联间隔的一次设备前一定要检查电压互感器二次回路并列开关,确保其在断开位置。
2)在电气二次设计、安装要严格按照相关规程接线,不得人为地短接或漏接某些二次设备的触点。
3)当停运某电压互感器的隔离开关时,一定要断开其相应的PT二次空气开关。
充电电压 篇3
太阳能电池阵列-蓄电池组联合电源是现在广泛使用的空间电源系统。太阳能阵列-蓄电池组电源系统由给整个系统供电的太阳电池阵列（主电源）、蓄电池组（储能单元）和功率调节单元（Power Conditioning U n i t,P C U）组成，而卫星的功率调节单元是整个卫星电源系统能量调节的中枢部分[1]。PCU是航天器的动力核心，为航天器中所有用电设备提供所需电能，维持航天器的能量平衡。PCU一般由分流调节器（Shunt Regulator,SR），蓄电池充电调节器（Battery Charge Regulator,BCR），蓄电池放电调节器（Battery Discharge Regulator,BDR）三部分构成[2,3,4]。BCR是母线至蓄电池的充电通路，作用为在太阳能阵列产生功率大于所有负载所需总的功率时，为蓄电池充电以存贮电能。因此，电池充电器调节器设计的优劣直接影响电源系统储能蓄电池的使用寿命。
单向DC-DC变换器硬件电路简单，控制简单，能够减弱电池的退化程度。非隔离型拓扑相对结构简单、体积小、重量轻、功率密度大，通常情况下，开关管的数量也少，效率也会相对提高。航天器电源系统中，升压型DC-DC拓扑用于电池放电调节器，而降压型DC-DC拓扑用于电池充电调节器[5]。综上所述，本文将针对单向、非隔离、降压型拓扑做主要研究分析。
1 原理与设计
Superbuck变换器由于输入滤波电感的存在，具有输入输出电流均连续的特点，而且动态和静态特性都类似于传统Buck变换器。通过把输入和输出电感耦合到一起，调整耦合系数，可以得到理想的“零纹波”输入条件，进一步减小对输入端的影响，提高变换器的功率密度[6,7,8,9,10,11,12,13]。本文确定耦合电感Superbuck为电池充电调节器的拓扑。
本文选用阶段充电法，即先恒流后恒压的充电方式来实现电池充电调节器的宽范围电压输出。选取平均电流模式控制方式，在恒流充电阶段，仅电流内环工作，控制平均电感电流，使变换器工作在电流源状态；恒压充电阶段，利用平均电流模式的双环控制特点，使变换器工作在电压源状态。具体恒流恒压转换控制电路如图1所示。
电池负载下，可以把电池等效为可变电阻Ro，忽略计生参数，耦合电感的Superbuck输出电流到控制的传递函数的分子为：
避免右平面出现零点的条件为，在大占空比工作状态下，电感参数可能无法满足上述条件，很容易出现右半平面零点。所以考虑在电容C1两端并联加入阻尼网络，避免右半平面零点的出现，如图2所示[14]。
1.1 输入零纹波条件
根据开关导通或关断期间的电感微分方程，可得到电感纹波大小：
由式(2)可知，当M=L2，即时，变换器的电流输入纹波为零，考虑计生参数时，为了获得较理想的零输入纹波条件，应使L1远大于L2。电感L1（耦合系数）对电路影响下文会继续分析[6,7]。
1.2 阻尼参数计算
控制到输出电流的传递函数为：
其中：
加入阻尼网络的Superbuck变换器控制到输出电流的传递函数分子为：
根据劳斯-赫尔维茨判据，没有右半平面零点的充分必要条件为：
通过两个合理假设条件Cd>>C1,Rd<<Ro，得到阻尼参数的约束条件：
在占空比D=0.9情况下，根据表1参数，图3是不加阻尼网络时控制到输出电流的传递函数Bode图，可以看出，由于右半平面谐振零点的出现，产生了180°的滞后相位，相位角从360°下降到-90°。本文选择阻尼网络参数Cd=30uF,Rd=1.5Ω，能够达到良好的阻尼效果，避免右半平面零点的的出现，并且得到Superbuck变换器控制到输出电流的传递函数，Bod图如图4所示，虽然加入阻尼网络的Superbuck变换器为五阶系统，可是最终表现为类似于基本Buck变换器的二阶系统特性，成功避免了由右半平面谐振零点的出现。
