交直流反馈

2024-10-23

交直流反馈（精选4篇）

交直流反馈篇1

0 引言

近年来,在能源需求和环境保护的双重压力下,将分布式电源、储能装置、可控负载结合在一起的微电网获得了越来越多的重视和应用[1,2,3]。相对于交流微电网,直流微电网具有效率高、控制简单、可靠性高及电能品质好等优点,正逐步受到日益广泛关注[4,5,6,7]。然而,直流微电网中含有大量的电力电子装置,其特性相对于微电网表现为恒功率负载,可能引起直流微电网母线电压的不稳定[8,9,10,11]。

文献[12,13]对直流电网的稳定性问题进行了分析并提出了相应的稳定性准则,这些稳定性准则提出了直流电网稳定的充分条件和稳定裕度,但没有提出改善直流电网稳定范围的措施。文献[14,15]提出了修改系统电路结构或参数,增大系统的阻尼,从而提高直流微电网稳定性的方法,但这些方法会增加系统的体积和功耗。文献[16]通过增加有源阻尼信号改变大电网接口变换器的等效阻抗,进而提高直流微电网稳定性,然而该方法仅适用于微电网并网运行的工况。文献[11]提出在负荷点变换器中引入虚拟电容进而提高系统稳定性的方法,但该方法仅适用于单电源单负载的情况。文献[17]提出了通过改进的PID控制提高直流微电网电压稳定性的方法,但该方法仅适用于使用Buck变换维持直流母线电压的情况,并且控制器参数较多,在实际应用中难以确定合适的参数。本文通过引入线性状态反馈支路,抵消了恒功率负载对微电网稳定性的不良影响,提高了直流微电网的稳定性。该方法不仅适用于Buck变换器维持直流微电网母线电压的情况,而且适用于Boost变换器维持直流微电网母线电压的情况。

1 系统模型及其稳定性分析

典型的直流微电网结构如图1所示,其中包含大量的电力电子变换器。源侧AC/DC或DC/DC变换器连接于直流微电网,维持微电网母线电压。当负荷点变换器工作于恒压模式且控制性能良好时,负荷点变换器及其负载相对于直流微电网为恒功率负载[18]。而在通常气候条件下,为充分利用可再生能源,光伏和风电等分布式电源一般工作于最大功率点跟踪(MPPT)模式,此时的光伏和风电及其变换器可以看作是恒功率电源[19]。储能单元在其变换器的作用下,进行恒功率或恒流充放电,这时它们可以看作是恒功率源或恒流源。

为分析简便,以最常用的分布式电源经过Buck和Boost变换器接入直流母线维持微电网母线电压为例,来研究系统的稳定性。

1.1 Buck变换器维持微电网母线电压的情形

分布式电源经过Buck变换器接入直流母线维持微电网母线电压时,直流微电网的简化模型如图2所示。其中,E为Buck变换器的输入电压;L为Buck变换器的滤波电感;C为所有变换器电容并联后的等效电容;R为直接连接于直流母线的等效负载电阻;PCPL为等效的恒功率负载,其数值为恒功率负载的输入功率之和减去恒功率源的输出功率之和;ISE为恒流充放电控制的储能单元等效的恒流源。

根据电路结构,运用状态平均法列写电路方程,可得:

其中,d为Buck变换器的占空比,在开环控制中d为常数。对式(1)在其平衡点处进行小信号线性化,为使得系统的特征值实部小于零,可推导得出系统稳定的条件为[20]:

其中,UC为电容电压在平衡点处的稳态值。

1.2 Boost变换器维持微电网母线电压的情形

分布式电源经过Boost变换器接入直流母线维持微电网母线电压时,直流微电网的简化模型如图3所示。

由图3列写电路方程,可得:

对式(3)在其平衡点处进行小信号线性化,可得系统稳定的条件为[20]:

由式(2)和式(4)可知,要使得直流微电网稳定,系统中的恒功率负载功率必须小于直接连接于直流母线的负载功率,即阻性负载的功率。而一个典型的直流微电网约含有80%~85%的恒功率负荷、15%~20%的阻性负荷[16],因此系统难以稳定,需要采取措施,提高系统的稳定性。

2 基于线性状态反馈的直流微电网稳定方法

下面以Buck变换器为例,说明基于线性状态反馈的直流微电网稳定方法。根据式(1)可画出系统模型方框图如图4所示。图中VC在开环控制中为调制指令信号,在闭环控制中为闭环PI控制器的输出信号。VTr为三角载波信号的幅值,以下为分析方便,设VTr=1,即d=VC。从图中可以看出,恒功率负载的影响是方框图右下角中间的一条反馈支路,它给微电网带来了负增量阻抗,从而导致直流微电网不稳定。

为抵消恒功率负载的影响,在系统中引入一条线性反馈支路,如图5中左下角所示,线性反馈支路包括数乘器和微分器各一个。显然,反馈支路的引入并不改变系统的稳态平衡点(UC,IL)。通过合理选择反馈系数k,就可以抵消恒功率负载负增量阻抗的影响,提高系统的稳定性。

由图5可得:

由上式整理可得系统的状态方程为:

在平衡点处对式(6)进行小信号线性化,并整理为矩阵形式可得:

由式(7)整理可得系统的特征方程为:

由罗斯-霍尔维兹稳定性判据可知,系统稳定的充要条件为:

由式(9)可知,通过引入线性反馈支路,当反馈系数足够大时,反馈支路可以抵消恒功率负载负增量阻抗特性,增大了系统的阻尼,从而确保系统稳定。

3 低通滤波器在反馈支路中的应用

非线性反馈支路中的微分器虽然可以提高系统的稳定性,但会放大噪声,而电力电子变换器中会产生很多高次谐波,所以很少直接采用微分环节,可在微分环节前加入低通滤波器,如图6所示。

图中ωr为低通滤波器的截止角频率,显然其数值应小于Buck变换器的开关频率。为了分析k和ωr的取值范围,确保系统稳定,下面列写出系统的状态方程并进行小信号稳定性分析。

令:

由图6可得:

整理可得系统的状态方程为:

在平衡点处对式(12)进行小信号线性化,并整理为矩阵形式可得:

由式(13)整理可得系统的特征方程为:

由罗斯-霍尔维兹稳定性判据可得系统稳定的充要条件为:

经整理可知,为了使得微电网稳定,反馈系数k和截止角频率ωr需满足以下条件:

4 线性状态反馈在Boost变换器中的应用

如图7所示,为抵消恒功率负载的影响,在系统中引入一条含有低通滤波器的线性反馈支路。

令:

由图7可得:

整理可得系统的状态方程为:

由式(19)可知系统稳态时的电感电流可由下式求得:

在平衡点处对式(19)进行小信号线性化,并整理为矩阵形式可得:

将式(20)代入式(21),整理可得系统的特征方程为:

对比式(14)和式(22)可以看出,对于Boost变换器的特征方程,其二阶项的系数中k前的符号出现了负号项,这就意味着k的取值并不是越大越好。假设系统的参数如下:E=150 V,VC=0.25,L=8 m H,C=0.5 m F,UC=200 V,R=40Ω,PCPL=2 000 W,ωr=4 200 rad/s。k变化时系统极点的移动如图8所示。当k的取值较小时,随着k的增大,系统的特征根向s右半平面移动,这有助于增加系统的稳定性。但随着k的进一步增大,最终系统的特征根又开始向s左半平面移动,这可能导致系统不稳定。

5 仿真实验

为了验证前面提出方法的有效性,本文分别针对Buck和Boost变换器维持微电网母线电压的情形,采用MATLAB/Simulink搭建了直流微电网的仿真实验模型,其系统结构如图9所示。

