永磁无刷电机（精选7篇）
永磁无刷电机 篇1
近年来,随着电力电子器件的发展和永磁材料性能的不断提高、价格不断降低,使得永磁无刷直流电机(PM_PDCM)的性能和应用领域得到前所未有的发展[1,2]。如:在电动汽车领域和新能源领域中,由于永磁无刷直流电机具有体积小、效率高、可控性好等优点,使其成为电动汽车电机和光伏水泵中的主流电机。在永磁无刷直流电机的换相过程中,由于电机电感的存在,使得电机电流在换相过程中会发生波动,从而引起电机转矩的波动。对于高速运行的永磁无刷直流电机,若电机电感过大,会导致电机的换相时间在电机运行周期中占的比例过大,甚至会引起电机的换相失败。因此,避免电机换相失败和减小电机的转矩波动对提高永磁无刷直流电机的性能具有重要意义。
目前对永磁无刷直流电机的转矩波动和换相失败进行讨论的文献大多仅限于控制视角。文献[3]通过在线实时计算最佳超前角度来减小电机的转矩波动;文献[4]提出了基于自适应人工神经网络的换相转矩脉动的抑制方法,文献[5]提出了基于自抗扰控制器的无刷直流电机控制系统。文献[6]提出基于直接转矩控制方式来实现转矩脉动的抑制。
本文从系统参数整体优化出发,在研究永磁无刷直流电机主要性能参数与其控制性能的关系基础上,以优化永磁无刷直流电机系统换相性能为目标,提出了永磁无刷直流电机定子电感优化设计方法,并推导出了避免电机换相失败的最大电感值和减小转矩脉动的最小电感值,从而保证永磁无刷直流电机具有良好的换相和动态性能。
1 电感对电机换相的影响分析
1.1 换相时间分析
假设在两相导通三相星形6状态永磁无刷直流电动机中,电机处于理想换相模式,转子每转过60°(电角度)就换相一次[7]。图1给出了AC→BC换相模式的电路图。
假设永磁无刷直流电机相电流的幅值为Is,反电势的幅值为E,电机在ta时刻换相结束。由图1可知,换相前A相和C相电流满足:ia(0+)=-ic(0-)=Is,换相结束后B相和C相电流满足:ib(ta)=-ic(ta)=Is。根据文献[8]可计算出电机换相时间为
因为电机的换相在ta时刻结束,所以在ta时刻有:
联合式(5)和式(6)可以解得电机的换相时间为
从式(3)可以看出,电机的换相时间与电机的电感成正比,电感值越大,换相时间越长。
1.2 避免换相失败的电感值分析
由于永磁无刷直流电机采用120°(电角度)导通方式则在理想情况下电机的相电流波形如图2a所示。电流的上升时间和下降时间均为0,电流波形呈矩形波,当每对桥臂的上桥臂导通时电流值为正且保持不变;当每相桥臂的下桥臂导通时电流值为负且保持不变。而在实际电路中,由于绕组电感的存在,电流的上升下降时间不可能为0,实际的相电流波形如图2b所示。而当电机电感值很大且处于高速运行时,会出现换相绕组电流值还没有达到幅值时,电机的换相过程已经结束,电流开始下降,电流波形如图2c所示。
由于转子每转过60°(电角度)就换相一次,因此,若要使换相电流在换相结束前就达到稳态值,则电流的换相时间ta必须满足要求:
将式(3)带入式(4)可得:
2 电感对转矩脉动的影响分析
当永磁无刷直流电机需要调速时,往往采用PWM调制,文献[9]论述了常用的几种调制方式,调制方式不同,对转矩脉动的抑制会产生一定的影响。根据文献[9]可知,当电机运行在4E>U高速区的时候,无论采用何种PWM调制方法,换相电磁转矩脉动均为负值,即在整个换相期间电机的平均电磁转矩将减小,这种情况下PWM调制对转矩脉动的抑制不起作用。因此通过改变PWM调制方式对电机的换相转矩脉动不能起到很好的作用。
下面以AB→AC换相过程为例,分析电感值的大小对转矩脉动的影响。根据文献[10]可知,电机的换相转矩脉动公式为
其中
电机的额定转矩公式为
式中:Sa,Sc为A相和C相绕组的开关函数,开关函数为1表示对应绕组上桥臂开关管导通,开关函数为0表示下桥臂开关管导通;E为电机反电势的幅值;ω为电机机械角速度;Is为电机电流的幅值;t为电机换相时间。
令转矩脉动△Tem小于额定转矩Tem的5%,则有:
当电机处于高速区(4E>U)时,为了尽量减小换相转矩脉动,换相期间可以采用恒通方式,即:
式(10)可化简为
又因为换相时间t最大值为,所以若要使电机转矩波动抑制在5%范围内,电感值必须满足:
3 电感参数的优化设计
根据以上分析可知,当永磁无刷直流电机的电感值过大时会导致电机换相失败;当电感值过小时,电机的换相转矩脉动会增大。所以永磁无刷直流电机的电感值应满足:
由式(13)知,绕组电感的范围既与绕组内阻、电机额定工作频率和反电势等电机结构参数的影响有关,也与控制器的直流电压和电机额定工作时绕组电流幅值等控制参数的影响有关,因此对PM_BDCM电感参数优化设计既可从电机本体设计的角度来优化,也可从控制器的角度来优化。
在电机结构参数中,电机的极对数影响电感的范围。根据极对数与频率的关系可知,电机的周期和极对数成反比,当极对数增加时,电感范围则减小,控制器对电感值要求则增加。因此对于高速运行的电机,电机的极对数应尽量减小,从而提高电感范围。
在电机的结构参数中,绕组结构是影响绕组电感的主要因素。由于分数槽集中绕组漏磁场高于分布绕组的漏磁场,电机的漏电感明显高于分布绕组的漏电感,因此分数槽集中绕组电感高于分布绕组。电机的槽型尺寸对电机的电感也有重要影响,本文以6极9槽分数槽集中绕组为例,根据文献[11]的分析可知分数槽集中绕组的电感计算公式为
式中:Lslot为槽漏感;S为电机槽数;ncond为绕组的每槽导体数;leff为电机有效轴向长度;μ0为气隙磁导率;Ws为槽体宽度;hs为槽体高度;h0为槽口高度;b0为槽口深度。
根据式(14)可知,当电机绕组参数和槽极数确定后,通过降低槽身和槽口的深度或者增加槽身和槽口的宽度可以减小绕组漏感。
综上分析,对电感参数的优化首先需要确定电感的范围,根据电感的范围设计电机,使电感值满足要求;当设计完成后,若电机实际电感超出电感范围,则可以通过调整直流电压或者改善控制方式使电感范围增大,从而使电机电感满足电感值的要求。
4 实验验证