由式(3)，相同参数下，在确定L2=M电感值后，不同电感L1值，即不同的电感耦合系数k，对控制到输出电流的传递函数Gid谐振零点也有影响，图5所示为电感L1分别取L1=200u H,250u H,300u H时的Gid的Bode图。
从Bode图可以看出，输出电流到控制变量传递函数Gid的谐振零点确实受耦合系数影响，使阻尼网络的效果减弱。上文提到，阻尼参数相同时，选择L1越大，即耦合系数越小，输入电流纹波越小。所以，在电感L2=M的取值确定后，电感L1的选取，即电感耦合系数应该结合实际折中考虑。本文选择L1=200uH，即耦合电感的耦合系数进行研究。
在输出电压60V时，设计控制器参数，使其在该点达到最佳补偿效果，并在其他工作点也能使系统稳定。补偿后的电流环Bode图如图6所示。同理，电压源输出时，针对半载情况进行补偿。
2 实验结果
在先恒流后恒压充电方法中，电池充电器主要作为电流源工作在恒流充电阶段，因此本文主要对电流源工作的耦合电感Superbuck电路进行测试。
在输入电压100V，图7分别为在输出负载电压10V、30V、60V、90V下测得的实验波形，其中2通道为输出电压，3通道为输出电流，4通道为输入电流。
由实验波形可知，变换器在输出负载电压10V、输出负载电压30V、60V、90V均能够稳定工作。电感L1电流纹波很小，考虑到寄生参数的原因与理论计算的零输入纹波状态相近，电感L2上纹波也在要求范围之内。虽然在低压情况，输出电流有波动，可是在容许范围之内，变换器实现了宽范围输出电压。
进入恒压充电模式后，电池充电电流会减小的非常快，即输出负载功率等级下降的非常迅速，要求变换器具有快速的动态响应，而且能在不同输出功率等级下都稳定运行。本文在输出电压95V，输出电流7A，功率650W状态下，进行实验。测得波形如图8所示，其中2通道为输出电压，3通道为输出电流，4通道为输入电流。
平均电流控制模式下，变换器能够稳定工作，输出和输入电感电流纹波足够小，与仿真结果一致，符合本文对电池充电调节器的要求。
3 结论
充电电压 篇4
某220kV变电站220kV系统为双母线接线联络运行方式,因需要更换220kV I母PT、PB刀闸,故将220kV I母停运。一次系统简图如图1所示。当220kV I母所有间隔全部并倒至220kV II母运行后断开220kV I、II母母联开关瞬间,监控机报220kV保护装置交流失压,A线路计量失压;各单元保护装置报电压TV断线信号且电压指示为零;A线路计量装置失压。
2 现场处理
现场检查220kV I、II母PT端子箱,发现220kV II母PT端子箱内保护二次空开已跳闸(计量空开未跳)且有明显焦糊味。
立即断开220kV I母PT端子箱内保护和计量二次空开,合上220kV II母PT端子箱二次空开,各保护自动装置电压恢复正常,而A线路计量装置电压未恢复正常。检查发现,A线路电压操作箱II母用电压切换继电器接点烧坏,无法正确切换计量电压,导致A线路计量未恢复正常。调换备用电压切换继电器接点后,A线路计量恢复正常。
通过后台机检查发现,220VI母电压遥测量显示正常220kV电压值(测量和保护使用一组电压互感器线圈),因220kV I母已停运,故有的电压指示不正常。在220kV I母端子箱测量二次空开下端有电压,并且三相电压与后台机遥测量一致。
检查发现,220kV II母运行的A线路I母刀闸常闭接点未随I母刀闸位置的变位而闭合,从而导致自保持继电器1YQJ4~1YQJ7未复归,2YQJ4~2YQJ7辅助接点同时闭合(线路保护交流电压切换图如图2所示),保护电压由II母PT端子箱送至I母PT端子箱空开下端,造成PT二次并列。
