永磁性能（精选7篇）
永磁性能 篇1
0引言
大容量并网型风电系统在电网故障情况下的持续运行能力直接影响电网对风电的消纳能力和风电场的经济效益,风电机组的低电压穿越LVRT(Low Voltage Ride Through)能力正是衡量这种持续运行能力的重要指标,其意义在于:电网电压跌落时,风电机组可以通过功率支持帮助电网恢复正常电压而不是脱离电网[1]。 因此,对风电系统LVRT能力的研究具有十分重要的工程应用价值。
在实际的电力系统中,三相短路故障发生的概率不大,但造成的后果最严重;单相接地短路和两相短路故障等引起的电网电压不对称跌落,将导致风电系统直流母线产生2次纹波[2-3],并网电流产生3次谐波[4],对系统中功率器件造成严重安全威胁。 在电网不对称故障下实现LVRT的方法主要有以下几种。
a. 采用硬件方式,在并网逆变器交流侧加装带通滤波器,以滤除三相不平衡电压中的负序分量。 此方法需要额外的滤波器件,成本较高。
b. 改进控制方法[4-5],有代表性的是在PI控制支路上并联RES控制器(非理想谐振控制器),构成一种新型的PI-RES控制器,实现对2倍频交流信号的稳态无差控制。 文献[4]采用3个PI-RES控制器来调节直流电压和瞬时功率,省去了正负序分解与合成计算,减少了计算量,但其控制系统较为复杂。
c. 在控制算法上,采用对称分量法,将不对称电压、电流作正负序分解后分别控制[6]。 此方法计算量较大,但控制效果好。
综合考虑,风电机组实现LVRT的实用方法是在直流侧增加Crowbar电路,通过快速吸收故障情况下直流母线的不平衡能量来实现。 很多文献都采用Crowbar电路实现LVRT[7-9], 但对电路中储能元件选择、容量计算及具体的控制方法都没有做深入的研究。
本文提出一种基于固态变压器[10-11]结构的永磁风电系统,以超级电容为储能元件构成Crowbar电路,采用同步坐标变换下的正负序电压定向控制策略,实现不对称故障下的LVRT功能,构建了一种全新的具备良好LVRT能力的永磁风电并网系统。
1风电系统模型及LVRT要求
1.1新型风电并网系统结构
如图1所示,自然界的清洁风能通过风力机转换成机械能,驱动永磁同步发电机输出电能。 发电机定子侧输出的交流电通过PWM整流器转换为低压直流,再通过单相全桥逆变器调制成高频交流,然后通过高频变压器升压,经单相全桥整流器还原为直流, 并网PWM逆变器将高压直流电转换成恒频恒压的交流电,经由线路等效电感输送至电网。 直流侧采用超级电容构成Crowbar电路实现LVRT功能。
该系统的特点是,在常规的风电系统变流器结构中加入高频变压器,形成固态变压器结构,实现整流和逆变电气隔离的同时,使并网电压升高至10 kV, 大幅度减小并网电流,有利于减小风电的间歇性对电网的频繁冲击,对提高电网对风电的消纳能力十分有利。 随着高电压、大容量IGBT器件的不断推出, 基于固态变压器技术的高压风电并网系统将得到更多的关注与研究。
1.2风电系统的LVRT要求
根据2009年12月22日颁布的国家电网公司企业标准Q-GDW392—2009《风电场接入电网技术规定》第8章规定,风电场LVRT要求如图2所示, 图中t为电压跌落时间,U/UN为跌落深度。
对不同故障类型引起的并网点电压跌落,要求风电场具备以下运行能力。
a. 三相短路故障引起并网点电压跌落,当各线电压位于曲线上方时,风电机组必须保持并网运行;当任一线电压位于曲线下方时,允许风电机组脱网。
b. 单相接地故障引起并网点电压跌落,当各相电压位于曲线上方时,风电机组必须保持并网运行; 当任意一相电压位于曲线下方时,允许风电机组脱网。
c. 两相短路故障引起并网点电压跌落,当各线电压位于曲线上方时,风电机组必须保持并网运行; 当任一线电压位于曲线下方时,允许风电机组脱网。
2基于超级电容的Crowbar电路
2.1超级电容模型
超级电容采用活性炭多孔电极和电解质组成双电层结构,将电能存储在双电层中,是一种介于物理电容器和蓄电池之间的理想短期储能元件[12-13]。 它是一种复杂网络,具有复杂的物理特性,可以用分布式参数来描述其数学模型,常用的超级电容二分支模型如图3所示。
图中,CF为可变电容,由一个恒值电容和一个电容值与超级电容静置端电压成正比的可变电容组成:CF=C0+kU;RES为等效串联电阻,表征充放电过程中的能量损耗;REP为等效并联电阻,表征超级电容器的漏电流情况,也称为漏电电阻。超级电容自放电时间通常长达数十个小时,所以在工程应用中,REP的影响可以忽略。包含CF的主分支反映超级电容充放电时能量的变化;由R2和C2构成的第二分支反映电容内部能量在中长期发生转移的现象。电路中的等效串联电感LES表现超级电容的脉冲响应特性,电感值很小,绝大多数应用中可以忽略不计[14]。
本文中的超级电容主要用于系统故障时直流母线的能量快速平衡,时间按照秒级考虑,并不涉及第二分支中的能量转移,因此采用简化等效电路,也称之为经典模型,如图4所示。
2.2超级电容的充放电特性分析
由图4可得电压、电流之间的关系式:
若不计等效电感LES的影响,设充电电流为icf,可得:
其中,uc(0)为电容的初始电压。
根据图2所示的LVRT要求,可以计算出在电压跌落期间直流母线两侧产生的能量差值,按最严重的三相短路情况计算:
其中,积分时间指电压跌落未脱网时间。
再对应图2的数据,可得到:
其中,PN为额定并网功率;ΔP为电压跌落期间并网功率与额定并网功率的差值。
而超级电容的理想储能容量为:
其中,Uw为超级电容的工作电压。
由此可以计算出超级电容的取值范围。 由于超级电容本身物理结构十分复杂,实际应用中,数量众多的电容单体串并联会引起各种损耗,并考虑电网故障在一段时间内多次发生的可能,因此,实际的电容值应在理论计算值的基础上乘以一个较大的可靠系数,以保证超级电容能可靠地吸收直流母线上多余的能量,保持直流母线电压的稳定。
根据图1风电系统的配置参数,本文Crowbar电路中的超级电容选择50 F、540 V,实际电路由200个10000 F、2.7 V的单体串联而成。 根据图4所示的经典等效电路分析其充放电特性,仿真时间20 s,结果如图5所示。
仿真分析表明,超级电容的充放电过程十分迅速,充电及放电电流均小于1200 A。 大约在1 s时充电功率达到最大值,总计充电能量达到3.6 MJ,而在电网电压跌落期间,由于并网功率减小而导致在直流母线两侧产生的不平衡能量总和约为1.2 MJ,在超级电容的充电能量范围以内,因此该超级电容能够有效吸收直流母线上的多余能量,使直流电压维持在稳定值,从而不影响整个系统的正常运行。
2.3 Crowbar电路的控制
采用超级电容的Crowbar电路如图6所示。
双向半桥Buck-Boost电路的工作模式由直流母线两端功率的不平衡状况决定。设发电机发出的功率为Ps,系统输出的并网功率为Pg。稳态时,Ps与Pg近似相等,电路不投入工作;当Ps>Pg时,VT1触发,电路工作于Buck模式,超级电容吸收能量;当Ps
3并网逆变器的控制
3.1电压定向矢量控制
并网逆变器的控制目标为:保持直流母线电压恒定;实现有功功率和无功功率的解耦控制。 其模型表示为:
其中,L、C、R分别为并网逆变器的滤波器等效电感、电容和电阻,udc和idc分别为低压直流侧电压和电流,ud、uq分别为并网电压的d、q轴分量,ugd、ugq为电网电压ug的d、q轴分量;id、iq为并网电流的d、q轴分量;ω为电网角频率;Sd、Sq为开关函数。
风电机组馈入电网的有功和无功功率为:
令d轴定向于电网电压矢量,将直流侧电压误差送入PI控制器,输出i*d为参考值,控制输出有功功率,无功功率设定为0,使系统运行在单位功率因数状态。 得到逆变器的双环解耦控制框图见图8。
3.2正负序电压定向矢量控制
当风电并网点的电压发生不对称跌落时,直流母线电压将产生2次纹波,并网电流产生3次谐波。 而直驱式永磁风电系统通常采用三相无中性线并网, 零序分量不能以中性线为通路。 因此三相不平衡电压和电流可用对称分量法分解成正序和负序分量, 而不存在零序分量。 分解后的正序和负序分量分别对称,可分别控制。
风电系统的功率传输方程为:
其中,PC为电容的充放电功率;Ps为发电机的输出功率;Pg为并网功率,P0、P1和P2分别为并网有功功率的稳态分量、2次谐波余弦和正弦量的峰值。
不对称故障下,风电系统传输的功率中存在2次谐波分量,P1、P2不为0,从而引起直流母线电压2倍工频波动,继而影响发电机侧的正常运行。需要采用不同于对称故障的控制方法,令功率方程式(9)中的P1=0、P2=0。
由文献[2,6,15],将不对称电压和电流作正负序分解,得到正序与负序同步旋转坐标系下的电压方程:
其中,上标“P”、“N”分别表示正序、负序。
将电网电压定向控制策略引入正负序网络,在正序网络中令dP轴定向于正序电压方向,在负序网络中令dN轴定向于负序电压方向[6],得到逆变器的电流给定与功率输出的关系:
其中,D=(UPm)2-(UNm)2,UPm、UNm为正序、负序电压幅值。
由此得到正负序电压定向矢量控制框图如图9所示。
4仿真分析
4.1系统参数和仿真工况
在MATLAB/Simulink环境下建立图1所示风电系统的仿真模型,系统参数如下:对于风力机,额定风速12 m/s,桨叶半径31 m,额定转速20 r/min,最佳叶尖速比5.6,风能利用系数0.33;永磁发电机,额定功率1 MW,发电机端线电压690 V,永磁体磁链6.27 Wb,极对数48,定子d、q轴电感Ld=Lq=2 mH,转动惯量2.5×104kg/m2;对于系统,直流母线电压uc1=1200 V、udc=1.8×104V,并网线电压ug=10 kV;对于超级电容器,等效电容CF=50 F,等效串联电阻RES=0.1Ω,等效并联电阻REP=2×104Ω。
三相电压对称跌落时,对比仿真Crowbar电路接入前后风电系统的直流电压、并网电流和功率的变化情况,验证Crowbar电路控制效果和能量消纳性能。
电压不对称跌落时,分别对单相跌落和两相跌落2种情况进行仿真。 并对比了三相电压平衡控制策略和正负序电压定向控制策略下LVRT的实际效果。
4.2三相电压对称跌落
4.2.1未接入Crowbar电路时的工况
风电系统直流侧未加储能电路时,仿真结果如图10所示,图中ug、uc1为标幺值,系统对称,交流电压只取a相说明。
由仿真结果可知,并网点电压跌落期间,直流侧电压上升幅度较大,近于2倍额定值。
4.2.2接入Crowbar电路后的工况
为了提高风电系统的LVRT能力,在直流侧增加图6所示由超级电容组成的Crowbar电路。 在同样的运行条件下仿真结果如图11所示,图中uc1、ug、 ig、Pg为标幺值。
仿真结果表明,电网电压跌落期间,并网电流不超过1.5 p.u.,直流电压维持在1.1 p.u.以内,超级电容从初始电压400 V开始充电,充电电流峰值约为800 A,0.5 s电网电压跌落至20 % 额定值,并网功率减小。 在后续的仿真中,均采用图6所示Crowbar电路,重点比较2种控制策略的效果。
4.3单相电压跌落
仿真结果表明,并网点发生单相电压跌落时,仅靠逆变器出口的支撑电容就可以平抑直流母线的功率波动,超级电容构成的Crowbar电路不需要投入工作,风电系统即可继续并网运行。
采用传统的逆变器控制方式时,不能对负序电流实现无差调节,直流母线电压出现明显的2次纹波,并网电流有较大的3次谐波分量。 采用了正负序电压定向的控制方法后,直流电压的2次纹波得到了很好的消除,并网电流的谐波也得到了明显的抑制。 具体仿真结果如图12所示,图中uc1为标幺值,幅值为占基波百分比。
4.4两相电压跌落
发生两相电压跌落时,超级电容构成的Crowbar电路投入工作,使直流侧电压维持在1.1 p.u.以内,实现了LVRT功能。 超级电容的充电电流峰值约为300 A,比三相电压跌落时的充电电流小很多。 与单相电压跌落相似,采用传统的电网电压定向控制时, 直流母线电压同样出现明显的2次纹波,并网电流中有3次谐波分量,采用了正负序电压定向控制方法后,2项指标均得到明显改善。 定量分析表明,相比于单相电压跌落,两相电压跌落所引起的母线电压纹波和并网电流谐波均有所减弱,这也符合对称分量法的推导结果。 图13给出了对比仿真波形,图中uc1为标幺值,幅值为占基波百分比。
5结语
本文将超级电容的经典模型应用于风电系统LVRT电路的分析,并给出基于电容充放电特性的超级电容容量计算方法。 建立了基于固态变压器结构的永磁同步风电系统仿真模型,逆变器并网控制采用正负序电压分别定向控制策略。 仿真研究表明,所提出的LVRT电路的参数选择合理,控制方法有效, 所设计的风电系统具备可靠的LVRT能力。
本文所提出的基于超级电容的LVRT功能分析与计算方法对大容量风电并网系统的理论研究与工程设计都具有参考意义。
摘要：提出一种基于固态变压器的新型永磁风电并网系统,采用超级电容构建Crowbar电路实现低电压穿越功能,并网逆变器采用正负序电压定向控制策略。研究了超级电容工程模型的充放电特性,根据低电压穿越要求,计算出Crowbar电路中超级电容的容量,通过直流母线功率平衡要求在Crowbar电路控制中采用电压差检测的方法,控制超级电容的充放电。仿真结果表明,该系统在各种电压跌落情况下均能维持直流母线电压稳定,并网电流保持正弦。
关键词：风电,低电压穿越,超级电容,Crowbar电路,充放电特性,电压控制,模型
双稳态双线圈永磁接触器性能分析 篇2
交流接触器运行时线圈需通电产生电磁吸力来保持吸合状态, 由于长期通电, 线圈的温度升高会使线圈易烧毁, 同时交流接触器的长期工作耗能很大, 此外, 电网电压降低还会产生触头弹跳和噪声环境污染。
永磁接触器是一种利用永磁机构工作的新型器件, 永磁机构通过将电磁铁与永久磁铁有机结合, 实现了传统机械或电磁机构的全部功能。它采用电磁操动、永磁保持的工作原理, 克服了传统的电磁式接触器能耗大、工作噪声大、受电网电压影响大等缺点, 永磁机构在结构上与传统电磁机构的最大区别在于合闸后线圈无需通电即可实现合闸位置保持功能, 可靠性非常高的, 同时所需的操作电能非常小, 并可实现免维护运行。
1 双稳态双线圈永磁机构的结构分析
永磁接触器主要由永磁机构、分合闸传动机构、控制电路、触头系统及灭弧装置等构成。
1—静触头2—上静铁心3—分闸线圈
4—塑壳5—永久磁铁6—动铁心7—合闸线圈
8—下静铁心9—触头弹簧10—动触头