为了验证结论的正确性,本文利用以上公式对一台6极9槽的永磁无刷直流电机的样机进行试验,其参数为:额定功率24 W,额定转速4 000 r/min,直流电压24 V,定子槽数9,极对数3,电阻0.45Ω,电感4 m H,反电势9 V,周期5 ms。
样机在空载和额定负载情况下的电流波形如图3所示。从图3a可以看出电机在空载情况下电流幅值Is1=1.3 A,根据式(14)得出2.9 m H
经过优化后的电流波形如图4所示,从图4中可以看出电流幅值Is3=2 A,根据式(14)可求出1.4 m H
5 结论
本文在考虑电感的永磁无刷直流电机的电路模型基础上,通过分析电机电感值的大小对永磁无刷直流电机换相过程影响的分析,推导出了在避免换相失败同时又可以抑制换相转矩脉动的电感范围,并给出了优化电机电感的方法,从而为设计永磁无刷直流电机电感时提供了依据。最后通过对样机进行实验,验证了计算公式的正确性和优化方法的有效性。
参考文献
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永磁无刷电机 篇2
高速电机的转速非常高, 而且其功率的密度非常大, 其几何尺寸小于其输出功率相同的低速电机, 这些特征使得它在工业领域受到了广泛的关注和应用, 比如说高速磨床高速飞轮储能系统以及在污水处理中采用的高速离心压缩鼓风机, 这些都是高速电机在各个应用领域的具体体现。在之前的电机运行中, 如果人们想要得到较高的转速输出, 就要先将之前的电机齿轮箱的变速达到能够提高变速的作用, 我们需要注意的是, 齿轮箱的体积是非常大的, 而且会出现很大的噪音, 其使用的寿命也不是很长, 因此齿轮箱会在一定的使用时间内降低系统的整体效率, 但是如果我们使用高速电机, 就会不再使用齿轮箱这一环节, 这样就会减少系统的整体体积, 最重要的是能够在一定程度上提高系统的效率。也正是由于永磁无刷电机的结构非常简单, 无励磁损耗、效率高等特点, 使得永磁无刷电机非常适合高速的场合。
2 高速永磁无刷电机的应用
2.1 在电动汽车中的应用
现阶段汽车行业的发展是推动整个社会现代化进程的一个非常重要的动力源泉, 但是汽车工业的快速发展和它对环境的污染速度是成正比的, 尤其在我国特别明显, 汽车行业的市场日益扩大, 环境污染和能源消耗的问题就越来越严重, 因此, 电动汽车逐渐受到了人们的广泛关注, 而电动汽车当中的电机应该具备较高的转速, 高启动的转矩, 而且要在较大功率的范围内始终能够保持很高的效率。而永磁无刷电机就具有上述的特点, 因此它也受到了广大汽车行业研究者的关注和研究, 目前已经在一些电动汽车中得到了实际的应用。
2.2 在分布式发电系统中的应用
目前主要的电力能源生产和分配的方式是集中发电以及远距离输电, 但是这种输电的方式在我国的电力系统分配当中是存在一定缺陷的, 造成这种情况的主要原因是因为我国的面积非常广阔, 因此我国能源的分布形式也是非常不均匀的, 而且不同地区的经济发展情况也是有着很大的差异, 这样也就造成了我国电力输送的成本增加的情况, 所以在生产和使用的时候就出现了不平衡的现象, 针对现阶段的这种情况, 能够有效解决这一问题的方法就是使用分布式发电供电系统来作为一个辅助系统, 这一辅助系统主要是由内燃机以及储能装置等构成的, 而我们所说的高速永磁无刷电机的效率是非常高的, 而且在实际的运行当中也体现了其可靠性的一面, 非常适合中小型高速发电机的使用, 这也使得高速永磁无刷电机在分布式发电供电系统当中显示了其价值, 使其有了更加广阔的应用空间。
3 高速永磁无刷电机设计的关键性问题
转子结构按照永磁体安装的方式可以分为三种, 一种是安心永磁体结构, 第二种是永磁体表贴式, 第三种是永磁体内嵌式。一般永磁体实心结构是将永磁材料制成一个圆柱的形状, 利用高强度非导磁钢护套通过盈配合将永磁体整体包裹起来, 这种结构是没有轴的, 因此需要将永磁体护套与芯轴焊接在一起来传递转矩。永磁体要采用整体结构平行充磁, 因此具有较好的电磁特性。而永磁体表贴式结构可以做成一个整体的环形空心形状, 当采取这种结构的时候, 永磁体可以采用平行充磁的方式。永磁体内嵌式结构是将永磁体整个埋入了铁芯的内部, 这样整体的结构就会非常的坚固, 也就能够承受高速运转时所出现的离心力。
实心永磁体结构和永磁体表贴式结构都具有非常好的机械对称性, 可是由于永磁材料能够承受的拉应力是有限的, 所以工作人员在运用的过程当中, 为了能够有效地防止永磁体在高速旋转的时候不会出现破坏的情况, 工作人员就在永磁体的外层加了一个保护的措施, 现阶段在这一领域能够使用的最有效的措施主要有两种, 一种是碳纤维捆绑式, 另一种是外部金属护套式, 碳纤维的厚度相对较小, 而且它的导电性也是非常差的, 所以不会产生高频涡流方面的损耗。但是它还是有一定的缺点, 比如说碳纤维的散热性能较差, 转子不容易散热, 有的时候为了达到屏蔽谐波的目的, 还会在捆绑的内部增加一层铜屏蔽层, 这样又在一定程度上增加了工作的难度。而非导磁金属护套则具有非常好的导电性能, 因此它可以有效地屏蔽高次的谐波, 最重要的是它的导热性能也非常好, 利于转子的散热, 但是它也是存在一个不足, 就是它的金属材料价格相当昂贵。
4 高速永磁无刷电机控制系统
永磁无刷电机如果是按照反电势波形会分为无刷电机和正弦波无刷电机, 正弦无刷电机是由交流电进行供电的, 而永磁同步电机则是由电励磁同步电机发展过来的, 它用永磁代替了之前的电励磁同步电机, 其转子的结构也按照永磁体的安装形式分为实心转子式和内嵌式, 而对于永磁无刷电机来说, 其矢量的目的就是为了将永磁同步电机近似地看成电流电机控制, 一般情况下, 都是开展控制电机外部的系统来对电机进行控制的, 其实矢量控制是利用了空间矢量变换的方法对定子电流进行相应的解耦, 最终实现解耦控制。
参考文献
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永磁无刷电机 篇3
