大转矩永磁电机（精选7篇）
大转矩永磁电机 篇1
与传统电机相比, 永磁电机具有结构简单、体积小、效率高、转矩密度高和运行可靠等优点, 广泛应用于工业、农业, 国防和日常生活中。然而, 永磁体和开槽电枢铁心之间的齿槽转矩是永磁电机客观存在的一个问题, 给电机性能带来不利影响, 导致转矩波动, 引起振荡、噪声等问题, 影响电机的控制精度, 降低了电机的动态性能［1］。
为了抑制永磁电机的齿槽转矩, 国内外学者进行了大量的研究工作, 提出了一系列有效的齿槽转矩分析方法。现在分析齿槽转矩的常用方法主要解析法、数值法和有限元法。文献[2]提出了一种基于能量法和傅里叶级数解析法的齿槽转矩分析法, 分析了理想及非理想条件下的齿槽转矩的谐波成分。文献[3]结合数值法和解析法, 提出了一种永磁无刷直流电机齿槽转矩的解析法。文献[4, 5]在一个槽或者一对极产生的齿槽转矩的基础上, 利用叠加法得到电机的齿槽转矩。随着Ansys, Ansoft, Magnet等有限元软件的出现, 有限元分析法得到了广泛的应用, 计算精度较高, 但耗时较长。
文献[6—12]在现有齿槽转矩分析法的基础上, 提出了一种基于单个永磁体的永磁电机齿槽转矩分析方法。从单个永磁体与永磁电机所产生的齿槽转矩出发, 推导电机合成齿槽转矩的解析表达式;对两种分数槽绕组永磁电机进行有限元分析, 结果与解析表达式一致, 验证了理论分析的正确性。
1永磁电机齿槽转矩解析分析
齿槽转矩是永磁电机不通电时永磁体与电枢铁心之间相互作用产生的转矩, 为便于研究, 设定θ = 0位置在任一磁极的中心线上。
电机旋转过程中, 单个永磁体与永磁电机电枢铁心作用产生的齿槽转矩可表示为
式 ( 1) 中, Tpc为单个永磁体引起的齿槽转矩, 其由基波和各次谐波组成, Ns为定子槽数, Tpci为第i次谐波转矩幅值。
假设电机极对数为P, 由2P个转子永磁体与定子齿槽相互作用产生的齿槽转矩可表示为
式 ( 2) 中, Tcog为永磁电机合成齿槽转矩, 令a = Nsiπ / p和b = Nsi ( θ - π / p) , 将式 ( 2) 简化为
式 ( 3) 展开并整理得
式 ( 4) 可简化为
以下分两种情况讨论:
1) 当为整数时, 式 (5) 可整理为
式 ( 6) 中, Nc为2p与Ns的最小公倍数。与式 ( 1) 对比可知, 合成齿槽转矩的基波与谐波次数与由单个永磁体引起的齿槽转矩完全一致, 幅值为2p倍的关系。
须为整数, 令为整数, 因此式 (6) 可化简为
由式 ( 7) 可知, 合成齿槽转矩的基波周期为Nc, 由单个永磁体引起的齿槽转矩中只有2pn /c次谐波, 幅值为2p倍的关系。
由上述分析可得到以下几点结论:
齿槽转矩的基波周期决定于转子磁极与定子齿的最小公倍数Nc。
2) 分数槽永磁电机的合成齿槽转矩中只含有由单个永磁体与电枢铁心相互作用产生的2pn /c次谐波齿槽转矩。
3) 采用分数槽可以大大降低齿槽转矩。
2极6槽永磁电机齿槽转矩分析
2. 1解析分析
以一台4极6槽分数槽绕组表贴式永磁电机为例来分析电机极数对电机齿槽转矩的影响。电机定子外径为128 mm, 铁心轴向长度为55 mm, 气隙长度为0. 7 mm, 永磁体厚度为3. 5 mm。永磁体极弧系数为0. 8, 永磁体采用钕铁硼材料, 剩磁密度为1. 2 T, 相对磁导率为1。
基于单个永磁体的电机齿槽转矩表达式为
2. 2有限元分析
采用有限元软件对不同极数的6槽分数槽绕组表贴式永磁电机进行电磁场分析, 计算齿槽转矩, 验证了此齿槽转矩分析方法是正确有效的。图1分别给出了1极和4极6槽分数槽绕组表贴式永磁电机的空载磁场分布。不同极数的6槽永磁电机齿槽转矩对比分析情况如图2所示。通过有限元分析, 可以直观地看出极数对永磁电机齿槽转矩的影响。
3 6极9槽永磁电机齿槽转矩分析
3. 1解析分析
根据解析分析理论, 以一台6极9槽分数槽绕组表贴式永磁电机为例来分析电机极数对电机齿槽转矩的影响。
基于单个永磁体的电机齿槽转矩表达式为
3. 2有限元分析
与上述分析类似, 对不同极数的9槽分数槽绕组表贴式永磁电机进行有限元分析, 分析电机的齿槽转矩。图3为9槽分数槽绕组表贴式永磁电机的空载磁场分布。图4给出了不同极数电机的齿槽转矩对比分析情况。
4结论
提出了一种基于单个永磁体的永磁电机齿槽转矩分析方法, 得到以下结论:
1) 从单个永磁体与永磁电机产生的齿槽转矩出发, 推导了电机合成齿槽转矩的解析表达式, 得到了合成齿槽转矩与由单个永磁体引起的齿槽转矩的关系。
2) 齿槽转矩的基波周期决定于转子磁极与定子齿的最小公倍数Nc。
3) 分数槽永磁电机的合成齿槽转矩中只含有由单个永磁体与电枢铁心相互作用产生的2pn/c次谐波齿槽转矩。
参考文献
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永磁同步电机直接转矩控制的综述 篇2
永磁同步电机(PMSM)具有结构简单、效率高、功率因数高、功率密度高、体积小、转矩电流比高、转动惯量低、易于散热及便于维护保养等优点,人类应用永久磁铁制造电机的历史很久,世界上第一台电机就是永磁电机,但由于早期永磁材料的磁性能很差,导致电机在运行过程中随着负载的变化其特性变化很快,负载越重,特性越差,永磁电机的应用与发展受到了限制。近三十年来,由于各种高性能永磁材料的相继出现,特别是在20世纪80年代初,世界上研制成功的性能优良、价格低廉的第三代稀土永磁材料(Nd-Fe-B),有力地推动了永磁电机及其控制系统的发展。
20世纪70年代,西德学者F.Blashke等人提出的感应电机矢量控制技术,开辟了现代交流电机调速控制的新纪元,使得交流电机调速系统在调速范围、调速精度、动态响应等方面发生了质的飞跃,其性能已经超过了直流电机调速系统,真正实现了交流电机速度调整的连续、平滑、高效。近十多年来刚刚兴起的交流电机直接转矩控制技术,把人们从繁琐的坐标变换中解脱出来,所构成的电机控制系统直接面对交流电机的磁链和转矩,可以使被控电机获得快速的转矩响应,得到优良的动态性能[1]。
