主电路与辅助电路（共9篇）
主电路与辅助电路 篇1
0 引言
作为一名数控机床电气装调维修工, 数控机床电气系统主电路和控制电路安装调试与故障排查是必须具备的一项技能。如何正确规范地进行安装调试, 快速准确地排查故障, 成为电气装调维修工亟待解决的问题。下面以数控铣床电气主电路作为典型案例, 根据现场总结的经验, 设计出数控机床电气系统相关电路的安装调试思路、流程和故障排查方法。
1 安装调试前的准备工作
1.1 数控铣床电气主电路的识读与原理分析
XK714A数控铣床的电气主电路 (或称380V动力电路) 如下图1所示。整个电路分为四个部分:电源电路、伺服电动机电路、主轴电动机电路、冷却泵电动机电路。电源电路由低压断路器QF1控制;伺服电动机电路由QF2与左边1个接触器KM1控制;主轴电动机电路由QF3与中间1个接触器KM2控制;冷却泵电动机电路由QF4与右边1个接触器KM3控制。
各电气元件在数控铣床的电气主电路中的作用:低压断路器QF在各自的电路中起接通电源、短路保护及过流保护作用, 其中QF4断路器还带有辅助触头, 该触头信号输入到PLC中作为报警信号;从左至右的接触器KM1、KM2、KM3分别为接触器的主触头, 分别控制相应回路的电动机;TC1为主变压器, 将380V电压变换为交流220V电压, 输出的220V交流电供给伺服电源;RC1、RC2、RC5为阻容吸收器, 当相应的电路断开后, 可吸收伺服电源模块、主轴变频器、冷却电动机的瞬时释放能量, 进行过电压保护。
原理分析:QF1闭合, 三相电源通电;QF2与接触器KM1闭合, 伺服电机供电;QF3与接触器KM2闭合, 主轴电机供电;QF4与接触器KM3闭合, 冷却电机供电。
1.2 各电气元件安装前的功能检测
数控机床电气系统涉及的主电路与控制电路较多, 安装之前, 对电路图中使用的电气元件进行功能检测, 保证各个元件能正常使用, 这是非常重要的一步。只有做好了准备工作, 才能大大提高安装调试的成功率和效率。在数控机床电气主电路中使用的元件主要有低压断路器、交流接触器、变压器、电动机。在安装之前, 需要对这四类元件分别进行检测。在检测时, 可采取外观检查和仪器仪表相结合的方法。
1.2.1 低压断路器QF的检测
低压断路器QF即是日常生活中的自动空气开关, 既可以接通和分断正常负载电流, 还可以分断过载电流和短路电流。自动空气开关主要用于在不频繁操作的低压配电线路中作为电源开关使用, 具有过载、过电流、短路、失压和漏电等保护作用, 是低压中功能最完善的电器。其主要特点是操作安全, 分断能力强, 能开断的电流大。目前主要有框架式和塑壳式两大类。低压断路器主要由触头系统、灭弧装置、脱扣机构和传动机构组成。低压断路器的检测方法:
1) 外观检查:检查断路器在运输过程中有无损坏, 紧固件是否松动, 可动部分是否灵活等, 如有缺陷, 应进行相应的处理或更换。
2) 技术指标检查:检查断路器工作电压、电流、脱扣器电流整定值等参数是否符合要求。断路器的脱扣器整定值等各项参数出厂前已整定好, 原则上不准再动。
3) 绝缘电阻检查:安装前用500 V兆欧表检查断路器相与相、相与地之间的绝缘电阻, 不小于10 MΩ, 不然断路器应烘干。
1.2.2 交流接触器KM的检测
1) 交流接触器的认识。交流接触器主要是由触头系统、电磁系统和灭弧系统组成。触头系统包括主触头和辅助触头, 主触头用于接通和分断主电路, 辅助触头用于控制电路, 有常开NO (又称动合触头) 、常闭NC (又称动断触头) 触头。电磁系统包括动、静铁芯, 吸引线圈和反作用弹簧, 用于给线圈通电时带动相应触头动作。灭弧系统包括灭弧罩及灭弧栅片, 用于灭弧。
2) 交流接触器工作原理。线圈加额定电压, 衔铁吸合, 主触头闭合, 常闭触头断开, 常开触头闭合;线圈电压消失, 触头恢复常态。为防止铁心振动, 需加短路环。
3) 交流接触器KM的检测方法。正常时接触器功能:接触器线圈断电, 主触头断开, 常闭触点闭合, 常开触点断开;接触器线圈通电, 主触头闭合, 常闭触点断开, 常开触点闭合。检测方法如下。
(1) 测线圈A1、A2端子的电阻。利用万用表打到电阻档, 如果阻值为0说明是线圈短路, 如果阻值为无穷大说明线圈开路, 如果线圈正常, 再用万用表电阻档测触点通断情况。
(2) 根据外壳上的触点常开常闭电路图进行测试。按钮不按时, 主触头电阻为无穷大, 常开触点NO电阻为无穷大, 常闭触点NC电阻为0, 说明主触头常开常闭触点在线圈断电时工作正常。
(3) 按下按钮进行模拟通电测试。此时, 主触头电阻为0, 常开触点NO电阻为0, 常闭触点NC电阻为无穷大, 说明主触头常开常闭触点在线圈通电时工作正常。
1.2.3 变压器TC的检测
1) 初、次级所有线圈没有断路。小功率的降压变压器, 初级线圈细而多, 容易断, 次级则粗而少, 很少会断。初级电阻一般在几十到几百欧, 功率越小, 测得的电阻越大。次级电阻就小多了, 在几欧左右。
2) 初、次级线圈之间不短路, 不漏电。用万用表高阻档, 两表分别接初、次级线圈的各1个出线头, 指示应在数兆欧以上, 无穷大为好。
3) 初、次级线圈各自与铁芯不短路, 不漏电。
4) 初、次级线圈没有匝间短路的情况。如果匝间短路, 空载上电, 变压器就异常发热。
1.2.4 电动机的检测
1) 用绝缘电阻摇表检查电机线圈的绝缘电阻是否大于0.5 MΩ, 如果大于0.5 MΩ, 那说明电机的绝缘性能良好。
2) 用万用表电阻档, 测试电机的3个绕组的直流电阻是否一样, 如果一样或者3个绕组的直流电阻的大小偏差很小, 那说明3个绕组的线圈之间没有匝间短路的问题。
3) 手动转动电机的转轴, 检查是否转动, 声音是否异常。
4) 空载通电, 检查电机的3相电流是否平衡, 电机运转是否平稳, 温升, 异响等情况。经过上面四步的检查如果都正常, 说明电机是好的。
2 数控铣床电气主电路的电气安装与连接
2.1 电气元件的布局与安装
1) 检查电气控制柜外型尺寸、面板开孔、柜体/面板标识是否正确。
2) 准备好电气控制柜装配所需的电气元件及安装辅材。
(1) 数控机床装调维修工准备好数控铣床电气主电路需使用的电气安装底板、电气面板、电气元件 (空开、接触器、变压器、电动机) 及所需要的安装辅材。
(2) 准备好工具包、手电钻等。
3) 将电气元件安装在电气安装底板上
(1) 根据电气原理图中的底板布置图量好线槽与导轨的长度, 用相应工具截断。用手电钻在线槽、导轨的两端打固定孔。
(2) 将线槽、导轨按照电气底板布置图放置在电气底板上, 用黑色记号笔将定位孔的位置画在电气底板上。
(3) 将电气元件 (空开、接触器、变压器、电动机等) 按照电气原理图中的底板布置图安装在导轨上。
(4) 电气元件的安装方式符合该元件的产品说明书的安装规定, 以保证电气元件的正常工作条件, 在屏内的布局应遵从整体的美观, 并考虑元件之间的电磁干扰和发热性干扰, 元件的布置应讲究横平竖直原则, 整齐排列。所有元件的安装方式应便于操作、检修、更换。
(5) 元件安装位置附近均需贴有与接线图对应的表示该元件种类代号的标签。
(6) 屏底侧安装接地铜排, 并粘贴接地标识牌。
2.2 电路的连接
1) 连接线的配置:三相电路主回路按照电气原理图中设计要求的铜芯电缆 (或铜排) 进行连接。A、B、C三相应分别使用黄、绿、红电缆 (若使用铜排应在对应铜排上套黄、绿、红套管) , 并在每相接线端子处粘贴A、B、C标贴。
2) 对照数控铣床380V动力电路的电路图将各个电气元件 (除电动机外) 连接, 并与电路图对照, 检查3个回路连线是否正确。
3 功能调试与故障排查
1) 通电前的检查与测试:利用电阻分段测试法。
(1) 电源回路测试:合上QF1, 将万用表打到电阻档, 测试QF1首尾两端电阻约为0, 说明电源回路正确。
(2) 伺服电动机回路测试:合上QF1、QF2, 将万用表打到电阻档, 测试QF1首端与QF2尾端电阻约为0;合上KM1, 测试KM1两端电阻约为0, 说明伺服电动机回路正确。
(3) 主轴电动机回路测试:合上QF1、QF3, 将万用表打到电阻档, 测试QF1首端与QF3尾端电阻约为0;再合上KM2, 测试QF1首端与KM2尾端电阻约为0, 说明主轴电动机回路正确。
(4) 冷却电动机回路测试:合上QF1、QF4, 将万用表打到电阻档, 测试QF1首端与QF4尾端电阻约为0;再合上KM3, 测试QF1首端与KM3尾端电阻约为0, 说明冷却电动机回路正确。
2) 通电检查:利用万用表检查3个电路电压是否正常。
将万用表打至电压档, 检查并测试三相电源之间的线电压是否为380 V, 正确后再将四个空开闭合, 测量空开之后的线电压也为380 V才正确, 变压器TC1二次侧电压为220 V正确, 合上3个电路的接触器KM, 测量伺服电机的电压是否为220V, 主轴电机电压是否为380 V, 冷却泵电动机的电压是否为380 V。如果全部正确, 对电动机通电试车。
3) 带上电动机, 调试电路的功能是否正常。
断开空开, 将电动机与冷却回路连接起来;合上空开, 试验电动机工作是否正常。
4) 故障排查。
通电前利用电阻分段测试法确定故障点:将万用表打至电阻档, 从电源侧开始逐级向后检查伺服电动机、主轴电动机和冷却电动机电阻是否符合要求, 从而确定故障点。
通电后利用电压分段测量法确定故障点:将万用表打至电压档, 从电源侧开始逐级向后检查空开、变压器、接触器之后的电压是否符合要求, 从而确定故障点。
故障处理:若属于电气元件故障则断电后更换元件;若属于线路内部断线, 则断电后更换线路;若属于线路与元件接触不良, 则断电后重新连接线路。
4 结语
上述所设计的数控铣床电气主电路的安装调试与故障排查方法, 可以推广到各类数控机床电气主电路与控制电路安装调试中应用, 安装调试思路为电路图的识图与分析、安装前的电气元件检测、电气元件的布局与安装、元件连线、整机电路图的安装调试、故障排查六个环节。数控机床电气装调维修工只有通过在实践中总结安装调试与故障排查的方法, 不断地积累调试经验, 同时认真学习新的知识与技术, 寻找新的故障排查方法, 才能使安装调试技能逐步提高。
参考文献
[1]尤海峰.数控机床电气控制与维修实训[M].北京:中国电力出版社, 2013.