永磁直流无刷电机(BLDCM)是一种典型的机电一体化电机,除了有普通直流电机调试性能好、调速范围宽和调速方式简单的特点外,还有功率因素高、转动惯量小、运行效率高等优点,特别是由于它不存在机械换相器与电刷,大大的减少了换相火花,机械磨损和机械噪声[1],使得它在中小功率范围内得到了更加广泛的应用,是电机的主要发展方向之一。
对于永磁直流无刷电机的控制方式,可以分为两大类:有位置传感器控制方式和无位置传感器控制方式。典型的有位置传感器控制方式是使用霍尔传感器控制方式。无位置传感器控制方式是目前比较广泛使用且较为新颖的一类控制方式,包含有:反电动势控制方法、磁链计算法、状态观测器法和人工神经网络(ANN)控制法等。反电动势控制方法中对驱动桥和电机在外电路过流时的保护极为重要,对软件发生错误动作时负载的保护也提出了较高的要求,本文采用反电动势控制方法,以直流无刷稀土电机为研究对象,设计了两个电流保护模块和一个数字逻辑保护电路,提高了系统工作时的安全性,具有较大的研究意义。
1 控制系统总体设计
本系统采用PWM反馈控制方式的典型闭环调速系统其中还创新性的加入了逻辑保护电路和两路电流保护电路,控制系统总体设计框图如图1所示。由转速参考值n0与实际转速的反馈值n相比较,得到的偏差送到转速控制器,经过相应的计算后输出控制信号到PWM控制器,PWM控制器则产生三相桥试逆变器主开关的控制信号,然后由主开关完成对永磁无刷直流电机定子电流的通断,并产生平均意义上旋转的定子电枢合成磁势,由定子电枢合成磁势带动永磁体转子旋转,实现了永磁无刷直流电机的自同步控制。
研究对象永磁直流无刷稀土电机将磁体粘贴到转子铁心表面,组成所谓的隐极式转子结构。其定子三相对称绕组采用整距、集中绕组,无中线引出线,由电机学原理可知反电动势的波形为一梯形波,而且电机中A、B、C三相是对称的,它们的反电动势只在相位上依次落后120度。再考虑到定子每相绕组的反电动势正比于转子角速度[1],有图2所示关系。
由此得出反电动势法控制规律的重要结论为:通过测量反电动势获取转子位置信号,并不是测量反电动势大小,而是反电动势的过零点信号,当反电动势出现过零点后再延时30度电度角就是转子电流下一次换相时刻[5]。但反电动势无法直接测量得到,可通过测量电机端电压来间接获取电机反电动势。
2 系统硬件设计
该系统硬件电路设计重难点在于驱动逆变电路,转子位置检测电路和电路保护模块三大部分。驱动逆变电路包含驱动芯片和驱动桥式电路两个部分,驱动芯片采用IR2130驱动芯片,它是专用的三相桥式电路驱动芯片,可以直接驱动中小容量的MOSFET、IGBT、MCT等,而且只需一个供电电源,工作频率从几十赫兹到上百千赫兹[2],内部还设置有过流和欠压保护使得在驱动功率管时更加安全可靠。
驱动桥式电路常用方案有:三相半桥驱动,电容储能驱动和三相全桥驱动[4]。三相全桥驱动由六只功率管构成三相六臂全控桥,虽然增加了功率开关管的数量,但增大了转矩输出且转矩波动小于三相半桥驱动,复杂性与可靠性上也优于电容储能驱动,而且起动特性和低速平稳性都较好,因此本系统采用此方案。如图3所示,为驱动芯片和驱动桥式电路(只接了一相的上下桥臂)的硬
转子位置检测电路用于测取电机反电动势过零点信息,从而获得转子位置,而且是通过检测电机的端电压来实现的。电路设计如图4所示。
电机端电压检测共分为A、B、C三相,现以A相为例,先将输入到IR2130的B和C相驱动控制信号PWM B和PWM C通过与非门反相,得到B、C两相上桥臂的PWM驱动信号相与的波形,然后跟单片机输出控制口信号Ctr_A相与。当单片机输出控制口为1时,D触发器时钟端为B、C两相PWM驱动波形相与的信号;当单片机输出口为0时,D触发器时钟端为低电平,封锁D触发器输出,使D触发器输出保持不变,从而通过编写软件控制单片机输出口,使得每个状态,只有一个D触发器开通,且在续流阶段封锁D触发器输出,这样可以很大程度的避免反电动势虚假过零点对零点信息测量的影响。
电流保护电路包括两个部分。第一部分如图3所示。通过R7、R8、R9三个电阻将驱动桥的电压信号采集到IR2130中,一旦外电路发生过流或直通,IR2130内部的电流比较器迅速翻转,故障处理单元输出低电平,封锁驱动输出口,同时引脚FAULT向MCU发出报警信号,由此完成第一部分电流保护功能且要通过软件设计实现具体的功能响应。第二部分电流保护主要针对驱动桥,电路设计如图5所示。(参见右栏)
保护电路通过R10于R11将驱动桥下桥臂的电压采集到LM393的正向输入端,可以和事先设定的Verf进行比较,当驱动桥电流过大时,LM393输出高电平,使得Q1、Q2、Q3都导通,由此降低下桥臂MOS管的栅源电压,达到保护MOS管的目的[4]。
三相全桥的驱动控制是由MCU通过PWM方式实现的,当软件运行出现错误时,可能会使得同一桥臂的上下两个MOS管同时导通,这将造成短路,极易烧坏MOS管,由此设计了逻辑保护电路模块,使得同一桥臂上下两个MOS管不会出现同时导通的情况。逻辑保护电路输入与输出的逻辑关系如表1所示。
通过表1的逻辑关系,同一桥臂上下桥臂的输入信号互锁,使得不会出现同时导通的情况。硬件电路的连接由表1逻辑关系而定,而且可以通过与非门电路搭建而成,在此不再详述。
3 系统软件设计
MCU输出控制信号控制三相全桥驱动逆变电路,在软件实现上可以采用不同的控制规律,常用的控制方式有:三三导通控制方式,两三轮流导通控制方式和1200导通型控制方式[1]。它们在控制性能上相差不大,本系统采用1200导通型控制方式,控制规律为:(1)每隔600换流一次;(2)任何时候只有两只开关器件同时导通;(3)每个开关器件导通1200
根据硬件电路的设计和1200导通型控制规律,桥臂与MOS管对应关系为:A上桥臂:T1,A下桥臂:T4;B上桥臂:T3,B下桥臂:T6;C上桥臂:T5,C下桥臂:T2。各MOS管导通顺序如表2所示。