在A线路保护屏端子排常闭接点735B直接施加正电源(跨接I母刀闸常闭接点)后,自保持继电器1YQJ4~1YQJ7继电器复归,相应接点也正确动作,测量电压恢复正常,220kV I母端子箱测量二次空开下端无电压。
3 原因分析
220kV母联开关断开后,220kV I母一次失电。由于PT二次通过A线路操作箱电压二次并联,因此线路保护电压通过220kV II母PT二次回路向I母PT反送电。由于反充电流远远大于正常的PT二次电流,因此II母PT保护二次空开跳闸,造成220kV所有保护装置自动装置二次失压。计量电压同样通过二次回路向一次反充电,造成A线路操作箱计量用电压切换继电器接点烧坏。
4 防范措施
目前,线路保护电压切换继电器回路普遍采用母线侧刀闸的一对常开接点和常闭接点使自保持继电器动作,从而让对应的交流电压切换回路正确切换。这种电压切换回路设计方式虽然有优点,但也存在不足。
4.1 停送电操作
在常开接点、常闭接点回路中,仅常开接点回路串联有1XD和2XD指示灯(通常监视运行母线的I、II母或L1、L2的运行),用于监视常开接点回路的正确性。常闭接点回路未设计直观的监视装置,因此无法直观判断常闭接点回路的正确性。
4.2 倒母线操作
当线路双母线侧刀闸同时合入时,监控机会报“切换继电器同时动作”信号,保护屏L1、L2指示灯都点亮(信号回路如图3所示),信号仅通过继电器1YQJ1和2YQJ1(非自保持继电器)的辅助接点串联报出,无法监视常闭接点回路的完好性。
为避免操作时PT二次反充电造成电压操作箱接点损坏,提出以下防范措施。
(1)变更正常停母线顺序。在需停电母线所有负荷全部并倒至另一条母线后,断开母联前,断开需停电母线PT二次空开,该方法违反典型操作票顺序,有待商讨。
(2)母线恢复备用前测量二次电压。母线由停运转备用,在合上该母线PT二次空开前,测量空开下端各相,在确保不带电后再合上空开,这种方法会增加工作量。
(3)在常闭接点回路增加监视信号灯。通过回路改造,增加能直观监视的信号灯,以判断常闭接点回路完好性,这种方法需厂家配合。
(4)加强设备维护工作。定期检查刀闸操作箱内辅助接点和线路保护屏电压操作箱继电器接点等是否良好。
(5)保护屏电压操作箱增加双监视信号灯。在实际刀闸操作中,母线侧刀闸有多套辅助接点切换不同电压回路,依靠单一的发光二极管的亮灭不能完全反映刀闸辅助接点是否操作到位和操作箱是否正常。对此,在保护屏电压操作箱继电器常闭接点中也加装一只发光二极管,即当线路在I(II)母运行时,I(II)母常开接点闭合VL红灯亮,I(II)母常闭接点断开VL绿灯灭,II(I)母常开接点断开VL红灯灭,II(I)母常闭接点闭合VL绿灯亮,II(I)母指示在断开位置。通过以上简单逻辑判断信号灯,能可靠监视电压切换回路的正确性。
5 结束语
本文针对一起由A线路保护操作箱YQJ接点损坏引起的PT反充电事件,从运行操作、设备维护、设备改进、监视信号等角度进行分析,提出防范措施,以有效避免PT二次反充电,确保设备安全运行。
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充电电压 篇5
随着电动汽车的大规模发展, 电动汽车的峰值充电负荷占全网负荷的比例逐渐上升, 这种无序的大功率充电所带来的负荷波动给电网的安全稳定运行提出了挑战[1]。