[2]张志军, 柳文灿.数控机床故障诊断与维修[M].北京:北京理工大学出版社, 2010.
主电路与辅助电路 篇2
电力机车（electric locomotive）本身不带原动机、靠接受沿线接触网送来的电流作为能源、由牵引电动机驱动车轮的机车。所需的电能，可以由多种形式（火力、水力、风力、核能等）转换而来。电力机车具有功率大、热效率高、速度快、过载能力强和运行可靠边等主要优点，而且不污染环境，特别适用于运输繁忙的铁路干线和隧道多、坡度大的山区铁路。
发展概况 【top】 最早造出第一台标准轨距电力机车的是苏格兰人R·戴维森，时间是1842年，由40组蓄电池供电，但没有实用价值。1879年5月，德国人W·VON西门子设计制造了一台能拉乘坐18人的三辆敞开式“客车”的电力机车，它由外部150V直流发电机通过第三轨供电，这是电力机车首次成功的试验。1881年,法国在巴黎展出了第一条由架空导线供电的电车线路，这就为提高电压，采用大功率牵引电动机创造条件。1895年，美国在巴尔的摩—俄亥俄间5.6 km长的遂道区段修建了直流电气化铁路，在该区段上运行的干线电力机车自重97 t，采用675 V直流电，功率为1 070 kW。1903年德国的三相交流电力机车创造了每小时210km 的高速记录。
中国最早使用电力机车在1914年，是抚顺煤矿使用的1 500 V直流电力机车。1958年中国成功地生产出第一台电力机车，从采用引燃管整流器到硅整流器，机车性能不断改进和提高，到1976年制成韶山型（SS1型）131号时已基本定型。截止到1989年停止生产，SS1型电力机车总共制造出厂926台，成为中国电气铁路干线的首批主型机车。1966年SS2型机车制成。1978年研制成功的SS3型机车，不仅改善了牵引性能，还把机车的小时功率从4 200kW提高到4 800kW，载止到1997年底，共生产了987台，成为中国第二种主型电力机车。1985年又研制成功了SS4型8轴货运电力机车，它是国产电力机车中功率最大的一种（6 400kW），已成为中国重载货运的主型机车。以后又陆续研制成功了SS5、SS6和SS7 型电力机车。1994研制成功了时速为160 km的准高速四轴电力机车等。至此，中国干线电力机车已基本形成了4、6、8 轴和3 200、4 800和6 400kW功率系列。1999年5月26日，中国株洲电力机车厂生产出第一台时速超过200km的DDJ1001号“子弹头”电力机车，标志着中国铁路电力牵引已跻身于国际高速列车的行列。为追踪世界新型“交—直—交”电力机车新技术，从20世纪70年代末开始，中国铁路一直在进行中小功率变流机组的地面试验研究和大功率的交—直—交电力机车的研制，也已取得了阶段性成果。
类型 【top】 电力机车是从接触网上获取电能的，接触网供给电力机车的电流有直流和交流两种。由于电流制不同，所用的电力机车也不一样，基本上可以分为三类：
直—直流电力机车 采用直流制供电时，牵引变电所内设有整流装置，它将三相交流电变成直流电后，再送到接触网上。因此，电力机车可直接从接触网上取得直流电供给直流串励牵引电动机使用，简化了机车上的设备。直流制的缺点是接触网的电压低，一般为1 500V或3 000V，接触导线要求很粗，要消耗大量的有色金属，加大了建设投资。
交—直流电力机车 在交流制中，目前世界上大多数国家都采用工频（50Hz）交流制，或25Hz低频交流制。在这种供电制下，牵引变电所将三相交流电改变成25 kV工业频率单相交流串励电动机，把交流电变成直流电的任务在机车上完成。由于接触网电压比直流制时提高了很多，接触导线的直径可以相对减小，减少了有色金属的消耗和建设投资。因此，工频交流制得到了广泛采用，世界上绝大多数电力机车也是交—直流电力机车。
交—直—交电力机车 采用直流串励电动机的最大优点是调速简单，只要改变电动机的端电压，就能很方便地在较大范围内实现对机车的调速。但是这种电机由于带有整流子，使制造和维修很复杂，体积也较大。而交流无整流子牵引电动机（即三相异步电动机）在制造、性能、功能、体积、重量、成本、及可靠性等方面远比整流子电机优越得多。它之所以迟迟不能在电力机车上应用，主要原因是调速比较困难。改变端电压不能使这种电机在较大范围内改变速度，而只有改变电流的频率才能达到目的。因此，只有当电子技术和大功率晶闸管变流装置得到迅速发展的今天，才能生产出采用三相交流电机的先进电力机车。交—直—交电力机车从接触网上引入的仍然是单相交流电，它首先把单相交流电整流成直流电，然后再把直流电逆变成可以使频率变化的三相交流电供三相异步电动机使用。这种机车具有优良的牵引能力，很有发展前途。德国制造的“E120”型电力机车就是这种机车。
基本构造 【top】 交—直流电力机车由机械和电气两大部分设备组成。机械部分包括车体、车钩缓冲装置、走行部和制动装置等。
车体内分成9 个室，中部是变压器室，室内装有牵引变压器、转换硅机组、调压开关和电池箱等设备。电抗器室，装有平波电抗器、离心式通风机组及劈相机；高压室，装有整流硅机组、主电路电器柜和辅助电路电器柜；机械室内装有空气压缩机组和通风机组，机械室的顶部各装一套制动电阻；机车的两端为司机室，室内的正、副司机操纵台及各种开关、仪表和指示灯等。车体侧墙上开有百叶窗，空气可以从这里进入车内对机件进行冷却。车体底架中梁的两端安装着车钩缓冲装置。车体顶部安装着两套受电弓。走行部为2～3 台转向架，用来承受机车的上部重量，传递牵引力和制动力，缓冲来自线路的冲击。转向架由构架、旁承、轮对、轴箱、弹簧减振装置、电机悬挂装置、牵引装置、基础制动装置及撤砂装置等部分组成。每根车轴上都装有一台牵引电动机，产生的转矩通过齿轮的传递使车轮转动。
电力机车除了使用空气制动以外，还可以利用直流电机的可逆性原理，把列车的功能为电能，再把电能变为热能消耗掉（叫电阻制动）或把电能反馈到电网上去（叫再生制动），以达到控制励磁电流大小，就能很方便地控制制动功率的大小。
电力机车上的全部电气设备，分别安装在它的主电路、辅助电路和控制电路之中，如图2所示。
图２ 电力机车电气回路示意图
1－受电弓；2－主断路器；3－主变压器；4－转换硅机组；5－调压开关；6－硅机组；7－主回路柜；8－平波电抗器；9－牵引电动机；10－劈相机；11－通风机；12－牵引通风机；13－油泵；14－空气压缩机；15－制动电阻柜。
将产生机车牵引力和制动力的各种电气设备连接而成的电系经叫主电路（如图2中粗实线所示），用来实现机车的功率传输。在主电路中的电气设备有受电弓、主断路器、牵引变压器、转换硅机组、调压开关、整流硅机组、平波电抗器、牵引电动机和制动电阻等。受电弓安装在车体顶部，每车两套，用来从接触网上取得电能，接触导线送来的25 kV工频单相交流电由此引入机车。主断路器是机车上的主要保护装置，当主电路发生短路、接地或其他电气设备发生故障时，它能自动切断机车电源。牵引变压器共有四个绕组：原边绕组接25kV高电压，经轮对、钢轨、回流线回到牵引变电所；三个副边绕组中，牵引装组用来向牵引电动机供电；励磁绕组用在电阻制动时给电动机提供励磁电流；辅助绕组用来给机车的辅助机组供电。转换硅机组和调压开关是保证机车平稳调压，达到机车的调速目的。牵引绕组输出的交流电通过整流硅机组整成直流电后供牵引电动机使用。由于牵引电动机本身的电感较小，不足以将整流后的电流滤平到所需要的范围，必须在电动机的电路里串接一个增大电感量的平波电抗器，以减小整流电流的脉动，改善电动机的工作条件。当机车需要进行电阻制动时，把牵引电动机从串励电动机改成他励发电机，把电枢绕组与制动电阻相连接，把电能变成热能逸散掉，达到消耗机车动能的目的。为主电路中有关设备服务的所有辅助电器连接而成的电系统叫辅助电路（如图2 中虚线所示）。辅助电器主要有劈相机、辅助电动机等。劈相机的作用是把单相交流电变成三相交流电使用。
控制电路是将控制主电路和辅助电路中各种电器设备的开关、接触器、继电器和电空阀等，同电源、照明、信号等的控制装置连接而成的电系统。
三条线路在电器方面是相互隔离的，通过电磁、电空或机械传动等方式相互联系，配合动作，用低压电控制高压电，以保证操作安全和实现机车的运行。
工作原理 【top】 接触导线上的电流，经受电弓进入机车后经过主断路器再进入主变压器，交流电从主变压器的牵引绕组经过硅机组整流后，向六台分两组并联的牵引电动机集中供应直流电，使牵引动电动机产生转矩，将电能转变为机械能，经过齿轮的传递驱动机车动轮转动。