采用反电动势法控制直流无刷稀土电机,在起动时,由于电机转速很小,无法获得反电动势,因此电机起动顺利完成要通过软件编程实现。常用的起动方式有:外同步驱动起动方式和预定位起动方式[3,4]。外同步驱动方式指以变频方式同步拖动电机转子旋转,这种起动方式的缺点是转子的旋转方向是不可知的,转子可能顺时针旋转也可能逆时针旋转;另外,如果频率上升太快,电机很容易失步。预定位方式起动是在起动开始时给电机一个确定的通电状态,使转子定位。然后改变电机的通电状态,在电磁力矩的作用下使转子向确定方向转动,在转动过程中把电机切换到无刷电机运行方式。这样,一方面使绕组中具有一定大小的反电势信号,另一方面电动势的相序是固定的而非随机的,保证电机有一个确定的转向,实现电机的顺利起动。
4 总结
采用以上分析设计的控制方案控制直流无刷稀土电机,实现了反电动势法无传感器控制方式。同时采用两个电流保护模块,一个从硬件上实现保护,一个从软件方面设计实现保护,使得电机在外电路过流与直通发生时能更好的保护整个控制系统的安全运行,相比较于只采用硬件保护电路或软件保护的反电动势控制方法更加灵活安全。还特别的加入了逻辑保护电路模块使得在软件出现问题时能保护驱动电路和电机的安全。整个系统在分析设计方面还有改进的空间,希望其他读者能从以下方面进行改进。
(1)更好的解决反电动势虚假过零点问题。
(2)有待研究更快更好的启动方法。
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永磁无刷电机 篇4
关键词：双转,无刷直流电机,位置检测
普通永磁无刷直流电机仅驱动转子磁极旋转, 其电枢是静止不动的, 而双转式永磁无刷电动机的电磁转矩要驱动内外两个转子向相反的方向旋转, 这是基于作用力与反作用力的原理[1]。双转式永磁无刷直流电机主要应用在水下对转推进系统中, 电机的两个输出轴带动按相反方向旋转的两个螺旋桨, 后螺旋桨回收前螺旋桨传递到螺旋桨伴流中的一些旋转能量[2], 因此, 两个输出轴所传递的能量将更多地转化为推进力, 双转方式的使用显著提高了推进效率。
1电机结构
双转式永磁无刷直流电机的结构如图1所示, 与普通永磁无刷直流电机结构相差较大, 普通无刷电机的定子在双转式电机中成为两转子之一, 此台样机基本结构为内转子 (电枢转子) 、外转子 (磁极转子) , 由于内转子电枢也要旋转, 故采用三个滑环给电枢三相绕组馈电。值得注意的是, 双转式永磁无刷直流电机的“无刷”的概念是指没有换向器及其电刷而由自控式逆变器馈电之意, 而并非没有与滑环联接的电刷, 这种说法是相对于有电刷和换向器的普通有刷直流电机的
位置传感器是双转式永磁无刷直流电动机的重要组成部分, 作用是检测转子磁极对电枢绕组的相对位置, 从而为逆变器提供正确的换向信息。双转式永磁无刷直流电动机系统中, 换向信息的获得有旋转式位置传感器、静止式位置传感器及无位置传感器三种方式, 旋转式位置传感器的作用原理与在普通单转的永磁无刷电动机中是完全相同的, 两者的控制策略也相同[3]。
此台样机采用静止式位置传感器, 即霍尔元件是静止的, 旋转的是传感器的转子磁钢, 这就使得电机的结构简单化, 但在控制策略上相对普通单转无刷电机要复杂一些。如图1所示, 要获得内外转子各相对于电机静止部分的绝对位置就要有各自的位置传感器, 最终解算出相对位置及相对转速。
以两相导通星形三相六状态为例, 普通无刷直流电机采用3个霍尔元件检测转子磁极的位置, 相邻两霍尔元件之间的机械夹角为60°/p 或120°/p (p为极对数) 。为缩小电机的体积, 此台样机的p取为10, 位置传感器的转子磁极对数pps=p。为提高位置检测的精度, 这里采用6个霍尔元件, 合理的计算夹角使得6个位置信号的状态组合将磁极转子的一个旋转电气周期等分成12份, 如图3所示。霍尔元件空间配置如图2, 内转子与外转子的位置传感器霍尔分布图及波形完全相同, 为便于描述, 外圈表示位置传感器的转子, 内圈表示位置传感器的定子, 实际安装时位置传感器的转子磁钢和定子霍尔元件是正对着的, 6只实心小圈代表霍尔元件 (锁定型霍尔集成电路) 。假设磁极转子从图2示位置θ=0处逆时针旋转, 则6只霍尔元件的输出波形如图3所示, Hu1、Hv1、Hw1互差120°电角度, Hu2、Hv2、Hw2互差120°电角度, 并且Hu2、Hv2、Hw2分别滞后Hu1、Hv1、Hw130°电角度。
由于位置传感器可确定电枢转子和磁极转子各自处于12种位置状态的哪一种, 因此电枢转子和磁极转子的相对位置就可以用144种状态中的一个来表示。知道了相对位置就可以根据电机获得平均电磁转矩最大的原则推算出电枢绕组的导通相。
2控制器设计
2.1控制系统原理图
本控制系统采用电流环、速度环、位置环三闭环的控制策略, 三闭环原理图如图4所示。相对普通单转无刷直流电机, 位置参数改为相对位置参数, 速度改为相对速度, 速度参考值为普通无刷电机转速值的2倍, 其它控制策略相同。
2.2硬件框架设计
控制系统如图5所示, 主要有控制模块DSP、逻辑处理模块CPLD、智能功率模块IPM、位置传感器、电流检测装置、键盘及显示电路等组成。
核心控制芯片采用TI公司32位定点数字信号处理器TMS320F2812, 其优化的事件管理器、快速灵活的中断管理、多标准的通讯端口、高效率的C/C++编译程序、独特的IQmath程序库和数字电机控制软件包为电机调速系统提供了更加灵活、高效的控制方案[4]。
为能同时处理多路位置信号, 并减少印制板空间及提高可靠性, 选用ALTERA公司MAX7000AE系列CPLD器件EPM7512AEQ C208, 它具有176个IO口, 是业界标准的3.3VCPLD, 非常适合TMS320F2812的IO口扩展。CPLD的时钟频率由DSP提供, 它完成位置信号的采集、IO口扩展、地址译码及控制信号分配。