除考虑电动汽车接入对有功调度的影响[2,3]外, 近年来, 许多学者都对电动汽车接入对电网电压的影响进行了研究。文献[4]对含电动汽车的配网电压稳定裕度进行了研究。文献[5]考察了电动汽车充电电流谐波的影响, 静态地分析了各次谐波对应的电压值, 进而需要对充电站谐波进行抑制[6]。文献[7]为电动汽车充电建立了一个多状态的电压敏感负荷模型, 并使用实际测量的电动汽车充电数据来拟合得到模型的参数。文献[8]从电动汽车充电设备的基本原理入手, 推导得到了包含电动汽车充电设备的潮流模型, 将电动汽车充电负荷视为与PV节点类似的恒定电压节点, 使用一个恒定的阻抗来代表电力电子设备的损耗。相比仅考虑充电有功功率模型, 该模型中的电动汽车可以和配网交换有功功率和无功功率, 能够更准确地对电动汽车给电网带来的影响进行评估。文献[9]基于人工神经网络提出了估计节点L电压稳定指数的方法。文献[10]使用Monte Carlo方法对电动汽车的随机充电进行分析, 获得了电压不平衡指标的概率分布。研究都表明, 电动汽车的无序大功率充电会给电力系统的电压稳定性带来负面影响。
虽然电动汽车负荷相对传统负荷具有随机性大, 机动性大的特点, 但如果利用得当, 将电动汽车纳入电力系统的静态稳定控制之中, 就可以减少电动汽车峰值充电负荷对电网的影响, 甚至提高电网的安全稳定状态。利用电动汽车对电网电压进行控制的研究, 大都使用电动汽车充电设备的无功功率输出能力来控制电网电压。文献指出, 四象限变流器的使用可以让电动汽车充电设备不仅仅具备充电的能力, 而且具备向电网提供无功功率的能力。无功功率管理可以让电动汽车更好地接入电网。文献[11]认为典型的电动汽车充电装置具备自动换向的功能, 所以理论上可以同时控制有功和无功的输出, 在文章中用闭环控制模型调整电动汽车充电的有功功率和无功功率。
因此, 在未来电动汽车充电负荷渗透率比较高的情况下, 调度中心可以让大量的电动汽车充电设备在稳定控制中起到重要作用。由于电动汽车充电功率调节速度快, 调节量可控, 且相比工厂、居民区等电力用户, 充电设备对于功率调节并不敏感, 所以如果能够把大量的电动汽车充电设备纳入控制, 无论是对于电网的安全稳定运行, 还是减少对于社会因为切除负荷所承担的损失, 都具有一定的意义。
本文尝试对如何对充电设备进行控制以提高电网的静态电压稳定性进行研究。首先提出了电动汽车充电设备的就地控制方法, 然后对各控制方法的效果进行对比, 进而将就地控制应用于新英格兰39节点系统, 以评估就地控制对系统静态电压稳定性的影响, 最后是本文结论。
1 电动汽车充电设备就地控制方法
针对可能使用的电动汽车充电设备就地控制方法进行研究, 提出了三种控制方法, 分别是灵敏度控制、理想控制、下垂控制。
基于两节点原理系统对三种控制方法进行分析, 系统单线图如图1所示。其中母线1上连接了一台发电机, 作为整个系统的电源及参考节点;母线2上连接了一个ZIP负荷, 代表电动汽车充电负荷, 以及一个PQ负荷, 代表除了充电负荷以外的传统负荷。电源通过母线1和母线2之间的传输线给两个负荷供电。由于电动汽车ZIP负荷模型参数中, 恒定电流部分所占的比重较大, 因此在分析中忽略了恒定阻抗和恒定功率部分。
设母线1电压为, 母线2 (即电动汽车充电设备端) 电压为, 传输线阻抗为j X, 电动汽车充电电流为I0, 功率因数为cosq, 负荷有功功率和无功功率分别为。则有功率平衡方程
消去, 得
对上式求偏导, 整理可得
1.1 灵敏度控制
充电设备端电压U是负荷PL、QL和自身充电电流的函数
其中, 隐函数f形式如式 (2) 所示。因此U关于I0的偏导数可通过系统目前的状态得到。若目前系统所处状态为, 在此处线性化可得
则
令U为设定值Uset, 则对应的I0就是需要调整到的近似值。
1.2 理想控制
可以利用理论计算找出一定PQ负荷下使得电压最高的电动汽车电流值。当电压最高时, 必定有
此时式 (3) 可以进一步简化为
且此时U和I0的关系仍旧需要满足式 (2) , 联立这两个方程可以得到电压极值点, 该极值点代表了电压最高时的电动汽车电流值。
1.3 下垂控制
由电动汽车节点的PV曲线可知, 随着负荷的增长, 电动汽车节点的端电压会下降。根据这一特点, 在电动汽车充电负荷中可以引入下垂控制。其表达式如下