永磁机构有多种形式, 本文说明双稳态双线圈永磁操动机构如上图一 (注:请在上图表明图一) , 这种永磁机构利用电磁吸力完成分、合闸操作。它主要由静动铁心、分合闸线圈、静动触头、永久磁铁、触头弹簧等构成。双稳态双线圈永磁机构有如下结构特点:
(1) 永久磁铁与动铁心固定在一起, 并随之运动, 双线圈双稳态永磁机构工作过程中动铁芯有两种稳定状态:分闸保持状态, 当操作机构处于分闸状态时, 动铁芯上方, 与静铁芯上磁极紧密接触;合闸保持状态, 动铁芯处于下最大位移处, 与静铁芯下磁极紧密接触。
(2) 有两个静铁心和两个线圈, 采用不同的工作磁路分别为分、合闸操作提供驱动力, 进行分、合闸操作。依靠永磁力使接触器的触头保持在分闸或合闸极限位置上;合闸是使用合闸线圈的电磁力将机构的铁心从分闸位置推到合闸位置;分闸则是使用分闸线圈的电磁力将机构的铁心从合闸位置推到分闸位置。无论是合闸还是分闸, 线圈产生的磁场方向都与永久磁铁的方向一致。
(3) 由于合闸后动铁心依靠永久磁铁提供的磁吸力保持在合闸位置, 分合闸线圈中均无电流通过, 节能效果非常明显, 并有效地降低了通电保持而产生的交流噪声, 如永磁机构操作线圈采用直流供电方式, 还可实现运行无噪声。
2 双稳态双线圈永磁式接触器的工作原理
永磁式接触器不工作时, 动静铁心处于释放状态, 由反力弹簧来维持这种状态。
当电磁线圈通电, 线圈电流在动静铁心的端面产生磁场, 使动铁心从释放位置快速运动到吸合状态, 由于在吸合过程中, 气隙变小, 电磁力变大, 吸合速度增加。动铁芯紧紧的吸在静铁芯下磁极上;这种速度特性可以有效减少吸合过程中触头的烧损。
当电磁线圈断电后, 吸合位置的保持由永磁体产生的磁场力来实现。在电磁吸合过程中, 一方面要完成接触器由释放状态变成吸合状态的功能, 同时, 在吸合运动过程中电磁力和永磁力合力还为接触器的反力弹簧储能, 以备接触器的释放。接触器释放时, 电磁线圈通电产生与永磁体磁场方向相反的磁场, 削弱永磁体产生的永磁力, 配合反力弹簧驱使接触器断开。释放速度快, 有效减少释放期间触头电弧的燃烧时间, 提高可靠性并减小触头的烧损。
3 双稳态双线圈永磁接触器的工作特性
(1) 能形成合理的永磁机构磁势架构体。采用了两路并联永久磁铁构成中部磁路 (两块磁铁) , 可达到均匀的永磁磁势, 不因线圈磁势的影响而削弱磁能, 实现永磁能持久不变的能量, 使吸合保持与分断保持达到既稳定又相对平衡的维持过程。
(2) 两组线圈构成线圈磁势的电磁制动, 产生强力的吸合分断两个过程的电磁磁势, 上下产生的磁势相应互补, 使衔铁在上下移动的过程减少阻力, 降低功耗, 并有效回避了反磁势, 削弱永磁磁势的弱点。
(3) 导磁回路运用环路密封磁轭, 使永磁磁势的传导顺畅。由于永磁机构设置是恒定的, 导磁的轭铁材料, 只要导磁率能得到满足, 材料的选择可以放宽, 以降低单位成本。
(4) 永磁铁采用钕铁硼永磁材料, 这种材料的磁能积高, 被称为“永磁王”, 是目前磁性最高的永磁材料:磁化曲线是线性的, 高剩磁、高矫顽力、高磁能积、高性价比, 容易加工各种尺寸及最小规格, 所以设计时体积可相应减小, 能达到较稳定的性能使接触器体积小型化。
4 永磁接触器的节能特色
(1) 无噪音、无温升
传统电磁式交流接触器工作状态下的交变电磁噪音较大, 永磁式交流接触器因为电子模块内选用的是微功耗电子元件, 所以在稳定工作状态的维持电流一般在微安级, 最多达到毫安级。合闸状态以永磁力保持, 从而使接触器静音。
(2) 节能效果明显。依靠永磁力进行合闸保持, 使合闸线圈在接触器合闸状态下电流为零, 比传统产品节省大量电量。
(3) 不受电网电压波动干扰。在临界电压下, 仍然能可靠吸合, 触头没有颤动现象, 即使电网瞬间断电或晃电时, 接触器能延时1~3 S断开, 能够可靠躲开瞬间断电或晃电的影响, 保证设备的稳定运行。
(4) 寿命长。永磁力在接触器使用寿命时问内几乎没有变化, 分、合闸速度比传统的电磁式交流接触器快3~5倍。燃弧时间短, 触头烧蚀小, 由于长时间合闸状态线圈不耗电.因而线圈不会被烧毁, 延长了使用寿命, 减少了维修工作量。
(5) 可靠性高。采用智能式电子模块控制, 分合闸集永磁力、电磁力共同完成, 触头不粘连, 运行可靠性高。
摘要：根据笔者的实际工作, 阐述了双稳态双线圈永磁机构的结构, 及双稳态双线圈永磁式接触器的工作原理, 在此基础上分析了它的工作特性, 得出永磁接触器的节能特色。供大家参考。
关键词：双稳态双线圈,永磁机,结构分析,工作原理,特点分析
参考文献
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[2]吴光, 双稳态永磁操动机构在接触器上的成功实践[J].电气开关, 2003 (3) .
[3]汪先兵, 林鹤云, 房淑华, 金平, 毛万缚永磁接触器的发展与研究综述, 低压电器, 2009 (7) .
[4]陈德桂, 刘颖异。讨论和分析近期低压电器的若干新技术 (J) , 低压电器, 2009 (3) .
钕铁硼永磁材料的性能及研究进展 篇3
永磁材料是一种重要的基础功能材料,它的基本功能是提供稳定持久的磁通量,不需要消耗电能,是节约能源的重要手段之一。同时永磁材料使器械和设备结构简单,制造成本和维修保养成本降低[1]。因此,永磁材料的应用面越来越广,应用量越来越大。
当今,永磁材料按磁性能的高低,大致可分为2类。一是一般永磁材料,如铝镍钴、铁氧体,磁性能较低,但价格低;二是稀土永磁材料,如钐系磁体(如SmCo5)及钕系磁体(NdFeB),磁性能较高,但价格贵[2]。随着电子器件的小型化、微型化的发展要求,高性能稀土永磁材料应用越来越广泛。目前稀土永磁材料有3代产品。第1代是于1967年问世的1∶5型的SmCo5材料,第2代是2∶17型的钐钴磁体。1983年日本和美国发明了钕铁硼(NdFeB)称为第3代[3]。在这3种稀土永磁体中,钕铁硼的最大磁能积最高,由于不含贵重金属Sm和Co,价格较低,近年来发展迅速。
1 钕铁硼永磁材料的发展概况
1983年日本住友特殊金属公司研制成功一种新型稀土永磁材料:钕铁硼(NdFeB),这一重大研究成果在永磁材料发展史上具有划时代的意义[4,5]。钕铁硼磁体自问世以来,因其具有高的剩磁、矫顽力和最大磁能积,且原料资源丰富、成本低廉,已在很多方面获得广泛应用[6,7]。
20世纪80年代中期我国已能生产钕铁型永磁合金,由于它的磁性能比SmCo5和Sm2Co17更为优良,且所用的材料如钕、铁和硼更易供给及价格低廉,故发展迅速。烧结钕铁硼磁体的理论磁能积为512kJ·m-3(64 MGOe),是稀土永磁材料中最有代表性的一类材料,也是目前实现产业化磁能积最高的一类磁体[8]。
在近20多年的研究中,其磁性能指标不断刷新,磁能积从238kJ·m-3(30 MGOe)发展到目前的磁能积大于440kJ·m-3(55 MGOe),是磁性材料中发展最快的[9]。日本在钕铁硼磁体上的研究发展最为迅速,目前住友特殊金属公司采用先进的片铸(SC)工艺磁体制备技术制备钕铁硼磁体的磁能积已达460kJ·m-3(57.8 MGOe)[10]。