1997年南京航空航天大学与澳大利亚新南威尔士大学合作,L.Zhong、M.F.Rahman和YW.HU等人率先把直接转矩控制与永磁同步电机结合起来,提出了基于永磁同步电机的直接转矩控制理论,实现了永磁同步电机直接转矩控制方案,并且成功地拓展到了弱磁恒功率范围,取得了一系列成果[2]。
1 直接转矩控制系统中的常用电力电子功率变换器
直接转矩控制(DTC)策略将逆变器与电动机作为一个整体,利用逆变器中功率管的不同开关组合提供要求的开关矢量(电压矢量、电流矢量),实现对定子磁链和电磁转矩的直接而快速控制。所采用的变换器形式很多,按输出空间矢量类型可分为电压型变换器和电流型变换器。前者输出电压空间矢量,是直接转矩控制中最常用的一种变换器;而后者输出电流空间矢量,在直接转矩控制中使用不多。
电压型变换器又分为三相交-直-交电压型逆变器(VSI)、多电平逆变器、矩阵式变换器、谐振式变换器等。其中交-直-交电压型逆变器在直接转矩控制中应用最多,以三相见多,适用于中低容量的直接转矩控制系统,但它只能提供六个运动电压矢量和两个零矢量,对定子磁链和电磁转矩控制的柔性不够,在一个控制周期中若仅用一个电压矢量会产生较大的转矩脉动和磁链脉动,这就要求变换器提供更多的电压矢量减少矩阵和磁链矩阵,这样多电平逆变器在直接转矩控制中的研究便成为热点。
在直接转矩控制中应用较多的是三电平逆变器,它可以提供27种开关组合,为定子磁链矢量幅值和相位控制提供更多的控制自由度。但值得注意的是交-直-交电压型逆变器含有大电容作为直流储能环节,造成逆变器体积大、重量重,而且不易维护,尤其是在大电解电容,由于电解液的挥发,严重影响了驱动系统的使用寿命,可靠性低;整流侧采用二极管全桥整流,使其输入侧功率因数较低,对电网谐波污染严重;能量不能双向流动,不利于节约能源。为此,有些学者将矩阵变换器(MC)引入到直接转矩控制中,试图克服交-直-交电压型逆变器一些缺点。经研究表明矩阵变换器具有以下优点[3]:(1)输入功率因数可任意调节,与输出负载无关;(2)输入电流正弦性好,波形失真小;(3)变换器可以四象限工作,能量可以双向流动,特别适合能量有回馈的场合;(4)无中间直流环节,体积小、重量轻,动态恢复时间短。但矩阵变换器也存在功率开关换流复杂、电压利用率低等缺点。
2 永磁同步电机的直接转矩控制的基本原理与主要研究领域
自从1985年德国的Depenbroek和1986年日本的Takahashi分别提出直接转矩控制理论以来,直接转矩控制技术在异步电动机调速系统中得到应用。与矢量控制技术不同,矢量控制技术诞生后,很快就在永磁同步电机中得到应用,而直接转矩控制提出后,却没有在永磁同步电机中得到应用,直到1998年由胡育文教授和汤立新博士提出永磁同步电机直接转矩控制理论,直接转矩控制才开始在永磁同步电机上得到应用。
2.1 永磁同步电机直接转矩控制原理
永磁同步电机在(x-y)坐标系的磁链方程为:
其中Ld、Lq为永磁同步电机轴主电感;ψs为定子磁链幅值;ψr为转子磁链幅值;σ为定转子磁链夹角。
从公式(1)可以看出,电磁转矩由两部分组成:第一部分是由永磁磁链产生的励磁转矩;第二部分是由电机的凸极性引起的磁阻转矩。故永磁同步电机的输出转矩与定子磁链幅值、转子磁链幅值及定转子磁链夹角σ的正弦值有关。在PMSM的控制过程中,当忽略定子电阻时,定子磁链和转子磁链的夹角σ为负载角。稳态时,相对于某一负载转矩,σ为一常量,定子磁链和转子磁链以同步速度旋转;暂态时,σ为变量,定子磁链和转子磁链不以同步速度旋转。
由此可知,当保持定子磁链为恒定值,永磁同步电机的转矩随转矩角的变化而变化。因为电机电磁的常数小,电机定子磁链旋转速度较转子旋转速度容易改变,从而,转矩角的改变可以通过改变定子磁链旋转速度和方向来实现。因此,在实际运行中保持定子磁链的幅值为额定值,以充分利用电动机铁心,永磁同步电机转子磁链幅值一般为恒值,要改变电动机转矩的大小,可以通过改变定转子磁链夹角的大小来实现,这就是直接转矩控制的指导思想[4]。
2.2 低速转矩脉动的抑制
对转矩脉动抑制方法的研究主要集中在三个方面:开关表的改进、利用空间电压矢量合成所需的目标空间电压矢量、构造新型的DTC实现方案。如何构成优良的电压空间矢量选择表是目前国内外的研究热点,国内在这方面的文章不少。
2.3 定子磁链的观测技术
在直接转矩控制系统,需要计算定子磁链,构成磁链自控制;需要定子磁链实现电动机电磁转矩的准确观测;电动机低速运行时需要定子磁链构成磁链量的闭环控制,以实现系统低速时定子磁链量的控制。所以,定子磁链的准确获得是实现直接转矩控制系统高性能的转矩动态响应的关键因素之一。
u-i模型,利用定子电压与定子电流来观测定子磁链的方法称之为u-i模型法。之所以能够利用定子电压与定子电流来观测定子磁链,是由于定子电压、定子电流与定子磁链满足一定的关系。若简单地利用数学模型对定子磁链进行观测,则该方法称之为纯积分器法。它是将定子感应电动势e简单积分结果作为定子磁链的观测值。
i-n模型,仅需要定子绕组端电压和电流即可实现定子磁链的观测,本质上是对定子绕组感性电动势的积分。当转子速度低于30%额定速度后,由于定子电阻上压降的原因,利用端电压和电阻压降之差提取出的绕组感应电动势已经不再准确。若仍然采用u-i模型法会产生很大的磁链观测误差。这时采用i-n模型比较适合。
u-n模型,定子磁链观测的u-i模型简单,但只适用于高速运行状态,i-n模型解决了低速运行时的磁链精确观测,但它受电动机参数影响较大,只适合用于低速运行,这样就必须解决高速、低速二模型的平滑切换问题。为此,将u-i模型观测结果送入高通滤波器,将i-n模型观测结果送入低通滤波器。然后,将上述二滤波器结果相加作为最终定子磁链观测值,这就是u-n模型的原理。
显然,低速时i-n模型输出作为磁链观测结果;高速时u-i模型输出作为磁链观测结果。根据高低速的转折点设置。
现在已经出现的改进积分器:
(1)饱和反馈的改进积分器;(2)幅值限定的改进积分器;(3)自适应积分器;(4)可编程的级联低通滤波器。
2.4 无速度传感器技术
直接转矩控制直接在定子静止坐标系中建立控制定子磁链和转矩的数学模型,本质上为一种无位置传感器技术。但若是精确控制电动机转速,则必须构成速度闭环结构,需要转速信息。速度的获得可以采用速度传感器与转子同轴安装方法获得,但这种机械传感器由于需要传感器与控制器之间的连接线,导致控制系统可靠性降低;同时也增加了系统成本。为此,研究无速度传感器很有意义。该技术利用测量得到电量,结合电动机数学模型或现代控制理论重构出观测速度的观测器,实现转子转速的观测[5]。
现在的一些方法有:
(1)转差角频率计算法;
(2)模型参考自适应系统(MRAS);
(3)转速自适应磁链观测法;
(4)扩展卡尔曼滤波器法。
其中,在以上方法中,卡尔曼滤波是由R.E.Kalman在上世纪60年代提出的一种最小方差意义上的最优预测估计的方法,其突出特点在于可以有效地削弱随机干扰和测量噪声的影响。扩展卡尔曼滤波算法则是线性卡尔曼滤波器在非线性系统中的推广应用。将电机参数视作状态变量,考虑电机的非线性模型,在每一步估计时都重新将模型在该点线性化,再沿用线性卡尔曼滤波器的递推公式进行估计。
3 结语
综上所述,直接转矩控制具有一系列的优点,对交流驱动调速是一种很好的电机控制方法,它使交流驱动性能有了很大提高,已可与直流驱动调速相媲美。目前,直接转矩控制技术的应用领域大为拓宽,原来直接转矩控制技术主要用于异步电动机,现在已在无刷直流电动机、直流伺服电动机、永磁同步电动机、步进电动机及其它特种电机中得到应用。随着电力电子器件不断向大功率和高频化发展,大容量直接转矩控制的性能将进一步提高,这一切都会使直接转矩控制在今后发展中拥有更加光明的前景。
参考文献
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大转矩永磁电机 篇3
关键词：电动汽车,永磁同步电机,直接转矩控制,DSP
1 引言
电动汽车电机驱动系统应具有尽可能高的转矩密度、良好的转矩控制能力、高可靠性及在宽车速范围内的高效率。[1,2]永磁同步电机 (P M S M) 以其体积小、质量轻、效率高、调速范围广等优点尤其适台于电动汽车等转动系统。直接转矩控制方法具有原理简单, DSP软件算法简单, 速度动态响应快, 需要的传感器较少等优点。因此在电动汽车驱动控制系统中有着非常实用的价值。
2 永磁同步电机直接转矩控制原理
2.1 理论基础
PMSM DTC的理论基础是满足电机转矩和转矩角变化方向一致的条件下, 保持电机磁链幅值不变, 控制定转子磁链之间夹角即可控制电机转矩, 通过快速改变转矩角以获得快速的转矩响应。
2.2 磁链的分区及开关电压矢量表的确定
永磁同步电机在静止坐标系的磁链模型:
在空间矢量作用的时间间隔△t内, 其综合矢量可描述为:
当输入电压为一非零矢量时且忽略定子电阻压降的影响, 定子磁链将沿输入空间电压矢量的方向, 以正比与输入电压的速度移动, 为了保持磁链幅值恒定, 可根据磁链偏差的大小及磁链的具体方向适当选取空间电压矢量达到控制磁链的目的。逆变器的六个运动矢量相差60度, 通常将空间划分为六个区域, 用表示θi (i=1~6) 。不同区域采用不同的电压矢量来增大或减小磁链。转矩的增大或减少依靠的是对负载角δ角的控制, 相应的也是采用不同的电压矢量来增大或减小δ角。基于以上分析, 可以得出开关电压矢量表1。
2.3 永磁同步电机直接转矩控制系统的控制过程
对于逆变器输出的三相电流ai, bi, ci通过3/2变换得到iα, iβ, 由逆变器的开关状态以及直流电压Vdc之间的关系, 可以得到Uα, Uβ。由定子磁链模型得到磁链在αβ坐标系上的分量αϕ, ϕβ, 再由αϕ, ϕβ计算出负载角度进而判断出磁链所在扇区。由αϕ, ϕβ可以计算出磁链幅值。再通过磁链转矩误差信号结合磁链所在扇区以及开关电压矢量表, 合理选择开关矢量以确定逆变器的开关状态。
3 控制系统设计
Freescale公司的DSP56F807很适合于电机控制, 结合了DSP的数据运算快和单片机控制能力强的特点, 所以我们以电压空间矢量P W M控制为核心, 利用其对控制系统进行了总体设计。这里对给定信号输入模块进行说明:
3.1 档位输入
行车操作需要的六个档位采用开关控制DSP的I/O口来模拟, 六个I/O口通过或门连接到DSP的外部中断引脚, 当档位变换时触发中断, 在中断程序中通过查询I/O口的状态, 确定输入的档位, 从而进行相应的操作。
3.2 油门输入
行车中驾驶员通过油门变化来控制发动机输出转矩的改变, 从而实现车辆的启动, 加速等动作。这里采用旋转电位器分压模拟给定转矩输入。
另外P W M中断响应模块包括A/D转换, 定子磁链计算, 转速估计以及转矩计算及P W M实现等子程序。在中断模块中最为关键的是PWM的实现。[4]
4 实验仿真与结果分析 (图1)
用MATLAB/Simulink对搭建的永磁同步电机直接转矩控制系统进行仿真实验, 仿真所用电动机参数为:额定功率NP=800W, ψN=0.06533Wb, nN=3000r/min, Rs=0.4Ω, 额定相电流=IR 4.6A, 磁极对数P=4, 转动惯量J=0.00013 Kg⋅m2。仿真参数:死区时间Td=5µs, 采样时间100µs。电流输出波形f=33Hz。速度响应曲线如图2。
由实验仿真结果可以看出该控制方法具有原理简单, 速度动态响应快, 需要的传感器较少的优点。良好的动态性能对于提高电动汽车的动力性是十分必要的, 总体来说, 基于DSP56F807的永磁同步电机直接转矩控制系统基本满足了电动汽车的驱动要求。
参考文献
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大转矩永磁电机 篇4
作为直驱式抽油机的核心驱动部分,大力矩、低速盘式永磁电机在运行时需要考虑齿槽转矩的影响。齿槽转矩是由永磁电机绕组不通电时永磁体与电枢齿间相互作用力的切向分量的波动引起的,由齿槽转矩造成的推力波动大大影响了永磁电机的运行性能,造成电机运行时的振动和噪声。因此,对齿槽转矩削弱方法的研究是永磁电机设计时需要考虑的一个重要因素。齿槽转矩的抑制有很多方法,如不同极弧系数的组合、斜槽、斜极和电枢上开辅助槽等[1,2,3],但这些方法大多都以外转子永磁电机为研究对象。
本研究采用基于能量法和傅里叶分解的解析分析方法推导出盘式永磁电机的齿槽转矩表达式,在此基础上提出分数槽绕组对齿槽转矩的削弱方法,并结合分析槽口宽度对齿槽转矩的影响,通过槽口优化进一步削弱齿槽转矩。
1 盘式永磁电机齿槽转矩的解析分析
参考文献[1],齿槽转矩定义为电机不通电时的磁场能量W相对位置角α的负导数:
假设电枢铁芯的磁导率无穷大,即μFe=∞。则电机内存储的磁场能量近似为电机气隙和永磁体中的磁场能量之和,得到:
式中:μ0,B—真空磁导率和气隙磁密。
气隙磁密沿电枢表面的分布可近似表示为:
式中:θ—空间电角度,θ=0的位置设定在某一参考磁极的中心线上,θ表示定、转子间的相对位置角。Br(θ),δ(θ,α),hm(θ)—永磁体剩磁、有效气隙长度、永磁体充磁方向长度沿圆周方向的分布。
因此有:
进一步将有关参数进行傅里叶分解,令:
再对位置角α求导,进而得到齿槽转矩的表达式为:
式中:La—电枢铁心的轴向长度;R1,R2—电枢外半径和定子轭内半径;Z—电枢槽数;p—电机极对数;n—使nz/(2p)为整数的整数;Gn,—相关的傅里叶系数。
可以看出并,不是Br2(θ)所有的傅里叶分解系数都对齿槽转矩有影响,只有nz/(2p)次傅里叶系数才对齿槽转矩有作用。
2 分数槽绕组对齿槽转矩的影响
在交流电机中,三相绕组的每极每相槽数为q=z/(2mp),当其不为整数时的绕组称为分数槽绕组。整数槽绕组在任意时刻,定子磁极和电枢齿槽的相对位置对所有磁极来说都是一样的,因此所有动子磁极所受的齿槽转矩都是同相位的,因其相互叠加而使齿槽转矩增大。但采用分数槽绕组时,由于每极所占的槽数为分数,任一时刻各磁极所受齿槽转矩具有一定的相位差,研究者通过合理设置齿间的相位可有效减小齿槽转矩[4]。
分数槽绕组的最大优点之一就是本身已具有对低阶齿槽转矩的削弱功能[5],因此研究者在设计时,根据具体情况选择适当的极槽比,能有效削弱齿槽转矩[6],相对其他齿槽转矩削弱方法能减少电机结构的复杂性和加工复杂度。
在分数槽绕组结构下,电机齿槽转矩基波次数等于定子槽数z和极数P的最小公倍数(LCM)[7],即:
式中:γ—一整数。
将磁极分为Pγ组,每组γ个磁极之间的齿槽转矩都存在一定的相位差,P为极数,为便于表述,令:
在式(6)的基础上,本研究得到分数槽绕组时盘式电机总的齿槽转矩[8]为:
通过求和,化简上式为:
可见低次谐波均被消去,仅γn次谐波分量。参考文献[7]中所讨论的三相分数槽集中绕组z P组合列表,该设计中盘式电机的极槽数为64极168槽。根据以上分析,削弱齿槽转矩仅剩8n次谐波,进而可有效地削弱齿槽转矩的低次谐波。
3 槽口宽度对齿槽转矩的影响
齿槽转矩是由电枢开槽引起的,槽口越大,齿槽转矩也越大。可通过减小槽口宽度,进一步减小齿槽转矩,由式(5)得:
式中:θs—槽口宽度,用弧度表示。
从式中可知,最直观的减小齿槽转矩的方法是减小定子槽开口宽度或采用磁性槽楔,或在可能的情况下,采用闭口槽、磁性槽楔或无齿槽铁心。但减小定子槽开口宽度会增加嵌入绕组难度,采用闭口槽则会减小电机出力,使定子结构复杂化[9,10]。
本研究在分数槽绕组的基础上使齿槽转矩削弱至仅存在γn次谐波分量,因此将式(11)变换为:
当n=1,齿槽转矩为γ(γ=8)次分量,使zγθs/2=π,求得θs=0.234 4ο。原槽口宽度θ=1.146ο,因此在原有槽口宽度的基础上适当减小槽口宽度至θs=4×0.234 4ο=0.937 6ο,得到zγθs/2=4π。则针对nγ次谐波zγθs/2=4nπ,得到Gnγ=0,从而削弱了所有高次谐波。
4 有限元验证
为验证上述提出的削弱盘式永磁电机齿槽转矩方法的有效性,本研究应用有限元软件Maxwell进行电磁场分析和齿槽转矩的计算。
本研究以应用于抽油机的盘式永磁电机为仿真对象,基本参数如表1所示。
本研究根据表1中参数建立电机有限元模型进行仿真。
分数槽绕组情形时,齿槽转矩的仿真结果如图1所示。由图1可以看出,分数槽绕组对齿槽转矩有较大影响,通过设置合理的极槽数可有效地减小齿槽转矩,分数槽绕组齿槽转矩峰值为350.451 N·m,优化前为2 477.856 N·m。
本研究在采用分数槽绕组的基础上对槽口进行优化选择后的仿真曲线如图2所示。
由仿真曲线可知,优化后的齿槽转矩峰值减小为229.946 N·m,为优化前2 477.856 N·m的9.28%,齿槽转矩得到进一步减小。
永磁盘式电机实物如图3所示。实验证明,本研究所提出的优化方案能用于有效减小盘式永磁电机的齿槽转矩,符合实际应用要求。
5 结束语
本研究利用电磁场仿真分析,参考旋转电机的齿槽转矩分析方法,推导出了盘式永磁电机的齿槽转矩表达式。根据表达式,通过合理地选择极数和槽数来构成分数槽绕组,以削弱齿槽转矩的低次谐波。在分数槽绕组的基础上,本研究分析了定子齿槽槽口宽度对齿槽转矩的影响,在考虑工程实际应用效果和经济性的基础上,通过合理选择槽口宽度,削弱了齿槽转矩的高次谐波。
最后,本研究应用三维有限元分析软件进行软件仿真验证,仿真结果显示,通过采用分数槽绕组和槽口优化相结合的方法可有效地减小齿槽转矩。
摘要：由齿槽转矩造成的推力波动是影响盘式永磁电机运行性能的一个重要因素。为削弱齿槽转矩,采用基于能量法和傅里叶分解的解析分析方法推导出了齿槽转矩解析表达式,在此基础上研究了分数槽绕组对齿槽转矩的削弱作用,结合定子槽口宽度对齿槽转矩的影响,提出了减少盘式永磁电机齿槽转矩的优化方案,并利用有限元法对此优化方案进行了仿真分析和验证。研究结果证明,采用分数槽绕组和槽口优化相结合的方法能有效地削弱盘式电机的齿槽转矩。
关键词：盘式永磁电机,齿槽转矩,分数槽,槽口优化,三维有限元
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大转矩永磁电机 篇5
直接转矩控制(DTC)[1,2]是继矢量控制后发展起来的又一高性能调速方法，目前该项技术己经成功应用在异步电机上。随着永磁材料的迅速发展，电力电子技术和控制技术的进步，稀土永磁电动机将越来越多地替代传统电动机，应用前景非常乐观。从20世纪90年代中期开始，人们将研究热点转到永磁同步电机直接转矩控制中来，并取得了一些成绩，但存在着难以克服的转矩脉动;此外，当电机状态发生改变时，常规直接转矩控制方式可能出现滞环控制器输出和定子磁链位置信号在多个采样周期内保持不变的情况，导致这些采样周期内逆变器的开关状态相同，这意味着系统开关频率发生变化且不恒定，功率器件的容量无法得到充分的利用[3]。
针对上述问题，近十年来，人们也提出一些有意义的改进方法：大多数学者用模糊控制器替代传统方法中的滞环比较器[4,5];部分学者集中在对运行中的定子电阻进行在线补偿[6];也有学者把包含零矢量的控制策略应用到了永磁同步电机直接转矩控制系统中，但这些措施只是部分地弥补了产生脉动的因素，并不能有效、全面地解决问题，转矩的脉动依然存在，并没有得到明显的抑制。
为了抑制传统永磁电机直接转矩控制系统产生的转矩和磁链脉动，提高永磁同步电机直接转矩控制系统的动、静态性能，尤其是低速时脉动大的问题，本文尝试将智能方法应用到传统的控制系统中。通过采用模糊控制器替代传统的滞环比较器，并且利用包含零矢量的空间电压矢量控制方法构建了一种基于模糊零矢量的永磁电机直接转矩控制系统。
1 永磁同步电机直接转矩控制
1.1 永磁电机以定子磁链定向的数学模型
正弦波永磁同步电机一般没有阻尼绕组，转子磁通由永久磁钢决定，恒定不变。为了能直观地分析永磁电机控制的原理，本文只选用按定子磁链定向的x-y坐标系下的数学模型，其他坐标系下的模型方程可在此坐标系方程的基础上通过坐标变换得到。图1给出了4种常用坐标系之间的空间分布关系。
若忽略定子电阻，定子磁链与转子磁链间的夹角δ就是功角。稳态运行时，功角为一个常数，定子磁链、转子磁链同步旋转。在过渡过程中，δ是变化的，由于电气时间常数与机械时间常数相比很小，因此定子磁链ψs的旋转速度比转子磁链ψf的旋转速度容易改变。
给定在x-y坐标系下的磁链方程为
由于采用定子磁链定向，即将x轴方向固定在定子磁链上，可得ψy=0，且ψs=ψx，则
式中ψs为定子磁链。
转矩方程为
从式(3)可以看出电磁转矩由2部分组成，第1部分是由永磁磁链产生的励磁转矩，第2部分是由电机的凸极性引起的磁阻转矩。故永磁同步电机的输出转矩与定子磁链幅值，转子磁链幅值及定、转子磁链夹角δ的正弦值有关。在实际运行中，保持定子磁链的幅值为额定值以充分利用电动机铁心，永磁同步电机转子磁链幅值一般为恒值。要改变电动机转矩的大小，可以通过改变定、转子磁链夹角的大小实现[7]。
1.2 电压矢量对磁链和转矩的影响
逆变器输出电压直接加到永磁同步电机的定子上，得到定子电压为us。
电机的定子磁链ψs与定子电压us的关系由下式确定：
若忽略定子电阻Rs上压降的影响，定子磁链可直接用电压空间矢量的积分表示：
这表明定子磁链空间矢量与定子电压空间矢量之间近似为积分关系，这样定子磁链空间矢量顶点的运动方向和轨迹，对应于相应的电压空间矢量的作用方向(见图2)，ψs的运动轨迹平行于us指示的方向。
由式(3)可知，当保持定子磁链为恒值时，电机的电磁转矩随着与定、转子磁链夹角的变化而变化。因此，尽可能快地改变这个夹角可以得到快速的转矩响应。
2 带零矢量的模糊直接转矩控制系统
2.1 控制系统总体结构
本文所提的控制系统[8,9]结构如图3所示(图中p为电机的极对数，下同)，在常规永磁同步电机直接转矩控制系统基础上，针对存在的问题，将智能方法应用到常规永磁电机直接转矩控制系统中，采用模糊控制器替代传统的滞环比较器，并且利用包含零矢量的空间电压控制方法构建新的基于智能方法的永磁电机直接转矩控制系统。
2.2 零矢量在PMSM直接转矩控制系统中的作用
在永磁同步电机控制中，转矩增量和功角增量的关系为
由式(6)可见，永磁同步电机直接转矩控制中，转矩增量只与功角和功角增量有关，而与转速无关。功角的变化：
有效电压矢量作用时，可以在一个较大的功角变化范围内得到较大的转矩变化，而零矢量作用时Δδs=0，功角变化仅决定于转子磁链角的变化，其增量仅与转子空间位置角增量有关，而与变化率无关，且随着转速的降低，零矢量影响转矩的变化的能力也就越小，这说明，在永磁同步电机直接转矩控制中，若转矩给定与实际转矩差值在一定允许范围内，可以用加零电压矢量的办法来保持转矩平稳、近似不变。在不包含零矢量的控制方案中，当电机实际电磁转矩与给定值差距不是很大时，由于没有零矢量，此时只能在一个周期内连续施加反向的空间电压矢量，结果使实际值与给定值总是有差距，使电机定子磁链进进退退，产生不能解决的转矩脉动。尤其是在电机低速运行时，通过加入零矢量能更好地抑制转矩脉动。因此，本文通过模糊控制器对磁链误差和转矩误差进行有效的分级，在电机低速运行时，通过加入零矢量来减小电机运行时的转矩脉动，在转矩急剧变化时使用有效电压矢量，以提高转矩的响应速度，实现零矢量的动态分布，零矢量分配的原则是尽量让各相桥臂在该相电流处于峰值时不导通，以尽量减小器件的开关损耗。
2.3 模糊控制器设计
本文采用三输入模糊控制器替代原来的滞环比较器和电压矢量开关表。模糊控制器将加入零电压矢量作为输出，故控制器的输出为7个离散的电压空间矢量，直接分为7个单点模糊子集u={u0,u1,u2,u3,u4,u5,u6}，输入量为转矩误差(ET)、磁链误差(EF)和磁链角度(θ)。图4示出了该模糊控制器的结构图，图中的模糊逻辑控制器(FLC)由模糊化、模糊推理和解模糊3部分组成。
将精确输入、输出量的控制范围根据已确定的语言值量化分档，将磁链偏差和转矩偏差经过式2[1-exp(-10 x)]/[1+exp(-10 x)]变换到模糊论域[-2,2]，在永磁电机直接转矩控制系统中，电机转矩与磁链需同时控制，由于磁链较转矩更容易控制，因此当两者的需求出现冲突时，通常首先考虑的是转矩。基于上述考虑，FLC的输入量EF、ET和θ分别取为3、5和2个模糊子集，而输出为7个单点模糊集无需进行解模糊。
根据转矩偏差及转矩偏差变化率，当电机转矩急剧变化时，选用有效电压矢量，以使实际转矩快速跟踪负载转矩，当电机稳态运行时，采用插入零矢量的方式对电磁转矩“微调”，不仅可以避免采用有效电压矢量带来的转矩急剧下降和上升，还可减小由于开关切换引入的转矩脉动，根据以上讨论，可得到模糊控制器调节电压矢量作用时的控制规则见表1。
3 仿真分析
为了进一步验证基于模糊零矢量的永磁电机直接转矩控制系统理论的有效性，对该模型进行仿真，并进一步和传统方法的仿真结果进行比较分析。仿真用到的永磁同步电机参数设置如下：定子相绕组电阻Rs=1.2Ω，定子d轴电感Ld=6.8 mH,q轴电感Lq=5.6 mH，转动惯量J=2.1×10-3 kg·m2，极对数pn=4，转子磁链ψf=0.936 Wb，粘滞摩擦系数Bm=0。其他仿真参数如Kp=18,Ki=0.4，作为速度外环PI调节器的参数。
图5为智能控制系统与传统直接转矩控制系统的磁链响应曲线，可以很清楚地看到在传统直接转矩控制系统中磁链圆曲线存在很大的波动性，曲线不平滑，尤其是在启动阶段，脉动比较剧烈;而智能控制的直接转矩控制系统由于采用了在低速时加入了零矢量，使磁链估计更加准确，曲线更接近圆形，而且从图中没有看出明显的曲线脉动。
图6为负载转矩在0.2 s时由20 N·m突变为0时，智能直接转矩控制和传统直接转矩控制中转矩响应过程。由图可知两者的转矩动态响应时间基本相同，但稳态运行时的转矩脉动差别较大，由图可以看出，采用智能直接转矩控制后，系统的稳态性能得到了较大的改善。
图7为给定转速100 r/min时的速度响应曲线，初始负载转矩为0,0.1 s时突变为5 N·m。由图可见，智能直接转矩控制系统抗负载扰动的能力大幅度增强，在扰动发生0.02 s左右，能迅速做出反应，使速度得到较快的调节，避免产生大幅度的超调和振荡，而且速度曲线更加平滑。
图8为给定转速1000 r/min,0.2 s时转矩突变的电流波形，采用智能方法的直接转矩控制系统不仅减小了电流的超调量，而且几乎没有振荡，尤其是在启动阶段。
4 实验验证
对永磁同步电机直接转矩控制系统成功地进行了数字化实现。采用TMS320LF2407A DSP作为控制系统的核心处理单元，采用智能功率模块作为系统的功率开关元件，组建了控制系统的硬件平台。基于DSP的汇编语言开发了永磁同步电机直接转矩控制系统的实时软件，并在一台3000 W的永磁同步电机上进行了实验，实验中电机参数与仿真中相同。
图9是当给定转速为2 000 r/min时的电机转速和定子电流的实验波形。可以看出，电机空载启动时间大约0.5 s，启动阶段，定子电流保持了最大幅值，转速超调较小，且上升速度比较快。当转速达到给定值后，定子电流迅速达到空载稳态值。
图10是给定转速为2 000 r/min，负载转矩为10 N·m时，转速、电流波形。可以看出，智能直接转矩控制能够稳定地跟踪给定转速，响应速度快、稳态误差小、电流脉动小，这是由于在直接转矩控制中加入模糊零矢量后，抑制了稳态运行时，有效矢量引入的转矩脉动，较好地实现了直接转矩控制系统中磁链和转矩协同控制，达到了预期效果。
5 结论
a.应用本文提出的方法后，电流和电压波形更加接近正弦波，克服了传统方法中出现的较大脉动和变形，保证了输出转矩稳定，有利于实现电机的高性能调速。
b.成功将零矢量应用于永磁同步电机调速控制中，不仅减小了电机的转矩脉动，而且降低了功率模块的开关损耗，具有一定的经济效益和推广价值。
通过实验对理论的验证表明，采用模糊零矢量的直接转矩控制系统总体性能比传统的直接转矩控制系统性能有明显的提高，取得了预期效果。
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大转矩永磁电机 篇6
矢量控制中, 为了保证电机的安全控制, 需对电压、电流、转速以及转矩等进行实时观测。磁链观测是转矩估计的前提, 也是转矩估计的核心内容。基本的磁链观测有两种方法:电流法和电压法。电压法由于其结构简单、依赖参数少以及鲁棒性高等优点而被广泛应用。
基本的电压模型是通过对反电动势进行积分的方法来获得磁链值, 但是由于纯积分环节本身的性质, 输入量的误差会逐渐积累导致输出的直流偏移。为了消除输出的直流偏移, 一般采用低通滤波器来代替纯积分器来消除直流偏置, 但是这种方法同时也引入了幅值误差和相位延时, 在此基础上出现了一系列改进的算法[1,2,3,4,5,6]。改进的算法虽然能够很好的估计磁链, 但是仍然不可避免地受到定子电阻变化的影响。在直接转矩控制中, 可采用基于定子电流的PI控制器来进行电阻补偿[7,8], 而在矢量控制中, 由于电流环的存在, 该方法不再适用。文献[9]提出了一种基于滑模控制的电阻辨识方法, 文献[10]采用基于扩展卡尔曼滤波器的方法来辨识电阻。但这两种算法都比较复杂, 对系统的要求较高。
本文在采用简单的低通加补偿的方法来估计磁链的基础上, 对定子电阻进行模型参考自适应辨识, 使整个转矩估计算法结构相对简单。对低通电压算法和模型参考自适应的方法进行了详细的计算分析, 并发现基于电机d q轴方程的模型参考自适应系统具有收敛值不唯一的问题。最终建立了仅基于q轴方程的MRAS, 并通过仿真结果的对比验证了算法的有效性。
2 低通补偿算法分析
根据永磁同步电机的电磁转矩生成原理, 可得:
其中定子电流is可测量获得, 需要获得转矩, 还需要对定子磁链ψs进行观测, 基于电压模型的磁链观测可由下式确定:
根据 (2) 式可直接对反电动势进行纯积分来估计磁链, 当输入有直流分量时, 不管有多小, 在积分器的作用下会导致输出磁链的饱和, 而初始相位也会导致一定的直流偏置。为了解决积分器饱以及直流偏置的问题, 可将输出的磁链再通入一个高通滤波器, 即相当于反电动势直接通入低通滤波器。
稳态时理论的磁链值即为不含直流偏置的纯积分产生的磁链值, 由频率响应可得:
式中eω为稳态时电机的电角频率。当使用一阶低通滤波器代替纯积分时, 有:
式中ωc为低通滤波器的截止频率, ψs'为通入低通滤波器后的输出磁链。显然ψs'相比ψs产生了一个幅值和相位的误差, 因此必须要对其进行补偿。
为简化分析, 可令
ψs=ψα+jψβ, ψs'=ψα'+jψβ', 令补偿量为a+jb, 则应满足下式:
由 (3) (4) (5) 式可得
即,
上式本质上就是对高通滤波器造成的幅值和相位误差进行补偿。根据式 (7) 可建立系统的仿真框图如下:
该算法对磁链进行补偿时, 需计算ωc/ωe项, 电机刚启动时, 转速接近为零, 此时|ωc/ωe|受转速影响变化很大, 可能会导致比较大的输出误差, 因此这里其进行限幅, 令|ωc/ωe|<5, 则可保证其启动阶段正常工作。
3 电阻辨识
上述方法在低速时容易受定子电阻变化的影响, 为了改善低速情况下模型的性能, 增加了电阻辨识的模块。如下图, 采用模型参考自适应的方法来估计电阻, 参考模型和可调模型被相同的外部输入所激励, 参考模型输出状态x, 可调模型输出状态估计量ˆx, 当它们存在偏差时, 通过自适应机构的自适应律来调整可调模型中的可调参数, 使其偏差能快速而稳定的趋近于零, 从而估计可调参数的实时值。该方法是否能构成优良的自适应控制系统, 主要取决于自适应律的选择。这里使用以波波夫稳定性理论为基础的设计方法。
对于永磁同步电机, 选择电流为状态变量, 由其物理模型可得到其dq轴数学模型如下:
上式中, sR为定子电阻, dL和qL分别为d轴等效电感和q轴等效电感, np为永磁同步电机极对数, ωm为转子机械转速, 将上式简化成标准的状态方程的形式, 并类似的给出可调模型的方程:
其中
令
可得
其中,
令V=Ie=e, 则由Popov超稳定性理论, 自适应矢量V和反馈矢量W需满足下述不等式:
其中 为一个有限的正数。
一般取自适应律为比例积分的形式, 经计算, 当自适应律为如下形式时, 可满足上式:
其中,
带入各式可得:
对于PI控制器, 其输入为
鉴于收敛值不确定的问题, 这里简化可调模型, 仅采用q轴的电机方程, id不再作为状态变量, 而作为一个输入变量。则参考模型为:
同理可得最终的自适应律为:
与式 (13) 对比, 简化后的自适应律只是 的函数, 当系统在PI环节的作用下收敛至稳态时, 在其他参数都是确定值的情况下, 必然具有唯一性。
4 仿真验证
为了验证上述算法的性能, 本文在矢量控制的基础上, 构建了整个系统的仿真平台, 系统框图如图3所示。相应的电机参数分别为:
在负载转矩Tl=20N⋅m以及ωm*=60rad/s的条件下, 对系统进行仿真, t=1.8s时电阻发生阶跃扩大了一倍。在实验中采用电压指令值来代替电压实际值, 而由于逆变器的存在, 两者并不相等, 会引起小量的误差。
如果采用基于dq轴方程的MRAS, 结果如图4、5和6所示, Rs估计值远大于参考值, 由图5和图6可知该模型参考自适应系统是稳定的, 但稳态时dq轴电流的估计值和实际值保持稳定的误差, 从而导致电阻估计的偏离。
采用基于q轴方程的仿真结果如图7至图11所示。电阻稳态时估计的电阻值比实际值略小。当电阻发生阶跃时, 经过调节, 估计的阻值仍能跟上实际值。图8和图9分别为无电阻辨识时转矩估计值与实际值的对比以及转矩估计误差, 图1 0和图1 1分别为增加电阻辨识后转矩估计与实际值的对比以及转矩估计误差。没有电阻辨识的情况下, 电阻值阶跃后估计的转矩会偏大, 这是因为实际电阻值阶跃后, 相当于计算反电动势时使用的电阻偏小, 即反电动势估计值偏大, 导致最终的转矩估计值偏大;而加入电阻辨识后的估计值基本不发生变化, 转矩波动也很小, 仍能很好的跟踪实际转矩值。
5 结束语
改进的电压算法实质上是对磁链进行高通滤波, 滤除直流分量, 而对幅值和相位的补偿就相当于补偿磁链被高通滤波器滤除的那部分。基于dq轴MRAS的定子电阻辨识算法, 存在收敛值可能不确定的问题, 而基于q轴方程的一维辨识算法具有确定的收敛值且更容易收敛, 仿真结果说明, 电阻辨识能很好的补偿转矩估计的误差, 整个算法具有良好的估计转矩性能。
摘要：转矩估计的前提是磁链观测, 采用改进的电压法对磁链进行观测。考虑到定子电阻的影响, 对基于dq轴方程的模型参考自适应系统的辨识方法进行了详细的计算分析, 并发现该电阻辨识算法具有收敛值不唯一的可能, 而仅使用q轴方程的辨识算法能克服这一问题。在此基础上建立了基于矢量控制的永磁同步电机系统仿真模型, 并验证了算法的有效性。
关键词：永磁同步电机,转矩估计,模型参考自适应,电阻辨识
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大转矩永磁电机 篇7