5.1 Buck变换器维持直流母线电压的仿真

源侧变换器1为图6所示线性状态反馈控制的Buck变换器,E=400 V,VC=0.5,L=8 m H,C=0.5 m F,UC=200 V。源侧变换器2为恒功率控制的变换器,其输出功率为500 W。恒功率负载的功率为2 500 W,系统等效的恒功率负载为PCPL=2 000 W。阻性负载的电阻值R=40Ω。储能单元采用恒流充放电控制,其放电电流为3 A。变换器的开关频率为10 k Hz。仿真实验结果如图10和图11所示。

当系统没有加入反馈控制支路时,对式(1)进行线性化,可计算得出系统的特征值为25±j499.375,直流微电网母线电压uC与Buck变换器电感电流iL的波形如图10所示,由于特征值的实部大于零,直流母线电压和电感电流发散,直到电感电流下降到零,直流母线电压维持大幅度振荡。

当系统加入线性反馈支路和低通滤波器时,由式(16)可得系数ωr的取值范围为:ωr>50 rad/s。可取ωr=1 200 rad/s,k=1.5×10-5。由式(14)可得系统在平衡点的特征值分别为-492.953±j1 259.054、-164.094。由于特征值的实部都小于零,系统稳定。直流微电网母线电压uC与Buck变换器电感电流iL的波形如图11所示。

5.2 Boost变换器维持直流母线电压的仿真

源侧变换器1为图7所示线性状态反馈控制的Boost变换器,E=150 V,VC=0.25,L=8 m H,C=0.5m F,UC=200 V。系统中的其他设备参数同上节。仿真实验结果如图12和图13所示。

当系统没有加入反馈控制支路时,对式(3)进行线性化,可计算得出系统的特征值为25±j374.166,直流微电网母线电压uC与Boost变换器电感电流iL的波形如图12所示,由于特征值的实部大于零,直流母线电压和电感电流发散,直到电感电流下降到零,直流母线电压维持大幅度振荡。

当系统加入线性反馈支路和低通滤波器时,取ωr=6 800 rad/s,k=1.3×10-5,由式(22)可以得到系统在平衡点的特征值分别为-738.117±j73.882、-1 737.766。由于特征值的实部都小于零,系统稳定。直流微电网母线电压uC与Boost变换器电感电流iL的波形如图13所示。

由以上实验可知:无论是Buck变换器,还是Boost变换器,通过引入线性状态反馈支路,都可以抵消恒功率负载的负阻抗特性,从而实现了直流微电网母线电压的稳定运行。

6 结论

针对直流微电网中恒功率负载可能会引起直流微电网母线电压不稳定的问题,本文通过引入线性状态反馈支路,抵消了恒功率负载的不良影响,从而确保了系统的稳定运行。该方法实现简单,适用范围广,不仅适用于Buck变换器,而且适用于Boost变换器。仿真实验结果验证了该方法的有效性。

交直流反馈篇2

鉴于一次性化石能源消耗殆尽及生态环境日益恶化，越来越多的国家鼓励发展分布式的清洁可再生能源，如太阳能电池、燃料电池、风力机和小型燃气轮机热电联产等。分布式发电对环境污染少，能就地消化电力，节省输变电投资和费用；但分布式电源单机接入成本高、控制困难，相对大电网是一个不可控源，对电力系统的稳定性有负面影响，限制了其效能的充分发挥。为协调大电网与分布式发电间的矛盾，充分挖掘分布式发电为电网和用户带来的价值和效益，采用微电网形式将分布式电源并入大电网是较为有效的途径[1,2,3,4]。根据母线电压的不同，微电网可分为直流微电网和交流微电网。相对于交流微电网，直流微电网具有效率高、控制简单、可靠性高及电能品质好等优点，逐步受到广泛关注[5,6,7,8,9]。但直流微电网中含大量电力电子装置，其特性表现为恒功率负载，可能引起直流微电网母线电压不稳定[10,11,12]。