电机驱动模块选用MITSUBISHI公司IPM模块PM300CLA060, 它配合DSP产生的6路PWM驱动双转式永磁无刷直流电机。PM300CLA060内含6个600 V/300 A的IGBT管, 管导通压降小 (VCE (sat) =1.5 V) , 开关频率最高达20 kHz, 模块内部带有欠压UV、过流OC、过热OT、短路SC四种保护功能, 当IPM发生UV、OC、OT、SC中任一故障时将输出故障信号Fo, 但是IPM自身产生的故障信号是非线性的, 如果故障信号输出持续时间结束后故障源仍就没有排除, IPM就会重复自动保护的过程, 一旦IPM模块自保护动作次数超过极限数值IPM就会损坏, 因此仅仅靠IPM内部保护电路还不能够完全实现器件的自我保护。这里将IPM的4路故障信号Fo送给CPLD做逻辑与处理后再给TMS320F2812的功率保护引脚PDPINTA (如图5所示) , 由于功率保护中断的优先级高, DSP一旦检测到Fo信号就立即将PWM输出引脚置为高阻态, 实现了软保护。
2.3位置检测
普通无刷直流电机由于大多采用三个霍尔元件, 位置信号在经过硬件滤波和消抖后直接送到DSP的捕获单元, 如Capture1、Capture2、Capture3, 通过捕获各路位置信号的上升及下降沿, 引发捕获中断, 在中断中读取位置信号, 进入换向表, 导通相应的电枢相序。对于双转式永磁无刷直流电机, 由于内外转子各有6路即共有12路位置信号需采集, 这就需要CPLD来辅助处理, 对内、外转子各自的6路位置信号分别做二进制加法后送给DSP的捕获单元Capture1和Capture 4, 处理后的波形如图6所示, 使得任一转子每转过30°电角度就产生一次捕获中断, 即位置传感器检测的最小电气角度为30°。另外, DSP的数据线及地址线也与CPLD相连, 经CPLD地址译码, 在捕获中断中, 将全部12路位置信号通过数据线送入DSP的相应地址单元, 从而获得了相对位置, 就可推算出电枢绕组的导通相。
2.4电流检测
电流检测是非常重要的环节, 它反应了电机当前的带载情况, 并参与电机速度、电流闭环控制, 这里采用电流传感器, 型号为LEM公司的BLF200-S7, 额定测量电流200A, 额定输出电压4 V。由于 LEM的输入是具有正负极性的电流, 而TMS320F2812的A/D转换单元输入是单极性的 (0～3 V) , 所以在检测信号送入DSP的ADCIN0与ADCIN08通道之前, 要经过加减运算电路, 同时加以滤波以消除干扰, 如图7所示。选用运放TL084组成的两级运放电路, 首先把范围是±4V的检测信号缩放为±1.5 V, 后级电路完成求差功能, 把信号转化为0～3 V, 再经过简单的一阶低通滤波, 最后送给DSP。这里只检测U相和W相电流, 由三相定子电流的对称性可知iV=- (iU+iW) , 计算出定子三相电流, 为系统控制和保护提供实时信号。
2.5速度检测
速度是利用DSP的捕获单元Capture1、Capture4检测转子转过30°电角度的时间来计算的, Capture1、Capture4分别选择通用定时器T2、T3作为时基, 在Capture1、4捕获中断服务程序中先将T2和T3清零, 以便下一次捕获中断到来时能重新记数, 再启动T2和T3, 读CAP1FIFO、CAP4FIFO的值ncap1、ncap4, 计算当前速度的公式如下:
外转子转速:
内转子转速:
相对速度 v=vS+vR。
式中 TPS2、TPS3分别是通用定时器T2、T3的输入时钟预定标系数, Tclk是DSP的时钟周期, p为电机极对数。
3结束语
本文分析了双转式永磁无刷直流电机
的工作原理, 重点研究了静止式霍尔位置传感器的位置检测方法, 与普通单转无刷直流
电机进行了比较, 基于上述原理及方法, 开发了双转式永磁无刷直流电机的控制器, 本文重点阐述了系统的硬件设计部分, 实践表明这种位置检测方法能成功应用于双转电机领域, 这对于双转式永磁无刷直流电机在水中兵器甚至其它民用领域的应用具有广泛的参考价值, 应用前景广泛。
参考文献
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永磁无刷电机 篇5
随着电力电子技术、微电子技术及现代控制理论的发展, 高性能的永磁无刷电机控制系统已经越来越多地被应用于伺服控制、航空航天、机器人等领域。永磁无刷电机使用电子换向, 克服了直流电机由于机械换向所引起的电磁干扰和噪声, 具有结构简单、体积小、维护方便等一系列优点[1]。永磁无刷电机的控制技术及伺服性能的提升一直是国内外控制领域的研究热点。
永磁无刷电机的气隙磁场非常复杂, 电感、磁链和电流之间存在很强的耦合性、时变性和非线性, 无法对其建立准确的数学模型, 这些因素加大了对无刷电机进行精确控制的难度。在传统比例-积分-微分 (PID) 控制系统中, 比例增益KP、积分增益KI、微分增益KD在系统工作时是固定的, 而参数一旦固定, 就难以脱离固定的数学模型, 这就使得其在控制非线性、时变、耦合及参数和结构不确定的复杂过程时, 调节效果较差, 难以满足高性能尤其是精密设备的伺服控制要求。
智能控制以其良好的非线性、自学习及自适应能力近年来受到广泛关注, 然而现有的永磁无刷电机神经网络控制策略多数仍停留在理论阶段, 由于算法复杂度过高、学习收敛性差, 导致可操作性不高, 难以真正进入工程应用[2,3]。为了解决这一问题, 本研究从应用角度出发, 结合PID神经元网络, 提出一种实用、有效、更加适合永磁无刷电机的智能控制策略, 从而实现系统自学习和自适应功能, 提高系统控制的稳定性和鲁棒性。
1 电机结构及数学模型
构建控制系统前, 本研究首先对被控对象结构和数学模型进行简要理论分析。
永磁无刷电机属于永磁同步电机的一种, 其电机本体由定子线圈绕组和永磁体转子构成, 其定子绕组通常为多相 (三、四、五等) , 转子极对数为2n (n=1, 2等) 。本研究以定子三相绕组、转子2极对数电机为对象进行分析。构建数学模型时, 需作出如下假设:
(1) 定子线圈为三相对称绕组, 采取Y型方式连接;
(2) 不计涡流及磁滞损耗;忽略齿槽效应及磁路饱和;
(3) 气隙磁场为梯形波, 且平顶宽度为120°电角度;
(4) 忽略电机本体摩擦, 忽略电枢效应。
根据以上假设, 本研究建立a、b、c三相坐标系, 对无刷电机模型进行分析, 简化后永磁无刷电机相电压方程的矩阵形式如式 (1) 所示:
式中:uA, uB, uC—定子绕组电压, V;iA, iB, iC—定子电流, A;eA, eB, eC—定子绕组电动势, V;RS—每相定子绕组的电阻;Ls—每相定子绕组的自感;Lm—两相定子绕组的互感;p—微分算子p=d/dt。
式 (1) 所对应的永磁无刷电机等效电路如图1所示。
永磁无刷电机运行过程中, 瞬时电磁转矩方程表达式可表示为:
式中:ω—电机转子的角速度, rad/s;np—极对数。
由式 (2) 可知, 改变经过电机定子各相线圈电流幅值可以对电机转矩和转速进行调节和控制。
电机的机械运动方程为:
式中:Te, Tl—电磁转矩和负载转矩, N·m;J—电机转子的转动惯量, kg·m2。
综合相电压方程式 (1) 、转矩方程式 (2) 和机械运动方程式 (3) , 即可构成一个永磁无刷电机完整数学模型。由以上数学分析可知, 永磁无刷电机控制系统参数非常多, 且具有很强的耦合性、时变性和非线性。传统PID控制难以满足高性能的应用场合需求。
2 永磁无刷电机控制系统结构
本研究设计中, 采用三闭环构成永磁无刷电机控制系统, 包括位置外环、速度中环、电流内环。在对位置不敏感的场合, 往往省略位置外环, 系统简易结构框图如图2所示。
无刷电机换相实现了电子化, 因此控制中心必须得知转子的位置信息, 目前无刷电机控制策略主要分为有位置传感器和无位置传感器两种。本研究中位置环和速度环以定子内嵌霍尔位置传感器信号进行计算, 电流以总线电流信号进行计算, 研究主要集中在PID控制器的改进。
系统中, 位置环和速度环根据霍尔状态变化计算出电机运转圈数和运转速度, 并进行PID调节, 输出调整后的控制指令;电流内环根据总线电流的变化, 进行PID调节。整个系统中, PID控制器的调节性能非常关键。
3 PID控制系统设计
3.1 传统PID控制系统
PID控制系统主要包括PID控制器及被控对象两部分, PID算法实际上是一种通过对被控对象过去、现在及将来状态进行计算, 从而对输出控制指令进行修正的控制算法。传统的PID控制框图如图3所示。
t (t=1, 2, 3…) —抽样数字;in (t) —输入信号值;out (t) —被控对象实际反馈信号值;e (t) —输入信号与实际反馈信号误差;u (t) —经过PID修正后的输出信号
传统PID控制的数学模型表达式如下:
式中:Kp—比例参数, Ti—积分时间常数, Td—微分时间常数。
从图3及公式 (4) 可知, PID控制器通过对3个控制参数的设置, 可以非线性地修正控制信号, 从而使得被控对象按照既定目标运行。
由此可见, 对于PID控制器来讲, Kp、Ti、Td3个参数的设置尤为关键, PID控制器的参数整定是PID控制系统设计的核心内容, 参数的合理性直接决定了PID系统的控制效果。
传统的PID控制器设计时, Kp、Ti、Td参数设置主要有两类方法[4]:一是理论计算法, 主要依据系统数学模型, 经过数学方法计算来确定;二是工程整定法, 主要是依据工程实践经验, 直接在控制系统试验中进行。这两类方法参数设置成功后在系统工作时都是固定不变的, 对于线性度比较好的被控对象可以得到较为理想的控制效果。然而, 对于永磁无刷电机这种时变性强、非线性度高的控制对象, 特别是在负载突变、电机启动时, 传统PID控制器往往难以平衡快速反应及超调之间的矛盾, 不能达到非常良好的控制效果。
3.2 神经元PID控制系统
3.2.1 神经元PID控制特点
传统的神经网络如BP网络用于智能控制时, 目的在于实时学习和改变PID控制器的参数, 从而使传统PID控制发挥最大效果, 显而易见, 这种策略并未真正脱离传统PID控制框架。PID神经元网络 (PIDNN) 是基于PID控制系统构建的[5], 将PID的控制规律融入神经网络中, 从而构建出一种更加适合复杂控制系统的新型神经元网络模型[6]。其结构模型如图4所示。
由图4可见, PIDNN的基本结构为“2-3-1”型结构, 输入层包含两个神经元, 用于接收外部输入信号;隐含层包含比例、积分、微分3个神经元, 用于完成比例、积分和微分运算;输出层包含一个神经元, 用于完成最后综合信号的输出。
3.2.2 神经元PID控制系统算法及实现
神经元PID控制器和被控对象相连, 即构成神经元PID控制系统[7,8]。本研究所采用的神经元PID控制器结构如图5所示。
r (k) —控制器的预期输入信号值;y (k) —被控对象实际反馈信号值;v (k) —神经元PID控制器信号输出值, 作为被控对象的控制信号输入指令
PID神经元控制器前向算法根据网络输入值, 按照网络权重值、状态函数和输出函数形成最终输出值。为便于计算, 输入和输出信号在神经元作用时均经过“归一化”处理。
输入层包含两个神经元, xi (k) 是输入输出信号经过状态转换后的值, 函数简化后如下式所示:
隐含层包含比例、积分、微分3个神经元, 各自的输入总值为:
式中:wij—输入至隐含层的连接权重值;隐含层的变换函数表达式分别为:
比例:u1' (k) =net' (k) ;
积分:u2' (k) =u2' (k-1) +net2' (k) ;
微分:u3' (k) =net3' (k) -net3' (k-1) ;
隐含层各个神经元最终输出为:
输出层包含一个神经元, 完成网络最终输出, v (k) 即为输出信号, 函数简化后表达式为:
其中:
由以上分析可知, 网络权重值是影响PID神经元控制性能的关键因素, 为使被控对象输出误差最小, PID神经元网络反传学习算法以
最小化为训练目标。
隐含层至输出层权重值迭代公式为:
其中:
输入层至隐含层权重值迭代公式为:
其中:
式 (10, 11) 中:wj—隐含层至输出层权重系数, wij—输入层至隐含层权重系数。
由以上分析过程可以看出, PID神经元控制器算法并不依赖被控对象参数, 也不需对被控对象数学模型辨识。在系统工作时, 只要设置初始的权重值, PID神经元即可根据实际反馈的控制效果进行在线自主学习, 对连接权重值进行调整, 从而达到智能控制的目标。
4 永磁无刷电机PIDNN控制系统仿真