我国NdFeB永磁材料从20世纪80年代中后期开始发展,属国家鼓励发展的新材料,主要有烧结、粘结NdFeB及其他稀土永磁材料,已经成为国民经济各产业,尤其是电子和汽车工业的一种不可替代的基础材料,其种类繁多,广泛用于电子、汽车、计算机、电力、机械、能源、环保、国防、医疗器械等众多领域,带动着各行业的发展[11]。
2 钕铁硼永磁材料的性能及制备工艺
2.1 钕铁硼的性能
钕铁硼永磁材料的主要磁性能参量可分为2类:非结构敏感参量(即内禀参量),如居里温度Tc,主要由材料的化学成分和晶体结构来决定;结构敏感参量,如剩磁Br、最大磁能积Mmax和矫顽力Hcj,这些参量除与内禀参量有关外,还与材料的晶粒尺寸、晶粒取向、晶体缺陷等显微结构有关[12]。
钕铁硼的居里温度低(312℃),对温度极敏感,在受热时其剩磁、特别是内禀矫顽力下降很快,磁性温度系数很大,改善热稳定性的主要途径是合金化。矫顽力高的永磁材料具有较好的温度稳定性[13],因此,永磁材料的矫顽力越高,可工作的环境温度也就越高。要使磁体的Mmax和Br达到最大值,必须做到:烧结体的密度接近或达到材料的理论密度;尽可能减少非磁性相的体积分数;铁磁性相晶粒的取向度尽可能高。
钕铁硼的稳定性包括3个内容:热稳定性;受外界磁场干扰的稳定性;时间稳定性[14]。永磁体一般作为磁场源,在一定空隙内提供恒定的磁场。对于精密仪器仪表和磁性器件,要求在工作环境下,当外界条件变化时,磁体提供的磁场要稳定。与其他永磁材料相比,烧结钕铁硼永磁材料的稳定性要差很多,一般只能在小于100℃温度下工作,而高矫顽力系列的工作温度也不能超过150℃,适用于200℃以上的非常罕见。在永磁电机中,对永磁体的稳定性要求很高,磁能积要求却不是那么严格。目前,制约烧结钕铁硼永磁材料推广应用的关键问题就是其热稳定性,解决好这一问题有着非常重要的意义。
2.2 钕铁硼的制备工艺
目前我国主要用粉末冶金法(烧结法)生产这种磁体(烧结NdFeB),其主要过程如下:原材料→预处理→配料→熔炼→破碎→细磨→混料→压型→烧结→热处理→机加工→电镀→充磁→检验→包装→入库(NdFeB产品)[15]。合金成分及其微观组织最优化是高性能化烧结NdFeB永磁的关键。因此,采用先进的片铸工艺并与氢爆工艺相配合,在气流磨过程中加入防氧化剂可能在不降低矫顽力的前提下,获得磁能积超过400kJ/m3(50 MGOe)的烧结NdFeB永磁。
在NdFeB的制取工艺方面除了传统的粉末冶金工艺外,美国GM公司采用先进的快淬工艺技术制备快淬钕铁硼磁体。经对比实验发现,快淬钕铁磁体的Hcj,是普通烧结钕铁磁体的1.5~2倍,温度特性也得到了相应的改善。该公司用快淬工艺研制出树脂粘合型NdFeB磁体,具有生产能力。
3 钕铁硼永磁材料的研究方向与前景
目前国内生产中存在的主要问题是性能与国外相比还有较大的差距,特别是热稳定性差,再有就是耐蚀性较差。提高NdFeB的表面防护水平,满足各种应用环境的要求,是提高NdFeB产品质量、性能,进而提高其档次的关键之一[16]。由于NdFeB的市场前景及重要地位,国外各生产商皆把NdFeB的表面防护技术作为重要技术秘密,因此要提高产品竞争力、占领国际市场、发挥稀土大国的资源优势,必须发展具有我国自主知识产权的钕铁硼永磁材料防护技术。
依据我国的国情,发展钕铁硼系稀土永磁材料产业非常适宜[12]。中国还是世界上开发和生产钕铁硼系稀土永磁材料起步较早的国家之一,而且现在产量处于世界前列,但是产品的质量和性能与美国、日本等国家相比还有一定的差距,因此需要投入更多的人力和物力以加快对钕铁硼系稀土永磁材料的基础研究及工业化生产研究。
4 结语
从总体上讲,我国稀土磁体的生产、使用、市场竞争等方面,与国外相比还有相当差距,有待加强和提高。NdFeB永磁材料的高性能使得高新技术产业中的磁器件高效化、小型化、轻型化成为可能,使许多过去不可能应用永磁材料的领域开始使用磁器件,因而开辟了一些全新的永磁应用领域。新型稀土系永磁材料的研究日益深入和广泛,预期不久的将来新的材料会不断开发出来,相信随着稀土永磁材料应用的扩展,定会迎来一个永磁高新技术应用的新时代。
摘要：钕铁硼磁体被称为第3代稀土永磁材料,烧结钕铁硼磁体是目前综合磁性能最高的永磁材料。概述了钕铁硼永磁材料的研究进展和应用领域,介绍了钕铁硼磁体的性能及先进制备工艺,指出了目前国内钕铁硼磁体存在的主要问题及今后的研究方向。
永磁性能 篇4
有鉴于此, 结合电励磁发电机和永磁同步发电机的特点所研发的混合励磁同步发电机成为目前电机界关注的焦点之一。电励磁发电机和永磁同步发电机这两种发电机只有单一励磁源, 而在混合励磁发电机中永磁体和电励磁绕组两个励磁源同时存在。在励磁绕组和永磁体这两个励磁源中, 励磁电流对气隙磁场起调节作用, 而永磁体起主要作用。混合励磁同步发电机同时具有两种优点即永磁同步发电机的低损耗以及电励磁同步发电机的调磁方便, 在实际应用中具有很大的应用推广价值, 因此这种电机自诞生之日起便引起人们的极大关注。本文比较了三种不同类型磁路结构即切向、径向以及切向/径向并联磁路的混合励磁同步发电机的电压变化率、调节特性、电压波形正弦性畸变率、运行稳定性以及装配工艺等方面的不同, 从而总结出一些实用性的结论[1]。
1 三种不同磁路结构混合励磁同步发电机的结构
图1所示的结构模型是分别具有切向、径向以及切向/径向并联磁路这三种磁路结构的混合励磁同步发电机, 其中切向、径向磁路结构的发电机的定子相同, 这两种结构的混合励磁同步发电机定子上有两种绕组即为对称的三相电枢绕组以及环形直流励磁绕组。定子铁心中段的环形直流励磁绕组将定子铁心分为两部分, 然后由定子背轭将定子铁心的这两部分连接在一起。在切向和径向磁路结构的混合励磁同步发电机中转子中永磁体即磁钢的形状和位置是不同的。切向结构混合励磁同步发电机中, 不同极性相邻的两块磁钢, 从磁路结构看产生了并联磁路, 每极气隙磁通由这两块磁钢共同产生, 因此电机具有较大的气隙磁通密度。在径向结构中, N、S一对极的两块贴在转子铁心外圆表面的磁钢是串联连接的, 因此每块磁钢截面单独产生每极气隙磁通, 电机具有较小的气隙磁通密度。切向/径向并联磁路混合励磁同步发电机, 其定子铁心上只有对称的三相电枢绕组, 以此产生感应电势并输出电压。与切向和径向发电机相同, 但其转子上除了如图1所示间隔排列的永磁体磁极和转子铁心极之外, 转子铁心极上还绕有励磁绕组。其永磁体产生切向磁场, 当直流励磁电流通过励磁绕组时, 相邻的两个转子铁心极上的产生相互交错的径向磁场, 此时切向磁场与径向磁场极性相同, 这两种磁路从磁路结构上来说并联的关系[2]。
2 三种磁路结构混合励磁发电机的性能比较
三种不同磁路结构混合励磁同步发电机具有相同的额定数据, 如表1所示。利用Ansoft软件计算的三种不同磁路结构发电机的参数和性能对照如表2所示。表2中, xd为直轴同步电抗, xq为交轴同步电抗, Bδ为气隙磁密, R1为电枢绕组电阻, E0为空载电势, UN为额定电压, kr为感应电压的波形正弦性畸变率, η为额定效率[1]。
2.1 电压变化率