目前对直流微电网稳定性的研究文献报道并不多。文献[7]分析了直流级联电力电子系统的稳定条件，并总结了提高直流微电网稳定性的措施。文献[8]把直流微电网看成一个整体，通过增加有源阻尼信号改变大电网接口变换器的等效阻抗，进而提高直流微电网稳定性。而文献[13]提出在负荷点变换器中引入虚拟电容进而提高系统稳定性的方法。以上文献在建立直流微电网的模型时都未考虑微电网中电缆阻抗对稳定性的影响。文献[2]建立了含有电缆阻抗的直流微电网的简化模型，提出了直流微电网稳定的充分条件，但并没有提出改进微电网稳定性的措施。本文应用Lyapunov稳定性理论，通过反馈线性化，克服了直流微电网中恒功率负载的非线性，进而确保了直流微电网的全局稳定。

1 直流微电网的系统模型

典型的直流微电网结构如图1所示[14]，其中包含大量的电力电子变换器。源侧AC/DC变换器将直流微电网与大电网连接，稳定微电网母线电压，相当于直流微电网的恒定电压源。而各种发电、储能以及负荷单元也都通过变换器与直流微电网相连。当负荷点变换器工作于恒压模式并且控制性能良好的时候，负荷点变换器及其负载相对于直流微电网为恒功率负载[15,16,17]。

为分析简便，本文考虑直流微电网的简化模型如图2所示。

该微电网包含2个恒功率负载和1个储能单元，并通过源侧变换器与大电网相连。储能单元采用恒功率控制。由于负载单元、储能单元和源侧变换器并不能总是放置于同一地点，它们之间需要通过长电缆连接，因此必须考虑电缆阻抗对系统稳定性的影响。Le和Re分别为源侧变换器输出电缆的电感和电阻，Ls和Rs分别为储能单元输出电缆的电感和电阻，L1和L2及R1和R2分别为负载输入电缆的电感和电阻，Cs、C1和C2分别为相应变换器的滤波电容，un为直流母线电压。

2 系统的小信号稳定分析

根据电路结构，列写电路方程，可得：

选取ie、is、i1、us、u1、u2为系统的状态变量，对式（1）整理可得：

系统的平衡点满足以下方程：

其中，U、I为前述相应u、i在平衡点处的稳态值。

对式（2）在其平衡点处进行小信号线性化得：

当系统电路参数及储能单元的输出功率Ps已经确定时，可计算得出系统的特征值，进而判断出系统是否稳定：当A的所有特征值的实部均小于零时，则该平衡点为稳定的平衡点。设系统电路参数如下：E=400 V,Le=17.3 m H,Re=0.4Ω，Ps=1 000 W,Cs=500μF,Ls=8.3 m H,Rs=0.2Ω，L1=40 m H,R1=0.8Ω，C1=800μF,L2=19.6 m H,R2=0.42Ω，C2=1 000μF。可得系统的稳定区域如图3所示。

如图3所示，当恒功率负载的功率P1和P2较小时，系统是稳定的，但随着恒功率负载的功率逐渐增大，系统就有可能变得不稳定。由此可见，系统的不稳定因素主要是由负载的恒功率特性引起的。

当储能单元的输出功率改变时，系统的稳定区域随着改变。如图4所示，Ps>0表示储能单元向微电网输出功率；Ps<0表示储能单元从微电网吸收功率。随着储能系统输出功率的增大，系统的稳定区域也增大，储能单元起到增加系统稳定性的功能。

3 基于反馈线性化的直流微电网全局稳定方法

由前面分析可知，随着恒功率负载的功率增大，系统有可能变得不稳定。为了在不改变系统参数的情况下，增大系统的稳定区域，避免出现不稳定的风险，给系统增加一个全局稳定模块是一个很好的解决方法。系统的控制图如图5所示。整个系统的控制分为2层：第一层为变换器的本地控制，维持变换器输出电压的稳定；第二层为全局稳定控制，产生变换器的稳定控制信号P1stab、P2stab及Psstab，这些稳定控制信号仅在系统暂态时具有较大数值，而并不改变系统的平衡点，这将在后面的仿真实验中得到验证。稳定控制信号与系统稳态功率叠加，经变换后得到各个变换的输出电压参考电压。