电力机车的牵引性能主要取决于牵引电动机。直流串励电动机的外特性很接近机车理想牵引特性，而且其转速与外加电压成正比，只要改变牵引电动机的端电压，就能对机车进行调速。
主要技术参数 【top】 中国国产和引进干线电力机车的机型和主要技术参数如下表1 和表2 所列。
>表1国产干线电力机车型号及主要技术参数
注：1.6Y1 中4号车1966年改为硅整流器，型号为6Y1-004G；1967年生产的6Y1-007的功率3 6725 kW，电机型号为ZQ650-1，最高速度为100 km/h,电动机额定功率为612kW；
2.SS1-008~130于1968~1975年由田心厂造，SS1-131~826于1976~1988年由株洲厂造，传动比为88/19。
表2 引进干线电力机车型号及主要技术参数表
型号 6Y2 6G1
6GF
8K 1987引进年代 1961 1971
1972
~1988
6K 1987~198
8G
1988~1990 引进台数
制造厂
轴式
用途 功率(kW)最高速度（km/h）
整流器器形式
调整方式
电制动方式型号 牵额定功
引 率/电压电（kW/机 V）悬挂方式 25（已2 报废）法国
阿尔罗马斯通尼亚
公司
C0—C0—C0 C0 货 客、货 4 5 500 100 100 120 引燃硅整管 流桥
高压高压侧 侧有 32级级调调速 速
再生 电阻
TA06LJE149B2 08-2 750/850/750 770 抱轴电机瓦 空心轴
150
法国 欧洲阿尔50赫 斯通兹集公司
团 2
C0—（B0C0
—B0）
货 货 5 400 400 115 100
一段
两段全控 半控一段桥
半控桥
恒流准恒相控 速 调压 相控调压
电阻
（2台再生
再生）
TA04TA069 C1
49D 910/1 820
000/865
抱轴抱轴瓦
瓦
日本三菱电
机 和川崎重工
B0—B0—
B0
货 4 800
三段半控桥
恒压限流或准恒 速相控调压 电阻
MB-530-A
VR
800/925
抱轴瓦 100
苏联诺沃切尔 卡斯克
2（B0—B0）
货 6 400
硅整流桥
低压侧 有级调压
电阻
HB-515
800/1 020
抱轴瓦 单边传动比 75/17 单边73/20
单边67/17
单边67/17
单边74/17
主电路与辅助电路 篇3
【关键词】地铁车辆；牵引主电路；压敏电阻续流回路；主电路工作可靠性
引言
沈阳地铁2号线于2011年12月开通运营，地铁车辆牵引系统经过三年的正线应用考核，车辆整体运行稳定，状态良好。牵引主电路设计时设置了压敏电阻续流回路，在实际使用过程中，压敏电阻未发生过一次因过电压导致压敏电阻动作，反而因为压敏电阻失效引发了严重的次生故障。
一、沈阳地铁车辆牵引系统主电路
1、牵引主电路工作原理：
列车牵引系统主电路采用两电平电压型直—交逆变电路。经受电弓接触受流输入的DC1500V直流电由牵引逆变器变换成频率、电压均可调的三相交流电，向异步牵引电动机供电。牵引逆变器由两个逆变模块单元组成，每个逆变器模块驱动两台牵引电动机，电阻制动斩波单元与逆变模块单元集成在一起。当电网电压在1000-1800V之间变化时，主电路能正常工作，并方便地实现牵引—制动的无接点转换。动车的主电路型式结构完全相同，满足列车的牵引及制动特性的要求。
2、高压电器及能量释放单元
高速断路器用于主电路的故障保护，当主电路出现严重故障，如主电路电器部件故障、网压或直流电压过压、直流侧电流过流、主电路接地、IGBT元件故障、网络通信故障、DCU故障、110V控制电源失电等时，传动控制单元（DCU）控制高速断路器断开，以实现主电路的故障保护。同时高速断路器能对检测出的过电流进行快速响应，以实现主电路短路瞬时保护。浪涌吸收器及RD回路主要用于释放主电路中线路电抗器等的储能，保护主电路器件。实现当列车牵引时传动控制失效且大电流时高速断路器突然断开（此时逆变未封锁，而正常情况下是应先封锁逆变后跳高断）时的电抗器的能量续流和转移，有利于中间直流环节设备和器件的长期可靠工作。
3、电容器充放电单元。电容器充放电单元由接触器（KM1、KM2）及充放电电阻（R1、R3）等组成，用于主电路支撑电容器（C）的充放电。主电路高速断路器闭合后，闭合接触器KM2，电网电源通过受电弓PAN、隔离开关QS1、高速断路器HSB、充电电阻R1给支撑电容C充电，当电容电压在一定时间且上升到一定值时，KM1闭合，电容充电完成，充电时间约2s。
4、滤波单元。滤波单元由线路电抗器（L）及直流电路支撑电容器（C）组成。线路电抗器电感值为L=8.5mH；支撑电容器的电容值为C=8.6mF。
5、牵引逆变器单元。牵引逆变器单元分为逆变和斩波两部分。牵引或制动工况时，通过触发导通斩波模块，能抑制因空转或跳弓等原因引起的瞬时过电压。
6、牵引电动机。牵引电机为三相交流异步牵引电动机，其技术特征为：转子为铜排鼠笼式结构，定子为无机壳结构，绝缘等级为200级（耐电晕），电机满足牵引系统要求。
7、检测单元。检测单元由LH1、LH2、LH13、LH14、LH16、LH23、LH24、LH26、VH1、VH2等电流电压传感器组成，传感器采用霍尔电流、电压传感器，其中LH1为差动电流传感器，实现主电路接地故障保护。
二、续流回路中压敏电阻的作用
1.压敏电阻也称为浪涌吸收器，其主要作用是吸收主回路中的操作过电压。压敏电阻通常设置在线路电抗器L之前，当电制动再生时传动控制失效导致高速断路器大电流分断（此时逆变未封锁，而正常情况下是应先封锁逆变后跳高断），此时在电抗器L前端产生一个很大的浪涌尖峰电压，压敏电阻可以对此尖峰能量进行吸收。
2.本项目选用的压敏电阻型号为MYG-L-2600V/25kJ，其技术参数及伏安特性曲线分别如表1所示。
三、取消压敏电阻及续流回路原因：
取消压敏电阻及续流回路是由于压敏电阻产品本身原因引起，取消主要原因如下：
1.主电路设计时（参考了西门子老产品的电路设计并沿用至今），考虑到当时早期的传动控制可靠性风险问题，希望多一重保护，所以设置了压敏电阻。
2.当前传动控制失效的的风险极小，即便发生因控制失效引起先跳主断再封锁脉冲，也不会引起压敏电阻及续流回路的动作。
3.压敏电阻的主要失效模式为击穿短路，可能引起爆炸。在实际使用过程中，所有应用项目的压敏电阻未发生过一次因过电压导致压敏电阻动作，反而因为压敏电阻失效引发严重的次生故障（无锡地铁发生压敏电阻烧损故障，且已进行拆除设备整改）。
4.主电路中的线路滤波器可以起到隔离网侧浪涌冲击改善后侧设备使用环境的作用。
5.根据目前技术水平，可以取消压敏电阻及续流回路，从而避免因器件质量问题造成牵引系统主电路可靠性降低。
四、有冲击量输入时，取消压敏电阻牵引主电路和包含压敏电阻牵引主电路的试验验证：
为验证在外部存在冲击能量输入时，装有压敏电阻与取消压敏电阻的试验区别。参照GB/T16927.1-2011高电压试验技术 第1部分：一般定义及试验要求，按不同电压等级（最高至12kV）进行电压冲击。
1.在DC6000V以下的冲击电压试验中，取消压敏电阻后冲击能力可由避雷器及牵引逆变器的滤波电容吸收，输入电压的吸收时间基本相同，说明逆变器滤波电容对雷击电压具有较好的抑制作用；
2.在12kV雷击冲击电压时，取消压敏电阻与未取消压敏电阻的电压残压峰值差别在300V左右，说明如果只是针对外部雷击过电压的保护，避雷器足够，无须使用压敏电阻；
3.在模拟出现传动控制失效时，无论是先跳主断后封脉冲的情况还是跳主断时封锁脉冲的情况，压敏电阻及续流回路都没有起作用。
五、结论
综上所述，试验和分析认为：设置压敏电阻和续流回路并没有起到设计预期的作用，反而因为压敏电阻和续流回路故障会导致严重的次生故障，其过压吸收功能完全可由线路滤波器与避雷器替代，沈阳地铁车辆牵引系统所装配的压敏电阻及续流回路取消后，通过实际验证新的牵引主回路更加安全可靠，符合车辆系统RAMS整体要求。
参考文献
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主电路与辅助电路 篇4
对于控制系统的主电源来说,本系统采用的是直流供电,在实际应用中的电动汽车使用的也是直流供电。本系统的直流电源为300V,可以串联蓄电池获得,也可以经过交流电进行整流获得。系统主电路如图1所示。
1、功率器件的选取