混合励磁同步发电机负载情况下, 由于定子漏阻抗压降以及电枢反应的作用, 其输出端电压将产生变化。我们把发电机输出端电压和负载电流之间关系的特性曲线U=f (I) 定义为发电机的外特性。用来衡量外特性的重要性能指标有多种, 电压变化率是其中最重要的一项。混合励磁同步发电机的电压变化率是一个相对值, 这个百分比是指发电机从空载到额定负载, 端电压的变化量相较于额定电压的比值, 即[2]:
接下来以切向混合励磁同步发电机为例定量分析调整直轴同步电抗xd、交轴同步电抗xq、电枢电阻R1这三个参数对电压变化率产生的影响。具体措施是一个参数调整时, 其余的两个参数保持不变。设发电机输出电流为额定电流时, 三个参数具有50%的调整率, 利用外特性计算模型得出三个参数调整前后的电压变化率结果显示在表3中[3]。
从表3我们得出如下结论:直轴同步电抗xd、交轴同步电抗xq、电枢电阻R1这三个参数调整率皆为50% 的情况下, 这三个参数对电压变化率影响程度从大到小顺序为:直轴同步电抗xd、电枢绕组R1、交轴同步电抗xq。其中直轴同步电抗的影响为2.03%, 交轴同步电抗的影响几乎可以忽略不计, 为最小0.22%。
在具有相同的主要尺寸和有效材料情况下, 三种磁路结构即切向、径向以及切向/径向并联磁路的发电机的外特性如图2所示。
由图2可以看出切向磁路结构混合励磁同步发电机的电压变化率是5.0%, 相较而言径向磁路结构混合励磁同步发电机的电压变化率是4.4%, 由上述比较可知, 径向磁路结构的混合励磁同步发电机的外特性比切向磁路结构的混合励磁发电机的外特性随负载增加下降的程度小得多。不过由发电机产生的空载电势来看, 切向磁路结构发电机空载电势要比径向磁路结构发电机大[2]。这主要是由于径向磁路结构混合励磁同步发电机相对于切向磁路结构发电机具有相对较小的直轴同步电抗, 因而极大地削弱了电枢反应的去磁效应, 所以当负载增加时, 端电减小的程度较小。然而, 由于径向结构的混合励磁同步发电机不存在切向结构发电机并的“聚磁”效应, 所以其空载磁场不如切向结构发电机强, 所以, 其空载电势小于切向结构。切向/径向并联磁路结构发电机结合了以上切向结构和径向结构发电机的优点, 既有很高的空载电势, 又具有较硬的外特性。
2.2 调节特性
当混合励磁永磁同步发电机输出端所接负载增加时, 与外特性变化趋势相反, 必须适当增大发电机的直流励磁电流以保持输出的端电压不变, 反之亦然。此时发电机输出电流I与励磁电流If之间的关系曲线If=f (I) 就被称为发电机的调节特性。三种磁路结构即切向、径向以及切向/径向并联磁路的混合励磁同步发电机的调节特性曲线如图3所示。
当负载增加时, 发电机的输出电压逐渐降低, 励磁电流也随之增加。发电机工作在额定负载时, 由于温度升高, 导致永磁体工作点下降, 此时只需要很小的直流励磁电流就能保证发电机输出电压恒定。由于就直轴同步电抗而言径向磁路结构混合励磁永磁同步发电机比切向磁路结构发电机小, 所以无论空载或负载与否, 径向结构混合励磁永磁同步发电机的直流励磁电流都小于切向结构发电机。由于切向/径向并联磁路结构发电机的直轴电抗介于径向结构发电机和切向结构发电机之间, 所以, 当发电机负载增加时, 其励磁电流增加的大小介于以上径向和切向结构之间, 发电机励磁电流所需要承担的调节压力几乎没有[4]。
2.3 稳定性
功角特性, 指的是发电机电磁功率Pem与功率角θ 即端电压U和感应电动势的夹角之间的关系。即:
式中:Pem1是基本电磁功率;Pem2是附加电磁功率。
Pem1是定转子磁场之间相互作用产生的功率, Pem2是交、直轴磁阻不相等而产生的功率 (对于径向磁路结构电机不存在此项功率) 。发电机运行的稳定性取决于功角特性斜率即比整步功率d Pem/dθ, 并且稳定性与比整步功率的大小成正比。径向结构混合励磁同步发电机较之切向结构混合励磁同步发电机的运行稳定性好。切向/径向并联结构发电机稳定性介于径向结构发电机和切向结构发电机之间。
2.4 漏磁及加工工艺
由于径向磁路结构混合励磁同步发电机的转子铁心外圆表面固定着永磁体磁钢, 所以径向结构发电机漏磁较小, 结构简单, 便于批量生产, 但瓦片状的永磁体的形状较复杂, 加工费时, 而且永磁体固定在转子表面后需采取转子套筒将永磁体进一步固定在转子表面[5]。
与径向结构相比, 切向结构混合励磁同步发电机的最大优势在于较高的气隙磁密以及功率密度, 不过由于其较大的漏磁, 需要采用相应的隔磁措施以减小漏磁, 比如可以在转子冲片上采用隔磁槽。
切向/径向并联结构发电机结合了以上两种发电机的优点, 既具有较高的功率密度, 又具有相对简单的加工和装配工艺, 因此从电机整体结构上可以设计得更加紧凑[6]。
3 结语
通过比较这三种不同磁路结构混合励磁同步发电机的结构性能特性, 我们可以概括如下:
(1) 切向/径向并联结构混合励磁永磁同步发电机与切向结构发电机相比, 具有较硬的外特性, 与径向发电机相比, 具有较大的空载电势。同时, 在电压变化率、电压波形正弦性畸变率方面均小于切向结构混合励磁同步发电机, 其运行的稳定性较之切向结构混合励磁同步发电机好。
(2) 切向/径向并联结构混合励磁永磁同步发电机励磁绕组产生的磁通与永磁体不产生交链, 附加气隙少, 具有励磁效率高的优点。
(3) 切向/径向并联结构混合励磁永磁同步发电机功率具有密度高、加工和转配工艺简单并且发电机体积小的特点。
(4) 切向/径向并联结构混合励磁永磁同步发电机具有互相独立的永磁磁场和电励磁磁场, 励磁绕组在永磁体故障情况下仍然可以正常励磁, 并且在突然发生电枢绕组短路故障时, 不需要采取永磁体灭磁的措施。
参考文献
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永磁性能 篇5
交流伺服系统以其高精度、高性能而广泛应用于各种场合[1],对于id=0的矢量控制方式,电流反馈、位置反馈以及速度反馈的精度在很大程度上影响了整个伺服系统的性能和精度[2,3,4,5,6,7,8,9]。国内比较通用的方案是直接将电流检测模拟信号传送到DSP中,虽然DSP自身带有A/D转换环节,但是其精度一般较低,如TMS320F2812的A/D转换通道精度只有12位,在实际的使用过程中,A/D的转换结果误差较大,如果直接将此转换结果用于控制回路,必然会降低控制精度。由文献[10]中检测得到的数据可以看到:在未加软件补偿算法情况下,实测2812的ADC通道分辨率只有5位,误差在5%左右,远不能满足高精度要求,在添加了复杂的补偿算法之后,虽然2812的A/D转换精度有所提高,但是增加了算法的复杂性。由此可见,采用直接将电流模拟信号送入DSP让其转化的方案在要求伺服系统高性能的场合不可取。
目前高性能伺服系统多采用“DSP+CPLD”的结构,DSP负责复杂的控制算法,CPLD负责电流采样、位置速度采样、I/O扩展等。并将采集的数据暂时存于CPLD,等到DSP需要某个数据时,通过读取CPLD寄存器或者CPLD内部的RAM得到需要的数据。
本研究设计伺服系统高精度电流采样硬件电路,利用16位高精度A/D转换芯片AD7655,基于CPLD,并采用VHDL语言控制AD7655来完成电流采样检测,最后在DSP中显示。
1 总体方案设计
高精度伺服系统电流采样方案设计如图1所示。
