恒功率控制

恒功率控制（精选7篇）

恒功率控制 篇1

0 引言

在面临能源和环境双重危机的今天,可再生能源的开发利用受到广泛关注。在众多的可再生能源开发中,风电由于其特殊的优势获得了较快发展,但是风能的随机性和不可控性,也给风电机组的控制带来了极大的困难,制约了风电产业的快速发展。

从尽可能大地利用风能的角度看,无论在何时均应该对风力机转速进行控制,使其跟踪最优叶尖速比运行。然而,风电机组受其机械性能和电气性能的限制,存在着转速限制和功率限制。

当采用变桨距风电机组时,可通过调节桨距角改变气流对叶片的攻角,减少对风能的利用,使风力机输出功率更加平滑。文献[1]利用比例—积分(PI)控制设计了变桨距控制器;文献[2]利用模糊控制理论设计了变桨距控制器;文献[3]利用微分几何的方法设计了变桨距控制器。在额定风速以上时,风电系统除桨距角之外,还有发电机电磁转矩这一控制变量。由于变桨距系统的成本和维护费用较高,文献[4,5]提出利用电磁转矩的调节实现风电机组的恒功率控制。这2种控制策略都有一个共同的特点:仅仅考虑了风电机组高风速区域时的功率调节策略,而没有考虑风电机组的转速控制问题。为了有效减小风电系统高风速区域下的功率和转速波动,本文设计了新的控制策略——通过桨距角和双馈感应发电机转子励磁电压的同时调节来减小风电系统的功率和转速波动的多目标控制。仿真表明,与仅考虑桨距角或电磁转矩调节的恒功率控制策略相比,该控制策略的效果令人满意。

1 变速恒频双馈风电机组的数学模型

1.1 风力机数学模型

根据空气动力学原理,风力机从风能中获得的机械功率Pm为:

${\rm P}{}_{\text{m}}=\frac{1}{2}\rho SC{}_{\text{p}}(\lambda ,\beta )v{}^3(1)$

式中:ρ为空气密度;S为风轮扫风面积;v为通过风轮的实际风速; Cp为风能利用系数,它是叶尖速比λ和桨距角β的非线性函数。

叶尖速比定义为叶片叶尖圆周速度与风速比:

$\lambda =\frac{\omega R}{v}(2)$

式中:ω为风力机转速;R为风轮半径。

1.2 传动系统模型

为了简化分析,忽略传动系统的柔性和损耗,并将发电机的转动惯量和电磁转矩归算至风力机侧,可得风电系统的传动系统模型为[4]:

$\dot{\omega }=\frac{1}{J}({\rm T}{}_{\text{m}}-v{}_{\text{i}}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}})(3)$

式中:J为风力发电系统等效转动惯量;Tem为发电机电磁转矩;vi为齿轮箱传动比;Tm为风力机空气动力转矩,与Pm的关系为Tm=Pm/ω。

1.3 变桨距系统模型

在额定风速以上时,通过桨距角的调节可以减小对风能的捕获。目前,桨距角的调节通常是通过液压或电机驱动系统完成的,其动态特性可用一阶惯性环节描述[6]:

$\dot{\beta }=\frac{1}{\tau {}_{\beta }}(\beta {}_{\text{r}}-\beta )(4)$

式中:τβ为桨距角响应时间常数;β为桨距角;βr为参考桨距角。

1.4 双馈感应发电机数学模型

为简化起见,直接给出两相同步旋转dq坐标系下双馈感应发电机的数学模型[7]:

$\{\begin{array}{l}\phi {}_{d\text{s}}=-L{}_{\text{s}}i{}_{d\text{s}}+L{}_{\text{m}}i{}_{d\text{r}}\\ \phi {}_{q\text{s}}=-L{}_{\text{s}}i{}_{q\text{s}}+L{}_{\text{m}}i{}_{q\text{r}}\\ \phi {}_{d\text{r}}=-L{}_{\text{m}}i{}_{d\text{s}}+L{}_{\text{r}}i{}_{d\text{r}}\\ \phi {}_{q\text{r}}=-L{}_{\text{m}}i{}_{q\text{s}}+L{}_{\text{r}}i{}_{q\text{r}}\end{array}(5)$

$\{\begin{array}{l}u{}_{d\text{s}}=\dot{\phi }{}_{d\text{s}}-\omega {}_1\phi {}_{q\text{s}}-r{}_{\text{s}}i{}_{d\text{s}}\\ u{}_{q\text{s}}=\dot{\phi }{}_{q\text{s}}+\omega {}_1\phi {}_{d\text{s}}-r{}_{\text{s}}i{}_{q\text{s}}\\ u{}_{d\text{r}}=\dot{\phi }{}_{d\text{r}}-\omega {}_2\phi {}_{q\text{r}}+r{}_{\text{r}}i{}_{d\text{r}}\\ u{}_{q\text{r}}=\dot{\phi }{}_{q\text{r}}+\omega {}_2\phi {}_{d\text{r}}+r{}_{\text{r}}i{}_{q\text{r}}\end{array}(6)$

${\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}=\frac{3}{2}n{}_{\text{p}}L{}_{\text{m}}(i{}_{q\text{s}}i{}_{d\text{r}}-i{}_{d\text{s}}i{}_{q\text{r}})(7)$

式中:下标d和q分别表示d轴和q轴分量;下标s和r分别表示定子和转子分量;φ,u,i分别为磁链、电压和电流;ω1为同步转速;ω2为转差速度,ω2=ω1-npωr=sω1;ωr为发电机转子机械角速度;np为极对数;rs为定子绕组电阻;rr为转子绕组电阻;Lm为定子与转子绕组间互感;Ls为定子绕组自感;Lr为转子绕组自感。

利用矢量控制技术[8,9,10],取d轴与定子磁链φs重合,即给定控制约束条件为:

$\{\begin{array}{l}\phi {}_{d\text{s}}=\phi {}_{\text{s}}\\ \phi {}_{q\text{s}}=0\end{array}(8)$

将式(8)代入式(5)—式(7),并忽略定子绕组电阻rs得:

$\{\begin{array}{l}u{}_{d\text{s}}=0\\ u{}_{q\text{s}}=\omega {}_1\phi {}_{\text{s}}=U{}_{\text{s}}\\ u{}_{q\text{r}}=\frac{1}{b}\dot{i}{}_{q\text{r}}+ai{}_{q\text{r}}+\frac{1}{b}\omega {}_{2}i{}_{d\text{r}}+c\omega {}_2\\ u{}_{d\text{r}}=\frac{1}{b}\dot{i}{}_{d\text{r}}+ai{}_{d\text{r}}-\frac{1}{b}\omega {}_{2}i{}_{q\text{r}}\\ {\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}=\frac{3}{2}cn{}_{\text{p}}i{}_{q\text{r}}\end{array}(9)$

式中:Us为双馈感应发电机定子电压;a=rr;1/b=Lr-L2m/Ls;c=Lmφs/Ls。

联立式(3)、式(4)和式(9)可得考虑桨距角和双馈感应发电机电磁转矩动态调节的变速恒频双馈风电机组的非线性数学模型如下:

$\{\begin{array}{l}\dot{\omega }=\frac{1}{J}\left({\rm T}{}_{\text{m}}-\frac{3}{2}cdi{}_{q\text{r}}\right)\\ \dot{\beta }=\frac{1}{\tau {}_{\beta }}(\beta {}_{\text{r}}-\beta )\\ \dot{i}{}_{d\text{r}}=-abi{}_{d\text{r}}+(\omega {}_1-d\omega )i{}_{q\text{r}}+bu{}_{d\text{r}}\\ \dot{i}{}_{q\text{r}}=-abi{}_{q\text{r}}-(\omega {}_1-d\omega )(i{}_{d\text{r}}+bc)+bu{}_{q\text{r}}\end{array}(10)$

式中:d=vinp。

2 状态反馈线性化理论基础[11]

设有多输入多输出(MIMO)仿射型非线性控制系统:

$\{\begin{array}{l}\dot{\mathit{x}}=\mathit{f}(\mathit{x})+\mathit{g}{}_1(\mathit{x})u{}_1+\cdots +\mathit{g}{}_m(\mathit{x})u{}_m\\ y{}_1(t)=h{}_1(\mathit{x})\\ y{}_2(t)=h{}_2(\mathit{x})\\ ⋮\\ y{}_m(t)=h{}_m(\mathit{x})\end{array}(11)$