由于无刷直流电机PWM调速时要求较高的开关频率,因此,对开关元件的驱动电路提出了如下要求:改善开关元件的开关特性,减少开关时间;减少驱动功率,提高驱动效率;对开关元件的过流提供快速、可靠的保护。
随着电力电子器件的发展,快速关断器件如门极可关断晶体管GTO、功率双极型晶体管GTR、金属氧化硅晶体管MOSFET和绝缘栅双极晶体管IGBT等相继开发成功。其中IGBT是集MOSEFT和GTR优点于一身。即具有少子器件GTR的通态压降低、耐压高、可承受大电流等优点。又兼有多子器件MOSFET的开关速度快、热稳定好、无二次击穿、输入阻抗高、驱动微功耗的长处。因此倍受青睐。尤其是在电机控制、中频和开关电源以及要求快速、低损耗的领域发展迅速。在大功率全桥变换中。IGBT作为功率开关元器件是非常适合的。
IGBT是一压控器件。它所需的驱动电流与驱动功率非常小,可直接与模拟或数字功能块相接,不需加任何附加接口电路而且转换功率也大大提高。IGBT的导通与关断是由栅极电压UGE来控制的。当UGE大于开启电压UGE时。IGBT导通。当栅极和发射极间施加反向或不加信号时,使得IGBT关断。
本研究选用FS400R12KF4为驱动器件,FS400R12KF4基本参数:400A/1200V/6U。图2为功率器件。
2、IGBT驱动电路工作原理
本系统采用了EXB系列中的EXB841驱动模块。图3为驱动模块的外形图。EXB841是日本富士公司提供的300A/1200V高速型IGBT专用驱动模块。其最高工作频率为40kHz:单20V电源供电,内部自己产生-5V的反偏电压:具有过流保护和软关断功能。
从图4和图5看出,EXB841主要由放大、过流保护、5V基准电压和输出等部分组成。其中放大部分由TLP550、V2、V4、V5和R1、C1、R2,、R9组成,TLP550起信号输入和隔离作用,V2是中间级,V4和V5组成推挽输出;短路过流保护部分由V1、V3、V6、VZ1和C2、R3、R4、R5、R6、C3、R7、R8、C4等组成,实现过流检测和延时保护功能。EXB841的6脚通过快速恢复二极管接至IGBT的C极,检测IGBT的集射之间的通态电压降的高低来判断IGBT的过流情况加以保护;5V电压基准部分由R10、VZ2、C5组成,为IGBT驱动提供-5V反偏压。表1为EXB841的各端子。
(1)正常开通过程
当控制电路使EXB841输入端14和15脚有10mA的电流流过时,光耦TLP550导通,A点电位迅速下降至0V,使V1、V2截止;V2截止使D点电位上升至20V,V4导通V5截止,EXB841通过V4及栅极电阻R,向IGBT提供电流使之迅速导通,IGBT的VCE下降至3V,与此同时,EXB841的V1截止使+20V电源通过R3向电容C2充电,使B点电位上升,它们由零上升到13V的时间为2.54μs,由于IGBT约1μs后已导通,VCE下降至3V左右,从而使EXB841的6脚电位特制在8V左右,因此B点和C点电位不会充至13V,而是充至8V,稳压管VZ1的稳压值为13V,IGBT正常开通时不会被击穿,V3不通,E点电位仍为20V,二极管VD6截止,不影响V4,V5的正常工作。
(2)正常关断过程
控制电路使EXB841输入端14,15脚无电流流过,光耦TLP550不通,A点电位上升使V1,V2导通;V2导通使V4截止,V5导通,IGBT栅极电荷通过V5迅速放电,使EXB841的1脚电位迅速下降至0V,使IGBT可靠关断,VCE迅速上升,使EXB841的6脚“悬空”。与此同时V1导通,C2通过V1更快放电,将B点和C点电位箱制在0V,使VZ1仍不通,后续电路不会动作,IGBT正常关断。
(3)过流保护
设IGBT正常导通,则EXB841中V1和V2截止,V4导通,V5截止,B点和C点电位稳定在8V左右,VZ1不被击穿,V3不通,E点电位保持在20V,二极管VD6截止。若此时发生短路,IGBT承受大电流而退饱和,VCE上升很多,二极管VD7截止,EXB841的6脚“悬空”,B点和C点电位由8V上升,当上升至13V时,VZ1被击穿,V3导通,C4通过R7和V3放电,E点电位逐渐下降,二极管VD6导通使D点电位也逐渐下降,从而使EXB841的3脚电位也逐步下降,慢慢关断IGBT。
3、驱动电路驱动板的设计
3.1 驱动板的电源电路
驱动模块使用的供电电压为20伏,而驱动板的供电为24伏,内部需要加设电源电路,以此来稳定驱动模块的供电电压。首先,由接口提供24伏的直流电压,经过电容滤波,再使用芯片7818将电压降至18伏,因为三个二极管D29、D30、D31和电容的作用,电压被稳定为20.1伏左右。以此为驱动板内的各驱动模块供电。图6所示。
3.2 驱动模块的驱动电路
驱动电路的设计如图7。
驱动电路的内部原理前面已经叙述过了,在这里就不再重复,需要说明的有以下几点:
①驱动板内共有驱动这样的驱动应用电路6个,分别用来驱动功率器件内的6个IGBT;
②驱动信号来自处理器芯片的PWM引脚或I/O引脚;
③本电路中IGBT栅极进行了保护设计,D11和D12两个反向连接的稳压管可以保证VGE在-5V—+15V之间;
④驱动芯片EXB841的6脚(集电极电压监测端)输出串接一个稳压管和二极管接到IGBT集电极。集电极电压监测端的主要作用是进行前面我们所讲的过电流保护的。
参考文献
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主电路与辅助电路 篇5
随着电力电子装置的广泛应用,电网中的谐波问题日益严重,APF作为抑制谐波的有效手段,受到广泛关注[1,2,3]。APF主电路参数直接影响系统的补偿性能和装置的成本,交流侧电感L与直流侧电容电压Vdc是主电路中2个较为重要的参数。
通常并联型APF通过L与电网相连,电感L起到支撑补偿电流的作用,但目前仍没有统一的方法来选取电感L,许多文献是以已知参数形式给出的,文献[4,5,6,7]是在各种假设条件下给出了三相3线制APF电感值的估算方法。
APF直流侧电容电压Vdc主要起支撑直流电压的作用,Vdc越大,系统的补偿效果越好,但成本也就越大,因此应根据实际补偿情况合理选取电容电压值[8,9,10,11]。文献[12,13,14]采用Vdc≥3Em(Em为APF与供电系统连接点的相电压峰值),该方法选取的Vdc较大,使得系统的造价较大。
本文基于三相4线制并联型APF主电路的数学模型,根据补偿电流跟踪性能的要求,计算出L值的取值范围;根据αβγ坐标下的矢量模型,借助于矢量图形分析方法,推导出Vdc选取的临界值。在选取合适主电路参数的基础上,采用了基于广义积分器的空间矢量PWM(3D-SVPWM)控制策略对系统进行补偿。仿真结果表明该参数选取方法的可行性。
2 三相4线制4桥臂APF主电路结构
三相4线制4桥臂APF主电路如图1所示,采用电压型逆变器作为主电路[15],第4桥臂用来补偿中线电流,此结构解决了三相3线APF不能抑制零序分量的问题,适用范围更广。
根据图1写出回路电压方程如下式:
式中:L为交流侧接口电感;R为进线电感等效电阻;ea,eb,ec分别为三相交流电网相电压;ia,ib,ic,in分别为APF补偿电流,uan,ubn,ucn分别为4桥臂变流器的交流输出电压。
定义Ka,Kb,Kc,Kn为开关函数,其取值为
3 主电路参数设计
3.1 主电路参数关系推导
忽略进线电感的等效电阻,对式(1)进行Clark坐标变换可得
式中:Ic为实际补偿电流矢量。
定义电流跟踪误差矢量为
ΔIc=I*c-Ic
I*c=[i*αi*βi*γ]T (3)
式中:I*c为参考补偿电流矢量。
将式(3)代入式(2)得:
其中
由式(4)可知,ΔIc的变化取决于E1和等效电压矢量V的差值,要保证实际的补偿电流Ic跟随参考电流I*c,则需要V围绕E1的变化而变化。E1由进线电感L、参考电流I*c和电网电压矢量E决定,等效电压矢量V的幅值与直流侧电容电压直接相关。可以看出,直流侧电容电压的选取与参考电流I*c(由被补偿非线性负载决定)、进线电感L和电网电压矢量E密切相关。
采用SVPWM算法等效参考电压矢量时,为了保证参考电压不失真,需要电压矢量在线性调制区。因此,要保证较好的跟踪效果,须满足
|E1|<|V| (6)
即电压矢量E1不能超出变流器基矢量V构成的6棱柱。
3.2 交流侧接口电感值的选取
输出电感L直接决定了补偿电流的跟踪精度[13,16],选取L时应兼顾补偿电流跟踪能力和抑制补偿电流纹波的要求。下面以A相为例给出具体的参数设计过程。