由图1可以看到,永磁同步电机的A相和B相定子电流IA和IB经过采样电阻,得到相对应的差分电压信号UI-U和VI-V,这两个差分信号经过光耦隔离放大电路后输出两个放大的差分信号Uout+-Uout-和Vout+-Vout-,两者再经过调理电路均变成0～5 V范围之内的电压信号,分别输入到AD7655的两个模拟输入通道INB2和INB1,由CPLD控制完成采样过程。
UI(VI)—逆变器输出U(V)相电压;U(V)—电机U(V)相输入相电压;Ru和Rv—采样电阻
下面进行具体电流采样电路和调理电路的设计。
2 电流采样电路和调理电路设计
电流采样电路需要检测永磁同步电机定子的两相电流,定子相电流采样电路如图2所示。经过R1与C1组成的滤波电路输入到光耦的差分电压输入端Vout+和Vout-,经过光耦HCPL-7840的隔离放大作用可得:
Vout+-Vout-=8(Vin+-Vin-) (1)
假设电机的U相电流为IA,则IA=(UI-U)/R2,Vout+和Vout-经过调理电路输出/输入到AD7655模拟信号输入端,电流采样调理电路如图3所示。
UI—逆变器输出U相电压;U—电机U相输入相电压;R2—采样电阻
由图3中电路及模拟放大器“虚短”、“虚断”的概念,可以得出输入电压与输出电压幅值的关系为:
UINB2=(Vout+-Vout-)+2.5 (2)
通过R6与C6组成的低通滤波电路滤波后输入AD7655,电压范围为0～5 V。
由式(1,2)可得:
3 软件设计及仿真
AD7655是ADI公司生产的具有16位精度的A/D转换芯片,可以选择转换后的数据输出方式为并行方式或者串行方式,本研究选择串行输出方式。
芯片启动转换如图4所示。
在CNVST的下降沿BUSY在32 ns左右由低电平变成高电平,表明器件进入转换状态。
AD7655芯片转换完成读数据过程如图5所示。
由图5可以看到,BUSY的下降沿显示AD7655转换完成,此时可以选通芯片读数据,且数据输出具有一定的延时。
一次完整的转换需要转换INA1、INB1、INA2、INB2共4个通道,INA1和INB1属于1通道,INA2和INB2属于2通道。选择先转换1通道或者2通道取决于A0的电平状态,数据转换完成之后,在1或2通道中,选择先读A通道还是B取决于
基于CPLD,本研究设计了采用VHDL语言控制AD7655电流采样的程序。
本研究中用到AD7655的INB2和INB1两个转换通道,因此需要在一定的时刻变换1,2转换通道。笔者选择在上次通道转换完成后开始读数据时变换通道。
CPLD控制过程流程图如图6所示。
部分设计程序如下。
本研究采用的CPLD为Lattice公司的LCMXO1200。利用Lattice最新推出的软件Lattice Diamond,笔者进行了CPLD控制下AD7655电流采样控制仿真。
仿真时序图如图7、图8所示。
CLK为CPLD系统时钟,SCLK为读转化数据的同步时钟,两者频率均为3.75 MHz,一个完整的转换周期中各信号的波形如图7所示。
通道1转换中和转换后各个信号的变化过程如图8所示,由图8可以看出:在CNVST的下降沿BUSY信号立即由低电平跳变为高电平,该过程小于32 ns,再经过0.875 μs,BUSY跳变成低电平,表明芯片转化完成,ADCS和RD在下个时钟上升沿有效,经过数据延时进入读状态读取转换完成的数据。data是为观察数据所设的寄存器。
4 实验及结果分析
4.1 CPLD控制AD7655实验
实验中采用的CPLD系统时钟CLK与AD7655同步采样时钟SCLK频率均为3.75 MHz,各信号的波形如图9～12所示。
由图9可以看到在CNVST下降沿的时候,BUSY立即上升,表明AD7655进入转换过程,在BUSY的下降沿表明转换完成。
如图10所示,A0为AD7655的1,2通道转换信号。A0=1时,转化2通道;A0=0时,转换1通道。
INB2输入5.03 V时的各信号波形如图11所示,由图11可以看到:在BUSY的下降沿,芯片转换完成,在下个CLK时钟上升沿ADCS和RD同时选通,再经过一个CLK周期的数据延迟之后,每次在外部同步采样时钟SCLK的上升沿读数据,经过32个SCLK脉冲读完2通道(INB2,INA2)数据,此时只需要读INB2通道,因此只需要16个SCLK脉冲。
A0=0时(即1通道转换)且INB1输入2.5 V时的各信号波形如图12所示。
按照上面的操作流程测出多组输入值与转换值如表1所示。
表1中转换后的二进制值为16位A/D转换值,由每次在同步采样时钟SCLK上升沿读SDO口电平状态所得,高电平为“1”,低电平为“0”。将“1111111111111111”代表5 V,据此,可得转换公式:
式中:Ucon—A/D转换后的电压,X—16位二进制转换值的十进制表示。
实际转化出的结果换算及误差如表2所示。
由表2可以看到,INB2输入2.51 V时的A/D转换误差为0.80%,输入3.01 V时误差为0.66%,有多组转化数据误差均为0。考虑到实际检测输入电压时不可避免的误差,以及其他一些干扰信号,模拟输入的电压信号经过AD7655转换后的转换值较原来模拟信号误差小于0.7%,与DSP的ADC通道直接转换产生的5%的误差相比,前者精度提高明显,能满足交流伺服高精度电流采样的要求。
4.2 数据在DSP中的显示
DSP采用TI公司的TMS320F2812,CPLD作为DSP的外扩器件。扩展在DSP外部接口的0区。CPLD将AD7655的串行电流数据信号进行串并转换后分别存储在CPLD内部寄存器INB2,INA2,INB1,INA1中,对应寄存器的地址分别为0x2001,0x2002,0x2003,0x2004。DSP每隔20 μs读一次CPLD,并显示出数据波形。INB2输入0.1 Hz正弦波形如图13所示,最大值为4.5 V,最小值为0.5 V的正弦波形经过转化和读取之后在DSP中的显示。
5 结束语
本研究设计了高性能伺服系统电流采样的硬件电路,在此基础上采用VHDL语言设计了软件程序,并进行了仿真,最后进行了电流采样实验。由输入与转换输出数据误差的分析可知:采用该方案,采样误差基本低于0.7%,由此可知该设计的精度能满足高精度电流采样需求,电流采样作为高性能伺服重要反馈环节,其精度的提高对于整个伺服系统性能和精度的提高具有重要的作用。
参考文献
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永磁性能 篇6
目前, 高性能的伺服系统已经进入了交流化的时代。现代交流伺服系统中, 永磁同步电机 (PMSM) 以其体积小、高效、高可靠性等优点而被广泛地应用于自动化过程控制领域。应用基于转子磁场定向 (FOC) 的永磁同步电机控制方法, 即矢量控制方法, 实现了交流电机定子三相电流中励磁分量和转矩分量的完全解耦, 进而可以将其分别控制, 达到交流电机直流化的控制效果, 是一种先进的交流伺服控制技术[2,3]。
1理论分析
1.1永磁同步电机数学模型
永磁同步电机是一个多变量、非线性、强耦合的系统, 为了建立易于实现的数学模型, 假设电动机是线性的, 三相定子绕组在空间对称分布, 气隙磁动势的基波在空间作正弦分布, 忽略磁场的高次谐波、磁饱和、铁损耗以及温度对参数变化的影响, 转子无阻尼绕组。根据交流电机矢量控制的原理, 首先建立一个与永磁同步机转子同步旋转的d-q坐标系, 并假设d轴与转子磁极重合。可以得到d-q坐标系下的永磁同步电动机的电压、磁链方程为[4]:
(1) 式中ud、uq为定子绕组d、q轴电压;id、iq为定子绕组d、q轴电流; rs为定子绕组电阻φd、φq为 d、q轴定子磁链;φf为转子永久磁钢在定子上的耦合磁链;Ld、Lq为定子绕组的d、q轴电感;ω为电机转子的电气角速率, ω=np·ωr;np为电机的极对数;p为微分算子, p=d/dt。
电磁转矩方程为:
(2) 式中Te为永磁同步电机的电磁转矩, 本文所讨论的电机为表面贴装式转子结构的PMSM, 则有Ld=Lq, 并且采用id=0的控制策略, 则电磁转矩为Te=npiqφd。
1.2永磁同步电机伺服控制系统
图1给出了永磁同步电机位置伺服控制系统的基本结构[5,6]。由图可知在本伺服系统中采用了位置、速度和电流控制的三闭环结构。其中, 电流环由电流调节器和逆变器组成, 其作用是使电机绕组电流实时、准确地跟踪电流参考信号。q轴参考电流iundefined来自于速度环的输出, d轴参考电流iundefined直接给定 (id=0控制策略) 。检测电机的三相电流, 将其进行3/2坐标变换, 得到d、q轴的反馈电流id、iq, 该反馈电流与d、q轴的给定电流参考值iundefined、iundefined相减产生偏差驱动信号, 并经电流调节器的调节作用生成d、q轴的电压参考值ud、uq。速度环的作用是使电机的转速与速度指令参考值ωref相一致, 消除因负载转矩扰动对电机转速造成的影响。速度指令参考值ωref与反馈的实际转速值ωr相比较, 其偏差值通过速度调节器产生q轴电流参考值iundefined, 力矩电流信号控制电机加速、减速或匀速, 从而使电机的实际转速与指令参考值保持一致。位置环的作用是产生电机的速度指令参考值ωref, 并使电机准确定位和跟踪。通过设定的目标位置θref与电机的实际位置θr相比较, 并利用其偏差通过位置调节器来产生电机的速度指令参考值ωref。
高精度永磁同步电机交流位置伺服系统中, 通常使用光电编码器来检测电机转子的角位置θr, 从而完成电机各参数从abc三相静止坐标系到dq两相同步旋转坐标系的变换解算。
(3) 式中θ为同步旋转坐标系系d轴和三相静止坐标系a轴之间的交角。上述伺服系统中应用了空间电压矢量 (SVPWM) 脉宽调制技术, 由于SVPWM 开关损耗小、电压利用率相对SPWM提高15.47%、谐波少等优点, 大大提高了PMSM 的调速性能。
1.3空间电压矢量 (SVPWM) 原理
SVPWM 控制原理是从电机的角度出发的, 着眼于如何使电机获得幅值恒定的圆形旋转磁场[7]。图2为典型的逆变器结构, 六只功率晶体管构成三组桥臂, 根据每个桥臂的上下导通情况, 一共组成了8种状态 (000—111) , 对应得到8个空间电压矢量, 其中 (000) 和 (111) 为零矢量, 每个空间电压矢量的副值均为2/3udc, 如图3所示, SVPWM 调制就是用这六个有效空间电压矢量和两个零矢量的组合去等效旋转参考电压矢量uref, 在任意小的周期时间T 内, 使得逆变器的输出和参考电压uref 的平均输出一样, 使电机磁通轨迹逼近圆形。
SVPWM的实现方法为:
(4) 式中, T1、T2为彼此相临的空间矢量ux 、ux±60的作用时间, T0为零矢量U000或U111 的作用时间。并且有T=T0+T1+T2, 改变T0、T的值也即实现了变频。
2系统设计
2.1系统硬件设计
本系统是位置、转速、电流三闭环位置伺服系统, 位置环采用比例控制, 速度环和电流环均采用PI控制, 实现速度和电流无差调节[2]。系统控制核心采用TI公司的DSP处理器TMS320LF2407芯片。TMS320LF2407芯片是TMS320C2000TM平台下有较高性能价格比的一种定点DSP芯片。TMS320LF2407配置了外围设备, 含事件管理器、A/D转换、串行接口等模块, 给高性能交流伺服系统的研制提供了便捷的平台。
永磁同步电机数字化伺服系统框图如图4。TMS320LF2407微处理器主要负责采用各相电流、计算电机的转速和位置, 实现控制策略和算法, 产生SVPWM控制信号、以及监控并保护系统的运行状态;CAN模块负责与上位机进行通讯, 通过总线接收位置指令;JTAG接口电路为仿真器与微机的接口电路, 便于系统进行在线调试。此端口由仿真器直接访问并提供仿真功能;检测电路系统逆变电路采用IGBT CPV363M4K智能功率模块组成逆变桥来实现功率主回路直流到交流的逆变。IPM的输入采用光耦隔离电路, 考虑到光耦器件的快关速度对驱动电路性能影响较大, 故IPM驱动电路采用高速光耦。系统采用2个霍尔电流传感器, 分别检测电机定子a相和b相电流, 得到的电流信号经精密采样电阻变换为低压信号, 送DSP的A/D采样口, 供系统电流控制所用。
2.2系统软件设计
本伺服控制系统软件主要包括以下模块组成[8]: (1) 位置控制模块, 包括转子位置信息读取和处理, 位置误差计算, 转子位置调节器算法输出指令转速; (2) 速度控制模块, 包括转子实际转速计算, 转速误差计算, 转速调节器算法得到交轴指令电流; (3) 实际电流坐标变换模块, 包括电机点数电流信息的读取, 利用转子位置信息实现定子静止三相到转子dq两相的定子电流坐标变换; (4) 电流调节器模块, 包括计算直轴和交轴电流误差, 直轴和交轴电流调节器获得直轴和交轴电压增量; (5) 定子电压计算模块, 包括计算直轴和交轴稳态电压, 计算直轴和交轴指令电压, 利用转子位置信息实现转子dq两相到定子静止αβ两相的定子电压坐标变换; (6) 定子电压空间矢量调制模块, 包括直流母线电压信息读取, 定子电压空间矢量调制算法获得PWM波形的占空比; (7) 逆变器PWM输出更新模块, 包括各相PWM 输出寄存器定时值的计算和更新。图5给出了永磁同步电机位置伺服DSP控制软件流程框图。
3仿真试验结果
为了验证本文所建立的交流伺服系统的软、硬件设计研究的正确性, 应用Matlab软件的simulink模块建立了仿真分析系统, 给定位置指令参考值为3rad, 得到图6所示的速度和转角位移响应曲线。可见, 整个动作过程分为前加速、后减速两部分, 并且过渡平滑、无震荡, 位置指令响应能力快速无超调。
4结语
基于DSP的高性能交流伺服控制系统, 以矢量控制为理论基础, 以DSP 为控制核心, 系统电路简单, 控制的实时性好, 便于复杂控制算法的实现。通过仿真试验表明, 系统具有较好的动静态性能, 性能稳定, 可提农业机械的自动化程度。
摘要：设计了应用于现代高新农业机械的交流永磁同步电机位置伺服系统, 研究了永磁同步电机 (PMSM) 的控制策略, 构建了基于空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 算法的位置、速度、电流三闭环控制系统, 系统控制以DSP芯片TMS320LF2407为核心。系统软件由控制主程序和PWM中断服务子程序组成:主程序完成DSP的初始化, 参数设定, 过压、过流保护等功能;PWM中断服务子程序完成电流采样, 转速计算, 矢量变换和PWM输出等功能。仿真结果表明系统具有良好的静态和动态性能。