式中:f(x)=[f1(x),f2(x),…,fn(x)]T∈Rn,gj(x)=[g1j(x),g2j(x),…,gnj(x)]T∈Rn,均为n维光滑向量场,x∈Rn为状态向量;u1,u2,…,um为控制量;h1(x),h2(x),…,hm(x)为输出函数;y1,y2,…,ym为输出变量。

对于式(11)所示的MIMO系统,若存在x0的邻域U⊂Rn以及正整数集合{r1,r2,…,rm}满足以下条件:

1)对于0≤ki≤ri-2,有LgjLkifhi(x)=0,其中i,j=1,2,…,m。

2)对于ki=ri-1,有m×m阶矩阵:

$\mathit{A}(\mathit{x}{}_0)=\left[\begin{array}{ccc}L{}_{\mathit{g}{}_1}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1-1}h{}_1(\mathit{x}{}_0)& \cdots & L{}_{\mathit{g}{}_m}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1-1}h{}_1(\mathit{x}{}_0)\\ ⋮& & ⋮\\ L{}_{\mathit{g}{}_1}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m-1}h{}_m(\mathit{x}{}_0)& \cdots & L{}_{\mathit{g}{}_m}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m-1}h{}_m(\mathit{x}{}_0)\end{array}\right](12)$

若该矩阵是非奇异的,则称{r1,r2,…rm}为系统在x0的向量相对阶,称r=r1+r2+…+rm为系统的总相对阶,其中每个子相对阶ri与输出函数hi(x)相对应。

对于式(11)所示的非线性系统,若系统的总相对阶与系统阶数相等,即r=r1+r2+…+rm=n,则系统可通过一个局部微分同胚变换完全精确线性化为一个线性系统。

若选择的坐标变换为:

z=φ(x)=[h1(x),…,Lr1-1fh1(x),…,

hm(x),…,Lrm-1fhm(x)]T (13)

则系统可变换为式(14)所示的线性系统:

$\{\begin{array}{l}\dot{z}{}_1=z{}_2,\dot{z}{}_2=z{}_3,\cdots ,\dot{z}{}_{\delta {}_1}=v{}_1,\cdots ,\\ \dot{z}{}_{\delta {}_{m-1}+1}=z{}_{\delta {}_{m-1}+2},\cdots ,\dot{z}{}_n=v{}_m\\ y{}_1=h{}_1(\mathit{\phi }{}^{-1}(\mathit{z}))=z{}_1\\ y{}_2=h{}_2(\mathit{\phi }{}^{-1}(\mathit{z}))=z{}_2\\ ⋮\\ y{}_m=h{}_m(\mathit{\phi }{}^{-1}(\mathit{z}))=z{}_{\delta {}_{m-1}+1}\end{array}(14)$

$\{\begin{array}{l}v{}_1=L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1}h{}_1(\mathit{x})+L{}_{\mathit{g}{}_1}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1-1}h{}_1(\mathit{x})u{}_1+\cdots \\ +L{}_{\mathit{g}{}_m}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_1-1}h{}_1(\mathit{x})u{}_m\\ ⋮\\ v{}_m=L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m}h{}_m(\mathit{x})+L{}_{\mathit{g}{}_1}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m-1}h{}_m(\mathit{x})u{}_1+\cdots \\ +L{}_{\mathit{g}{}_m}L{}_{\mathit{f}}^{r{}_m-1}h{}_m(\mathit{x})u{}_m\end{array}(15)$

式中:$\delta {}_i={\displaystyle \sum _{j=1}^{i}r}{}_j$,其中 i=0,1,…,m。

由式(15)即可解出x空间的非线性反馈控制律u为:

u=-A-1(x)α(x)+A-1(x)v (16)

式中:α(x)=[Lr1fh1(x),…,Lrmfhm(x)]T,A(x)与式(12)同。

对于式(14)所示系统,采用线性最优控制理论设计,可得到其反馈控制律为:

v=-kz (17)

联立式(16)和式(17)可得到非线性系统的反馈控制律为:

u=-A-1(x)α(x)-A-1(x)kφ(x) (18)

3 控制器设计

3.1 基本控制策略

调节桨距角和发电机电磁转矩都可以调节风电机组的功率,因此额定风速以上时的恒功率控制主要有以下2种基本控制策略:仅仅通过桨距角或发电机电磁转矩的控制实现风电机组的恒功率控制。

3.1.1 桨距角控制

通过桨距角控制实现恒功率控制时,通常将发电机电磁转矩设定为额定值,通过桨距角的调节,使风力机转速维持在额定值,从而实现恒功率输出。在控制器设计上,通常采用古典的线性控制器,图1给出了一种最基本的恒功率控制器结构。图中,Pe为风电系统电功率,忽略一切损耗的前提下有Pe=viTemω。

在这种控制方案中,由于电磁转矩不参与调节,而桨距角又调节缓慢,风速的快速变化将使得风电机组的转速发生变化,从而使系统的功率产生波动。

3.1.2 电磁转矩控制

通过发电机电磁转矩的调节,可以改变风力机的转速,使其叶尖速比改变,而叶尖速比的改变又将改变风力机输出的机械能,因而可利用电磁转矩的调节实现恒功率控制。图2给出了利用电磁转矩调节实现恒功率控制的控制器结构。图中,P*e为发电机额定输出功率。

在这一控制方案中,桨距角被设定为固定值,仅仅通过电磁转矩的调节来实现风电机组输出功率的稳定。由于电磁转矩响应速度很快,这一控制方案获得了良好的恒功率调节特性,然而风电机组的转速发生了非常大的波动[12]。

通过上述分析可知:仅通过桨距角或发电机电磁转矩的控制,难以同时减小风电系统的功率和转速波动。为此在本文的设计中,提出对桨距角和双馈感应发电机转子励磁电压同时进行调节,以实现风电系统额定风速以上时减小功率和转速波动的双重控制目标。

由于风电系统是一个强非线性系统,微分几何的方法为解决非线性系统的设计问题提供了工具,因此在控制器设计上采用基于微分几何的状态反馈线性化理论。

3.2 多目标非线性控制器设计

由式(10)可见,该系统有3个控制量βr,udr,uqr。根据基于微分几何的状态反馈线性化理论,应选择3个输出函数。根据本文的控制目标——额定风速以上时,减小风电系统的功率和转速波动,因此选择输出函数为:

$\{\begin{array}{l}h{}_1(\mathit{x})=\text{Δ}{\rm P}{}_{\text{e}}={\rm P}{}_{\text{e}}-{\rm P}{}_{\text{e}}^{*}\\ h{}_2(\mathit{x})=\text{Δ}\omega =\omega -\omega {}^{*}\end{array}(19)$

式中:ω*为风力机额定转速。

另外,为了兼顾负荷对无功功率的需求,选择输出函数h3(x)=Δidr=idr-i*dr,i*dr的值根据负荷对无功功率的需求值计算得到。

输出函数确定后,按照第2节介绍的状态反馈线性化理论可设计得式(10)的闭环控制律为:

$\{\begin{array}{l}\beta {}_{\text{r}}=\frac{-k{}_{2}J\text{Δ}\omega -k{}_{3}J\dot{\omega }-b(x)+\frac{3}{2}cd\dot{i}{}_{q\text{r}}}{a(x)}+\beta \\ u{}_{q\text{r}}=-\frac{\frac{k{}_1\text{Δ}{\rm P}}{3c}+i{}_{q\text{r}}\dot{\omega }}{b\omega }+ai{}_{q\text{r}}+\frac{(\omega {}_1-d\omega )(i{}_{d\text{r}}+bc)}{b}\\ u{}_{d\text{r}}=\frac{-k{}_4\text{Δ}i{}_{dr}+abi{}_{d\text{r}}-(\omega {}_1-d\omega )i{}_{q\text{r}}}{b}\end{array}(20)$

$\{\begin{array}{l}a(x)=\frac{1}{2\omega \tau {}_{\beta }}\rho Sv{}^3\frac{\partial C{}_{\text{p}}(\lambda ,\beta )}{\partial \beta }\\ b(x)=\frac{1}{2}\rho Sv{}^3\left(\frac{\frac{\partial C{}_{\text{p}}(\lambda ,\beta )}{\partial \omega }\omega -\dot{\omega }C{}_{\text{p}}(\lambda ,\beta )}{\omega {}^2}\right)\dot{\omega }\end{array}(21)$