永磁同步电机(PMSM)因其转子转动惯量小、响应速度快、效率高,在要求高性能伺服领域中得到了广泛应用[1]。当今对PMSM的交流调速一般采用矢量控制或直接转矩控制(DTC)[2]。直接转矩控制系统是在定子坐标系下计算并控制定子磁链和转矩,通过磁链和转矩来实现系统高动态性能,避免了矢量控制中的两次坐标变换以及求矢量的模和相角的复杂计算,该算法比矢量控制简单、转矩响应快[3]。但是,采用传统直接转矩控制系统的电压型逆变器只能输出6个工作电压矢量和2个零电压矢量,由于可利用的电压矢量数目少,使得在选择电压时电压跳动大,造成磁链和转矩脉动较大[4]。针对此种情况,本文提出一种基于矢量细分的PMSM直接转矩控制方法,将原6个电压矢量和6个磁链扇区细分成12个电压矢量和12个磁链扇区,选择逆变器的开关状态,提高系统的性能和系统的响应速度。
2 传统的直接转矩实现方法
在对永磁同步电机直接转矩控制分析中,得出电磁转矩公式如下[4]:
式中:Te为电磁转矩;Ψs,Ψf分别为定转子磁链;Ld,Lq分别为d,q轴电感;δ为功率角,np为极对数。
为了简化分析,本文讨论同步旋转坐标系下,隐极式永磁同步电机,即Ld=Lq,忽略因凸极效应引起的磁阻转矩[5],则电磁转矩公式简化如下:
永磁同步电机电磁转矩与转矩角变化关系为
由式(3)可知,在保持定子磁链幅值恒定时,可通过改变转矩角来控制转矩。当定子磁链幅值恒定时,转矩角在-90°～90°之间,转矩随转矩角增大而增加,直接转矩控制应用的前提条件是转矩的变化与转矩角的变化成正比,即永磁同步电机直接转矩控制的思想是保持定子磁链幅值恒定,通过控制定子磁链的旋转速度和方向来控制转矩角,从而来控制转矩[6]。
目前,直接转矩控制大都采用Bang-Bang控制[7],即磁链控制器采用两点式滞环比较器,转矩控制器采用三点式滞环比较器,当定子磁链逆时针方向旋转时,如果转矩滞环控制器输出为1,意味着需要增大转矩,那么此时就要选择能保持定子磁链沿同一方向旋转的电压矢量[8]。同理,若转矩滞环控制器输出为0,意味着需要减小转矩,这时就要选择使定子磁链反向旋转的电压矢量[9]。直接转矩控制按逆时针旋转时的电压矢量U1～U6如图1所示。
传统的直接转矩控制的开关表如表1所示。表1中FΨ和FT分别是磁链和转矩调节器的输出。FΨ表示是否需要增加磁链,FΨ=1时表示需要增加磁链,FΨ=0时表示需要减小磁链。FT表示是否需要增加转矩,FT=1表示要增加转矩,FT=0表示转矩保持不变,FT=-1表示要大幅减小转矩。
3 磁链区间细分
3.1磁链区间的实现
为了改善直接转矩控制效果,通过改变传统6定子磁链扇区为12定子磁链扇区,可以增加可用电压矢量。通过三相和两相混合导通方式,可以增加有效电压矢量至12个。图2为三相电压源逆变器的主电路拓扑结构图。其中,SA,SB,SC分别表示逆变器输出三相桥,1表示上桥臂导通,下桥臂关断;0表示上桥臂关断,下桥臂导通;-1表示上下桥臂均被关断。Ud为电压源逆变器的直流母线电压。
通过表2可看出,两相导通方式下的电压矢量幅值为三相导通方式下的电压矢量幅值的0.866倍。同时减小了电压脉动。在参数准确的条件下,12区间的磁链细分控制相比传统DTC控制有更好的转矩、转速响应。
为了说明电压矢量选择原则,图3为电压矢量的分布,由图4可知,逆时针旋转时(以Ⅰ区为例),磁链位于该区间,电压矢量U4使磁链幅值和转矩同时增加;电压矢量U5使磁链幅值减小,转矩增大;电压矢量U11使磁链幅值增加,转矩减小;电压矢量U10使磁链幅值和转矩同时减小;零电压矢量使磁链幅值和转矩瞬间保持不变;其余区间的电压矢量选择与此相同。
3.2 系统组成
基于矢量细分的DTC调速控制系统框图如图5所示。永磁同步电机由三相电压型逆变器供电,测得的定子三相电流ia,ib,ic进行Clark变换,得到iα,iβ与直流侧电压Ud,经过磁链转矩计算单元后,通过磁链细分单元来选择相应的开关。
矢量细分的PMSM DTC的开关表如表3所示,1表示相应的量增加,0表示相应的量减小。
4 系统建立与实验结果
为验证提出的矢量细分PMSM DTC策略有效性,利用Matlab软件进行了仿真实验。仿真实验所用到的参数为:直轴电感Ld=8.5 mH;交轴电感Lq=8.5 mH;定子电阻Rs=0.275 Ω;转动惯量J=0.001 2 kg·m2;极对数np=4;粘滞系数B=0。速度环PI调节器参数设为kp=2.4,ki=3,转矩容差为0.12 N·m,磁链容差为0.002 Wb。
图6a和图6b分别是传统DTC控制与采用矢量细分DTC控制下的稳态磁链圆波形,从图6中可看出,传统DTC控制下磁链在6个扇区的分界处扇区切换明显,表明扇区分界处存在磁链畸变,而采用了矢量细分控制后,磁链在扇区边界处的畸变明显减小,改善了磁链运行轨迹。
图7、图8是永磁同步电机在给定转速500r/min时的启动时刻转速响应和电磁转矩波形。通过对比可见,说明基于矢量细分DTC能较好抑制磁链和转矩的脉动,并具有更快的速度跟踪性能,同时保持了传统DTC的优良鲁棒性。
5 结论
本文采用基于12个定子磁链扇区和12个电压矢量的矢量细分DTC控制策略,并对传统控制策略和矢量细分控制策略进行了转速、转矩、磁链的控制性能的仿真试验;理论分析和仿真结果表明永磁同步电机的矢量细分直接转矩控制方法较传统的直接转矩控制方法有更好的性能。
摘要：传统永磁同步电机直接转矩控制采用六边形磁链控制或6区间的圆形磁链控制,造成转矩脉动大等缺陷。针对传统6区段控制方式的缺陷和当定子磁链处于区段线附近时控制性能差的特点。采用矢量细分的方法,将传统的6个电压矢量和6个磁链扇区细分成12个电压矢量和12个磁链扇区,并且制定了相应的开关表;通过Matlab对矢量细分的永磁同步电机直接转矩控制策略进行仿真实验,仿真结果表明该控制策略能够有效改善磁链轨迹,减小转矩脉动,提高系统的性能。
关键词：矢量细分,永磁同步电机,直接转矩控制
参考文献
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