根据前文对于永磁无刷电机数学模型及神经元PID控制器的分析, 本研究基于Matlab Simulink搭建永磁无刷电机控制系统模型进行仿真分析。
由于篇幅所限, 具体模块不再一一列举, 此处只给出控制系统整体结构示意图, 永磁无刷电机PID神经元控制模型如图6所示。
在PID神经元控制器的S函数编写时[9], 选取权重初始值参数为:w1j=1, w2j=-1, w'1=KP, w'2=KI, w'3=KD, 将参数分别代入式 (5, 6, 7, 9) , 即可得到输出层神经元输出为:
由式 (12) 可知, 连接权重选初值时神经元PID可以等价于经典PID控制器, 这使得初始运行时可以达到与经典PID控制器近似控制效果。相比现有的神经元PID算法[10,11], 这样选择简捷有效, 更加符合PID控制器特性。
系统工作开始后, 在运行过程中神经元PID根据迭代公式 (10, 11) 进行在线训练学习, 对权重值进行调整, 就可以达到更优效果。
5 系统分析与实验
本研究实验使用的永磁无刷电机主要参数如表1所示。
系统仿真时, 输入速度指令为3 000 r·min-1。
传统PID控制设计中参数采取工程整定法分别选取KP=0.013, KI=18.81, KD=0.009。神经元PID控制中, 权重初值w'1=KP、w'2=KI、w'3=KD。基于传统PID控制器和神经元PID控制器对无刷电机进行仿真得到的运行速度曲线如图7、图8所示。
图7、图8中, 对比两幅速度曲线图可以看出, PID神经元控制下无刷电机响应速度及运行平稳性明显优于传统PID控制。
6 结束语
本研究从永磁无刷电机结构和数学模型入手, 分析了无刷电机特点及控制系统结构, 然后探讨了传统PID控制及神经元PID控制的理论及实现, 最后搭建了系统仿真模型进行了验证, 并与传统PID控制效果进行了对比和总结。
PID神经元控制器融合了神经网络和PID控制的两者优点, 具有结构简单、应用性强、便于实现等优点。采用硬件电路实现时, 由电阻、电容及运放即可进行搭建, 采用软件实现时, 控制芯片工作量也不大。本研究采取的控制策略对于永磁无刷电机控制系统的研发具有一定的借鉴意义。
本文引用格式:
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永磁无刷电机 篇6
直流无刷电机实际属于永磁同步电机, 一般转子为永磁材料, 随定子磁场同步转动。这种电机结构简单, 而且由于移去了物理电刷, 使得电磁性能可靠, 维护简单, 从而被广泛应用于办公自动化、家电等领域[1]。
直流无刷电机的运行过程要进行两种控制, 一种是转速控制, 也即控制提供给定子线圈的电流;另一种是换相控制, 在转子到达指定位置改变定子导通相, 实现定子磁场改变, 这种控制实际上实现了物理电刷的机制。因此这种电机需要有位置反馈机制, 比如霍尔元件、光电码盘, 或利用梯形反电动势特点进行反电动势过零检测[2]等。电机速度控制也是根据位置反馈信号, 计算出转子速度, 再利用PI或PID等控制方法, 实时调整PWM占空比等来实现定子电流调节。因此, 控制芯片要进行较多的计算过程。当然也有专门的直流无刷电机控制芯片, 但一般来说, 在大多数应用中, 除了电机控制, 总还需要做一些其他的控制和通信等事情, 所以, 选用带PWM、同时又有较强数学运算功能的芯片也是一种很好的选择[3,4,5]。
ADI的数字信号处理器ADMCF34X系列整合了通用数字信号处理器快速运算功能和单片机外围丰富的特点, 使得该系列特别适合于那些要求有较强的数据处理能力, 同时又要有较多控制功能的应用中, 对直流无刷电机的控制就是这一系列DSP的典型应用之一[6]。
1 ADMCF340芯片简介
ADMCF340集成了一个20 MIPS定点DSP内核和一整套外部接口。其中的DSP是完全与ADSP-2100系列数字信号处理器兼容的, 这为熟悉ADSP-2100系列的用户使用该控制器带来了便利。
ADMCF340包括一个三相16位基于中心点脉宽调制 (PWM) 发生器, 可编程脉宽调制, 脉冲分辨率达50 ns, 可编程窄脉冲检测, 最低开关频率可至153 Hz, 双/单脉冲工作时间更新方式控制, 死区可编程控制器;13个模拟输入通道, 高达12位的分辨率;3个双极性模拟电流Isense输入引脚, 并具有可编程采样和保持放大器以及过电流保护;两个可用于模拟量输出的辅助PWM输出通道;25个引脚数字输入/输出I/O口, 均可独立配置成中断源输入, 可用于捕捉直流无刷电机的换相[7]。
2 控制系统的硬件结构
对BLDC电机的控制可分为两个分立的过程。第一, 保持转子和定子磁场同步;第二, 控制定子的电流值。这两个过程都要经过逆变器实现。磁场同步信号来自于位置传感器, 根据转子的位置DSP处理器决定适当的晶体管的导通。
电流控制一般采用PWM模式, 根据电流误差信号调节PWM信号的占空比。因此, 电流值和电流的变化率都可以被控制。电流取样电路仅用一只串联取样电阻即可完成。如图1所示, 其阻值由电机的最大电流决定, 即分压电阻上的最大压降不超过0.5 V。图1中RC电路有两个作用, 一是滤掉换相噪声, 二是滤掉斩波噪声。
3 控制系统的软件结构
对于直流无刷电机的控制, 软件上的内容是主体。本文中三相直流无刷电机采用PID算法实现全数字双闭环控制[8,9,10]。即给定转速与速度反馈量形成偏差, 即速度调节后产生电流参考量, 它与电流反馈量的偏差经电流调节后形成PWM占空比的控制量, 实现电动机的速度控制, 如图2所示。
软件主要包括两个模块, 初始化模块和运行模块。初始化模块只在电机启动时执行, 运行模块式一个等待循环, 等待PWM中断和换相中断。等待循环中也可写入用户控制程序。总体结构如图3所示。每一个PWM周期都产生中断请求, 并读取1次A/D转换的结果。中断服务流程如图4所示。由变量PWM_count进行中断计数。每四个中断进行1次PWM脉宽调节。PWM中断服务程序执行需要30个CPU周期, 大约1.5 μs。