为了克服恒功率负载的非线性特性，并保证系统稳定，本文方法将进行非线性反馈，产生稳定控制信号P1stab、P2stab及Psstab，注入到各个非线性单元，使得整个变为线性系统，从而保证系统的稳定平衡点为全局稳定平衡点，而不再是小信号稳定平衡点。为了计算得到稳定控制信号P1stab、P2stab及Psstab，对状态变量进行坐标平移，令：

将式（2）改写为以下形式：

由图4可知，当P1、P2及Ps都为零时，系统稳定，则T-1A2必为Lyapunov方程的解，即对于正定对称矩阵Q，必有正定对称矩阵P，使得：

令：

将式（12）代入式（6）可得：

此时整个系统转化为线性系统，并且可以按如下证明系统平衡点为全局稳定平衡点。

由于

其中，“>”表示不等式左边为正定矩阵。

结合式（11）可得：

其中，“<”表示不等式左边为负定矩阵。即证明了此时系统全局稳定。

由式（10）整理可得：

4 仿真实验

为了验证前面提出方法的有效性，本文采用MATLAB/Simulink搭建了仿真实验模型，其系统结构如图2所示，系统参数同第2节，变换器的开关频率为10 k Hz,Q取10-6I6(I6为6阶单位对角矩阵）。仿真实验结果如图6—9所示。

如图6所示，当系统没有稳定模块，负载P1=3 000 W、P2=2 500 W时，由式（4）得系统状态矩阵A的特征值为-16.06±j375.25、-1.80±j124.87、-0.80±j195.91，系统处于稳定区域，系统稳定运行。在0.35 s时，负载功率上升至P1=3 000 W、P2=4 000 W，系统的特征值为-15.63±j375.15、-0.08±j124.47、2.07±j195.76，系统运行于不稳定区域，电压u1、u2发散，并逐渐扩散到直流母线电压un。

当系统有稳定模块时，在0.35 s时，负载功率上升至P1=3 000 W、P2=4 000 W，虽然进入了小信号分析的不稳定区域，但系统在反馈控制作用下，由式（13）可得系统的特征值为-11.49±j375.29、-11.05±j125.81、-10.40±j196.79，系统稳定，负载电压u1、u2及直流母线电压un仍能维持稳定。

负载功率突变前后，稳定功率P1stab、P2stab分别如图8和图9所示。稳定运行时P1stab和P2stab的数值都非常小，并不改变系统的稳态平衡点。即使在暂态过程中，稳定功率P1stab、P2stab的最大值相对于负载消耗功率P1=3 000 W、P2=4 000 W也是很小的。因此，本文所提出的方法仅需要小的稳定功率就可以确保整个系统的稳定，这是因为稳定模块的输入包含系统的所有状态变量，可以从系统全局的角度产生适当的稳定功率。

5 结论

交直流反馈篇3

随着电力电子设备的多功能、小型化及高速、高集成度,其运行过程中的发热现象逐渐成为制约其进一步发展的瓶颈[1]。当电力电子设备运行在较小空间时,不断上升的温度将影响其功能、寿命及可靠性。采用风扇对电子设备进行冷却,以确保元器件工作在允许温度范围之内。直流无刷电机具备结构简单、高转速、低转矩脉动和高性能等优点[2],在风扇电机中得到了广泛的应用。减小尺寸正成为电力电子设备生产过程中的主要目标。因此,风扇电机也需要减小自身的尺寸以便于实现电子设备的小型化。无刷直流电机常用位置传感器来获得电机的换向控制信号。由于霍尔传感器对工作温度和噪声干扰等外部因素非常敏感,可能导致过大的信号误差与位置偏差。由于风扇电机尺寸较小,限制了位置传感器的安装位置,制约了电子设备的微型化发展。