其中, 为控制参数, 它们的值可以使用试探或凭借经验设定。
在对灵敏度控制和理想控制的仿真中发现控制电流和系统端电压之间近似服从线性关系, 因此上式中的控制参数也可以通过拟合这两种控制方式给出的控制量来得到。
2 各控制方法效果对比
基于上述两节点系统对三种控制方法的控制效果进行仿真, 并对三种控制效果进行对比。仿真使用软件PSAT进行相关计算, 使用Matlab作为仿真环境。
2.1 仿真流程
仿真流程如图2所示。在仿真过程中, 首先将电动汽车充电负荷的初始充电电流大小设定为合适值, 然后从基态开始增长PQ节点的有功和无功负荷, 模拟系统的负荷增长情况, 直至潮流计算不收敛。由此可以得到PQ节点基态距离电压失稳点的距离, 也即系统的负荷裕度。在上述过程中, 根据选定的控制算法计算电动汽车充电电流的控制量, 并将此控制量作为下一步计算时充电电流的数值。通过仿真可以得到在不同控制策略下, 电动汽车端点电压、电动汽车充电电流随电网有功负荷变化的情况。
2.2 仿真参数设置
(1) 系统参数如表1~表3所示。
(2) 电动汽车负荷基本参数
电动汽车ZIP负荷模型表达式为
拟合得到各参数如下:
电动汽车充电电流初始值:5 p.u.。假定电动汽车充电电流即:能够为正数, 从电网中吸收能量;也能够为负数, 向电网放出能量。
(3) 灵敏度控制
电压设定值:0.95 p.u.;
PQ节点负荷功率因数:0.707 (在负荷增长过程中保持恒定) 。
(4) 下垂控制
经过仿真, 选取效果相对较好的下垂控制参数对应的表达式如下
2.3 仿真结果
两节点系统采用不同就地控制方法时电网有功负荷增长过程中电压的变化曲线如图3所示。其中方块所示为不采用就地控制时的结果, 圆形为灵敏度控制的结果, 三角为理想控制的情况, 菱形为下垂控制的结果。由结果可见, 不采用就地控制时, 系统的负荷裕度仅为6.1 p.u., 而采用就地控制时, 在各种控制方式下系统负荷裕度都可达到6.9 p.u.左右。在本算例中, 对电动汽车充电电流的就地控制能够使系统的静态电压稳定裕度大约提高13%。因此在电动汽车接入时, 采用充电设备的就地控制能够提高系统的静态电压稳定性。且本文所提出的三种控制方式在参数整定合适的情况下, 都能够达到比较好的控制效果。
若考虑负荷增长过程中电动汽车充电电流的变化, 则三种不同的控制方式体现出了差异。电流曲线如图4所示。灵敏度控制方式下, 电动汽车充电设备的充电电流相比其他两种控制方式波动较大:充电电流的初始值为5 p.u., 短暂地上升至5.3 p.u.后电流开始下降, 最后在其他两种控制策略给出的电流左右摆动。在将电压调节为理论上最高值的理想控制方式下, 充电电流的变化比较平稳。下垂控制方式下充电电流变化同样比较平稳, 但比理想情况给出的控制电流要大一些。
总体来说, 三种控制策略的最终效果差别不大。但采用灵敏度控制时, 当电压达到理论上的最高点附近, 电压对于负荷的灵敏度很小, 这将造成调节量过大, 控制轨迹在最优点附近摆动。另外灵敏度控制由于是通过线性化得到的模型, 所以当设定值远离目前状态时将会有很大的误差。同时对于理想控制, 当电网规模大时难以解析求得电动汽车接入电压极值点及相应的充电电流。因此灵敏度控制和理想控制并不适用于大规模电网的实际应用。而下垂控制如果参数整定得当, 能够得到很好的控制效果, 适合实际控制使用。
3 就地控制对电压稳定性的影响
本节将分析采用下垂控制方式时, 对电动汽车充电设备的就地控制对系统静态电压稳定性的影响。
3.1 含电动汽车充电负荷的新英格兰39节点系统
新英格兰39节点系统是分析电力系统电压稳定问题的经典系统。为了模拟电动汽车接入, 将系统中5个PQ负荷节点改造成电动汽车充电节点, 如图5所示。