直流无刷电机的换相由捕捉中断子程序完成。在捕捉中断子程序中完成了速度计算、读取换相控制字和换相操作。
4 结 语
ADI的数字信号处理器ADMCF34X系列凭借着较强的数据处理能力和强大丰富的外围, 尤其是25个可独立配置成I/O口或中断的PIO口、PWM调制以及13路12位ADC等模块, 非常适用于直流无刷电机控制这样的实时应用中。后台方式控制算法的反应速度快, 代码量少, 在直流无刷电机等控制过程不很复杂, 但对于实时性要求较高的场合, 有比较好的特性。
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永磁无刷电机 篇7
常规PID控制器算法简单、鲁棒性好、调整方便且可靠性高,因此,长期以来广泛应用于工业过程控制,并取得了良好的控制效果。但是,实际上,大多数工业过程不同程度的存在非线性、参数时变性和系统的数学模型不确定性,因而普通的PID控制器难以获得满意的控制效果。而模糊控制方法无须建立被控对象的数学模型,在偏离工作点的区域可明显改善控制的动态性能,同时对噪声也有较强的抑制能力,鲁棒性较好[1]。但模糊控制器本质上属于非线性控制方法,消除系统误差的性能较差,难以达到较高的控制精度[2]。单纯采用PID控制和模糊控制都不会取得较好的控制效果,而采用模糊PID控制方式是一种比较好的控制方法。它能发挥模糊控制鲁棒性强、动态响应好、上升时间快、超调小的特点,又具有PID控制器的动态跟踪品质和稳态精度。本系统所设计的模糊控制器是基于模糊关系表的方法实现的,其中隶属度函数是通过对被控对象的长期观察而确定的。
2 控制系统简介
本系统采用PC机作为上位机,采用研华PCI-1720U四通路隔离模拟量输出卡输出模拟给定量,通过变频器控制电机的转速,电机转速测量仪将电机的转速转换成0~5V的电压,由研华PCI-1713隔离模拟量输入卡反馈回到上位机。上位机获取反馈速度及系统状态,根据给定的速度进行实时控制。
图1为模糊PID控制系统结构框图,由图1可知,PID控制器实现对系统的控制,模糊推理系统以速度误差ev(k)和误差变化率dev/dt作为输入,采用模糊推理方法对PID参数KP,Ki,Kd进行在线整定,而使被控电机具有良好的动态、静态性能。
3 模糊PID控制器的设计
3.1 模糊PID的控制理论
(i) 传统PID调节
离散PID控制器的控制规律为:
式中u(n)-第n个采样时刻控制器输出量(控制量)、e(n)-第n个采样时刻控制器输入量(速度偏差);Kd-比例增益;Ti-积分时间常数、Td-微分时间常数;T-采样周期。
其相应的增量表达式为[6]:
针对不同的速度偏差ev(k)和速度偏差变化率dev/dt,我们总结出了一套KP,Ki,Kd的整定原则:
(1)当|ev(k)|较大时,为使系统具有较好的跟踪性能,应取较大的KP与较小的Kd,同时为避免系统响应出现较大的超调,应对积分作用加以限制,通常取Ki=0。
(2)当|ev(k)|和|dev/d|中等大小时,为使系统具有较小的超调,KP应取得小些。在这种情况下,Kd的取值对系统的影响较大,应取得小一些,Ki的取值要适当。
(3)当|ev(k)|较小时,为使系统具有较好的稳定性能,KP与Ki均应取得大些,同时为避免系统在设定值出现振荡,并考虑系统抗干扰性能,当|ev(k)|较大时Kd可取得小些;|ev(k)|较小时Kd可取得大一些[4,5]。
(ii) 模糊自适应PID调节
利用模糊控制器来适应PID调节器的参数。在该系统中所设计的模糊控制器的输入量为:ev(k)、dev/dt输出量为KP,Ki,Kd;隶属度为μ,其隶属度函数如图2所示。输入量取7个模糊子集,输出量取5个模糊子集,隶属度函数的形状都为三角形。其中,NL为负大、NM为负中、NS为负小、ZE为零、PS为正小、PM为正中、PL为正大[7]。
由实验经验中获的并总结出来的模糊PID控制规则表如表1所示。
3.2 模糊PID控制器结构
利用Simulink模块和模糊控制工具箱构建的模糊控制器结构如图3所示。模糊逻辑控制器可由模糊控制工具箱来设定,主要完成确定模糊控制器的结构、建立模糊控制规则、确定模糊变量的赋值表、建立模糊控制表和去模糊化。其中,模糊控制规则的建立是提高和改善模糊控制器性能的关键[3]。
4 系统仿真分析
本文的控制对象为一台无刷直流永磁电机,额定转速为3000r/min,分别在电机的额定运行状态、突加负载状态和稳定运行时的速度突变状态下,传统PID调节和模糊PID调节下进行的仿真[8]。通过比较分析,由图4(a)可以看出使用模糊PID控制的超调量小,电机能较快达到稳定状态。图4(b)是直流电机稳定运行之后,0.1 s时给直流电机突加一倍负载的仿真曲线,可以看出模糊PID控制比普通PID控制所受的影响要小得多,且鲁棒性比较强。图4(c)是在直流电机稳定运行0.1 s后,把给定转速由2000 r/min变成3000 r/min时的仿真曲线,可以看出模糊PID比普通PID的调整时间短,可以迅速达到稳定,跟踪性能比较好。
5 结束语
本文设计一种在传统PID调节器的基础上,采用模糊推理思想,对PID参数KP,Ki,Kd进行在线自整定的模糊控制器。利用Matlab/Simulink的建模仿真工具对无刷直流永磁电机控制系统进行仿真,结果表明,它能发挥模糊控制鲁棒性强、动态响应好、上升时间快、超调小的特点,又具有PID控制器的动态跟踪品质和稳态精度,具有较好的控制效果。
摘要：PID算法是一个广泛应用于工业控制的算法,但它对非线性和不确定性系统适应性不够理想。模糊PID控制将模糊逻辑推理引入PID参数的在线自调整,是目前一种较为先进的控制器。本文以一台无刷直流永磁电动机为控制对象,通过Matlab中的Simulink模块和模糊控制工具箱实现模糊PID的控制系统,并与常规PID控制进行了分析比较,有较好的控制效果,适应性强。
关键词：模糊控制,PID,电机控制,无刷直流永磁电机
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