为方便后文的叙述,将这一控制策略命名为多目标非线性控制(MNC),控制器结构如图3所示。图中,P*e和Q*分别为有功和无功功率给定值。

4 仿真分析与结论

为验证本文所设计的控制器的正确性和有效性,选择如下参数进行仿真验证:P*e=140 kW;Us=220 V;ω*=10.8 rad/s;rr=0.816 Ω;Lr=Ls=150 mH;Lm=146 mH;J=5 000 kg·m2;R=12 m;ρ=1.25 kg/m3;vi=15;np=2;f=50 Hz;Cp(λ,β)=0.24{116-0.4β-5}exp(1/(λ+0.08β)-0.003 5/(β3+1));额定风速为12 m/s;桨距角调节范围为0～90°,桨距角变化速率为-5～+5°/s[13]。

为了对多目标非线性控制策略的控制效果进行对比,同时还对仅考虑桨距角的PI控制和仅考虑电磁转矩调节实现恒功率控制(简称PC-T)的控制策略进行了仿真计算。

仿真中风速的变化曲线如图4所示。图5显示了在图4给定的风速变化情况下,3种控制方案的风轮转速、输出电功率和电磁转矩的仿真结果。

从风轮转速和电功率仿真结果可见:①仅考虑桨距角控制时系统的功率波动较大,其主要原因在于电磁转矩被设定为额定值,风速变化所引起的系统输入机械能的变化需要由桨距角的调节来维持稳定,而桨距角的响应速度较慢,因此在桨距角的响应过程中不可避免地出现功率波动。②仅考虑电磁转矩控制时,系统能够较好地实现恒功率的控制目标,但是转速波动较大。这是因为风速变化将引起系统转速的变化,而为了维持输出功率不变,电磁转矩必然与转速成反方向变化(比较风轮转速与电磁转矩仿真结果可得到证明),这就导致了电磁转矩的调节不能够维持转速的稳定。从能量角度看,系统输入的机械能增加(或减少),而系统的输出功率维持不变,多余的能量必然导致转速的增加(或减少),从而导致了较大的转速波动。③与仅考虑桨距角和仅考虑电磁转矩调节的恒功率控制策略相比,本文所提出的多目标非线性控制策略不仅能够很好地维持系统输出功率的恒定,而且还能够有效减少系统的转速波动。其原因在于电磁转矩的迅速调节可以有效减少风速变化所引起的功率变化,而桨距角的调节又可以调节输入系统的机械功率,从而减小系统的转速波动。

恒功率控制 篇2

世界能源危机和由于化石能源消耗引起的环境危机,促进了风力、太阳能、潮汐能等可再生绿色新能源市场的飞速发展,其中风能的利用尤为迅速。据统计,风力发电平均以每年30%的安装容量增加[1]。为提高风电系统的稳定性和输出效率,应根据风速变化的情况调节风机转速。在风速较小时,使其运行于最优功率点,从而捕获到最大风能[2,3];在高于额定风速时,通过对桨距角的调节,使风机以额定功率输出[4]。常用最大功率捕获方法主要有功率反馈法[5]、模糊控制法[6]、混合控制法[7]等。本文研究将模糊控制与滑模变结构控制算法相结合,取长补短用于风力发电功率控制。仿真实验表明,这种方法能取得比较理想的控制效果。

1 风电机组结构设计与建模

1.1 系统结构设计

设计变速变桨距风力发电机组结构如图1所示,主要由控制器(ARM、DSP控制器或者工控机)、风轮、变速传动机构(齿轮箱)、双馈异步发电机、变桨距调节机构、电网、双向PWM功率变换器等部分构成。发电机负责将机械能转换为电能,这里采用的双馈异步发电机是一个多输入多输出系统,它的定子和转子各有三个绕组,加上电磁惯性和运动系统的机电惯性等因素,至少是一个七阶以上的非线性系统;发电机的电压、电流、频率、磁通、转速都是时变的,而且相互之间都有影响,从双馈发电机的数学模型看,它具有强耦合非线性。所以,整个大型风电机组是一个高阶强耦合非线性系统。

1.2 双馈发电机数学模型

根据电机学理论,采用同步旋转dq0坐标系,假定定子q轴磁场定向,双馈发电机数学模型为:

式中Rs、Rr、Ls、Lr为定、转子电阻、电感;Lm为定、转子互感;ω为同步旋转角速度;ωr为转子旋转角速度;ωs为转差角速度,ωs=ω-ωr;np为双馈发电机的极对数;

2 滑模变结构控制机理分析

上一节的分析表明,风电机组是一个强非线性控制系统,而变结构控制的滑动模态具有完全自适应性,可以用来减少外部环境扰动和不确定参数,变化参数,数学描述误差所带来的影响。滑模变结构控制的原理是迫使系统在一定条件下,沿规定的状态轨迹做小幅度,高频率的上下运动。滑动模态可以设计成为与系统的参数及扰动无关。因而,处于滑模运动状态下,系统具有很好的鲁棒性,滑模变结构控制可以用于多种线性及非线性系统,构成滑模变结构控制系统。从理论上分析,对于一个n阶系统:

其中:

X(t):n阶状态变量;

U(t):控制量;

F(t):扰动量;

AB为系数矩阵,AB∈Rn×n,D∈Rn×1为相应的系数矩阵。

利用滑模控制理论,设计超曲面为:

其中。对s(t)求导,得到:

式中:为S(t)的梯度,且满足det(CB)≠0,即CB满秩。(6)式与(4)式联合,可求得m维控制量U,将这个向量用等价控制Ueq表示,它是状态保持在切换面上而始终不离开切换面时的输入控制量U的值。

系统稳定的充要条件为满足李亚普诺夫稳定性要求,即,让式(8)成立。

滑动模态附近区域上的点都必须从切换面的两侧趋向于滑模面,即向滑模面收缩。当运动点到达切换面s(x)=0附近时,按(8)式,s与不同号,要么是s>0,要么是s<0,而不能同号。无论系统的初始点x(0)在状态空间的任意位置,稳定性要求要使系统的运动趋向于切换面s(x)。为了缩短到达滑动平面的时间,高为炳提出了趋近律,加速系统收缩,这样还能保证趋近模态的动态品质。目前使用的趋近律主要有指数趋近律、等速趋近律、幂次趋近律等。

变结构控制系统有一个比较突出的缺点,就是当系统从一个结构自动切换到滑模结构,变结构控制系统受切换开关非理想等因素影响,使得滑动模态产生高频抖振。“抖振”的存在,对控制系统的动态性能和稳态性能都会产生不利的影响。因而,本文采用模糊控制方法,根据s的大小,对滑模变结构控制的“抖振”加以抑制。

3 模糊滑模变结构风电机组控制实现

风能是不稳定的能源,有很大的不确定性。由贝兹理论,得到风机从空气中吸收的功率的经验公式:

式中,Pout为风力机吸收的功率;R为风机半径;ρ为空气密度;v为风速,单位m/s;β为桨距角;λ为叶尖速比,其计算方法为λ=ωR/ν;Cp为风能利用系数。

对于一个已知的确定的系统,由(9)式可知,其中风速v、风机半径R都是固定量,可能对系统功率进行调节的部分为主要是风能利用系数,这是一个与叶尖速比λ、桨距角β相关的量,本文的功率调节也是基于这个理论,以调节桨距角β为主来调节系统输出功率。

模糊控制的优点在于鲁棒性强,但是控制精度不够高、滑模控制也有抖动的缺点,将这两种算法结合起来,设计建立模糊滑模控制器如图2所示。模糊滑模控制的另一个优点是对模型要求不高,运算复杂度低,因而对控制器的硬件需求也低,对降低产品成本有益。

对风力发电机组的功率控制因风速的不同采取不同的控制策略:当风速在启动风速和额定风速区间内时,需要获得一个最佳风能系数,以使系统的能量输出为最大,提高设备的效率,这时采用模糊滑模变速控制器;当风速位于额定风速与最大风速(破坏风速)之间变化时,采用模糊滑模变桨距控制器,控制的主要措施是调节桨距角,使发电机输出功率基本保持不变,恒等于额定功率,使风电系统输出稳定,减少对电网的冲击。

根据实测数据样本,风能输出功率P和桨距角β进行二次多项式最小二乘法数据拟合可得到下式:

式(10)对时间求导,得到:

式(11)中,对变量进行标准化处理,令,即变桨距速度为1°/s,,设X(t)=p-p*,p*为功率的参考输入,为了加快反应速度,采用指数趋近律:

令:

求解一阶方程,可得到:

把式(15)代入式(12)中,得到:

整理得到:

式(18)、(19)的结果求和,即图2中输入到风电机组的变量U。

在滑模控制中,干扰的上确界往往很难确定,包括参数的变化、负荷的变化以及外部干扰等,都会对式(13)中的参数项h的有效地确定带来影响。所以,本文采用模糊推理的方法来估计集成不确定的上确界,它使用先前的专家知识,注入了专家的控制经验,能够更有效地完成控制目标。

模糊滑模控制器的设计,采用二维模糊控制器,以切换函数s(t)及作为输入变量,∆K(t)为输出变量,∆K(t)积分处理后得到控制变量。

1)定义模糊集

输入:P=正,Z=0,N=负。

输出:9个级别(NV、NB、NM、NS、ZO、PS、PM、PB、PV)。

2)论域

3)确定规则表

采用Mamdani控制规则,为简化运算,如上所述,已将输入变量定义为三个级别,输出变量定义为9个级别。控制规则表如表1所示,共9条控制规则。

4)模糊推理运算

模糊规则建立后,接着进行模糊推理运算。采用Mamdani推理方法,合成方式采用极大极小运算。

5)反模糊化

采用重心法,将模糊输出精确化,公式如下:

6)采用积分法对的上确界进行估计

其中,G为比例系数,G>0。

至此,模糊化处理过程完成。

4 仿真研究

为验证本文所提出的恒功率控制策略的正确性和有效性,利用MATLAB进行了仿真研究,仿真时设定的控制律为:调节风速由额定风速10m/s变化到切出风速25m/s,如图3所示。从0秒至38秒,风力匀速逐渐由10m/s增大至25m/s。假定空气密度为1.25 kg/m3,增速比为N=7:668;ωm=Nω=668ω,极对数取为3,最大桨距角为45度,最大调节速度为2度/s。仿真结果为图4-图6所示。

采用变桨距控制方式,通过调节桨距角,使发电机输出功率为额定值。在变桨距控制时,发电机转速基本维持额定转速不变,目的是使发电机输出额定功率不变。图4表明在模糊滑模变桨距控制中,桨距角β随着风速的增加而增大。图5和图6为变桨恒功率控制的输出功率曲线与发电机转速曲线,对比这两个图,可以发现在变桨过程中,由于桨叶桨距角的改变,风力发电机的机械转矩此时可近似为固定值。当风速达到额定风速以后,发电机输出功率基本不随风速变化,稳定在额定输出功率值。

5 结论

本文通过分析双馈式风力发电系统结构,以及发电机的动态数学模型,提出了基于模糊滑模变结构方法的变桨距恒功率控制方法。通过建立软件系统仿真证明,采用模糊滑模变结构算法可以实现对风力发电系统输出功率快速平滑的调节,提高系统稳定性。

摘要：风力发电机组设计向单机容量大型化、高可靠性、高效率、低成本的方向发展。现阶段,大型风电机组主要采用双馈异步感应发电机或永磁同步发电机,前者是主流。风电场的风向和风速时刻在变化,风电机组要适应这种变化,通过调节桨距角、风机转速等参数,满足一定的功率控制需求。本文采用模糊滑模变结构控制技术,通过变桨距角的方式,实现了风力发电的恒功率控制。

关键词：风力发电,模糊控制,滑模控制,双馈异步发电机

参考文献

[1]吴政球,干磊.风力发电最大风能追踪综述[J].电力系统及其自动化学报,2009(4):89-90.

[2]杜志伟,赵峰,田铭兴,等.变速恒频风力发电的最大功率捕获控制研究[J].电气传动,2007,37(3):7-10.

[3]TON Y BURUON,武鑫.风能技术[M].北京:科学出版社,2007.

[4]吴国祥,黄建明,陈国呈,等.变速恒频双馈风力发电运行综合控制策略[J].电机与控制学报,2008,12(4):435-441.

[5]胡家兵,贺益康,刘其辉.基于最佳功率给定的最大风能追踪控制策略[J].电力系统自动化,2005,29(24):32-38.

[6]夏晓敏,王坤琳,吴必军.模糊控制在小型风电系统MPPT中的应用[J].可再生能源,2009,27(3):27-31.

卷带装置液压系统恒功率特性研究 篇3

卷带装置在纺织、造纸、矿山、冶金等行业应用广泛。该装置可避免胶带叠放堆积,减少占用空间,便于胶带的运输、保管以及重新利用。

目前对卷带装置的研究主要集中于控制技术方面。Sato等[1]首次将微机技术应用于卷带装置,在一定程度上提高了卷带装置的自动化水平及卷带质量。Noura[2]使用容错控制方法(FTC)来提高卷带装置的控制精度。刘晔[3]通过加入变阻尼控制装置以保证系统的恒张力和恒速度。章兼源[4]采用线速度和张力双环控制来提高卷带系统的稳定性。

液压系统恒功率控制指的是根据负载的变化来调整变量泵的输出流量,使系统的输出功率接近于负载所需功率,实现动力源和负载间的功率匹配,从而达到节能降耗的目的。目前,恒功率控制已广泛应用于机床、造纸及工程机械等诸多领域[5]。卷带装置在正常工作时,负载功率随卷带直径的增大而增大,当遇到卡带等突发工况时,负载会突然变大,这些都会对马达的卷带效率及卷带质量造成不利影响,因此,开展液压系统恒功率特性的研究具有重要的应用意义。

本文采用理论仿真和实验研究两种手段研究卷带装置液压系统的恒功率特性,分析负载变化时系统压力、流量及马达转速的动态响应特性。

1 理论分析

1.1 液压系统的工作原理

图1所示为卷带装置液压系统,液压泵4通过换向阀6向液压马达7提供压力油,换向阀6左位、右位接通时,分别实现液压马达的反转、正转,从而带动卷筒进行卷带、放带。当系统压力达到或超过额定工作压力时,与工作腔相连的溢流阀5或溢流阀8开启,工作腔压力油溢流回油箱。

1.油箱 2、10.过滤器 3.电机 4.液压泵 5、8、9.溢流阀 6.换向阀 7.液压马达

1.2 泵控马达系统性能分析

卷带装置液压系统采用泵控马达方式来实现恒功率控制,通过改变变量泵的变量系数来控制定量马达的转速,使系统的输出功率随负载变化而相应变化。

假设管路中油液的流动为层流且油液温度和弹性模量均为常数,管路和马达工作腔内无饱和气穴现象,忽略管路中的压力损失,则可建立泵控马达系统运动学方程和力矩平衡方程[6,7]。

以液压泵和马达的工作容腔(即高压管路)为分析对象,其流量连续方程为

$V{}_{\text{Ρ}\max }\omega {}_{\text{Ρ}}x{}_{\text{Ρ}}=V{}_{\text{Μ}}\omega {}_{\text{Μ}}+k{}_{\text{Ρ}}p+k{}_{\text{Μ}}p+\frac{V{}_0}{\beta {}_{\text{e}}}\frac{\text{d}p}{\text{d}t}$ (1)

式中,VPmax为泵最大排量;ωP为泵角速度;xP为泵变量系数;kP为泵泄漏系数;VM为马达排量;ωM为马达角速度;kM为马达泄漏系数;p为工作压力,即系统高低压回路压力差;V0为高压管路容积;βe为油液弹性模量。

马达力矩平衡方程为

$pV{}_{\text{Μ}}=J\frac{\text{d}\omega {}_{\text{Μ}}}{\text{d}t}+B\omega {}_{\text{Μ}}+{\rm T}{}_{\text{L}}$ (2)

式中,J为马达输出轴转动惯量;B为黏性阻尼系数;TL为外负载转矩。

在初始条件下,对式(1)和式(2)进行拉氏变换,可得

$V{}_{\text{Ρ}\max }\omega {}_{\text{Ρ}}x{}_{\text{Ρ}}(s)=V{}_{\text{Μ}}\omega {}_{\text{Μ}}(s)+(k{}_{\text{Ρ}}+k{}_{\text{Μ}}+\frac{V{}_{0}s}{\beta {}_{\text{e}}})p(s)(3)$

VMp(s)=JsωM(s)+BωM(s)+TL(s) (4)

假设泵角速度不变,以泵变量系数xP为输入,马达角速度ωM为输出,可得传递函数为

$\begin{array}{l}G(s)=\frac{\omega {}_{\text{Μ}}(s)}{x{}_{\text{Ρ}}(s)}=\\ \frac{V{}_{\text{Μ}}V{}_{\text{Ρ}\max }\omega {}_{\text{Ρ}}}{\frac{JV{}_0}{\beta {}_{\text{e}}}s{}^2+(\frac{BV{}_0}{\beta {}_{\text{e}}}+Jk{}_{\text{Μ}}+Jk{}_{\text{Ρ}})s+V{}_{\text{Μ}}^2+B(k{}_{\text{Μ}}+k{}_{\text{Ρ}})}(5)\end{array}$

稳定性和快速性是衡量液压系统性能的两项重要指标。阻尼系数ξ越大,系统稳定性越高;固有频率ωn越大,系统响应越快。由式(5)可得:系统性能与马达排量VM、泵角速度ωP、泵最大排量VPmax、高压管路容积V0、油液弹性模量βe、马达输出轴转动惯量J及黏性阻尼系数B有关。

2 仿真分析

2.1 系统恒功率特性仿真模型

当输送带被卡死时,卡死点至滚筒间的输送带将被进一步拉伸,导致系统负载发生变化。为了研究该工况下系统的恒功率特性,在AMESim环境下建立系统恒功率特性仿真模型[8,9,10]。

建立仿真模型后,设定仿真系统中主要元件的参数如下:电动机转速为1500r/min,液压泵最大排量为67mL/r,溢流阀开启压力均为32MPa,马达排量为3000mL/r,马达输出轴转动惯量为3150kg·m2,卷带滚筒直径为500mm,负载质量为7000kg,输送带选用GX2000型胶带。

2.2 仿真结果分析

通过仿真分析,得到卡带工况下系统压力曲线及压力-流量曲线,如图2所示。

从图2可知:7s时,卷带装置发生卡带现象,系统压力逐渐增大,约9.3s时达到最大值,此时溢流阀打开,泵的输出流量开始减小;同时,随着系统压力的增大,流量逐渐减小,表明卷带装置在工作过程中,变量泵发挥了其恒功率特性。

图3所示为卡带工况下马达转速响应曲线,从图3可以看出:卡带瞬间马达转速急剧下降,且伴有冲击,约7.8s时转速降至5.2r/min左右,并维持约1.5s,尔后急剧下降,并伴有小幅度的振荡,经过约1s的调整后停止转动。结合图2a可知,从7.8s开始,压力增大而马达转速保持不变,这段时间持续了1.5s,这是因为泵的调整机构已行至最小排量处,待油压升高到溢流阀设定值,油液经溢流阀流回油箱,马达停止转动。

3 实验研究

3.1 实验装置系统

为更好地测试卷带装置液压系统的恒功率特性,搭建图4所示的卷带装置实验系统,通过盘式加载装置对系统施加制动力矩,用以模拟卷带装置在卷带过程中突然遇到卡带现象,系统负载增大情况下,液压系统的恒功率响应特性。

1.液压系统 2.马达 3.扭矩传感器 4.减速器 5.盘式加 载装置 6.电液比例控制系统 7.流量传感器 8.压力变送器

图4中,液压马达2在液压系统1的驱动下通过减速器4带动盘式加载装置5转动,液压马达2的输出扭矩与转速由扭矩传感器3测出,液压泵的输出流量和压力分别由流量传感器7与压力变送器8测得。电液比例控制系统6用于控制盘式加载装置5的输出扭矩,以改变液压马达2的负载。整个实验台如图5所示,其中,图5a为卷带装置液压站,图5b为动力传动及加载装置。

3.2 结果分析

图6所示为负载增大时,系统压力与马达转速间的关系曲线,从图6可以看出:刚开始时,由于存在压力冲击,系统处于震荡状态;经过很短的调整时间后,系统的压力与马达转速间基本上呈线性关系,马达转速随着系统压力的增大而线性减小,这也体现了系统的恒功率特性。

为进一步验证系统的恒功率特性,将所测得液压马达的输出扭矩TM和输出转速nM进行相应计算处理,可以得到液压马达输出功率PM随时间t的变化曲线,如图7所示。从图7可以看出:在系统运行开始阶段,系统输出功率基本上在一定值范围内上下波动,系统基本上处于恒功率输出状态;6s左右时,通过盘式加载装置对系统施加负载,系统输出功率基本保持恒定;大约到13s,系统输出功率开始下降,这是由于泵工作在最小排量处,系统压力为溢流阀设定值,马达输出扭矩一定,而转速下降;16s左右时,系统被完全制动,输出功率降为零。在整个加载过程中马达输出功率伴有较大幅度的波动,这是因为盘式加载装置所提供的负载存在一定的波动,由此可见,液压系统表现出较好的恒功率输出特性。

4 结论

(1)系统负载变化时,卷带装置的液压系统具有较好的恒功率特性。

(2)本文建立的仿真模型较为准确地预测了卷带装置液压系统的恒功率特性,仿真结果和实验结果吻合较好。

(3)实验中存在许多未知阻尼因素,仿真结果和实验结果存在一定误差,可通过改进模型、补偿未知阻尼来进一步提高仿真模型的精度。

参考文献

[1]Sato K,Nakajima M,Yamashita T.Microcomputer Controlled Winding Machine for Various Coil Parts[J].National Technical Report,1978,24:1038-1044.

[2]Noura H A.General Fault-tolerant Control Ap-proach:Application to a Winding Machine[C]//Proceedings of the IEEE Conference on Decision and Control.Phoenix,1999:3575-3580.

[3]刘晔.卷带包装材料连续供送系统数学模型的建立[J].包装工程,2004,25(6):11-12.

[4]章兼源.大卷径、快放卷恒张力控制系统的分析与设计[J].东南大学学报(自然科学版),2005,35(增2):248-252.

[5]姚春东,姜桂荣.一种液压恒功率自适应控制系统设计[J].制造技术与机床,2010(12):38-40.

[6]宋海林.泵控马达静液驱动系统分析与研究[D].长春:吉林大学,2005.

[7]彭增雄,苑士华.液压泵控马达数字调速系统研究[J].北京理工大学学报,2009,29(3):205-208.

[8]付永领,祁晓野.AMESim系统建模和仿真[M].北京:北京航天航空大学出版社,2006.

[9]Kaliafetis P,Costopoulos T.Modelling and Simula-tion of an Axial Piston Variable Displacement Pump with Pressure Control[J].Mech.Math.Theo.,1995,30(4):599-612.

恒功率电伴热带在生产中的应用 篇4

关键词：伴热,电伴热带,恒功率

0 引言

在现代石油、化工、电力、食品等企业的生产中,因工艺介质、生产设备、输液管道的需要,而大量使用伴热系统来辅助生产。生产中常用的伴热方式除传统的蒸汽伴热、热水伴热外,也广泛使用电伴热带伴热。与传统伴热方式相比,电伴热带具有清洁、节能、温度自动控制精度高、安装方便、使用寿命长、运维费用低的优点,因而成为伴热技术发展的方向。本文结合某催化剂管线电伴热系统使用情况,介绍恒功率电伴热带的选型、安装、运行及使用。

1 电伴热带概述

电伴热带用电热能量补充被伴热体在工艺流程中散失的热量,从而维持流动介质最合理的工艺温度,它沿管线长度方向或罐体面均匀放热。电伴热温度梯度小、热稳定时间长,适于长期使用,其所需的热功率大幅低于蒸汽和热水加热。

1.1 电伴热带的分类

目前,电伴热带可分为自控温电伴热带和恒功率电伴热带。

自控温电伴热带能根据被伴热体的温度自动调整其输出功率,随时补偿温度的变化,控制自身各点温度并保持恒定。由于温度控制过程是由自控温电伴热带材料本身自动调节完成的,因此不需要温控仪就能自动有效地将伴热温度控制在一定范围内。自控温电伴热带主要应用在管道阀和仪表的保温。

恒功率电伴热带通电后功率一直恒定,不随外界环境、保温材料、伴热材质的变化而变化,只受温度传感器所在位置的影响。恒功率电伴热带有并联和串联两种类型。并联型恒功率电伴热带根据工作电源又分为单相和三相,常用于管道、阀门、泵体的伴热,特别适用于大口径、长距离管线的伴热保温,也可起到防冻或维持仪表管线工艺温度的作用。本文就并联型恒功率电伴热带进行详细论述。

1.2 并联型恒功率电伴热带的工作原理和特点

单相与三相的并联型恒功率电伴热带工作原理相同,用2根或3根平行的绝缘绞线为电源母线,在内护套绝缘层外缠绕电热丝,并将该电热丝每隔一定距离与电源母线连接,形成连续并联电阻。母线通电后,各并联电阻同时发热,形成一条连续的单相或三相供电的加热带。恒功率电伴热带单位长度的发热量恒定,使用的电伴热带越长,输出的功率就越大,因此适用于温度要求非常严格的场所。电伴热带应配有温控仪以监控温度,当温度过高时切断电路,当温度低于设定值时则接通电路。

三相电伴热带最大允许使用长度是单相电伴热带的3倍。在大规模应用三相电伴热带的场合,能均衡电网负载;采用3根芯线,使得电热带更趋扁平,降低了表面发热负荷,增加了对管线的热传导面积,提高了热传输效率。

并联型恒功率电伴热带在现场安装时能按实际需要长度任意剪切,且具有柔软性,能紧贴管线表面敷设。电伴热带外层的编织层能起到传热、散热及安全接地线的作用,同时还能提高电伴热带的整体强度。恒功率电伴热带的最大特点是起动电流小,在运行过程中基本无功率衰减。

2 恒功率电伴热系统设计

某项目中,工艺生产需添加一种催化剂。催化剂介质温度为60℃,在管线中传输需维持其温度在61℃,最高不得超过100℃,因此必须对催化剂管线进行伴热处理。工艺流程中的催化剂管线多,管线走向复杂且上下穿越4个楼层,使用蒸汽伴热则会在安装、温控及运维方面出现很多问题,因此决定使用电伴热带给催化剂管线进行伴热。

2.1 选型设计原则

电伴热系统选型原则是,计算出要维持特定温度时管线热损失的瓦数后,再用一定规格、数量的电伴热带产生等值热量进行替代补偿。电伴热带选型主要考虑4个因素。

(1)所选功率需通过计算得知,即电伴热补偿的热量不小于管线的实际最大散热量时,就能够满足伴热的要求。

(2)根据供电条件、电网负荷及电伴热带使用长度等条件来选择电伴热带的型式、电压等级,以确定使用并联型还是串联型,单相带还是三相带。一般长输管线使用串联带,管网系统选用恒功率三相带,管线较短时选用恒功率单相带。

(3)根据管线和容器计算出所需的电热带总长,管线附件上的设备、阀门及仪表件也需要电伴热,可按照管道长度的10%考虑。

(4)根据使用场所决定电热带的结构。

2.2 选型计算

进行电伴热带选型计算前,需先确定与计算相关的工艺参数。管内介质为催化剂钛酸丁酯(60℃);管道材质为不锈钢;保温材料为岩棉,厚度为50mm,导热系数λ取0.044W/(m·K);维持温度为61℃;极端环境温度为—17.7℃;防爆等级为dIIBT4。

根据催化剂管线工艺流程及所在位置,参考工艺流程图将催化剂管线电伴热系统分为4组温控回路。所有管线规格和长度见表1(序号为控制回路号)。

2.2.1 管线散热量计算

管线散热量计算有查表法和公式计算法,这里选用公式计算法。根据GB/T 19518.2《爆炸性气体环境用电气设备电阻式伴热器第2部分:设计、安装和维护指南》标准,管线散热量计算式为:

Q=K1·K2 (2π·λ·ΔT)/{ln[(φ+2δ)/φ]}(1)

式中,K1为安全保险系数,取1.2;K2为管线修正系数,不锈钢管取1.25;λ为保温材料导热系数,取0.044W/(m·K);δ为保温材料厚度,取50mm;ΔT为介质维持温度与冬天极端温度差,取43.3℃;φ为管线外径,mm。根据已知参数,计算出的管线单位长度的散热量见表1。

2.2.2 电伴热带选型及伴热系统配电方案

催化剂管线属于一个管网系统,每组温控回路的管线不长,且运行于含有腐蚀气体的防爆区域,因此根据选型原则,选用单相加强型恒功率并联电伴热带。每组温控回路的电伴热带选型见表2。

JFB-20(15)/2J型单相加强型并联带芯线均选用镀锡铜绞线,芯线绝缘层和各护套层均采用P46氟塑料挤塑,其长期耐受温度可达205℃,完全满足催化剂管线伴热需要。

电伴热系统配电箱设置在伴热管线附近,防爆等级为dIIBT4,防护等级为IP54。配电箱内设有4路单相防爆数显温控仪,该温控仪不仅能设定介质上、下限温度,还能实时显示管壁温度,用于控制4根电伴热带的供电。当介质温度达到设定上限时,温控仪自动断电,电伴热带停止加热;当介质温度低于设定下限时,温控仪又自动恢复送电,电伴热带又开始加热。配电箱进线电源为380V,三相四线制。4组温控回路具有短路、过载、漏电保护功能,出线电压为220V,额定电流为18A。电伴热系统温控原理图如图1所示。

3 恒功率电伴热带安装及运行

3.1 电伴热带的安装

电伴热带安装是一个重要环节,它决定着电伴热带能否正常可靠运行。电伴热带安装应在催化剂管线全部安装结束,水压试验合格,管壁防锈层干燥后进行。每根催化剂管线需平铺2条电伴热带,因此在每组温控回路的催化剂管线上用1根电伴热带由起点至终点再回起点缠绕1周。电伴热带分别安装在管线直径下方两侧约20～60°位置,每侧1根。催化剂管线中某组温控回路的电伴热带安装示意图如图2所示。

电伴热带安装前需先除去管线上的毛刺和杂物,并确定电伴热带表面没有破损,绝缘电阻不小于20MΩ(1000V DC)。施放电伴热带时,不能硬折、用力拽拉、脚踩电伴热带,也不能将重物置于电伴热带上,以免破坏绝缘层,造成短路。安装时,每隔50cm左右需用铝胶带将电伴热带固定在管线上;在线路供电点和尾端需各预留1m电伴热带,在散热体(如支架、阀门、法兰等)也需预留一定长度的电伴热带,以便日后拆除、维修、更换设备;电伴热带在支架、阀门、法兰等处的缠绕方法可参见厂家提供的安装图册。电伴热带安装完毕后必须再次检查其表面是否损坏,绝缘电阻是否合格。检查合格后,对电伴热带通电24h无异常后才可进行保温层和防水层的施工。使用的保温材料必须干燥,保温层要达到设计要求的厚度。电伴热带的编织层应全部连接在一起可靠接地,接地电阻应不大于4Ω。

安装电伴热带过程中要注意以下问题。

(1)并联型恒功率电伴热带由多段发热节并联组合而成,其首尾各有几十厘米的冷端,安装应从发热的部位开始。首尾端的发热体应尽可能短,不得外露,严禁与外编织网或管道接触。

(2)电伴热带的安装长度不得超过所选型号的“最大许用长度”,不同型号产品的“最大许用长度”不同。

(3)安装胶圈、垫圈、紧固件必须正确、紧固,以防松动或进水。

(4)恒功率电伴热带不允许叠绕、交叉,以免出现过热。

(5)电伴热带的尾端需用终端接线盒密封,2根平行导电线芯不能连接,以免造成短路事故。

(6)接线盒必须牢固固定在管壁上,以免因松动(或颤动)引起短路或火灾。

(7)不同厂家的电伴热带参数不同,故不能混用。

3.2 电伴热带的运行

(1)催化剂管线电伴热系统投用前,须再次进行检查。

(2)初次投用时需设定温控仪参数,以保证电伴热带能按工艺所需的温度运行。

(3)送电前,测试每组温控回路,用1 000V兆欧表检查系统绝缘。电伴热带芯线与地线或不带电的中性线间的电阻应不小于2MΩ。检查系统直流电阻,该阻值应与所测系统的总功率相对应。全部正常后,给系统配电箱送电。

(4)按下第1组温控回路按钮,该组温控仪的数码管会实时显示催化剂管线管壁温度。在温控仪设定催化剂管线维持温度为61℃,温度上限为100℃后,该组回路的电伴热带开始工作。

(5)当管线管壁温度低于设定值时,温控仪的输出触点接通控制电伴热带供电的接触器线圈回路,使接触器主触点闭合,电伴热带得电工作;当管线管壁温度加热达到设定值时,温控仪输出触点断开控制电伴热带供电的接触器线圈回路,使接触器主触点释放,电伴热带断电停止工作。由于加热系统具有温度滞后性,因此温度会继续升高,一旦达到温度上限,温控仪报警指示灯会点亮。

另外3组回路投用过程与第1组相同。

3.3 电伴热系统运行问题

(1)温控仪显示温度达到设定值61℃时,电伴热带停止工作,但催化剂管线中却有段介质被冻住(介质凝固点约20℃),泵无法输送介质。经查,该组温控回路的测温元件未安装在该组管线散热最多、介质温度最低处。调整测温元件安装位置后,该现象消失。

(2)催化剂管线输送屏蔽泵内介质冻结,泵启动后过载跳停。经查,未按规范对泵体进行电伴热带缠绕,导致泵体伴热不够。

(3)温控仪实时显示的温度始终达不到设定值61℃,该组电伴热带一直处于工作状态。经查,测温元件的探头未紧贴管壁固定,此外测温元件处有1个管线支架,该处支架和管线的保温层未密封,导致实时温度一直低于61℃。

4 结束语

电伴热带作为管线、容器等设备的伴热已被广泛使用,产生了明显的经济效益,也改善了企业生产环境。本文从并联型恒功率电伴热带的选型、安装、运行等方面进行了介绍,以供相关人员参考。

参考文献

恒功率控制 篇5

1 系统设计理论分析

由于RC时间常数太大,线性稳压器对超级电容充电效率极低。由于超级电容具有较低的等效串联电感,使得开关模式充电电路的运行稳定。由于超级电容可以承受大电流的特性,恒流充电或者恒功率充电是较好的充电方式。

1.1 超级电容充电模型

参考文献[1]比较了不同应用场合下的不同的超级电容模型。由于本系统是设计超级电容充电机,因此需要采用超级电容的充电模型。它由阻性部分等效电阻ESR和容性部分电容C串联而成,表征了超级电容的充放电特性。

超级电容的电压时间特性曲线由容性和阻性两部分组成。容性部分代表了超级电容能量改变导致的电压改变;阻性部分代表了超级电容ESR导致的电压改变。

容性部分由下列方程式决定:

电阻部分由下列方程式决定:

所以充电或者放电时的总电压改变量为:

超级电容最重要的参数是ESR和电容值的大小(可以从产品手册上获知)。式(1)为超级电容充电的理论模型[2]。

1.2 恒流充电与恒功率充电

超级电容特性决定了恒流充电和恒功率充电是两种较好的充电方式。采用DC-DC变换器可以实现这两种充电方式。使用BUCK或者BOOST电路来对超级电容充电,在连续输出电流时,BUCK电路是首选。但是对于充电时间敏感的充电机来说,恒流充电并不是最优选择,恒功率充电在充电时间上更有优势。比如,对一个100 F、50 V的超级电容模组使用50 V、20 A的电源进行充电,在恒流充电模式下,最大充电电流为20 A;而在恒功率充电模式下,充电功率可达1 000 W,其中最大充电电流限制为50 A。如图1所示,恒流充电至50 V时所需时间为250 s,而恒功率充电至50 V所需时间约为145 s。这表明恒功率在充电时间上比恒流充电更具优势[3]。

1.3 恒功率充电实现原理

恒功率的基本原理是保持电压和电流的乘积不变。本设计采用双管正激变换器拓扑,使用峰值电流控制的方法进行恒功率设计。双管正激电路是隔离型降压电路,设输入电压为Vin,输出电压为Vout,变压器变比为1:n,占空比为D,则输出电压和输入电压的关系如下:

电路设计好后,Vin和变比n不变,可通过调节占空比来调节输出电压。如图2所示曲线1对应的充电电流大于曲线2对应的充电电流。R、S对应的波形是RS触发器复位和置位端波形。根据峰值电流控制原理,每个开关周期之初,时钟脉冲置位RS触发器,使开关管导通,电感电流逐渐增加,当检测到电流信号is大于指令电流ic时,电流比较器翻转并复位RS触发器,这时开关管被关掉,变压器停止传输功率,扼流圈电流由续流二极管续流。通过峰值电流控制,当电流增大时,PWM占空比减小,根据输出电压的计算式可知输出电压也减小,从而使得输出电压和输出电流乘积(即输出功率)保持不变,这就是恒功率充电的基本原理[4]。

2 硬件系统设计

本设计拟对Maxwell公司的产品BMOD0165(额定电压为48 V,额定容值为165 F)超级电容模组进行充电,系统结构如图3所示。硬件系统由单相整流电路、双管正激变换器、电流电压检测反馈电路及保护电路等部分组成。系统首先将单相220 V交流电经过整流滤波后得到直流电压,然后通过双管正激变换器实现降压,并在电气上实现输入输出的隔离。引入电流反馈环节,通过峰值电流控制实现恒功率充电。

2.1 双管正激电路

双管正激电路[5]是一种可靠的DC-DC电路,广泛使用于低压大电流场合中,双管正激拓扑如图4所示。如果电路工作在CCM方式,假定MOS开关管Q1、Q2漏源电容电压为零,则漏源电压就能瞬时变化。如图5所示,Vgs1、Vgs2是MOS管栅源驱动信号,两者时序相同,即Q1、Q2同时开通、同时关断。

t0~t1:t0时刻,Q1、Q2同时开通,变压器T1原边电压为直流母线电压Vdcin,设变比为1:n,则副边电压为Vdcin×n,电压极性不变。输出电流线性增大,经过副边整流管D3、扼流圈后进入超级电容。扼流圈存储能量,此时,开关管电流is1、is2由副边反射电流和励磁电流组成,且线性增大。

t1~t2:Q1、Q2,T1边续流二极管D1、D2进入母线,变压器磁芯复位,此时变压器主侧电压为-Vdcin,则副边电压为-Vdcin×n,电压极性不变。Q1、Q2开关管漏源两端电压Vds1、Vds2为Vdcin。此时,副边整流管D3截止,扼流圈电流通过续流管D4续流,输出电流线性减小,进入超级电容。扼流圈释放能量,此时,开关管电流is1、is2减小到0。

t2~t3:t2时刻,原边续流管关断,续流结束,变压器磁芯复位,变压器T1原边电压为零。此时,Q1、Q2漏源两端电压Vds1、Vds2为Vdcin/2。副边续流仍继续,t3时刻续流副边续流结束,下一个驱动高电平到来,开关管Q1、Q2开通。进入下一个开关周期。

2.2 电流电压双闭环控制回路

本设计中采用双闭环的结构实现充电电流和充电电压的控制,使用ST公司的UC3844A控制芯片。UC3844A是一款高性能电流型PWM控制器,其内部结构如图6所示;内部有一个误差放大器和电流放大器可以方便地组建电流电压双闭环,在实际使用中,为了具有更快的响应速度,可略去误差放大器,使用电压调整器TL431和光耦PC817构成电压反馈。电流环通过使用LEM公司的电流传感器LAH 25-NP来组建。

注:括号数字是S0-14封装的管脚号

双闭环电路原理图如图7所示,Vs是来自LEM霍尔电流传感器LAH 25-NP输出的电压测量信号,通过一阶滤波环节后进入电流反馈端,即图中电流比较器的负端。VO48 V来自功率部分的输出,由于TL431最大只能稳压到36 V,故需要对经典TL431稳压电路进行部分修改,以满足48 V稳压要求。在TL431的3脚(即K极)引入24 V稳压管D4_Z1,TL431的端电压约为24 V,从而可在安全工作区内正常稳压工作。PC817实现电气上的隔离,并通过输出电压Vce稳压。当超级电容电压接近48 V时,PC817输出电流Ic增大,则Vce减小,同时进入UC3844补偿端1脚的信号减小,相应输出PWM占空比也减小;当超级电容电压超过48 V时,UC3844补偿端1脚拉低,PWM关断,起到过压保护的作用。

3 整机调试

实验设计了最大功率为1 k W的超级电容充电样机,实验测试表明,对BMOD0165(额定48 V、165 F)超级电容模组充电时间约为5 min。图8为电路中的关键工作波形,其电压为30 V、充电电流约为10 A的充电波形。从上至下依次是Vds、Vpri、PWM信号和开关管峰值电流波形。由于缓冲电路的作用,使得波形干净无杂波,基本没有电压尖峰。Vpri负电压有一定变形,但是不影响电路性能。

本文研究了超级电容的充放电特性,分析了快速充电的方法,设计并实现了快速充电样机,试验表明充电时间短,达到了应用要求。

摘要：研究了超级电容快速充电方法,分析了恒功率快速充电的原理,并通过比较恒电流和恒功率两种方法,证明了恒功率充电更有利于实现快速充电。根据恒功率充电原理,制作了快速充电样机。实验表明该样机电路稳定,能够实现快速充电要求,具有良好的实用前景。

关键词：UC3844A,双管正激,电压环,电流环,隔离驱动

参考文献

[1]SHI L,CROW M L.Power and energy society general meeting-conversion and delivery of electrical energy in the21st century[C],2008.

[2]Maxwell technologies.Charging of ultracapacitors[C].Tech-nical Note-Document#1008981 Rev 1 Maxwell Technolo-gies,2005.

[3]EDELSON R.Charging ultra-capacitorswith current-fedroger edelson.power supplies[C].MSEE,Power Partners,2005.

[4]ROBERT W.Erickson dragan maksimovic fundmentals ofpower electronics[C].Sencond Edition Kluwer Acdemic Pub-lishers New Yourk,Boston,Dordrecht,London,Moscow,2001.