改造后, 系统PQ节点总有功功率为4 496 MW, 将该值假定为系统运行的平均值, 并根据典型的日负荷曲线进行整定, 得到该39节点系统的日负荷曲线。该负荷曲线中有功功率最小值为2 749 MW, 假设其中30%为居民负荷, 每户居民每月用电300k Wh, 则可得居民总共为200万户。
根据文献[12]提出的算法, 可以由居民电力用户数量估算电动汽车数量。以一户居民当中有1辆电动汽车的比例作为电动汽车的渗透率, 假定电动汽车渗透率分别为0%、10%、20%、30%、40%, 则可以得到对应电动汽车的数目如表4。仿真考虑三种典型的电动汽车充电类型:1.9 k W慢充 (AC level 1) , 8 k W、19.2 k W快充 (AC level2) 。
3.2 不采用控制时系统电压稳定情况
不采用对电动取车充电设备的就地控制的情况下, 计算不同渗透率和不同充电速率情况下系统有功负荷裕度, 结果见图6。
可以看到, 不论用何种速率进行充电, 随着电动汽车渗透率的增长, 电网的负荷裕度都是下降的, 但是下降的速度有所不同。1.9 k W的慢速充电下, 随着渗透率的增长, 负荷裕度缓慢下降, 但始终在100 p.u.以上。8 k W的中间速率充电下, 负荷裕度下降速度大为增加, 在电动汽车渗透率到达20%时仅剩下40 p.u.的负荷裕度, 而30%和40%渗透率下, 系统无法保持稳定运行。19.2 k W的快速充电下, 系统负荷裕度急速下降。
3.3 采用就地控制时系统电压稳定情况
下垂控制的本质是在电压降低时通过减少电动汽车的充电功率来提升系统的负荷裕度。假设电动汽车充电设备能够接受控制连续地调节充电功率。使用变量pcti代表第i个充电设备实际充电功率与额定电压下充电功率的比例, 代表了充电设备的充电速率。则根据式 (10) 、式 (11) , 当前充电速率下电动汽车充电负荷表达式为
假定充电速率pcti与端电压存在线性关系, 且需要满足当电压为1时, 相应的速率pcti也为1。即有
式中, 在仿真中分别取为1、2、3。
在算法实现过程中, 做出了如下假定:电动汽车充电速率由控制算法决定, 其对电压的反应较慢。电动汽车的电路模型由充电设备的硬件决定, 对电压反应时间很短。在仿真时, 控制算法通过上一次计算得到的充电设备端电压确定电动汽车的充电速率。充电设备的潮流模型仍保持为ZIP负荷模型, 控制算法修改ZIP模型的参数。仿真步骤流程图如图7所示。
在不同的电动汽车渗透率、不同的充电速率情况下, 下垂控制模型采用不同的参数, 分别进行仿真, 结果如图8~图10所示。
由结果可见, 当接入的电动汽车充电功率为1.9k W时, 对系统负荷裕度的影响非常小。随着电动汽车渗透率从0%增大至40%, 系统的负荷裕度发生了轻微的下降。下垂控制起到了一定的效果, 但是由于系统中电动汽车充电负荷本来就不多, 所以起到的作用不是很大。
当接入的电动汽车充电功率为8 k W时, 与不采用控制时的结果 (图6) 相比, 下垂控制明显增大了系统负荷裕度, 提高了系统静态电压稳定性。且下垂控制的斜率为2时的效果相对于斜率为1和3的要好。以渗透率为20%时的结果为例, 时采用下垂控制后系统的负荷裕度约为不采用控制的2倍。
当接入的电动汽车充电功率达到19.2 k W时, 简单的下垂控制已经不能够有效地提升系统负荷裕度。这是因为此时电网发生电压崩溃的主要原因已经由除电动汽车充电负荷以外的PQ负荷变为电动汽车本身, 控制策略更加容易发生振荡。
可见, 采用下垂控制方式的就地控制, 在常规情况下对于系统负荷裕度有较大的提升作用, 但当电动汽车充电负荷过高时, 简单的下垂控制将失去效果。但由于下垂控制方法简单易行, 依然对于电动汽车充电控制具有重要的意义。
在系统负荷增长的过程中, 下垂控制得到的充电功率控制策略的一个典型结果如图11。以斜率时为例, 随着系统负荷增长量从0上升至11 010 MW, 电动汽车充电控制使得电动汽车的充电速率由额定功率的120%逐渐下降至50%。当系统负荷接近极限值时, 相应的电动汽车充电速率下降速度增大。在其他情况下, 充电速率的变化也有类似结果。