关键词：DSP,交流伺服系统,永磁同步电机,矢量控制
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永磁性能 篇7
钕铁硼永磁材料以其优异的磁性能和高的性价比,在电子工业、汽车制造、冶金行业、仪器仪表以及微特电机等方面获得了广泛的应用。但是钕铁硼永磁材料在许多环境下易遭受严重的腐蚀,如在酸性环境、盐溶液及潮湿的空气中,会导致磁体的严重恶化和结构的失效。此外,钕铁硼永磁材料的后加工过程(如切片、磨片、打孔等)中会生成具有很强化学活性的新表面,并且由于材料本身含有化学性质活泼的稀土元素钕、粉末冶金体有空隙、不同金属间易形成原电池反应等原因,从而导致材料易氧化、易腐蚀。如没有任何保护,与环境中的水和空气等腐蚀介质接触时,极易受到腐蚀[1]。解决钕铁硼永磁材料的腐蚀问题已成为当务之急[2]。
本工作选择了无机盐、脂肪酸、硼酸胺和膦酸酯型等4大类型的9种缓蚀剂,考察了其种类和浓度对钕铁硼永磁材料防腐蚀性能的影响。
1 试 验
1.1 缓蚀剂的种类
(1)无机盐型缓蚀剂:
亚硝酸钠,相对分子质量69.00;钼酸钠,分子式为Na2MoO4,相对分子质量223.95。
(2)脂肪酸型缓蚀剂:
月桂酸为饱和一元脂肪酸,相对分子质量200.30;双十一酸(DC11)为饱和二元脂肪酸,相对分子质量216.00;某有机三元聚羧酸无灰防锈剂L190,相对分子质量468.60。
(3)硼酸胺型缓蚀剂:
低碱性高硼含量的缓蚀剂BA60DX;高硼含量、高碱性的添加剂BA70M。
(4)含磷型缓蚀剂:
烷基聚氧乙烯膦酸衍生物膦酸酯JP;壬基酚聚氧乙烯醚膦酸酯E9600。
1.2 试 样
按照GB/T 6144.9,先将钕铁硼试片抛光,平放在底部盛有水的干燥器隔板上(不可堵孔),用滴液管吸取试液涂布在试片上,然后将另一块试片重叠其上,对齐上下试片,以防2片滑开产生误差。合上干燥器盖,置于(35±2) ℃恒温箱中,每0.5 h观察一次,观察距试片边缘1 mm以内两叠面是否有锈蚀或明显叠印,并记录下产生锈蚀的时间[3]。
1.3 表 征
使用SSX-550型扫描电子显微镜观察金属表面形态,并借助EDS谱分析其元素分布。
2 结果与讨论
2.1 缓蚀剂对永磁材料出锈时间的影响
图1分别为4种类型缓蚀剂的浓度与产生锈蚀的时间的关系。
从不同种类缓蚀剂的出锈情况(图1)可看出,无机盐型、硼酸胺型和含磷型缓蚀剂随着使用浓度的增大,其防腐蚀效果均无明显提高,说明对钕铁硼永磁材料并无良好的缓蚀作用;脂肪酸型缓蚀剂随着使用浓度的增大,防腐蚀效果明显优于其他3种类型的缓蚀剂。其中双十一酸(DC11)的防腐蚀效果最佳,其用量为0.3%时,8 h后无明显锈蚀。
2.2 缓蚀剂对材料表面形貌的影响
图2为部分使用不同缓蚀剂时材料表面的SEM形貌。由图2可知,钕铁硼永磁材料表面均发生了点蚀,但腐蚀程度不同。其中使用无机盐型、硼酸胺型和含磷型缓蚀剂的材料表面点蚀比较严重,可见点蚀孔,而使用双十一酸(DC11)的材料表面光滑,未直接观察到点蚀孔。材料发生点蚀是由于烧结的钕铁硼永磁材料致密度不高,加上氧化物较疏松,孔隙率较大,在材料
表面很难形成氧化物保护膜,一旦氧化就造成连锁反应,加速氧化所致[4];钕铁硼永磁材料的氧化往往是从钕相开始的,富钕相一般都分布在晶界处,即氧化从晶界开始,随后带动铁元素的氧化,导致晶粒腐蚀的发生;之后形成晶间腐蚀,并有部分晶粒脱落,从而造成点蚀[5]。
2.3 缓蚀剂对材料表面元素分布的影响
使用不同缓蚀剂的材料的EDS谱见图3。由图3可知,金属表面硼元素的含量变化不大,说明其不主要参与反应。在基体材料中无氧元素存在,但在晶粒和腐蚀产物中都含有氧元素;而且当氧元素含量增多时,铁元素含量大量减少,但钕元素在晶粒中含量增多。这说明在钕铁硼永磁材料表层的晶界中钕率先发生氧化反应,生成富氧、钕而低铁的黑色氧化组织,然后此黑色组织再扩散到邻近的Nd-Fe-B组织中,进一步氧化为棕色氧化物,残存的Nd-Fe-B晶粒亦因周围组织粉化而自基体剥落,故在腐蚀产物中除Fe3O4,Nd2O3外尚有大量的Nd-Fe-B颗粒[6]。
由于本试验是在碱性条件下进行,钕铁硼永磁材料表层的晶界富Nd相首先与水发生腐蚀反应,其反应式为:3OH-+Nd→Nd(OH)3;Nd还发生了氧化反应,造成晶界的腐蚀:4Nd+3O2→2Nd2O3。铁元素随之也发生氧化反应,最终生成棕色氧化物[7]。
2.4 防腐蚀机理分析
由以上试验结果可以看出,脂肪酸型缓蚀剂的防腐蚀性能优于另外3类缓蚀剂。这是由于脂肪酸型缓蚀剂的分子能够紧密地吸附在金属表面,有效地减缓了腐蚀介质的渗透,从而起到了良好的缓蚀作用[8]。此外,DC11的防腐蚀效果优于其他2种脂肪酸型缓蚀剂,究其原因是月桂酸为饱和一元脂肪酸,单个羧基(-COOH)极性不够强,其吸附能不理想,致使月桂酸的防腐蚀效果较差;而二元或多元脂肪酸的吸附能大,故DC11和L190均比月桂酸防腐蚀效果好。但脂肪酸型缓蚀剂分子体积过大时,因分子间存在空间位阻,彼此不能互相紧密靠拢,会降低吸附分子间的物理吸附和范德华力,使吸附能下降,必然易被腐蚀介质所穿透,因此L190的防腐蚀效果比DC11差[9]。
无机盐型缓蚀剂不能在金属表面生成一层致密的、覆盖良好的固体产物钝化薄膜,没有将金属表面和腐蚀介质隔开,未能起到缓蚀作用;膦酸脂型缓蚀剂分子未能完全吸附于材料表面,不能有效阻碍腐蚀介质的渗透,致使没有形成完整的化学吸附膜,造成缓蚀效果不理想;硼酸胺型缓蚀剂在水中水解产生氢氧根离子,不能使钕铁硼永磁材料中活性很强的钕元素生成钝化氧化物,所以不能有效阻止金属的腐蚀[10],无良好的缓蚀效果。
3 结 论
(1)无机盐型、硼酸胺型和膦酸酯型缓蚀剂不能在金属表面形成完整、致密、可阻碍腐蚀介质渗透的薄膜对钕铁硼永磁材料均无明显的缓蚀作用,而脂肪酸型缓蚀剂对钕铁硼永磁材料有一定的缓蚀作用,且随着缓蚀剂浓度的增大,防腐蚀性能逐渐提高。
(2)脂肪酸型缓蚀剂对钕铁硼永磁材料能起到良好的缓蚀作用,是由于其分子能够紧密地吸附在金属表面,有效地减缓了腐蚀介质的渗透。二元或多元脂肪酸防腐蚀效果优于一元脂肪酸,是因为单个羧基基团极性不够强,吸附能不高,而二元或多元脂肪酸极性更强、吸附能大的缘故。但若脂肪酸型缓蚀剂分子体积过大,由于空间位阻,会降低分子的吸附能,影响其防腐蚀效果。因此,DC11对钕铁硼永磁材料能起到较好的缓蚀作用,当DC11浓度达到0.3%时,8 h后无明显锈蚀。
摘要：采用叠片腐蚀试验方法评定了无机盐型、脂肪酸型、硼酸胺型和膦酸酯型等4类9种水溶性缓蚀剂在水性环境中对钕铁硼永磁材料防腐蚀性能的影响。通过扫描电子显微镜(SEM)和能量色散谱(EDS)观察了金属表面形态及元素分布。结果显示,无机盐型、硼酸胺型和膦酸酯型缓蚀剂对钕铁硼永磁材料均无明显的缓蚀作用,而脂肪酸型缓蚀剂对钕铁硼永磁材料有一定的缓蚀作用,其中以双十一酸(DC11)的防腐蚀效果最为突出,并且随着缓蚀剂浓度的增大,防腐蚀性能逐渐提高。
关键词：缓蚀剂,钕铁硼永磁材料,防腐蚀性能
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