恒功率控制 篇6

随着电气控制设备, 尤其是电子计算机的迅猛发展, 工业自动化控制技术也发生了深刻的变化。现代的PLC已具备总线高速化, 计算多功能化等指标, 其硬件根据实际需要选配, 软件则根据实际控制需求而进行设计编程, 完全可以兼容高速的数据传输和复杂的计算运行, 绝大部分的控制系统都把可编程序控制器做为控制系统的核心器件, 已经在其领域中形成了一种趋势。

2 分析和理论

在额定磁通量、额定转速范围内可以达到的最大转速是由允许的最大电压决定的。因此无论是直流电还是交流电驱动, 都无法通过提升电压来超过额定转速, 而只能通过弱磁运行实现。但是在弱磁中可用力矩又会减小。因此只有在同时要求减小力矩的情况下才可以实现弱磁控制。在起升机构上, 只有在部分负载小于额定负载时才能实现弱磁。需要提高转速时, 首先通过P=M·ω计算额定转速范围内 (最大) 额定功率P=PN的允许转速ω, 其中, 磁通量恒定, 而该转速由所需力矩决定。

稳态阶段的电流可作为额定转速范围内要求的负载力矩的量度, 电流与负载力矩成正比。不过为了实现加速时从额定转速范围向弱磁范围的无缝过渡, 必须在加速阶段就确定转速附加设定值, 并且在到达额定速度向弱磁过渡点前就输入该值。然而在加速阶段, 电流不仅包含稳态负载电流, 还包含用于负载和旋转质量加速的动态分量。为了在加速时就确定电流分量, 必须在加速阶段就计算出动态分量并从总电流中减去, 从而得到与负载相符的稳态分量。仅该稳态分量可以用于计算恒定功率下、弱磁控制的附加转速设定值。加速时, 该功能块从总电流计算出用于当前力矩的稳态分量。计算该电流时, 负载的加速度分量和旋转质量的加速度分量会被考虑在内。

为确保精度, 电流和加速度值经过多次扫描求积分, 在计算时生成算术平均值。接着, 根据计算出的力矩通过电机的功率曲线求得PN所允许的弱磁附加转速设定值, 从而提高非全载下的转速, 使其超出额定转速, 提高装卸效率。

在加速阶段中测量力矩电流, 它在额定转速范围内和电机形成的总力矩MM (参见下文的公式和说明) 成正比。从总力矩中减去旋转质量的加速力矩 (转动惯量J) 、负载的加速力矩和摩擦力矩。

根据以下力矩公式计算稳态负载力矩:

式中

MMotor:电机力矩

MLoad:负载力矩 (待求)

MALoad:负载的加速力矩 (与加速度成比例)

MARot:齿轮箱的惯性加速力矩等 (与加速度成比例)

MFricton:摩擦力矩

MALoad和MARot是比例系数, 其大小必须通过测量来确定。同样MFricton的确定也必须通过测量进行。

此公式 (2-4) 只适用于提升以及在提升方向上加速时的正dn/dt。在驱动的额定转速范围内力矩可由电流推导得出, 因为在额定转速范围内恒定磁通量下的电流与力矩成正比。如式 (2-5)

为了确定负载, 必须进行转速变化dn/dt的测量。该过程由PLC程序功能块中的微分器执行。当前的dn/dt值和电机的力矩会连续不断地传输到该功能块中并在其中进行测量计算。测量过程必须在电机的额定转速范围内完成, 从而确定相应的负载单位的换算, 最后根据不同的负载相应计算出最大弱磁转速或者减速系数, 从而使PLC传输到驱动器的速度给定相应降低。

3 在PLC中的应用实现

通过上述的理论分析, 对PLC的程序实现提供了数学依据, 如图1所示就是由PLC编写的用于恒功率调速的专用功能块。功能块中电机的力矩和速度反馈值, 可以从变频器中读取, 经过现场总线传递给PLC, 由于现在PLC现场总线均采用的Ethernet或则ProfibusDP, 传输速率快, 保证了系统的动态响应。为了确定输出转矩值与重量值的相应关系, 可以采用称重水箱来进行调测试, 然后再次根据测出的转矩值按照转矩速度表, 给出一定相应的速度值送到驱动器执行。速度的设定依据则需要根据以下公式:

T为此负载匀速上升时的马达输出转矩, 即匀速转矩计算值加上Tfric (百分比) 乘马达额

定转矩值, P为马达额定功率, 由此可见, 转速n的设定应满足T·n/9550≤P, 因此要注意弱磁范围内降低的电机颠覆力矩, 必须和电机制造商提供的数据保持一定的安全余量。功能块中输出的故障信息是提示电流力矩实际值超出额定电流力矩值, 可在程序中做相应的保护功能。

4 总结

恒功率控制 篇7

所谓恒流源就是在一定条件下, 不管负载怎么变化, 能够输出稳定电流的电源系统。所以它的核心模块应该是电流控制模块, 笔者实现的思想就是通过反馈控制, 负载的变化时, 保证电流不变。所以设计的系统包括核心的电流反馈控制模块, 单片机控制模块, D/A采样模块等。

二、模块设计

1. 电流反馈模块设计

参照电流串联负反馈的原型, 结合单片机设计初步电路图如下, 基本原理介绍如下,

单片机通过D/A把输出模拟量发送到运放的输入端, 由于采用电流串联负反馈的接法, 输入和输出之间的关系表示为UO= (UREF/REF) *RL, 由此可知, 流过负载的电流大小和负载无关, 所以能够保证电流恒定, 而且通过运放, 只需要调整D/A的输入量, 就能够改变UREF的大小, 从而调节设定电流的大小。

为了进一步进行理论上的验证, 在Multisim中进行仿真, 通过设置不同的参数, 观察仿真的结果, 并进行分析, 再次验证了电路设计的可行性。相对于第一个概念框图, 实际电路做了如下的改进, 运放选用低漂移, 高共模抑制比的运放OP07, 采用复合管增大输出功率, 实际电路采用较大的散热片, 防止电路长时间工作造成不稳定。

2. 单片机模块设计

由于MSP430F169系列单片机具有A/D输入, D/A输出功能, 超低的功耗, 抗干扰能力强, 工作稳定性强, 在电源控制方面有很大的优势。所以在设计电路时, 直接使用内置的12位D/A转换芯片, 能较好地实现要达到的功能。

3. 电源供给模块

电源采用+12V和-12V供电, 方便给运放供电。

4. 其他模块

还有一些基本的模块, 比如单片机供电模块, 单片机复位模块等, 笔者在这里就不一一赘述。

三、创新设计

以上展示的各个模块已经能够实现恒流的功能, 下面就笔者在实际制作过程中遇到的问题以及创新的想法做一下阐述。本设计在恒流上采用运放的电流串联负反馈, 达到稳定电流的目的, 这就要求在实际中使用性能比较好的运放, 这无疑增加了成本, 而且由于纯粹的硬件电路反馈, 使得精度无法满足一些场合的应用。所以在设计电路中, 加入软件上的反馈, 能够较好的提高精度。

在采样电阻端增加一个A/D采样点, 进行UREF的实时采样, 通过计算出流过REF的实际电流和设定电流比对, 就能够适时的做出调整, 从而增加了电流的精度。本思路通过硬件反馈, 能够迅速是电流达到设定的稳定值, 然后通过软件微调, 增加了恒流的精度, 大大提升了恒流系统工作性能, 同时保证了成本。

其次, 实际运用中, 有时候恒流源的电流设定范围还有一定的要求, 这就要在电路设计的初始就考虑到恒流系统的输出功率, 增强带负载能力。本电路可以在如下两部分之处做相应改进, 第一就是增加VCC的额定输出功率, 使得电路在强输出理论上的可能, 第二就是换用大功率输出的复合管, 实际中可以考虑综合性能更好的MOSFET, 或者IGBT, 然后对电路做进一部的该进。其实在实际应用中还有一个容易被忽略的问题就是功率管的散热问题, 笔者在实际应用中发现, 当恒流系统具有一定的输出电流时, 功率管发热相当严重, 所以增加散热片面积, 并在合适情况下安装散热风扇, 能够大大提高系统工作稳定程度。

四、尾声

本文就小功率恒流源的设计提供了一种切实可行的思路, 并且通过实际应用中遇到的问题对恒流源设计提供了一些改进思路, 大大提高了系统的精度和稳定性。

参考文献

[1]童诗白, 华成英主编.模拟电子技术基础 (第四版) 北京:高等教育出版社, 2006