本文提出一种新型的基于电流反馈的无位置传感器直流无刷风扇电机控制方法。首先从直流无刷风扇电机的数学模型入手,详细阐述了常用的基于反电动势的无传感器控制方法,对外部PWM驱动的开环控制系统和无外部PWM驱动的速度闭环控制系统进行了比较分析,引入电流反馈环节,实现了一种新型的无位置传感器直流无刷风扇电机的控制方法。借助MATLAB/Simulink软件进行建模与仿真。

1 直流无刷风扇电机的数学模型及反电势过零点检测方法

1.1 直流无刷风扇电机的数学模型

从图1可以看出,逆变器由六个功率开关管组成,其输出的电压直接通入电机的电枢绕组。采用120°导通规则,相邻功率管之间相差60°电角度,任意时刻只有两相同时导通。假设磁路不饱和,忽略磁滞损耗与涡流损耗的影响,三相绕组采用Y接并完全对称,直流无刷风扇电机的三相电压平衡方程为[3]:

$\begin{array}{l} [\begin{matrix} U_{A} \\ U_{B} \\ U_{C} \end{matrix}] = [\begin{matrix} R & 0 & 0 \\ 0 & R & 0 \\ 0 & 0 & R \end{matrix}] [\begin{matrix} i_{A} \\ i_{B} \\ i_{C} \end{matrix}] \\ + [\begin{matrix} L^{'} & 0 & 0 \\ 0 & L^{'} & 0 \\ 0 & 0 & L^{'} \end{matrix}] \frac{d}{d t} [\begin{matrix} i_{A} \\ i_{B} \\ i_{C} \end{matrix}] + [\begin{matrix} e_{A} \\ e_{B} \\ e_{C} \end{matrix}] (1) \end{array}$

式中:UA、UB、UC为三相绕组电压;iA、iB、iC为三相绕组电流;eA、eB、eC为三相绕组反电势;L′为每相等效电感,L′=L-M;R为每相绕组内阻。

电磁转矩是电枢绕组产生的旋转磁动势与由永磁转子产生的气隙磁密相互作用的结果,直流无刷风扇电机的电磁转矩方程为[4]:

$Τ_{e} = \frac{1}{ω} (e_{A} i_{A} + e_{B} i_{B} + e_{C} i_{C}) (2)$

式中:ω为电角速度。

从式(2)可知,通过控制逆变器输出的方波电流的幅值便可控制电机的电磁转矩。

电机运动方程如下:

$Τ_{e} - Τ_{L} = \frac{J}{p} \cdot \frac{d ω}{d t} (3)$

式中:m为转子质量,J为转动惯量,TL为负载转矩。

1.2 直流无刷风扇电机的反电势过零点检测方法

直流无刷风扇电机利用检测得到的反电势过零点信号来获得转子位置信号,位置信号经换向控制单元处理之后输出一系列脉冲指令来控制逆变器的通断,从而实现了无位置传感器的目的。因此反电势过零点的正确检测对位置的准确检测具有至关重要的作用。以A、B两相通电时为例来说明反电势过零点检测方法。当A、B两相通电时,C相反电势可由下式得到

eC=-Uo (4)

式中:Uo为中性点电压。

从式(4)可以看出,当C相反电势经过零点即eC=0时,有

Uo=0 (5)

因此当中性点电压Uo等于零时能够获得C相反电势的过零点。图2为反电势和中性点电压Uo的波形。从图2可看出,当反电势过零点时,转子位置在150电角度处。

2 直流无刷风扇电机的无传感器控制方法

从1.2节所述反电势过零点检测方法测得未通电相的反电势过零点之后便可得到转子的实际位置。常用的直流无刷风扇电机控制系统有开环控制系统和闭环控制系统。图3是由外部PWM驱动的转速开环控制系统。通过检测得到的三相电压和中性点电压来获得过零点信号。换向控制单元根据过零点信号、给定转速及外部PWM信号来确定逆变器的开关顺序。开环控制是直流无刷风扇电机控制的基本方法,但需借助与外部PWM信号,因此具有不稳定性等缺点。