4 结论
本文对电动汽车充电设备的就地控制方法, 以及采用就地控制对系统静态电压稳定性所产生的影响进行了研究。
首先使用包含电动汽车充电设备的两节点系统进行讨论, 研究了三种就地控制方式:灵敏度控制、理想控制和下垂控制。进而通过仿真对三种控制方法的控制效果进行了对比。结果表明, 三种方法都能够达到提升系统负荷裕度的目的。但是理想控制和灵敏度控制需要得到系统的详细信息, 限制了其在实际电网的应用。而下垂控制如果参数整定得当, 能够得到很好的控制效果, 适合实际控制使用。
然后使用经过改造的39节点系统进行下垂控制的研究, 在各种不同渗透率和不同充电速率情况下, 分析了下垂控制对系统电压稳定性的影响, 并给出了系统负荷增长的过程中下垂控制得到的充电功率控制策略的典型曲线。结果表明, 在一般情况下采用下垂控制能够有效提高系统负荷裕度。在参数整定合适时, 采用下垂控制后系统的负荷裕度可达到不采用控制时的2倍。下垂控制是一种有效的电动汽车充电设备就地控制方法。
与此同时, 仿真结果也表明了, 针对不同的充电速度和电动汽车渗透率, 最优的下垂控制斜率并不一致。下垂控制方法需要针对电网的每个节点分别进行整定才能达到理想的控制效果。如何得到各电动汽车充电负荷的最优控制参数, 将是下一步研究的重点。
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充电电压 篇6
电压互感器是将一次系统中高电压转换成二次系统中的低电压，以便给继电保护和安全自动装置提供二次电压的设备。运行中的电压互感器主要防止二次回路短路和二次回路向一次回路反充电[1,2,3]。目前电气二次回路中虽然也有防止电压互感器反充电的措施，但是在实际的运行中，由于施工、设计、二次设备质量和人员的错误操作等因素，电力系统还经常发生电压互感器反充电事故[1,2,3]。为了避免出现反充电压互感器电事故，本文将从PT二次空开内部结构研究，提出全新的防止反充电理念，从根本上杜绝电压互感器二次反充电事故的发生。
1 电压互感器二次回路
所谓电压互感器二次回路是指电压互感器的直流重动回路和交流切换回路，如图1和图2所示。
图1中1G为I母电压互感器隔离开关，2G为II母电压互感器隔离开关，M1G为母联断路器的I母隔离开关，M2G为母联断路器的II母隔离开关，MDL为母联断路器。在图2中PT二次回路交流切换部分以A相电压为例，BC两相的交流切换回路没有画出。在实际的工作中，为了防止电压互感器二次侧向一次侧反充电，通常将停运电压互感器所对应的二次空气开关断开。在图2中若I母PT停运，即1G在断开位置时，应I母PT二次回路的1ZKK二次空气开关断开，在图2中若II母PT停运，即2G在断开位置时，应II母PT二次回路的2ZKK二次空气开关。发生电压互感器二次侧向一次侧反充电事故一般出现在双母线接线方式或单母线分段接线方式的变电站中，比如在图2中当I母PT停电或检修而I母上的一次设备并不停运，此时合上M1G,M2G,MDL，可以使I母的一次设备通过II母PT继续运行，为了保证继电保护及安全自动装置、测量装置、计量装置等设备所采集二次电压与一次电压对应，此时也需要将电压互感器二次回路进行并列切换[4]，即合上图1中的2QK电压切换开关。若按正确的逻辑顺序操作，电力系统也不会发生反充电事故，但是由于个别人员的综合素质和敬业精神较差，电力系统中经常发生反充电事故。下面就简单举一个例子说明。
2 施工不规范引起的反充电事故