设A相电压为
ea=Emsin(ωt) (7)
1)满足电流快速跟踪能力时的电感设计。
假设三相电网电压对称平衡,即:
ea+eb+ec=0 (8)
将式(1),式(8)联立求得:
则有:
其中
如果APF工作的时间足够长,式(10)中交流电压ea的平均作用将为0。而K取值为1/4的概率是3/7,取值为2/4的概率是3/7,取值为3/4的概率是1/7,因此K的平均取值为3/7。由此可得
如果APF能跟踪指令电流最大变化率,则需要满足
dia/dt≥|di*a/dt|max (12)
由式(11)、式(12)有
对于不同的负载,指令电流i*a是不同的,其最大电流变化率|di*a/dt|max与指令电流的具体电流成分是紧密相关的。
2)抑制纹波电流时的电感设计。
假设控制周期为Tc,由式(10)可得:
从式(14)可以看出,补偿电流增量Δic与L成反比关系。L过大,则电流增量较小,可能存在局部补偿不到的情况;L过小,则电流增量较大,很难达到纹波要求。因此应折衷选取电感L。
设Δicamax是A相开关周期中允许的最大电流增量,即:
Δia≤Δicamax (15)
由式(10)可知
得
则APF交流侧电感取值范围为
式(18)为电感值提供了选取范围,在实际应用中,需要结合具体的补偿对象和补偿要求进行调整。
4 基于广义积分器3D-SVPWM控制策略
主电路参数选取合理性的验证应以性能较好的电流环跟踪控制策略为前提,本文采用基于广义积分器的3D-SVPWM控制策略[17,18],如图2所示。
图2中ila,ilb,ilc分别为a,b,c三相负载电流,isref,abc为abc坐标系下三相电源参考电流,is,abc为abc坐标系下三相电源实际电流,u*C为逆变器(VSI)参考电压。
如图3所示,广义积分器与常规积分器的区别在于,它能够实现对正弦参考信号的无静差跟踪。
本文谐波源为三相不控整流桥,特征谐波为6k±1次,通常滤波系统仅需补偿25次以下的谐波成分,即5,7,11,13,17,19,23,25次谐波成分。此时电流控制器如图4所示。
图4中,Kp为比例系数,Kih为广义积分器的系数,h为谐波次数,ω1为基波角频率。
5 设计实例和仿真结果
建立三相4线并联型APF仿真模型[19],对其进行仿真分析。仿真参数为:电源线电压380 V/50 Hz;谐波源为不对称负载,即三相不可控整流桥+A相电阻负载,如图5所示,整流桥为电阻负载,R1=60 Ω,整流桥交流侧电感L=0.1 mH,A相负载电阻R=60 Ω;主电路的开关频率为5 kHz;谐波电流检测采用d-q法[20],控制策略采用基于广义积分器的3D-SVPWM策略。
负载电流有效值及总畸变率(THD)如表1所示,其25次以下谐波含量如表2所示。根据表2构建谐波源设计主电路参数。
假设Δicmax=40 A,由表2的谐波源通过数字仿真计算出|di*a/dt|max,根据式(18)得L的范围为:3.4 mH≤L≤10.7 mH。
令交流侧电感L=4.5 mH,可得αβγ坐标系下电压矢量E1和逆变器输出电压矢量V的轨迹,如图6所示。
取相应参数,补偿后电源电流及频谱见图7。
由绘制的E1与V的矢量轨迹发现,只有当Vdc≥580 V时才能够满足式(6)。图6a中Vdc=750 V,E1的轨迹全部在逆变器开关矢量的6棱柱轨迹之内,补偿后的电流波形如图7a所示,电流THD从补偿前19.36%降到3.97%;而图6b中,Vdc=550 V,E1的轨迹不全在6棱柱之内,补偿后电流波形如图7b所示,THD=8.26%,效果较差。由此可验证Vdc参数选取方法的合理性。令Vdc=750 V一定时,选取合适电感。图8显示不同L时,在αβγ平面内电压矢量E1和逆变器输出电压矢量V的仿真结果。
两种情况下,补偿后的电网电流波形及频谱图如图9所示。
在Vdc电压值一定的前提下,可以看出,图8a中E1的轨迹全部在逆变器开关矢量的6棱柱轨迹之内,图9a为补偿后电流波形,电流THD从补偿前19.36%降到3.97%,说明此时选用的L值使得APF具有良好的电流跟踪性能,补偿效果较好;而图8b中E1的轨迹不全在6棱柱之内,图9b为补偿后电流波形,THD=8.91%,效果较差。由此可验证电感参数选取方法的合理性。
结合以上仿真结果可知,根据式(6)、式(13)、式(18)和矢量图分析方法,可快速、合理地确定能够满足补偿性能的电感L、电容电压Vdc的取值范围。表3、表4分别给出了在取值范围内不同参数对应的补偿效果。
从表3、表4中可以看出,在L=4.5 mH,Vdc=750 V时,电网电流畸变率为3.97%,补偿效果最好。此时Vdc<3Em(电源相电压峰值
6 结论
本文基于三相4线制4桥臂APF的数学模型,对主电路参数的关系进行了推导,得出主电路各个参数之间是相互联系、相互制约的,不能独立选取。通过Matlab仿真,借助于矢量图分析方法重点研究了交流侧电感L和直流侧电容电压Vdc的选取方法。仿真结果表明了该参数选择方法的有效性与合理性,不仅能够使APF获得良好补偿性能,而且所选参数值比传统方法的选取值小,降低了系统成本。
摘要：交流侧电感L和直流侧电容电压Vdc是有源电力滤波器(APF)的2个重要参数,直接影响其补偿性能。基于4桥臂APF数学模型,研究了这2个重要参数的选取方法。根据补偿电流跟踪性能与抑制纹波的要求,详细讨论了L的选取方法;借助于矢量图形分析的方法,推导了Vdc选取的临界值。在Matlab中建立了系统仿真模型,采用该选取方法得到仿真参数L与Vdc,结合基于广义积分器的三维空间矢量PWM(3D-SVPWM)控制策略对系统进行仿真分析,仿真结果验证了该参数选取方法的合理性与可行性。
主电路与辅助电路 篇6
随着电网中非线性负荷的增加,电网污染日趋严重,而自动控制等系统中的敏感器件对电能质量的要求却非常高。(Unified Power Quality Conditioner,UPQC)集电压型补偿装置、电流型补偿装置和储能装置于一体,统一实现多重电能质量调节功能而备受关注。统一电能质量调节器由DVR和APF组成。DVR通常采用最小能量补偿法,是从串联变流器储能的观点来看,通过引入无功功率来实现补偿,采用与网侧电压有一个合适的相位超前的电压注入可以减少有功交换。它通过使补偿器提供的有功功率最小化来实现电网提供的有功功率最大化,使电网的功率因数增加,补偿器的功率因数减少[1]。文献对此讨论较多,但他们主要针对DVR单独使用时进行的分析[2,3,4]。显然对于由DVR和APF共同组成的UPQC并不完全适用。
本文在分析了统一电能质量调节器(UPQC)的工作原理基础上,通过对注入电压角的优化分析,使主电路总容量最小,从而减少损耗,提高了效率;利用瞬时无功理论及低通滤波器提取电源基波相电压初始相位及相位跳变角,确定目标电压函数,并依据UPQC总容量最小的原则确定补偿最优角,并最终计算出串联侧的补偿量。
1 UPQC的工作原理
UPQC通过一对串/并联变流器按照一定的联结方式组合而成。其结构形式有多种,较常用的如图1所示,为左串-右并结构。
串联变流器用于补偿和调节负载端电压,抑制电源电压骤升、骤降等扰动;并联变流器则用于抑制负载电流谐波、补偿无功电流,同时维持两个变流器之间的直流电压恒定。对于图1所表示的UPQC主电路拓扑,其串联侧可以等效为一个可控的电压源,而并联侧部分可等效为一个受控电流源。补偿原理为当电源电压发生畸变、跌落、不平衡时,UPQC检测实际电源电压与参考电压之间的差值,通过串联变压器注入一个相应的电压,以保持负载端电压为标准的正弦电压;同样针对负载端,UPQC检测出负载电流中含有的谐波、无功成分,通过并联变流器注入与其相反的电流,从而保证源端电流为标准正弦波,抑制非负载产生的畸变电流对电网的污染,实现改善系统电能质量的目的[5]。其单相等效电路如图2所示。
1.1 最优注入角的确定
如图1所示,为了便于分析,现假定串联变压器为理想变压器;忽略UPQC的损耗;电源侧功率因数为1。UL1、US1和UL2、US2分别表示电压跌落前后负载与电源电压;IL1、IS2和IL2、IS2分别表示电压跌落前后负载与电源电流;IP表示并联变流器输出电流;ϕ为负载等效功率因数角[6]。则其基波相量图如图3所示,显然有:
其中:d为电源电压波动率。
根据图3可推得串联变流器补偿电压为:
并联侧无功基波电流为:
串联侧容量为:
同频率正弦电压与电流之间的能量关系为
若考虑在电流非正弦情况下,不同频率的正弦电压与电流之间的能量关系,则可得并联侧容量
式中:SP为并联侧电路容量;PP为并联侧有功功率;QP为并联侧基波无功功率;D为谐波电流产生的无功功率。公共电网中一般电压畸变很小,在此作为纯正弦处理,设电源电压的有效值为U,而负载电流畸变则可能很大,则有:
由此可得UPQC主电路总容量为
可见总容量为d,ϕ,β的函数,可表示为S=f(d,ϕ,β)。cosϕ为负载基波功率因数,当负载一定时其为常数,当电压波动率为d时,只要选择合适的角β就可以是主电路总容量最小。上述方程直接求解比较困难,我们采用计算机辅助求解得出β角,根据不同的cosϕ和d建立一个二维表,在程序运行时进行查表,这样的处理还可以提高程序的运行速度。对于本样机系统,最大电压跌落为额定电压的70%,功率因数的角度范围从0到60°变化。按每0.5%的跌落和1o位移功率因数的角度构成一个60×60二维查询表来确定总容量最小时的最优角β。
1.2 控制策略
基于上述分析,针对带相位跳变的电源电压波动情况,采用瞬时无功理论求得电源电压初始相位与跳变角,并依据UPQC总容量最小的原则确定补偿最优角,确定目标电压函数,并最终计算出串联侧的补偿量。其原理如图4所示。
1.2.1 电压有效值和初始相位角计算
由瞬时无功功率理论可知,在abc坐标系中的三相电压可以通过同步坐标变换变换到dq0坐标系中,即:
经过同步坐标变换后,三相电网电压负序和谐波分量仍为交流分量,通过两个低通滤波器(LPF)可将基波正序分量分别提取出来[7]。udf和uqf在dq0空间的对应量为一直流分量,且数值与abc系统中的电源电压的峰值Ums、基波电压初相角θlp以及电源电压相位跳变角γ之间存在着如下关系:
1.2.2 目标电压函数求取
目标电压函数即负荷侧电压经过UPQC串联侧补偿后要达到的电压量。它是一个三角函数,幅值为标准相电压幅值,本文中设为相角是由电源电压波动前基波电压初相角θlp、波动引起的电源电压相位跳变角γ以及总容量最小补偿策略β角共同确定的。伴随相位跳变的电源电压波动时,各电压电流相量之间关系如图3所示。
则三相目标电压函数为
采用总容量最小补偿策略,只需把波动后负荷端电压相量幅值补偿回波动前水平,其相位可以改变。由图可见,经过前面分析,根据补偿单元提供能量最小的原则,将不同情况下的α值代入式(13),最终可求得UPQC串联侧需提供的补偿电压:
式中:N1、N2为串联侧变压器原边副边匝数。
2 仿真分析
搭建UPQC连接电网的Matlab仿真模型。仿真参数:三相电源相电压220 V,在0.04 s时电源电压发生带有相位跳变的电压跌落,跳变角为30°,幅值跌落到140 V。仿真结果如图5所示。
经Simulink仿真验证,考虑相位跳变的总容量最小法在电压跌落和存在相角跳变的情况下,能准确检测计算出UPQC串联侧电压补偿信号并补偿到负载端,保持负载电压的稳定。
3 结果分析及实验验证
选择系统具体参数为:工频50 Hz;相电压有效值UL=220 V;负载功率为5.4 k W;负载相电流基波有效值为IL=10.5 A,cosϕ=0.8;直流侧电压为900 V。开关管的工作频率为12.8 k Hz,电源电压波动率10%,即骤降到198 V。
为验证容量计算的正确性,依据原理及计算结果构造实验样机,进行实验验证。
UPQC补偿前三相负载电压及电源电流波形如图6所示。其中图6(a)为电源电压跌落前,三相负载电压波形,横坐标单位为10 ms/格,纵坐标单位为500 V/格。
图6(b)为含有谐波及无功成分的三相电源电流,横坐标单位为10 ms/格,纵坐标单位为20 A/格。
UPQC补偿后三相负载电压及电源电流波形如图7所示。其中图7(a)为电源电压补偿后,三相负载电压波形,横坐标单位为10 ms/格,纵坐标单位为500 V/格。图7(b)为补偿后三相电源电流,横坐标单位为10 ms/格,纵坐标单位为20 A/格。
从实验波形及测量结果可看出,通过UPQC的补偿,负载电压并没有由于电源电压的跌落受到影响,依旧保持跌落前幅值。电源电流的THD值也从25.1%,24.8%,26.2%下降到4.2%,4.8%,5.2%。实验结果证明,串、并联侧功率流动分析以及基于最小能量补偿算法确定的主电路容量选取原则是正确可行的。
4 结论
由于统一电能质量控制器(UPQC)集电压型补偿装置、电流型补偿装置和储能装置于一体,能实现多重电能质量的调节功能。因此其控制需要考虑DVR和APF的协调工作。本文首先从UPQC的工作原理出发,以最常用左串-右并结构为例,建立了其基波稳态等效电路;基于瞬时无功理论及低通滤波器提取电源基波相电压初始相位及相位跳变角,根据总容量最小的原则,推导了电压的优化注入角。从而求取在电源电压波动情况下的补偿目标函数。并在Simulink仿真平台上进行了仿真,在基于全控桥非线性负载由DSP2812控制样机系统上进行了验证。总容量最小的注入角,使损耗减小,提高了整体的效率;基于瞬时无功理论考虑相位跳变的补偿方法在电压跌落和存在相角跳变的情况下,能准确检测计算出UPQC串联侧电压补偿信号;提高系统的可靠性和经济性。
参考文献
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主电路与辅助电路 篇7
在发生故障时, 首先必须准确地掌握故障时仪表及信号的显示情况, 机车内部电器的动作情况及是否有响声、气味等, 同时还要注意发生故障时的操作, 注意当时各按键和手柄的位置以及操作动作与发生故障是的时间间隔等。准确地判断和处理故障的基础。如果故障现象掌握不全面就给判断、处理故障带来的困难。
在正确掌握故障现象的基础上, 要对发生的故障进行分析, 判断形成该故障的各种可能, 如果有多种故障判断均能引起此种故障现象, 则尽量在司机室内用一些其他方法来缩小可能发生故障的范围。
对多种故障判断可能引起的故障, 在检查故障时应分段检查或逐个检查, 但应本着先易后难的原则去检查故障, 也就是说, 对于经常用易发生不良现象的部分和用于检查的部分首先进行处理。
在故障处理中, 要求工作人员沉着, 冷静, 要有根据的进行分析判断, 切忌凭猜行事。
对于不同状态下的机车, 分析故障的方法也不尽相同。对于运用机车, 像个塞门、闸刀等位置均处于正常位, 行车中不可能发生变化, 一般故障为电路中某部分接触不良或某部件受损发生问题而成。对于刚检修过的机车, 由于部件的互换、拆装等可能有漏接、错接等现象, 因而要考虑检修部分存在的问题。此外, 在发生故障时, 一般均考虑为一处不良而造成, 即考虑为单一故障, 两处以上同时故障的情况比较少见, 一般不考虑, 或在单一故障排除后再去考虑。
1 主断路器控制分析
1.1 主断路器的合闸控制
主断路器合闸控制与受电弓控制为同一条供电支路。当按下“主短合”按键开关401SK后, 导线531经401SK、586QS、568KA、539KT、567KA使导线541有电。若此时主短路器的风缸风压足够大 (大于450kPa) , 也就是4KF动作, 则主断路器的合闸线圈4QFN得电动作, 主断路器的动作机构在压缩空气推力的作用下, 合上主、辅触头, 从而完成主断路器的合闸操作 (见图1) 。
其中586QS是主断路器的隔离开关。568KA是零位中间继电器, 当全车所有司机控制器处于零位时, 568KA得电动作, 其常开点才闭合。539KT是主断路器控制延时继电器, 它受恢复中间继电器562KA常闭点的控制。合闸操作前, 导线531经562的常闭点, 使539KT得电作, 其常开点闭合;当合闸操作时, 562KA得电动作, 使常闭点打开, 539KT失电, 延时1s后, 其常开点打开, 切除合闸线圈4QFN及主接地继电器97、98KER恢复线圈长时间通电烧毁。567KA是劈相机中间继电器, 操作启动劈相机前567KT处于失电状态, 其常闭点闭合, 沟通主断路器的合闸回路, 以避免过无电区后, 由于不关闭“劈相机”按键, 是劈相机处于单相闭合而堵转。
所以, 要使主断路器能顺利闭合, 必须具备如下条件: (1) 全车所有司空器处于零位, 即568KA得电动作; (2) 主断路器本身处于正常开端状态; (3) 劈相机按键处于断开位, 即567KA处于失电状态; (4) 主断路器风缸风压大于450kPa。
1.2 主断路器的分闸控制
1.2.1 人工分断:
主断路器的分闸控制单独由603QA自动开关提供电源, 当按下“主断路器分”按键开关400SK时, 导线556经400SK、4QF常开接点 (此时已闭合) , 使导线542有电, 主断路器分闸线圈4QFF得电动作, 促使主断路器分断。
1.2.2 故障自动分断:
主断路器除具有人工分断功能外, 还具有当机车某些部件或系统发生故障后, 自动使主断路器分断功能。具体的控制过程将在保护一节做详细说明。
2 主断路器的故障分析判断及处理方案
2.1 主断路器不闭合
(1) LCU故障, 转另一组。 (2) 确认司控器手柄回“0”, “零位”灯亮;劈相机扳钮关闭, 567KA释放;145塞门开放, 储风缸压力500Kpa以上。 (3) 对于空气主断, 重新合主断仍不闭合则确认受电弓降下, 钥匙断开后, 人为闭合。 (4) 过分相时, 司控器手柄回“0”, 关闭各辅机扳钮, 降弓过分相。
2.2 主短路器断不开
(1) 如两节车都断不开, 则检查操纵节机车主断路器自动开关603Q及“主断”扳钮是否正常。 (2) 降弓过分相, 注意加强仪表观察及走廊巡视, 发现异常立即降弓。
2.3 无显示跳闸
(1) 除零压, 将236QS置故障位。 (2) 转电子柜A/B组。 (3) 断开603QA不在跳闸时, 降弓过跨。 (4) 将保护切除。 (5) 主断本身故障时, 关145塞门、开168塞门。人为合主断, 关各辅机扳钮, 降弓过跨。注意事项:a.人为合主断前必须确认567KA未吸合, 过分相时先关各辅机扳钮, 再降弓过跨。b.人为合主断后, 由于各保护动作时主断不跳闸, 司机应密切注意故障显示屏及各仪表的显示, 副司机加强机械间巡视。c.自起PX机时司机注意看故障显示屏PX机灯显示, 副司机确认PX机起动正常。
2.4 过流灯亮, 跳主断
(1) 过流灯亮伴随牵引电机灯亮时, 倒B组或切除相应架的牵引电机, 拔相应主整流柜的75#或76#插头。 (2) 零或电压上升至500V跳闸, 原边过流灯亮拔75#或76#插头。 (3) 跳原边过流灯亮, 确认无异状, 二次合闸还跳, 切车节维持运行。
2.5“压力过高”灯亮, “主断”跳
(1) 如101KC动作, 确认无烧损现象和焦糊气味, 重新合闸一次, 仍跳, 检查101KC无异状, 切除该节车。 (2) 如一合闸即跳, 显示“原边过流”, 101KC未运作, 则切除该节车。如牵引力不足, 则切除故障整流柜, 保持3/4的牵引力。 (3) 如手轮离“0”即跳, 显示“原边过流”, 则拔下整流柜75、77或76、78插头, 注意包好插头, 避免短路。
参考文献
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主电路与辅助电路 篇8
近几年,感应耦合电能传输技术 ( InductivelyCoupled Power Transfer,ICPT) 被广泛应用于小功率领域,如移植器官、便携手机、办公桌面用电等[1,2,3]。目前,中大功率的家用电器也在涉足该技术领域,中国海尔集团自主研发生产的无尾厨电就是典型的代表。随着科研人员对ICPT技术探索的不断深入,系统稳定性控制及原副边补偿拓扑等方面的研究有了长足的进展[4,5,6]。目前,无线电能传输系统主电路逆变拓扑多采用全桥逆变方式[7,8],少部分采用半桥逆变方式[9]。由于以上两种电路拓扑成本较高、体积较大、控制复杂,基本没有能够投入到市场应用当中。
本文提出了一种用单个开关管逆变就能实现感应耦合电能传输的系统。通过对主电路参数的合理优化设计和PWM + PFM组合的控制方法,既可使开关管实现零电压开通和零电压关断,又使系统在开关管开通和关断期间均可传输能量,从而降低了开关损耗,增加了可靠性,并且完成了较高的功率输出,保证了电能的高效利用。
2 电路模型和动态分析
图1为用单个开关管实现无线电能传输的系统主电路。
通过控制主电路开关管Q的开通和关断可使电路发生谐振,原副边线圈之间产生互感,从而将能量从原边传输到副边。电路主要波形如图2所示。
由图2可知,无论开关管处于开通还是关断状态,都有能量从原边传递到副边。下面是一个开关周期中各阶段的动态过程分析。
[t0~ t1]: 开关管Q导通,电感Lp电流正向增大,t1时刻达到最大。
[t1~ t2]: 开关管Q关断,Lp和Cp相互交换能量而发生谐振,t2时刻开关管Q电压和原边补偿电容Cp电压均达到最大。
[t2~ t3]: t2时刻电感Lp电流开始反向增大,直到谐振电容Cp电压降为零时达到最大。
[t3~ t4]: t3时刻开关管闭合,由于二极管导通,开关管电压被钳位于零,没有电流通过,直到t4时刻电感Lp电流降为零,二极管自然阻断,开关管开通。
由图2可知,t2a时刻,开关管Q两端电压降为零,此后开通该开关管可以实现零电压开通。t3时刻,开关管虽然开通,但是并没有电流通过,在经过了t3~ t4的时间后,二极管自然阻断,主开关才真正开通,则实际占空比D'小于开关驱动脉冲的占空比D,造成占空比的丢失。这是该变换器必然存在的现象,只要电路参数选配合适,不会有不利影响。
3 系统主要参数的优化设计
本文以一个额定输入电压为220VAC、额定输出功率为1k W、开关频率为21k Hz、额定负载为50Ω的家用电气设备的ICPT系统为例,分析并优化主电路中相关参数。
为了方便研究可将图1主电路的副边等效到原边,其等效电路如图3所示。
图中:
图3原边等效电路
Fig. 3 Equivalent circuit of primary side
式中,rp为原边线圈内阻; Zr为副边等效到原边的阻抗[9]; M为原副边线圈之间的互感; Zs为副边总阻抗。
图4为副边电路的等效模型,图4( a) 中Uocs为原边对副边的互感电压; rs为副边线圈内阻; Ls为副边线圈的电感; Cs为副边的补偿电容; Ro为负载电阻。可将图4( a) 等效为图4( b) ,则Zs为副边总阻抗。
由图4可得:
Ro
式中,Ip为原边输入电流。
该系统的电压增益函数为:
由图4( a) 可得:
1
将式( 1) 、式( 3) 、式( 4) 、式( 6) 代入式( 5) 化简可得:
式中,Δ = rprs+ ω2M2- ω2LpLs+ j( ωLsrp+ ωLprs)
本设计原副边均采用电感和电容并联的补偿方式,为了达到最大功率输出,需对原副边谐振频率加以调整,使之能工作在系统开关频率附近。
对于副边而言,式( 4) 为其总阻抗Zs的表达式,可将它化简为:
( 8)
令式( 8) 虚部为零,可得其谐振角频率ω0如式( 9) 所示,当ω0等于系统工作频率ω时,输出电压和电流同相位,功率因数为1,此时电路可实现最大电压增益传输。在已知输出阻抗Ro和副边电感Ls的前提下,可由式( 9) 求得副边补偿电容Cs。
图5给出当副边谐振频率为21k Hz时,系统输出电压增益随开关频率的变化曲线,可知当开关频率在21k Hz附近时,电压增益达到最大,满足设计需求。
由图3原边等效电路可知,从一次侧看入,包含Cp的等效阻抗Zp为:
将式( 1) 和式( 2) 代入式( 10) 可得:
( 11)
( 12)
令Zp虚部为零,即式( 12) 等于零,可得原边回路谐振角频率:
原理上讲,当原边回路谐振角频率ω1等于副边回路谐振角频率ω0时,原边回路输入电压和输入电流同相位,此时可以实现最大功率传输。
本文在已知开关频率f = 21k Hz( 开关角频率ω= 2πf ) 、Ro= 50Ω、Lp= 225μH、rp= 0. 09Ω、Ls=55μH、rs= 0. 06Ω、M = 32μH的前提下,令ω0= ω1=ω,由式( 2 ) 、式 ( 4 ) 、式 ( 9 ) 、式 ( 13 ) 可解得: Cp=198n F。
图6给出不同Cp时开关管两端的电压曲线。显见,当Cp= 198n F时,开关管实现不了零电压开通,有较大的开关损耗。并且随着Cp的减小,开关管耐压逐渐增大。若想使电路既实现ZVS,又不使开关管耐压过高,而且留有一定的死区时间,可令Cp= 150n F。此时将Cp值代入式( 13) 可得ω1> ω。所以该电路的设计要求原边回路谐振频率大于系统开关频率。
按照要求,该类型的ICPT系统原副边线圈之间的水平距离要保持在3. 6cm左右,这就导致线圈之间的漏感比较大,较紧耦合变压器耦合系数比较低。由式( 7) 分析可知,互感M存在一个最优值Mb使电压增益达到最大。通过测量一次侧、二次侧电感值,互感M和耦合系数k可以由式( 14) 和式( 15) 计算得到:
式中,lsk为原副边顺接串联电感值; lrk为原副边反接串联电感值。
图7给出不同耦合系数k时的电压增益Mv的曲线,其中Ro= 50Ω,Lp= 225μH,rp= 0. 09Ω,Ls=55μH,rs= 0. 06Ω。可知k越大,增益曲线越陡峭,而且最大增益处偏移谐振频率点,对频率的变化愈敏感,愈难保持输出电压的稳定; 当k减小时,谐振点附近的电压增益曲线变化缓慢,但电压增益值降低,相同的输出电压所需的输入电压和原边电流增大,线路的损耗增大。所以该设计中k可折中选取在0. 3附近。
4 仿真和实验验证
基于上文的分析,本设计采用表1所列电路参数进行仿真和实验。
形,可知该电路可以实现零电压开通和零电压关断,满足设计要求。
图9为电压增益的理论计算值和实验值随开关频率变化的曲线图,理论值和实验值的差异主要由整流桥的线性等效和一些损耗的忽略引起。由图9可知,当开关频率f = 21k Hz时,可得系统输出的最大功率为1k W,这时通过功率表读数输入功率为1. 12k W,可知输出1k W时的系统效率为0. 89。
5 结论
本文提出一种利用单个开关管就能实现无线电能传输的系统。仿真和实验表明,只要对主电路相关参数进行合适的优化设计并使用精准的PWM +PFM组合控制方法,完全可以使开关管既实现零电压开通和零电压关断,同时又可以使系统在开关管开通和关断期间均可传递能量。该设计方法为进一步对单管无线电能传输进行研究打下基础,也可为其他形式的无线电能传输系统进行参数优化设计时提供参考。
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主电路与辅助电路 篇9
1 单脉冲、宽脉冲和双脉冲三种移相触发脉冲的比较
图1的波形图中, 三相电源电压依正弦规律变化, 一个周期的变化电角度为360°, 三相电源电压的频率与最大值相同, 但相位互差120°。三相电压依次达到最大值的次序, 称为相序, 顺相序为A→B→C, 逆相序时为A→C→B。一个周期内出现6个自然电压过零点 (图中a~f点) , 一个周期内产6个相对于过零点的移相触冲, 相邻脉冲的相位差为60°。同一相的正、负半波的触发脉冲间隔180°。
“截取”A相正半波时段, 比较一下三相交流调压电路中使用单 (窄) 脉冲、宽脉冲和双脉冲进行触发所得到的结果。此处的单脉冲, 指宽度小于60°的窄脉冲信号。宽脉冲指宽度大于60°小于120°或大于60°小于150°的宽脉冲, 负载电路的性质不同, 对触发脉冲的宽度要求有所不同。双脉冲, 指脉冲宽度小于60°的两个窄脉冲。
1.1 单脉冲触发方式
当负载电路中性点与N线连接时, 每相正负半波均与N线构成通路。但当负载电路中性点与N线断开时, A、B、C相电流与N之间的电流通路被截断, 每相必须与另两相构成电流回路。此时, 当A相电源端极性为正、C相电源端为负, 晶闸管VT1、VT2应该同时接受触发信号而开通, 形成由A→RL1→RL3→VT2→C相的电流通路。单脉冲触发, 是无法满足这个要求的。假定A相正半波触发信号是在t1时刻给出, 相对应C相负半波触发信号在t2时刻给出。当A相处于正半波期间, UA触发脉冲出现时, C相也处于电压极性为正 (其电压幅度甚至高于A相电压) 的状态, 二者不具备形成电流通路的条件, 晶闸管VT1得到触发信号, 但因不具备开通条件而处于关断状态。当C相电压处于负半波期间时, VT2在t2时刻得到触发信号, 但此时VT1的触发脉冲信号已经消失, VT1处于关断状态, VT2也不具备开通条件。说明单窄脉冲触发信号, 对三相调压电路, 是失效的。
可见, 三相晶闸管交流调压电路, 并非3路单相移相触发器的简单组合, 应使触发脉冲满足一定的宽度或按一定规律重新分配触发脉冲, 即分配补脉冲。
1.2 宽脉冲触发方式
宽脉冲方式:如果在t1时刻, 晶闸管VT1得到较宽的触发脉冲UA, 并一直维持至t2时刻UC-触发脉冲的出现以后, UA与UC-两个脉冲产生t2~t2时段内的重叠区, 意味着主电路晶闸管VT1、VT2被同时触发开通, 形成了A相正半波期间流经负载电路RL1的电流通路。有资料介绍, 这种触发的可靠性最高。对于电阻性负载电路, 要求UA (UC-) 的脉冲宽度须大于60°小于120°, 对于电感性负载电路, 因晶闸管在电压过零后, 有延时关断过程, 需要触发脉冲的宽度为大于60°小于150°, 即脉冲出现时刻足以维持到所对应相半波期间触发脉冲的出现, 以保障最低对应相两只晶闸管的同时开通, 以形成负载电流通路。
1.3 双脉冲方式
因宽脉冲直流分量大, 易使脉冲变压器直流磁化, 造成驱动电路功耗过大、晶闸管的栅阴结发热, 往往对宽脉冲进行高频调制处理后, 变为高频开关波形, 再作为触发脉冲送出。而双脉冲触发方式, 是应用最普遍的一种方式。
如图4所示, 在电源A相进入正半波时段后的t1时刻, A相正半波触发电路在输出一个A相正半波的触发脉冲“移A”的同时 (触发VT1) , 也向B相的负半波触发电路发出一个“补A”脉冲, 这个补脉冲由B相负半波触发电路输出 (触发VT6) , VT1、VT6两管的同时开通, 对角接负载电路来说, 形成A→VT1→RL1→VT6→B的负载电流通路, RL1负载两端的电压为UAB, 这是形成A相正半波电流通路的第一个时段, 持续时间较短。
2 TCF792工作原理及典型电路分析
TCF792是单相、三相通用数字相位控制触发电路。它采用单相同步信号输入, 数字分频移相120°, 以适应单、三相触发电路。脉冲宽度采用电压控制, 无须移相电容, 因而又可方便构成幅度可变的逆变电源 (PWM) 触发电路。另外, 它还增加了同步信号补偿功能, 其补偿范围为0°~60°。
该芯片供电电压为5 V, 它的输入输出端口兼容TTL电平, 这使它与其他数字电路接口简单方便。同步信号采用方波由7脚输入, 其下降沿应为A相相电压由负变正过零同步点。该周期信号经180倍倍频后, 形成2°周期宽度的脉冲信号, 该信号进入数字运算控制单元后用于形成2°、4°、60°、120°、180°等控制信号。调制波脉冲、相位分配等信号由此产生。移相角控制电压, 脉冲宽度控制电压, 滞后相位补偿电压分别由多路开关切換后进入10位A/D转換电路, 其分辨率达0.05%, 可以滿足工业控制需要。三相调压主电路图如下图5所示:
3 PTC7876工作原理及典型电路分析
PTC7876移相触发模块采用以硬件可编程数字逻辑电路为核心、软件为辅助的电路结构, 充分发挥了数字硬件电路的高精度、高抗干扰特性, 再集合控制软件的强大功能, 克服了现有技术中的诸多缺点。
PTC7876模块由波形整形电路, A/D转换电路, 同步时序电路, 波形合成电路, 相序识别电路, 异常保护电路等组成。A/D转换电路把外部送入的移相控制电压转换成数字信号送波形合成电路, 波形合成电路根据A/D转换的数字值和同步时序电路产生的时序信号, 在控制软件的作用下调用波形数据库内的指定数据, 再将波形数据转换成触发脉冲, 其中移相角的大小和触发脉冲的波形由软件控制、三相平衡度和交流对称度等重要参数由硬件时序电路控制, 这种软、硬组合可以充分发挥各自的优点, 进一步提高电路的可靠性。以PTC7876为主元器件的三相调压电路图如下图6所示:
移相控制电压0~5 V从PTC7876的第8脚送到A/D转换电路, 控制电压与移相角的大小相对应, 当控制电压低于某一值时关闭触发脉冲, 这个只值由软件任意设定, 当控制电压大于某一阀值时输出触发脉冲, 起步移相角为180°或其他设定值, 这个阀值电压和起步移相角均由软件任意设定, 随着控制电压继续升高, 移相角逐步减小, 由于是数字移相, 移相范围非常大达到-10°~190°, 超过了模拟电路0°~180°的理论极限, 小于0°的移相触发可以实现可控硅的“软开通”, 实际使用的设备经常需要可控硅100%电压输出, 这种“软开通”触发模式就显得非常有意义, 此种控制方式可以降低可控硅的自身功耗, 减小可控硅发热温度。
4 结论
通过对三相移相调压理论学习和实际电路的调试过程中, 掌握了晶闸管三相电源调压的一些经验, 在理论付诸于实践过程中不仅要考虑主芯片对结果的影响, 还要考虑包括电路走线的设计、外围器件的选取、电路的搭接以及电路板接线端子的耐压性。
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