图4为无外部PWM驱动的转速闭环控制系统。与开环控制系统相似,通过过零点检测单元获得换向控制单元所需的过零点信号。由给定转速和转速估计单元产生的实际转速经速度控制单元之后输出三路电压信号输入到换向控制单元。换向控制单元根据电压信号和过零点信号来确定逆变器的开关顺序。在传统的控制方法中常用电压信号直接驱动电机,但在这种情况下,由于电压和电流之间存在的相位偏差,电机运行时存在不稳定因素。

为开环控制的不稳定性和闭环控制产生的相位偏差,本文在传统控制方法中引入电流反馈环节提出了一种新型的能增进系统性能的控制方法,如图5所示。与仅利用转速闭环的控制方法相比,引入电流反馈环来检测电流信号并将其输入到电流反馈控制单元。根据参考电流和实际电流,

电流反馈控制单元将相应的电压控制信号输出到换向控制模块中,进而确定逆变器的开关顺序。

3 基于电流反馈的无位置传感器直流无刷风扇电机的MATLAB建模

借助MATLAB/Simulink软件对本文提出的新型控制系统进行建模,主要包括如下模块:转速控制器、参考电流模块、电流反馈模块、相电流检测模块、转速估计模块、过零点检测模块、换向控制模块、逆变器模块和电机本体模块等组成。将各个功能子模块进行有机整合便得到整个系统的仿真模型,如图6所示。

3.1 参考电流模块

参考电流模块的作用是根据电流幅值和位置信号得出三相参考电流,然后将参考电流输入到电流反馈模块[4]。本文借助m函数对参考电流模块所需的位置信号进行处理。

3.2 电流反馈模块

电流反馈模块的作用是根据参考电流和实际电流相比较输出换向控制模块所需的电压控制信号[5]。图6是电流反馈模块的仿真模型。其中i*=[ia*, ib*, ic*],i=[ia, ib,ic],u=[ua, ub, uc]。当实际电流大于参考电流且偏差大于滞环比较器的宽度时,对应相的上半桥关断,下半桥导通;当实际电流小于参考电流且偏差小于滞环比较器的宽度时,对应相的上半桥导通,下半桥关断。适当的滞环宽度可以使实际电流不断跟踪参考电流,实现电流的跟踪型PWM控制。

3.3 反电势模块

直流无刷风扇电机三相的反电势均为梯形波,按照式(6)对其进行建模[6]:

$e = {\begin{cases} 6 k_{e} ω^{2} t / π 0 \leq ω t \leq π / 6 \\ k_{e} ω π / 6 \leq ω t \leq 5 π / 6 \\ - 6 k_{e} ω^{2} / π + 6 k_{e} ω 5 π / 6 \leq ω t \leq 7 π / 6 \\ - k_{e} ω 7 π / 6 \leq ω t \leq 11 π / 6 \\ 6 k_{e} ω^{2} t / π + 12 k_{e} ω 11 π / 6 \leq ω t \leq 2 π \end{cases} (6)$

式中,ke为反电势常数。

4 仿真结果分析

三相直流无刷风扇电机参数如下:电机极对数为1,额定电压6 V,给定转速650 rad/s,每相等效电感L′=0.04 mH,定子绕组每相电阻R=0.04 Ω,转动惯量J=8.7*10-4 kgm2,反电势系数ke=0.055 V·s/rad。电机启动时带负载转矩2.5 N·m,在0.1 s时施加负载转矩3 N·m。仿真时间为0.2 s。转速、A相电流及电磁转矩波形分别见图8、图9、图10。

从图8可以看出:电机起动之后到0.01 s左右时便可达到额定转速,之后的转速运行平稳,在0.1 s时由于外加负载转矩的作用,转速曲线会出现微小的降低,但很快又达到新的稳态,因此转速无超调,动静态性能良好。