某110 kV变电站新上一段110 kV母线，准备用母联断路器对新上II段母线充电，当合上母联断路器两侧隔离开关后，即图2中的M1G和M2G，准备操作母联断路器(MDL)时，发现110 kV PT切换装置上PT并列灯点亮，同时两段母线PT二次空开1ZZK和2ZZK全部跳闸，并烧坏PT并列插件中的零序电压并列继电器。事后检查发现由于母联断路器端子箱至母联断路器机构箱的电缆芯数不够，继电保护人员懒惰不想再重新敷设电缆，仅将母联断路器两侧的隔离开关触点串接入电压互感器二次并列回路，没有按规定将母联断路器的辅助触点引入二次并列回路。另外继电保护人员将2QK电压切换达到合闸位置校验PT切换装置的并列回路后，没有将2QK恢复原来的位置，再者变电站操作人员没有按规定操作，没有检查2QK的位置，这三个因素造成这起反充电事故。所以当合上M1G和M2G隔离开关时3YQJ动作，此时II段母线PT的二次电压通过2ZKK,3YQJ触点，2YQJ触点和1ZKK空开向I段母线PT反送电，造成事故。
3 电压互感器二次回路短路和二次反充电对电力系统的危害
电压互感器在运行中一定要防止其二次侧短路和二次回路向一次回路反充电。防止其二次侧短路是因为电压互感器一个内阻极小的电压源，正常运行时负载阻抗很大，相当于开路状态，二次侧仅有很小的负载电流[5]。当二次侧短路时，负载阻抗为零，将产生很大的短路电流，会将电压互感器烧坏。另外由以上事故可知当PT发生反充电时除了会在PT一次侧产生高电压外，还将造成全部PT二次空开跳闸和烧坏PT并列插件中的零序电压并列继电器。为什么会造成这样的现象呢?下面就以PT变比为Ki=1100/1,A相电压互感器为例进行简单的分析，其原理图如图2。其中I母PT有电压，II母PT无电压，二次回路中1ZKK、1YQJ、2YQJ、3YQJ、2ZKK都在合闸位置。由图2可知二次回路倒送II母线A相PT的一次电压为100/3×Ki=6.347 kV，此电压将在II母一次设备上产生一个电容电流。假设此电容电流为I1=8 m A，则其在二次回路将产生I2=8 mA×Ki=8 mA×1100=8.8 A的电流。此时通过空开1ZKK和2ZKK的电流为该电流加上全部的负载电流，所以引起1ZKK和2ZKK因过载跳闸。另外由于在零序电压回路没有空气开关，导致零序电压回路长期通过大电流造成烧坏PT并列插件中的零序电压并列继电器。
4 反充电空开
为了避免电力系统中出现二次反充电事故，本文提出了生产一种防止电压互感器二次侧反充电单极空气开关，可从根本上杜绝二次反充电现象。A、B、C三相电压互感器分别对应三个单极空气开关，三个单极空气开关各自独立互不影响，此空气开关工作原理简单，能有效地结合工作实际，保证电网的安全稳定运行，动作结构原理如图3所示，其逻辑原理如图4所示。
反充电电压二次空开的结构原理比常规的二次电压空开多了一个反充电脱口器，常规的电压二次空开只有电流脱扣功能。电流脱扣的原理是通常情况下空气开关在合位，电流继电器I中没有通过电流，电流继电器I不动作。当电路发生短路或严重过载时，电流继电器动作，使脱扣机构动作，空气开关跳开。反充电脱扣的动作逻辑如图4所示，当电压互感器因故停运，在断开电压互感器隔离开关1G的同时，如果变电站值班人员没有断开二次空气开关，此时其他回路的电压准备通过二次设备向过二次空气开关1ZKK向电压互感器发充电，但是在断开电压互感器隔离开关1G的瞬间，反充电继电器U监测到二次空气开关上端L1电压为零，下端L2电压为57 V，反充电继电器I立即动作，使图3反充电脱扣器动作导致二次空气开关脱扣断开。彻底避免二次反充电事故。
5 结束语
随着电网的发展，电力设备的更新，将会有许多新的试验方法等待我们去创新。在现实工作中一定要留意每一个细节，注意每一个试验，分析每一次缺陷，总结每一个亮点，搞好科技攻关，创造出更好更切合实际的试验方法和科技项目服务电流系统。使我们的电网更加稳定，更加坚强。
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