从图9可以看出,起动之后,A相电流以正—零—负循环交替变化,依次间隔120度、60度和120度,即每个360度周期内,有240度的有效导通时间。在换相时刻电流冲击很小。

从图10可以看出,转矩动态性能优良,之所以在换相时刻转矩有下降的尖波脉冲,是因为换相时由于电流急剧变化,导致di/dt很大,由式(1)知此时反电势变小,再结合式(3),因此电磁转矩出现下降的尖脉冲。从起动之后的很快时间内,电磁转矩很快到达稳态,在0.1 s处由于外加负载转矩3 Nm的作用,转矩抬升并快速进入新的稳态。

5 结束语

常用于电力电子设备冷却的直流无刷风扇电机的无传感器开环控制系统需要施加外部PWM驱动信号降低系统稳定性和转速闭环控制系统产生的相位偏差导致电机控制系统的不稳定,因此需要新的无传感器控制方法以解决这些问题。本文在分析直流无刷风扇电机数学模型及反电势过零点检测方法的基础上,对由外部PWM驱动的开环控制系统以及转速闭环控制系统进行了比较,提出了引入电流反馈环节转速闭环控制系统。利用MATLAB/Simulink软件进行了建模与仿真。仿真结果表明,采用本文所提出的控制系统能有效消除相位偏差的影响且无需外部PWM驱动信号,系统具有良好的动态静态性能。

摘要：针对无传感器直流无刷风扇电机开环控制的不稳定性和转速闭环控制的相位偏差,首先从直流无刷风扇电机的数学模型及反电势过零点检测方法出发,阐述了由外部PWM驱动的开环控制和转速闭环控制方法的不足,提出了一种新型的基于电流反馈的无传感器直流无刷风扇电机控制系统。最后借助MATLAB/Simulink软件进行了建模与仿真,验证了新型控制系统的可行性。仿真结果表明,提出的控制系统具有良好的稳定性并有效消除了相位偏差。

关键词：直流无刷风扇电机,反电势,电流反馈,无传感器

参考文献

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交直流反馈篇4

直流调速系统在理论和实践上都比较成熟, 在工业生产中得到很广泛的应用。为了提高直流调速系统的动静态性能指标, 通常采用闭环控制系统。为了解决反馈控制单闭环调速系统起动和堵转时电流过大的问题, 系统中必须设有自动限制电枢电流的环节。本文设计采用电流负反馈来保持电流不变, 使它不超过允许值。并且, 电流负反馈的限流作用只应在起动和堵转时存在, 在正常运行时必须去掉, 使电流能自由地随着负载增减, 当电流大到一定程度时才起作用。在对调速性能有较高要求的领域常利用直流电动机作动力, 但直流电动机开环系统稳态性能不能满足要求, 可利用速度负反馈提高稳态精度, 而采用比例调节器的负反馈调速系统仍是有静差的, 为了消除系统的静差, 可用积分调节器代替比例调节器。本文根据给定参数设计了带电流截止负反馈的单闭环控制的直流调速系统。

1 参数计算及判断

电动机参数:PN=55kW, nN=1500rpm, UN=220V, IN=287A, Ra=0.1。主回路总电阻R=0.15, 系统主电路:Tm=0.12s, Tl=0.012s。三相桥式整流电路, Ks=40。其他参数:Unm*=8V, Uim*=8V, Ucm=8V, 调速指标:静差率s≤2, 调速范围D≥10。三相桥式电路的失控时间Ts=0.00167s。

按系统动态稳定性要求得:

电动机的电动势系数为:

开环系统额定速降为:

为了满足调速要求, 闭环系统额定速降为:

因此, 要满足稳态性能指标, 闭环系统的开环放大系数:

显然系统不能再满足稳态性能要求下运行。

由于在设计中所设定的系统给定电压,

放大器的放大系数为

2 PI调节器的设计

已知系统为不稳定的。设计PI调节器, 使系统能在保证稳定性能要求下稳定运行。

2.1 根据上述参数求解

现在我们利用PI调节器来校正, 原系统的传递函数如下: