永磁系统（精选10篇）
永磁系统 篇1
0 引言
伺服系统用来控制被控对象的某种状态, 属于自动控制系统的一种。机电相结合的伺服系统主要是由机械传动部分和控制部分组成的, 除此之外往往还有润滑、液压部分, 系统通过各部分的耦合实现控制。对于传动系统, 若在非平稳的状态下发生机电耦合振动, 将对系统的安全运行造成威胁。因此, 分析伺服系统中精密传动系统的耦合机理就显得十分重要, 这也对工业生产有重大意义。本文介绍了永磁交流伺服精密驱动系统机电耦合及其相关模型的建立, 同时结合具体实例, 分析了该系统在实际运作中的特点以及一些对应参数的变化规律, 以便理解机电耦合模型, 同时也给我们的建模提供一些建设性的意见。
1 永磁交流伺服精密驱动系统机电耦合概述
作为现代交流伺服系统的主流, 永磁同步电动机具有结构简单、功率高、易于散热、转动惯量低等许多优点。精密传动是一种非常重要的基础性零件, 也是双向高精度传递运动机械传动形式的总称。这类机械传动形式是做高精度机械传递运动, 具有极高的承载能力和运动精度, 并且具有刚度高、体积小、响应快等特点。精密传动包括很多种, 例如常见的齿轮传动和螺旋传动, 以及不常见的少齿差行星传动、谐波传动和轮系传动等。同样, 永磁交流伺服驱动系统也包含很多种子系统, 如驱动系统、传动系统、冷却系统以及负载系统等, 这些子系统相结合才组成了完整的主系统。各子系统间存在大量的物理过程和多参量耦合关系, 这些耦合关系以及关系的输入和输出决定了相应的永磁交流伺服精密驱动系统的动态性能, 而各个子系统的动态性能又受到其他子系统动态性能的影响。因此, 在分析永磁交流伺服精密驱动系统的动态性能时要先建立局部的耦合模型, 通过对局部耦合模型、耦合方式及规律的分析得出整体的规律, 才能更加快捷准确地解决问题, 找准原始的规律, 这对更好地分析永磁交流伺服精密驱动系统的运作规律及方式有很大帮助[1]。
2 伺服系统中耦合的建模分析
高精度伺服系统具有精密控制系统运行、保持过程高度稳定性的特点, 并且对制造过程有精密的自动调节能力。在对伺服系统进行耦合分析时要采取耦合事实提取、耦合问题建模、耦合参数模型解耦等步骤, 下面我们就通过建模的方法对伺服系统中的局部耦合和整体耦合作相应分析[2]。
2.1 局部耦合建模分析
要想对局部耦合问题进行建模分析, 就得先把问题从整体中分离出来, 利用现有的数学、物理公式建立模型, 并作相应分析。通常, 一个伺服系统都是由许多基本元件组成的, 如电感、电阻、弹簧、电容等, 可以对应地写出其各自的特性规律方程, 即:
(1) 电感的物理特性方程:u=Ldi/dt, 即流经电感L的电流i和电感端电压的关系;
(2) 电阻的物理特性方程:u=Ri, 即电阻两端电压与流经电阻的电流i的关系;
(3) 弹簧的物理特性方程:F=K∫vdt+F0, 即在外力F作用下的刚度为K的弹簧与其速度v的关系;
(4) 电容的物理特性方程:i=Cdu/dt, 即电容在充电或放电的条件下与电流的关系。
机电回路是由机电元件连接组成的, 因而机电系统中的输入和输出关系满足基尔霍夫电流和电压定律, 即在任意一个闭合回路中有u=0或经过任意一个节点的i=0。同时, 在机电系统中仍然遵循达朗贝尔空间连接定律, 即在机械网络中, 绕任一回路的位移和速度的和均为0。通过对每一个元件的特性方程的列举, 并结合对应满足的定律就可以建立起相应的数学模型, 而通过对建立的模型进行试验和分析就可以解决部分耦合问题。
2.2 全局耦合建模分析
通过对耦合参数基本规律的了解, 可以对全局耦合结构进行相应的分析, 从而对系统的全局耦合进行建模。伺服系统是由很多个子系统组成的, 其通过子系统之间的耦合来实现整体的联系, 因此必须根据各部分之间的关系, 并结合对应的方程才能建立起关于整体耦合的模型。具体要解决以下几个问题: (1) 分析耦合参数与主运动的关系及全局耦合模型如何解耦; (2) 分析奇异点的条件和动态规律, 进行解耦单元设计; (3) 对部分进行分析解离, 然后找到各部分之间的耦合方式, 从而实现数学模型的建立。
3 机电耦合模型的算例分析
永磁精密传动装置的机电耦合动力学方程组是多变量及非线性的, 因此在求解时不宜用解析法, 最好用数值计算法来对其动力学规律进行研究。假设存在一个传动系统, 相关的参数如下:定值电阻5.6Ω, dq轴电感11.57 mH, 转子永磁体磁通量0.125 Wb, 极对数为4, 转子转动惯量为0.384×10-4 kg·m2, 额定转矩为1.47N·m, 额定转速4 000r/min, 电机粘滞摩擦系数为0, 减速器转动惯量为1.25×10-6 kg·m2, 减速器粘滞摩擦系数为0.001kg·m2/s。系统空载启动时电机转速设定为800r/min, 空载三相定子电流波形在0.015s后为一条平滑的水平线, 在开始到0.015s之间为波动的波形, 且平稳后的电流显示为0。对应的空载转速波形, 同样是在0.015s之前波动极大, 0.015s后稳定在大约800r/min。同样, 空载的转矩波形也是在0.015s前后呈现不同的变化规律, 随后稳定在0值。为了进一步分析, 在系统运作的0.06s时突加负载转矩2N·m, 且初始转速不变, 此时波形图出现明显变化, 并且三相定子电流在0.06s后出现极大的波动, 波动区间为-5~5A。三相定子电流在持续0.1s后仍是一种波动的形态, 此时, 对应的转速波形在0.06~0.065s之间波动, 在0.065s后稳定在与前一阶段相同的转速值上。此时, 转矩波形则不同, 即在0.06~0.07s的整个区间内都出现波动, 而在0.07s后的稳定值明显大于前一阶段的稳定值。通过对初始转速相同, 系统启动后不加载和启动后加载这2种情况的分析可看出, 加载后系统的转速波形和转矩波形在0.06s都有变化, 但是最终保持稳定。这种现象正好符合PMSM特性, 说明对应的PMSM机械特性比较显著。同时, 上述分析也成功模仿了系统空载和突加负载的情况, 也正好验证了所建立数学模型的正确性[3]。
4 结语
永磁交流伺服精密驱动系统是一种机电耦合系统, 它的主要作用是实现机电能量的转换, 因此在分析其耦合特性时, 必须从复杂机电系统的角度对其进行局部耦合和全局耦合的分析, 从而达到建立相应的数学模型的目的, 以方便分析和实验。只有对该系统的每一部分都进行仔细的分析, 并结合适用的方程及原理, 才能建立耦合模型, 从而通过对模型的研究实验来解决机电耦合中的问题。同时, 这对现代工业化生产也是很有利的, 不但可以提升工作效率, 还可以降低机电耦合问题的发生率, 减少机械生产的损失。如今, 永磁交流伺服精密驱动系统在我们的工业化生产中运用较多, 其具有运作完美流畅的明显优点, 不过仍需要我们进行仔细的分析, 从根本上了解其运作规律和方法, 以便更好地运用。
参考文献
[1]温熙森, 邱静, 陶俊勇.机电系统分析动力学及其应用[M].北京:科学出版社, 2003
[2]周超群, 陈小安, 合烨.伺服系统中精密传动装置精度分析[J].现代制造工程, 2007 (4)
[3]姜洪权, 高建民, 陈富民, 等.基于网络特性的分布式复杂机电系统脆弱性分析[J].计算机集成制造系统, 2009 (4)
永磁系统 篇2
关键词：金风；直驱风电机；液压系统
中图分类号：TM614 文献标识码：A 文章编号：1674-7712 （2012） 16-0145-01
二、液压泵的两种工作状态
压力继电器-105S4是一个带有滞后特性的压力继电器；压力继电器的线接在常闭触点上。空气开关-105Q2始终闭合。当风电机的压力系统无任何故障时，当系统压力低于140bar时，压力继电器-105S4的触点闭合，模块-119DI9的8号插线端子由0V变成24V，即输入信号hydraulicactivtepump由低电平变成高电平，模块-120DO1的4号插线端子的hydraulicyawsystemenable信号为高电平信号，输出直流24V，继电器-106K4的线圈得电触点吸合。-106K3线圈得电触点吸合，液压泵工作建压。
当压力超过160bar时压力继电器-105S4常闭触点断开，输入信号hydraulicactivtepump由高电平变成低电平，模块-120DO1的4号插线端子的hydraulicyawsystemenable信号变为低电平信号，输出直流0V，继电器-106K4的线圈失电触点断开。液压泵停止工作。（建压时间不超过90秒为宜）
三、液压系统常见故障及电路分析
（一）error_hydraulic_working_time：建压超时故障。当建压时间超过2分钟压力继电器检测压力还没有达到160bar时，风电机报error_hydraulic_working_time故障，即建压超时故障。可以参照上图检查线路及相关模块是否有问题，若没有问题，则需要参照液压系统图纸检查相关的电磁阀工作是否正常，检查液压管路是否有泄漏。
（二）error_hydraulic_motor_feedback：液压站电机反馈丢失故障。当压力低于140bar时压力继电器的触点闭合，模块-119DI9D的8号插线端子由0V变成24V，当模块-119DI5的5号插线端子没有从0V变成24V超过4秒，风电机报error_hydraulic_motor_feedback故障，即液压站电机反馈丢失故障。可以参照上图检查线路及相关模块是否有问题。当液压站的油箱内贮满油时，液位继电器的线接在常闭触点上；油中没有油时液位继电器的线接在常开触点上（图中显示的是没油时的状态）。
（三）error_hydraulic_oil_level：液压液位低故障。当模块-119DI7的5号插线端子上的电压由24V变成0V超过6秒时，风电机报error_hydraulic_oil_level故障，即液压液位低故障。可以首先检查液压站的液位是否真的低到报警的程度，若没有，那么可以参照上图检查线路及相关模块是否有问题。
四、部分部件的作用
（一）贮压罐的作用：（1）在液压泵间隙工作时产生的压力进行能量存贮；（2）在液压泵损坏时做紧急动力源；（3）泄漏损失的补偿；（4）缓冲周期性的冲击和振荡；（5）温度和压力变化时所需的容量补偿。
（二）电磁阀的作用：利用阀芯位置的改变，改变阀体上各油口的连通或断开状态，从而控制油路的连通、断开或改变方向。图示中P表示压力油的进口，T表示与油箱连通的回油口，A和B表示连接其它工作油路的油口。
（三）溢流阀的作用：利用作用阀芯上的液体压力和弹簧力的相平衡的原理在某一调定压力下产生动作。
（四）单向阀的作用：控制油液只能按一个方向流动而反向截止。
五、手泵锁定叶轮的操作
将旋转手柄向外旋转到较大位置，把备紧螺帽旋松，用4个的六方扳手把内六方顶丝旋入到最大位置，然后把旋转手柄向内旋入旋紧。此时电磁阀的A口与P口连通，T口与A口闭死。使用手泵建压可使叶轮锁定闸闭合从而将叶轮锁定。
六、总述
液压系统是风电机重要组成系统之一，在处理这方面的故障时既要结合液压电气系统图，也要明析油路控制、布置图。在排除故障时不仅要参考电气图纸，还要仔细排查油路（做好液压系统的巡视，检查各个输送油管有无渗油、漏油的地方，做到及时发现、即时处理），做好液压系统全方面的因素排查，才能将故障彻底解决掉。
风电机的每一个系统都紧密联系，如果不做好单个故障的处理，那么就有可能引发其他系统的故障，这样就会因为处理的不当而导致问题的恶化。所以我们每一个运行维护人员都要紧抓技术知识，提高专业技能，确保风电机的安稳运行，正常发电。
永磁系统 篇3
高精密数控中心、高性能机器人等应用场合对伺服系统的动静态性能提出越来越苛刻的要求。伺服系统中,负载变化常引起系统转动惯量和负载转矩变化,进而直接影响系统的动静态性能。对转动惯量和负载转矩的影响,系统可分别对转动惯量和负载转矩进行辨识,并根据辨识结果对控制器参数进行适当补偿来解决。而负载转矩的辨识建立在转动惯量已知的基础上,故转动惯量辨识为首要解决问题。
转动惯量的变化可分为两类:一类转动惯量在系统运行时不发生变化,如常见的固定轴车床;另一类转动惯量随系统运行而变化,如机器人手臂伸展。对于前者一般采用离线辨识即可满足要求,而对后者,必须采用在线辨识。
本文将对几种传统的转动惯量辨识方法进行研究,并给出两种改进辨识法,同时与传统方法进行对比,给出改进辨识法优缺点和适用场合。
2 实验平台
以一数模混合电路搭建的永磁同步交流伺服系统为研究平台。该系统包含如图1所示4部分,分别为AC/DC/AC主功率电路,以DSP和模拟电路为核心的控制电路,以单片机为核心的人机界面电路以及永磁同步电动机及其陪试发电机。系统为典型的三环结构,其中位置环和速度环在DSP处理,电流环由模拟电路实现,调制方式采用SPWM。
3 惯量辨识方法
常用的转动惯量辨识方法有:直接计算法,加减速法,模型参考自适应法等。下文将作详细分析。
3.1 直接计算法
直接计算法直观实用,适用于转子结构已知的系统。对结构简单的转子结构,直接利用解析法进行计算;对结构复杂的转子结构,可借助于ANSYS等有限元手段分析。直接计算法结果可为其他方法提供参考。图2给出平台中永磁伺服电机转子结构图。
下面以平台中永磁伺服电机为例,介绍转子转动惯量的直接计算方法。转子又分为转子铁心与转轴两部分。
(1)转子铁心
式中,lFe为铁心长度;rz为转轴半径;rFe为铁心半径。考虑转子铁心叠片系数:
(2)转轴
式中,lz为电机轴长度。
(3)转子总惯量
3.2 加减速法
为简化问题,加减法仅计算永磁伺服电机的转子转动惯量且忽略摩擦力矩和风阻。则永磁伺服电机的机械运动方程为:
式中,Te为电磁转矩;Tl为负载转矩,电机空载时,Tl为零。
系统在速度阶跃响应时,速度调节器在电机升降速段均处于饱和状态,则:
系统采用矢量控制策略,控制对象永磁伺服电机近似等效为直流电机,其转矩与相电流有效值成正比,即Te=λIN,其中λ为转矩/相电流有效值系数,本平台λ=0.3071。
图3给出0~1500r/min系统速度阶跃实验结果,系统速度加速时间为50ms,减速时间为40ms。这是因为摩擦力矩和风阻等因素在速度上升时起阻碍作用,速度下降时起辅助作用。计算时取平均值45ms,以削弱这些因素影响。
与3.1节直接计算法的相对误差为2.5%。直接计算法与加减速法两者误差较小,说明了两者的有效性。
3.3 离散模型参考自适应辨识
根据Landau离散时间递推参数的辨识机制,构建离散模型参考自适应算法为:
式中,b为待辨识变量,b=T/J;其中J为转动惯量;β为自适应增益。式(11)为可调模型,式(12)为自适应机制。转动惯量由辨识值b直接计算出。
图4给出自适应增益β分别为1和5时,离散模型参考自适应算法仿真结果。仿真时,电机转速保持1500r/min不变,转子转动惯量在50ms时刻由1×10-4kg·m2跃变为1×10-3kg·m2。由仿真结果可以看出:
(1)自适应增益β越小,模型收敛时间呈数量级增加。如当自适应增益β=5,收敛时间为0.2ms,而当自适应增益β=1时,收敛时间增加至2ms。
(2)自适应增益β太大,辨识的转动惯量会出现振荡,如图4(b)所示。故对不同系统,自适应增益β存在一个最优值。
图5进一步给出实验验证结果。系统速度环采样时间为0.1ms,即T=0.1ms。可以看出:自适应增益β的大小影响收敛速度及精度。自适应增益β越大,收敛速度越快,精度越高,但自适应增益β太大时,系统的振荡也越严重,本系统自适应增益β取2较适合。
4 改进的辨识方法
4.1 改进型加减速法(微震辨识法)
图6给出实用的加减法实验波形,速度给定为0~1000r/min方波,周期为10s。分别采样实际速度为给定速度20%~80%区间数据,计算转动惯量。每次转动惯量计算数值与上一周期计算结果做平均处理。从第二个周期开始,转动惯量波形逐渐向真实转动惯量收敛,最终收敛误差4%,对应转动惯量1.3×10-3kg·m2。
加减速法虽然可以较为准确地计算转子转动惯量,并具有概念简单清晰等优点,但是也存在一些局限:
(1)加减法需用速度大范围变化,在一些应用场合应用受到制约;
(2)由于系统非线性因素的存在,使加减速法计算转动惯量所需参数获取存在误差;
(3)加减速法要求系统速度阶跃响应尽量无超调,对速度环性能要求苛刻。
为此,基于速度小范围震动的思路,将给定速度指令为正负交替脉冲,并缩短速度给定的周期,使电机处于微震状态,得到改进型加减法。此方法的难点在于,保证计算准确的前提下确定速度脉冲的峰值和周期,以确保电机不出现明显转动。
电机处于微震状态时,与上文交替运行不同,电机处于加速-减速-加速的四象限运行状态,系统具有以下特点:
(1)调节速度给定脉冲的数值和周期,使伺服系统的电流环一直工作在饱和状态,则电机电磁转矩可由Te=λIN,直接计算得出,其中λ=0.3071;
(2)由于系统工作在电流环饱和状态,速度处于开环且无超调;
(3)系统四象限运行时,速度上升段分为两段,分别为反向减速和正向加速。反向减速时,摩擦力、风阻等因素起辅助作用;正向加速时,摩擦力、风阻等因素起阻碍作用。在一个上升段中,这些因素的作用互相抵消,下降段情况类似。所以电机处于本运行方式时,可以忽略摩擦力、风阻等因素的影响;
(4)在电磁转矩及运行周期确定的情况下,仅需采样实际速度最大和最小值,得到速度差,即可计算出转动惯量。
图7给出改进型加减法实验结果。速度给定脉冲周期为40ms时,转动惯量辨识值为1.16×10-3kg·m2,误差为7.2%。随着脉冲周期的降低,辨识的转动惯量值减少。当脉冲周期为20ms时,转动惯量辨识值为8.3×10-4kg·m2,误差为32.8%。误差的增加是因为系统中连接轴为弹性轴,电机四象限运行,速度为零时,联轴器接触处有弹性蓄能,导致速度差增大。且速度幅度越小,弹性轴影响越大。
与脉冲周期为40ms相比,系统转速指令脉冲周期降低至20ms,肉眼较难看出电机轴的转动。
4.2 基于二分法的转动惯量辨识方法
若考虑负载转矩以及摩擦力、风阻等因素,则系统不能直接得到加速转矩,需用对加速转矩进行迭代处理,由此得到基于二分法的转动惯量辨识方法。其工作原理为:
设转动惯量辨识时,电机电磁转矩、摩擦力矩和风阻等因素基本不变。限定转动惯量的上下限值,并使电机运行在微震状态,采用二分法改变转动惯量,迭代此时的电磁转矩。使电磁转矩计算值在速度变化时保持恒定,转动惯量收敛值即为真值。
图8给出系统采用基于二分法的转动惯量辨识方法得到的实验结果。转动惯量初始值为200(2×10-3kg·m2)与50(0.5×10-3kg·m2)时,转动惯量辨识值都能很快收敛到真值。
需用指出的是,图8中速度给定仍是0~1000r/min脉冲。但此基于二分法转动惯量辨识方法与加减速不同,不仅适用于单方向加速,而且也适用于微震状态的改进型加减速法。
图9给出单方向加速原理,每隔一段时间采样此段时间内加速转矩,使转动惯量计算值收敛。实验结果如图10所示,系统在60ms内均收敛至125(1.25×10-3kg·m2),与上文二分法结果一致。由于辨识时间较短,可在一次起动过程中实现。
图11给出微震状态二分法转动惯量辨识结果,系统在速度上升期间计算加速转矩,脉冲周期为40ms。图11(a)中,系统转动惯量辨识值最终收敛为127(1.27×10-3kg·m2),误差1.6%,与前文分析一致。图11(b)进一步了给出辨识收敛的波形。
由于引入了二分法迭代加速转矩,避免了上文加减速法弹性轴的影响。
4.3 几种转动惯量辨识方法比较
本文详细介绍了几种转动惯量辨识的方法,各方法优缺点总结如下。
5 结论
本文提出了两种转动惯量辨识的新方法:改进加减速法具有概念清晰,便于调试的优点,可在近似静止状态下对转动惯量进行辨识;基于二分法的转动变量辨识方法,具有辨识速度快,适用范围广的优点,可以应用在系统起动过程中实时辨识转动惯量。本文还对常见的转动惯量辨识方法进行了总结,给出各自优缺点及适用场合,便于伺服系统对转动惯量辨识方法进行选择。
摘要：永磁交流伺服系统中具有不同转动惯量的负载,对系统的动态性能有着显著影响。在提高系统动态抗扰能力研究过程中,转动惯量辨识为首要解决问题。本文在对传统方法研究基础上,提出两种分别基于加减速法和二分法的新型转动惯量辨识方法。其中改进加减速法将传统方法微型化,使得电机可以在微震运行状态下进行惯量辨识;二分法利用转矩和转动惯量之间的联系,对转动惯量进行二分法快速查找。基于实验平台,对传统方法和新型方法进行实验验证,研究各方法可行性,并给出各自优缺点和适用场合。
水力永磁致热装置 篇4
那么，旋转的磁铁是否能使金属板发热？一个简单的实验验证了我的设想，于是开始着手对水力永磁致热装置进行设计。我把水力永磁致热装置分成水轮机、增速齿轮箱、永磁致热装置等三部分。
这个装置的工作原理是这样的：利用喷嘴将高压水管引入的水形成一股坚实的射流，冲击转轮上的斗叶，使转轮转动作功，通过增速齿轮箱，水轮机输出的转速得到进一步的提高，从而带动磁铁盘转轴转动。磁铁盘转动做功产生热能，使陶瓷片上的铁锅或金属热水器发热，从而能煮饭做菜或产生热水。
通过实用效果实验测试，证明我的设计是可行的，水力的确能直接转化为热能，磁铁的旋转也确实能将动能转化为热能。
（本设计获2011年广西青少年科技创新大赛一等奖）
永磁系统 篇5
1 PMD的工作原理
从电机转速改变的三个因素:频率、极对数和滑差来看, 改变任何一个要素将导致电机转速改变。
现有的调速装置, 除永磁调速和液力调速技术外, 基本上都是通过改变电机本身的转速实现调速的。通常, 电机在运转过程中, 因电能消耗, 电机线圈、硅钢片、机械摩擦都会造成电机发热, 因此, 电机内部都设计了风叶用以冷却电机。采用改变电机转速的技术, 包括变频器、串级调速、双馈调速, 在电机低速旋转时, 电机的发热都很大, 有时不得不使用外部风扇帮助散热[1]。
变频器调速, 因为变频器产生的正弦波实际是由方波叠加而成, 高次谐波很多, 电流的趋肤效应导致电机线圈发热, 影响绝缘强度, 应该更换绝缘等级更高的电机, 如果不更换, 电机的可靠性将大大下降, 甚至造成绝缘击穿损坏, 采用永磁调速技术, 不会改变电机的输入电压、电流和频率, 因此不会要求改造原电机系统[2]。
PMD是透过气隙传递转矩的传动设备, 电动机与负载设备转轴之间无需机械连接, 电动机旋转时带动导磁盘在装有强力稀土磁铁的磁盘所产生的强磁场中切割磁力线, 在导磁盘中产生涡电流, 该涡电流在导磁盘上产生反向磁场, 拉动导磁盘与磁盘的相对运动, 从而实现了电动机与负载之间的转矩传输。执行器调节两个转体之间空气间隙的大小, 通过负载转矩的调节实现负载输出速度的控制, 电动机输出到PMD的转矩和PMD输出到负载转矩相等。根据负载实际运行过程中转矩的大小调整电动机输出端 (PMD输入端的转矩) 。PMD输入速度 (电动机端) 和输出速度 (负载端) 不一样, 原因是由于PMD两个转体之间的空气间隙的存在使得输出速度要比输入速度小, 即产生滑差, 滑差大小决定传递转矩的大小, 从而实现了电机与负载之间的转矩传输。
2 永磁调速器改造方案
由于电机转矩与转速的二次方成正比, 功率与转速的三次方成正比, 因此通过对输出负载转速的调节可以大幅降低负载功率。75 k W永磁耦合调速器就是利用对输出负载转速的调节降低负载输出功率, 同时通过逆变、滤波和变压器调压的手段重新将收集到的滑差功率输入到一个22 k W的负载水泵上, 实现节能。
(1) 系统组成。
A化工集团1#风机由电机控制室安装的变频器直接控制, 由于变频器频繁故障, 目前处于硬启动且全速工作状态, 急需进行节能改造。
75KW永磁耦合调速器由三个部分组成:永磁耦合器、调速控制器以及逆变变压器, 应用其对A化工集团1#风机进行节能改造安装示意图如图2。在原有电机控制基础上, 电机与负载之间安装永磁耦合器, 实现传动输出;在调速控制室安装调速控制器, 控制永磁耦合器转速输出;调速控制室与电机控制室通过控制电缆连接, 实现起动和停止信号的传输。
(2) 电气改造。
如图1所示, W3、W6电缆A集团目前已经存在, 不用更改。
W1电缆为连接调速控制器与永磁耦合器的电缆, 两头分别固定在控制器 (调速控制室) 和耦合器 (冷却塔) 上, 线长约100 m。W2电缆为调速控制器供电电缆, 需要连接380V交流电到设备上, 线长约10 m。W4电缆为调速控制器逆变电缆, 需要连接逆变变压器上, 线长约5 m。W5电缆为滑差功率逆变驱动负载水泵的连接电缆, 线长约20 m。W7为控制电缆, 连接电机高压控制柜 (电机控制室) 和调速控制器 (调速控制室) , 主要获取驱动电机高压柜里边的电机起动信号, 只有当调速控制器检测到驱动电机已经起动完毕后, 才能进行后续的起动和调速流程。同时, 当调速控制器检测到驱动电机已经停止或者调速控制器控制面板上输入了停止指令后, 调速控制器自动进入软停止流程, 控制电机和系统停止工作, 线长约200 m。
3 系统工作过程
记冷却水泵功率为P1=75 k W, 负载水泵为P2=22 k W, 控制柜全速输出功率为P3, 电机控制室电能表输出Q1, 调速控制室电能表输出Q2, 则
(1) 负载功率=P1+P2; (2) 输入功率=Q1+Q2; (3) 节约功率=负载功率-输入功率; (4) 逆变功率=22KW- (Q2-P3) 。
系统工作过程如下: (1) 给驱动电机加电, 实现电机的空载启动; (2) 调速控制器“起动”按钮可实现系统的软启动控制, 并控制系统进入全速工作状态; (3) 调速控制器进入调速模式, 控制系统调速, 实现输出功率的调节; (4) 调速控制器逆变模块工作, 将收集到的滑差功率逆变为与输入电源匹配的交流电; (5) 逆变变压器将逆变后的滑差功率变压为380 V电流电, 并供应一个22 k W的负载水泵工作, 实现电能的回收; (6) 调速控制器“停止”按钮可实现驱动电机和永磁耦合器和停止控制。
4 结语
永磁调速技术在A化工集团1#风机中的改造应用, 效果是显著的, 其改造后的系统具有以下优点: (1) 节电降耗:根据电机运行的实际工况, 通过现场控制实现转速调节, 以满足工艺的各种工况需求。改变传统的调节模式, 节约电能;
(2) 解决了电机振动等造成的相关问题, 大大降低了系统的故障率, 延长了电机和负载的寿命。主要是可以显著地延长轴承和密封件的寿命, 大大减少了系统的备品备件消耗和降低维护费用; (3) 具有软启动/软停机功能:可有效降低电机的启动电流, 负载可有选择启动/停止, 大大提高系统启、停性能。
永磁调速器具有较好的节能减排效果, 可产生巨大的社会效益。在炼化企业具有较好的应用前景和推广价值。
摘要：永磁调速是非机械硬连接无级调速技术, 具有结构简单、运行可靠、环境适应性好等特点, 在石油化工领域有着广泛的应用。该研究简要介绍了永磁调速器 (PMD) 的工作原理, 比较了其与变频器的优势, 该方案所涉及的75k W永磁耦合调速器是专为A化工集团1#风机进行调速控制, 实现节能减排的设备, 它具有平滑无级调速、高功率因素、高调速精度以及滑差功率逆变回收等特点。
关键词：永磁调速,风机,改造,节能
参考文献
[1]吴顺根.永磁调速装置的节能性能试验[J].上海电力学院学报, 2009, 25 (3) :261-263.
永磁式步进电机控制系统的设计 篇6
关键词：单片机,永磁式步进电机,控制器
0 引言
步进电机是一种能将数字脉冲输入转换成旋转增量运动的元件, 在位置与速度的控制上能够达到非常准确的精度[1], “数字性”是它的最大特点, 控制器给定的每一个脉冲信号到步进电机, 那么相应的驱动器就会推动运转一个固定的角度, 当给定一连串的脉冲时它就会连续运转起来。作为控制专用电机, 它有着很多优点, 其中结构简单、运行可靠、控制方便最为突出。在实际应用中它并不会因为电压、温度的变化而带来步距值的改变, 同时误差也不会长期累积, 这在一定程度上为精确控制设备应用带来了很大的方便。在计算机和电子技术不断发展的今天, 步进电机的应用呈现出了不断增长的态势, 各行各业的应用越来越多。
步进电机按结构可以分为反应式步进电机、永磁式步进电机、混合式步进电机[2]。其中, 永磁式步进电机是使用十分广泛的一种类型, 其只要定子或转子由永磁材料组成, 励磁绕组处于没有永磁材料的一方, 当励磁电流通过绕组后就会产生磁场, 这时永磁材料的恒定磁场与之作用即产生电磁转矩。步进电机控制器的实现方式基本上可以分为以下几类:基于数字电路芯片的控制器、基于DSP控制的控制器、基于单片机控制的控制器和基于PLC控制的控制器。总体来说, 基于单片机的步进电机控制系统在控制性能和经济性方面具有良好的表现, 是未来发展的主流趋势。
本文基于MSP430F149单片机, 借助于L297和L298芯片, 完成了对永磁式步进电机控制器的设计。
1 永磁式步进电机工作原理及控制方法
两相电机的双相通电步进就是电机处于两相一直通电状态, 但是每次只能转换一相的极性, 如图1所示。首先, 同时给定子的A相与B相通电, 根据同性相斥、异性相吸的原理, 由电能产生的磁场通过力的作用将转子推动到图示Step1的位置;然后关闭定子A相, 给B相与a相 (极性与A相相反) 同时通电, 那么磁场力就会将转子推动到图示Step2的位置;接下来再改变B相极性, 即a相、b相 (极性与B相相反) 同时通电, 转子将被推动到图示Step3的位置;最后给定子b相与A相通电, 转子就转到了图示Step4的位置。如此一来, 改变通电方式就使得电机转子转过了一周。由于两相步进转子与定子之间的轴线处在对直状态, 两相一直通电的情况下就获得了更多的力矩。
除此之外, 步进电机也可在转换相位之间插入一个关闭状态而走“半步”, 将步进电机的整个步距角一分为二, 称为半步工作方式步进顺序, 其实质是将两相电机的单相通电工作方式和双相通电工作方式相互结合。本文的永磁式步进电机采用半步工作方式, 又称两相八拍工作模式。
本设计采用的是两相双极性永磁式步进电机, 通过以上对电机工作原理的分析可知, 当按A+、B+、A-、B-顺序循环通电时, 电机为单相四拍工作方式;当按A+B+、A-B+、A-B-、A+B-顺序循环通电时, 电机为双相四拍工作方式;当按A-B+、B+、A+B+、A+、A+B-、B-、A-B-、A-顺序循环通电时, 电机为半步工作方式。
2 控制系统硬件组成
本设计的硬件电路包括单片机最小系统、脉冲分配电路和功率驱动电路三大部分。最小系统是由最少的硬件构成的能正常工作的单片机系统, 本设计使用的是TI公司生产的MSP430F149单片机最小系统[3]。脉冲分配电路主要是将单片机输出的时钟信号转换成步进电机需要的脉冲时序, 本设计采用的控制电路是SGS公司的L297步进电机控制器。驱动电机的功率驱动电路主要负责对控制电路输出的脉冲进行处理放大, 本设计采用的驱动电路是SGS公司的L298双H桥驱动器。
TI公司开发的MSP430型单片机具有超低功耗、RISC指令集的混合信号微处理器, 根据不同的实际应用需求, 将多个不同功能的模拟电路、数字电路集成到一个芯片上。在设计中选用MSP430F149单片机作为处理器, 其内部有12位的模数转换器, 省去了专门的模数转换电路的设计, 能够快速地从待机模式下恢复工作;支持ISP编程, 方便了项目的开发;同时片内有两个16位的计数器以及双串口等。
由L297[4]构成的译码器电路能够产生驱动电机所需的相序, 通过两个PWM斩波器产生的相序信号对电机进行控制, 双极式步进电机的其中一相或单极式步进电机的每对绕组均可以使用任意一个斩波器, 在单极式步进电机中, A、B绕组不会被一起激励, 可分用同一斩波器, 对于C、D绕组同样适用。SGS公司生产的L298是一款高电压、大电流的电机驱动芯片, 采用15脚封装。芯片内有两个全桥式的驱动器, 可以用于直流电机、步进电机和继电器等感性负载的驱动, 双使能端、可接受TTL电平控制, 禁用或使能L298器件[5]不依赖输入信号。每个桥内的晶体管发射极连接在一起, 并且相应的外部端子可用于连接外部感应电阻, 同时提供了一个附加的电源输入, 使得器件逻辑工作在较低的电压下。除此之外, 电路中还需要光电耦合器件、续流装置等。
3 永磁式步进电机控制系统
步进电机控制系统的控制过程如下:由编写程序实现相应时钟脉冲、工作状态和模式控制信号的输出, 经过L297芯片作脉冲分配, 产生四相八拍的工作时序脉冲, 然后通过L298芯片将脉冲信号放大, 驱动步进电机按预定的方向和频率转动。考虑到安全问题, 在单片机与L297芯片之间加入光耦隔离器[6], 还使用了L6210芯片作为步进电机线圈的续流通道。图2为控制系统电路图。
4 永磁式步进电机控制系统调试
经过认真的电路检查后, 将步进电机控制系统接入单片机系统, 进行了简单的电源和接地端检测, 没有发生短路现象, 然后进行上电测试。
将电源接入后, 调节驱动芯片的供电电压为3.8 V左右, 电机开始缓慢转动, 由于时钟周期太长, 显然可见电机的转动不是很连续。为了使电机可以连续转动, 我们修改了软件中的部分程序语句, 在将时钟周期缩小为原来的1/10后, 电机的转动速度明显加快;当我们将时钟频率再提高10倍时, 步进电机出现失步, 即转动一两下便卡住一段时间, 重复此现象;若将驱动芯片的供电电压由3.8 V提高到6 V左右, 步进电机转子不再转动, 该现象是由于驱动芯片L298内部存在过流保护, 使芯片停止工作造成的。
5结语
本文主要分析了永磁式步进电机的工作原理, 在此基础上, 选择两相八拍工作模式进行控制, 主要采用高性能、低功耗的MSP430F149型单片机, 结合L297芯片和L298芯片完成永磁式步进电机的控制系统设计。在充分学习硬件理论知识的基础上, 实现了控制系统总电路设计, 并完成了硬件连接, 最后, 通过调试, 证明所设计的硬件电路可以很好地实现对永磁式步进电机的驱动控制。
参考文献
[1]刘帅, 祖静, 张红艳.基于单片机的步进电机控制系统设计[J].电子设计工程, 2010, 18 (4) :38-40.
[2]代子凤, 吴锋.基于单片机的步进电机的驱动控制[J].机床电器, 2009 (6) :42-46.
[3]李彬, 王朝阳, 卜涛, 等.基于MSP430F149的最小系统设计[J].国外电子测量技术, 2009, 28 (12) :74-76.
[4]唐国栋, 高云国.基于L297/L298芯片步进电机的单片机控制[J].微计算机信息, 2006, 22 (34) :134-136.
[5]孟英红, 齐婉玉, 段学锋.用L297、L298组成步进电机驱动电路[J].仪器仪表学报, 2003, 24 (S2) :573-574.
永磁直驱风电系统弱磁控制研究 篇7
近年来随着直驱永磁同步风力发电系统研究的不断深入,其关键技术日趋成熟,在工业中已经进入大功率应用时代。为保证系统以最大发电功率运行,发电机速度在转折速度以下时,机侧变流器一般采用最大转矩/电流比控制以保证发电机的铜耗最小,减低变流器的电流容量。当风速继续增大,发电机的转速超过转折速度时,由于母线电压的限制,必须采用弱磁控制( FW) ,在弱磁控制方式下再确定合适的电流控制方案,使得发电机输出功率跟随风机的最佳功率曲线( MPPT) 运行。
传统的弱磁控制方案一般采用开环弱 磁控制[1,2,3,4,5]。文献[2]中在转折速度以上采用开环弱磁控制,根据电机方程、最大输出电压和转矩参考值计算出在开环弱磁条件下的交直轴电流值。文献[3]在电动汽车用永磁同步电机中利用开环弱磁控制实现了汽车高速运行。文献[4]通过实时修正电流参考值进行弱磁控制,属于开环弱磁控制。开环控制严格依赖电机参数,按照电机在冷态下计算得到的交直轴电流往往不能满足电机的实际需求; 开环弱磁控制需要在不同的速度下解一组超越方程,在控制芯片DSP中实现困难,通常需要离线并计算存入DSP内存中以供查阅,这样增加了计算量,并且对所有电机不具有通用性[5]。
文献[6,7]利用一种闭环弱磁控制实现了高速电机的弱磁控制。文献[8]对异步电机弱磁控制环节进行了参数设计。闭环弱磁环节利用电机定子参考电压和直流母线反馈值进行闭环控制设计,通过阈值函数进行弱磁控制投切。其实现简单,并对电机具有普遍适用性。
本文分别对两种弱磁控制进行了原理分析,对比了其性能优劣,并在理论分析的基础上进行了仿真和实验验证。
2 永磁同步电机弱磁控制
2. 1 弱磁条件分析
在不同的风速条件下,发电机的输出功率按照风力机的最佳功率曲线运行,以保持风能利用系数最大[9]。转子磁场定向条件下,按照电动机定向惯例,采用等幅值变换,同步旋转坐标系下永磁同步发电机的电压方程为:
功率方程为:
式中,ud、uq分别为定子电压在dq轴上的分量; id、iq为定子电流在dq轴上的分量; Rs为定子电阻; Ld、Lq分别为定子的dq轴电感; Ω为转子机械角速度; ωr为转子电角速度; ψf为永磁体基波励磁磁链; Te和Pe分别为电机的电磁转矩和电磁功率。
忽略电机动态过程,稳态时定子电压幅值可以表示为:
在直驱永磁风电系统中,直流母线的电压由网侧变流器进行控制,一般为恒定值。采用SVPWM调制时,受直流母线电压限制,机侧变流器输出电压的基波分量峰值为:
综合式( 2) ~ 式( 4) 可以得到机侧变流器输出最大电压临界状态下的一组方程式:
定义临界状态下电机电角速度ωrt为转折速度。当给定控制方式和功率后,转折速度可以唯一确定。电机的电角速度超过转折速度后,若不采用弱磁控制,电流调节器处于饱和状态,机侧变流器输出的电压不足以跟踪调制算法得到的电机定子电压,调制算法失效[10]。若电机转速继续升高后保持正常运行,则需要进行弱磁控制,可通过调节定子电流id和iq实现。由式( 5) 可以看到,若令直轴电流为负值,则可以在维持定子电压在恒定值| us|max的条件下扩大电机运行范围。直轴电流为负值可以理解为在永磁体产生的磁链上叠加一个反向磁场,削弱气隙磁场得到弱磁的效果。
直驱永磁风电系统机侧采用转子旋转坐标系下的矢量控制策略。根据控制方式的不同,直轴电流的参考值id分为两个部分: 在转折速度以下,为了控制简便,采用id= 0控制; 转折速度以上,采用弱磁控制,id由弱磁控制环节给定。根据永磁同步电机的数学模型,弱磁条件下整个系统的控制矢量图如图1所示。其中,开关切换到虚线框内时为闭环弱磁控制,开关切换到式( 6) 时为开环弱磁控制。下面分别对开闭环弱磁控制原理及其优缺点进行分析。
2. 2 开环弱磁控制
当风速不断变换,电机按照最佳功率曲线运行时,随着电机速度的进一步升高,电机的转速会超过转折速度ωrt,为了避免控制失效,电机采用恒定电压幅值运行,幅值为由式( 4) 确定的电压极限值。若发电机功率未到达额定功率,则功率按照最佳功率曲线运行,此时为变功率运行状态; 若发电机功率达到额定功率,则此后功率给定为额定功率,发电机运行在恒功率运行状态。
综合式( 2) 和式( 3) ,在给定功率参考值和电压极限值的情况下,对应转折速度以上的某一风速可以确立一组方程如下:
式( 6) 在发电状态下具有唯一解。对其进行分析可知,转折速度以上,交直轴电流是互为耦合关系的,速度越高,耦合越强。一般情况下,直轴电流参考值恒为负值,且随转速的升高其模值增大。
开环弱磁虽然物理意义简单明了,但由于交直轴电流的耦合关系,对式( 6) 进行求解比较困难,在DSP中不容易实现。一般做法是根据电机的参数和功率曲线离线计算得到不同速度下的交直轴电流参考值,生成转速-电流表格存于DSP中,在实际控制时通过对当前电机转速进行判断,查表给定电流参考值。开环弱磁控制电流参考值的计算严格依赖于电机参数,一般情况下离线计算过程不考虑电机的温升特性和磁饱和特性,在实际控制中若按照计算得到的电流参考值进行控制,会出现直流母线电压利用率降低、功率偏差等现象。另外,不同的电机参数均不相同,针对每一台参数不同的风电机组都要进行大量运算,在控制芯片中重新写入表格,控制不具有普遍性,不利于工业实现。开环弱磁投入运行的判断条件为电机转速,其灵敏性高,由于机侧变流器控制只有一个电流环,其响应速度较快。
2. 3 闭环弱磁控制
在开环控制中可以看到,永磁同步电机的弱磁控制主要通过调节直轴电流来实现,其主要目的为限制调制电压的幅值不超过极限值。利用这一思想,可以设计一个闭环控制环节,通过定子电压幅值反馈,采用合适的控制方案得到定子直轴电流的参考值。下面对其设计过程进行详细说明。
在控制环节中,根据交直轴电压分量ud和uq进行合成可以得到调制电压的幅值:
定子直轴电流分量参考值i*d可以通过一个阈值判断函数进行表示,如式( 8) 所示。当调制电压幅值小于电压极限值时,定子直轴电流分量参考值为0; 当调制电压幅值超过电压极限值时,立即投入闭环弱磁控制算法,定子直轴电流分量参考值为弱磁控制器输出直轴电流idfw。
弱磁控制器采用PI控制,将电压极限值与调制电压幅值的差值送入比例积分控制环节,可以得到弱磁条件下定子电流的直轴分量。文献[8]在对感应电机进行磁链调节的过程中指出,比例环节对电机的转速和直流母线电压非常敏感,会增加弱磁控制环节的不稳定性,故采用积分环节可实现很好的弱磁控制性能。设定kifw为控制器积分系数,则可得到弱磁控制器为:
根据电机的功率表达式和定子电压交直轴分量,可以进一步得到特定功率下定子交轴电流分量参考值:
闭环弱磁控制环节的框图如图1中的虚线框所示。由闭环弱磁控制环节可以看到,整个调节过程不涉及电机参数,控制对电机参数变化具有鲁棒性,温升及磁饱和特性对算法没有影响; 电机弱磁判断条件为调制电压幅值,只有当电压幅值达到直流母线限定的最大值时弱磁控制才投入,故其母线电压利用率高; 另外,弱磁控制无需进行离线计算,具有普遍适应性。但由于增加了一个闭环环节,其直轴电流给定过程需要一定的时间进行调节,其响应速度受到影响。
2. 4 开闭环弱磁控制比较
根据分析,开环和闭环弱磁控制的对比如表1所示。可以看到,尽管闭环弱磁控制以牺牲了电流环节的响应速度为代价,但由于其不需要进行繁琐的运算,适用性强,在实际的工程应用中更具有优势。
3 算例分析
以实验室一台永磁同步电机为例进行分析,电机参数如表2所示。为了实现弱磁控制,直流母线电压设为260V,则机侧变流器能够输出的最大电压为150V,考虑到死区效应及控制裕量,设定机侧变流器最大输出电压为140V。转折速度以下,机侧变流器采用id= 0控制。转折速度附近,功率给定为5k W,根据式( 5) 可以得到电机的转折速度为ωrt=105. 6rad / s,对应电机转速为nrt= 126 r / min。转折速度以上,按式( 6) 可以离线求得不同转速下电机的交直轴电流参考值。转折速度附近的区域,交直轴电流参考值如表3所示。
4 仿真验证
基于开闭环弱磁控制原理,在Matlab中搭建了永磁直驱风力发电机侧变流器仿真系统。其中母线电压由一个恒定的直流电压源代替,其电压设定为260V。发电机的参数与算例分析中的参数完全一致。仿真过程不考虑电机的温升特性与磁饱和特性。仿真集中在转折速度附近进行验证,电机初始转速为120r/min; 0. 1s阶跃至130r/min,控制进入弱磁控制阶段; 0. 25s转速进一步升至135r/min。在转折速度附近,功率参考值均为5k W。
图2为开环弱磁控制的仿真波形。其判断条件为电机转速。将电机转速与离线计算得到的转折速度对比,转折速度以下的采用id= 0控制,交轴电流参考值由式( 2) 给定; 转折速度以上交直轴电流参考值根据表3设定。由仿真结果可以看到,转折速度前后,定子电流切换很快,而且跟踪效果好。
图3为闭环弱磁控制的仿真波形。其判断条件为在线实时计算得到的电压幅值,当电压幅值小于| us|max时,采用id= 0控制; 当定子电压幅值超过| us|max时,通过闭环弱磁控制进行调节。仿真结果显示,在电机进行弱磁切换瞬间,由于弱磁闭环环节的存在,定子电流的调节速度稍慢。图4为弱磁闭环投入前后的放大图,可以看到,弱磁切换与电流环的响应速度有关,当速度变化后,只有电流环调节变流器输出电压达到| us|max时,弱磁闭环才投入运行。
由于仿真过程不考虑电机的温升特性和磁饱和特性,两种仿真状态下的电机参数完全一致,故弱磁达到稳态时,闭环弱磁得到电流参考值与开环弱磁得到的完全相同。不考虑电机参数变化时,两种闭环控制的直流母线利用率完全相同,但在实际情况中电机参数随工作环境的不同是时变的。由两种控制的仿真结果可以看到,由于开环弱磁控制离线进行参考电流的计算,其电流响应速度较快,但严格依赖于电机参数; 闭环弱磁控制不依赖于电机参数,通过电压闭环来计算直轴电流参考值,电流的响应速度除了受电流控制器的性能影响外,还与弱磁闭环控制环节响应速度相关,故其响应速度不如开环弱磁控制迅速。
5 实验验证
基于控制原理与仿真分析,在永磁直驱风电实验平台上进行实验验证,实验参数与算例分析及仿真分析中的参数完全一致。其中,永磁同步发电机通过变频器和异步电动机进行驱动,通过改变变频器的频率来模拟不同控制模式下的外部条件。直流母线电压通过网侧变流器进行控制,稳定在260V。
电机侧变流器采用两电平PWM变流器,开关频率设定为5k Hz,调制采用SVPWM调制。为了验证电机的弱磁过程,电机转速由120r/min升速至138r / min。下面给出电机ab相线电压和a相电流的实验波形。
图5为开环弱磁控制实验效果图。超过转折速度后,电机进入弱磁控制环节,可以看到电流响应速度很快。由于开环弱磁参数是离线计算得到的,不考虑电机温升、磁路饱和等外界条件对电机等效参数的影响,实际电机参数与离线计算所用参数不一致,故到转折速度时电机电压未到达设定最大值,母线利用率低。由于实际得到的电压与预期电压不一致,开环弱磁条件下电机的实际功率与功率给定会出现偏差,经计算得到实际功率为4. 6k W,与预期得到的5k W有一定偏差,这对风电机组的效率有很大影响。
图6( a) 为闭环弱磁控制实验效果图,可以看到其弱磁过程较为缓慢。图6( b) 为闭环弱磁过程局部放大图,定子电压在电机升速后出现明显的超调情况,此时定子电压已经达到最大限幅值,闭环弱磁环节投入,调节交直轴电流使电机进入恒幅值、恒功率运行状态。由于弱磁判断条件为电压幅值,对直流母线的利用率较高。并且闭环弱磁控制环节与电机参数无关,电机的交直轴电流给定严格按照功率给定计算得到,故其调节得到的电流比开环弱磁更准确,并且能够完全跟踪实际的给定功率。
6 结论
本文对永磁直驱风力发电系统的开闭环弱磁控制进行了研究,并对两种方式进行了对比。其中,开环弱磁控制投切的控制条件为转折速度,闭环弱磁控制为机侧变流器最大输出电压。对比结果表明虽然闭环弱磁控制响应速度相对较慢,但由于其直流母线电压利用率高,控制更精确,其工业应用前景更加广泛。仿真和实验验证也证实了理论分析的观点。
摘要：永磁直驱风力发电系统中,机侧变流器输出电压受直流母线电压限制。在对最大风能捕获曲线进行跟踪过程中,当机侧变流器参考输出电压超过直流母线电压限幅值后,需要进行弱磁控制。弱磁控制可以采用开环弱磁和闭环弱磁,其中开环弱磁控制通过判断当前转速与转折速度的关系进行投切,闭环控制利用参考电压与直流母线电压反馈值进行控制。文章对两种方式进行了原理分析和对比,对比分析结果表明:相对于开环弱磁控制,闭环弱磁控制对电机参数依赖性小,数字控制实现容易,稳态条件精度更高,应用更具有普遍性。在Matlab环境和实验平台上分别对两种方案进行了仿真和实验验证,结果很好地吻合了理论分析的结论。
永磁系统 篇8
随着现代电力电子技术和磁材料的快速发展, 永磁同步电机在数控系统、工业机器人等领域得到了广泛的应用。永磁同步电机控制系统的辅助电源设计, 是确保系统正常工作的基础。通常, 该控制系统需要多路隔离输出的电压源, 反激式开关电源拓扑的使用最为普遍。
采用驱动芯片与外接MOSFET的反激变换器方案, 并采用Sanken公司的SSC620D/S来设计3路输出反激式开关电源。
1 单端反激式变换器拓扑
反激式变换器又称单端反激式或Buck-Boost变换器, 如图1所示。在反激变换器拓扑中, 开关管Q导通时, 变压器T储存能量, 负载电流IRL仅由输出滤波电容C提供;开关管Q关断时, 变压器T将储存的能量传送到负载RL和输出滤波电容C, 以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。具体工作过程:开关管Q导通时变压器T原边电压上高下低, 副边电压则下高上低, 副边整流二极管VD承受反压, 无电流流过, 变压器的原边绕组相当于一个储能电感存储能量;开关管Q断开时, 变压器副边绕组感应电压极性翻转, VD导通, 变压器存储的磁能通过副边绕组供给负载。
从电路工作过程上看, 单端反激式变换器是把非隔离式Buck-Boost变换器的电感换成了变压器, 其输出电压与输入电压之间关系为:
式中, D为占空比;n为变压器原副边变比。
由上式可知, 开关管在截止时加在开关管上的电压为:
由上式可见, 占空比D越大, 开关管关断时漏源极间承受的电压VDS越高。
2 多路输出单端反激式开关电源的设计
2.1 电源方案设计
该电源输入电压为蓄电池直流电压72±10V, 输出电压有6种不同的电压值, 分别是:3.3V和1.8V用于DSP控制电路, 2路隔离的±15V用于逆变器控制、运放和电流互感器检测电路, 12V用于外接速度控制部件, 5V用于方向控制、温度检测等。总功率约15W, 效率η为85%。
根据各电路模块对辅助电源的性能要求, 从TI DSP芯片TMS320F28x运行条件可知, 1.8V电压纹波不大于4%, 其余各电路模块所需电压的纹波不大于5%。由于多路输出电压精度要求较高, 而开关电源仅单路电压反馈稳压, 考虑到交叉负载调整率问题, 故采用稳压芯片提供其它各电压。
2.2 电路设计
永磁同步电机控制系统的多路输出辅助开关电源如图2所示, 电源电路主要分为输入整流滤波电路、箝位电路、二次整流滤波电路、PWM控制电路和反馈电路等。输入整流滤波电容的计算既要满足反激电源设计对最小输入电压的要求, 又要考虑电容因容值高而增加成本以及电路板空间位置的要求。箝位电路的设计与反射电压的选取有关, 而反射电压的选取又关系到高频变压器的设计。由于制造工艺无法完全消除高频变压器的漏感, 需要合理设计箝位电路参数提高吸收关断尖峰能力, 以防止瞬间击穿MOS开关管。箝位电路二极管选取快恢复二极管US1M;二次整流管选用超快恢复型整流二极管S110;滤波电容的ESR值必须足够小, 以减小输出电压纹波;反馈电路单元主要由TL431与EL817光耦等构成反馈网络, 选取+15V作为电压反馈输入端, 由于有电压反馈构成精确电源, +15V可直接给运放、逆变器控制和电流检测等电路供电。反馈调节的基本原理:通过电阻取样分压后, 在TL431的调整端取得主输出电压的部分电压与内部的基准电压2.5V比较, 误差电压通过内部运放调节与TL431阴阳极串联的光耦发光二极管的电流, 当主输出电压Vo高于15V时, 光耦内部二极管通过较大电流, 经EL817线性隔离传输给内部三极管, 注入控制芯片SSC620S的FB脚电流增大, 占空比下降, 主输出电压Vo下降;反之, 当Vo低于15V时, 通过负反馈调节Vo上升, 从而实现了Vo稳压输出。
此外, 用于方向控制、温度检测等电路的5V电压源可由+15V经稳压芯片78M05得到, 用于外接速度控制部件的+12V电压可经78L12得到, DSP控制电路的+3.3V、+1.8V电源可由稳压芯片1117分别得到;由于交叉调整率问题, -15V电压只能先在二次侧得到-20V电压, 再经稳压芯片79L15获得。
2.3 反激变压器的设计
2.3.1 已知参数条件
设计辅助电源的已知参数:输入电压72V, 波动范围±20%;直流输出电压Vo1=15V, Io1=0.4A, Vo2=-20V, Io1=0.3A;输出功率Po=12W;效率η=0.85;开关频率fs=100k Hz。
根据设计条件, 估算最低直流输入电压VIN (min) 和最高直流输入电压VIN (max) , 由于电源功率较小, 设定电源工作在断续电流模式 (DCM) , 经反复试算验算寻优, 确定Dmax=0.36, 则输入功率为:
初级最大峰值电流为:
2.3.2 磁芯选择
一般选取TDK的PC40、SIEMENS的N67或等同材质, 查磁芯资料表可得到Bsat和Br值, 工作磁密可取ΔB=2Bsat/3。
磁芯大小的选择跟很多因素有关, 如磁芯材质特性、传输功率、开关频率、变压器形状、温升、工作环境等。根据功率、成本等因素, 初步选择EI22磁芯, 该磁芯有效面积Ae=42mm2, 窗口面积Aw=38.24mm2。
2.3.3 变压器原边匝数计算
根据磁通平衡原则, 一个导通周期内一次侧与二次侧的伏秒数应相等, 而一次侧输入电压最低时对应有最大导通时间, 据此可求得原边最小匝数为:
式中, ton (max) =Dmax/fs。
2.3.4 变压器副边匝数计算
由边界条件
式中, NS1、VO1为副边绕组1的匝数和输出电压;VB为耐压裕量值。
其它绕组匝数为:
式中, NS2、VO2为副边绕组2的匝数和输出电压。
2.3.5 计算原边电感量
当工作在DCM模式时, 原边电流纹波系数为:
式中, IP1为谷值电流;IP2为峰值电流;Im为平均电流。
取临界BCM时的纹波系数r=2, 则:
2.3.6 磁芯气隙长度计算
2.3.7 核算磁感应强度
核算交流磁感应强度:
核算直流磁感应强度:
核算最大磁感应强度:
检查在100℃时磁芯饱和边界BS=0.39T, 0.26<BS, 设计满足要求。
2.3.8 选取导线
开关频率fs时的穿透深度:
选取导线的直径φ<2Δ, 查阅导线资料, 得到截面积AXP, 计算导线股数:电流密度J一般取为4~6A/mm2, 所需等效导线截面积S=I/J, 股数x=S/AXP。这里, 原边绕组采用1股直径为0.36mm的漆包线, 副边采用2股直径为0.36mm的漆包线。
3 实验结果与分析
永磁同步电机控制系统的多路输出辅助开关电源试制样机如图3所示, 其共有±15V、12V、5V、3.3V、1.8V等6种电压输出, 图4、图5为电源正常工作时各路的输出波形, 为了减小电压纹波, 需使用ESR较小的电解电容。
实验结果表明, 电源在额定功率下能够正常稳定地工作, 完全满足设计要求。
4 结语
设计一种多路输出的反激式开关电源, 用于永磁同步电机控制电路, 效率高、稳压精度高, 性能优良, 并且电路设计相对简单, 反馈环节易于调整, 且EMI电磁干扰很小。
摘要：介绍一种用于永磁同步电机控制的辅助开关电源的设计, 该开关电源采用电流控制方式, 工作在电流断续模式 (DCM) 。给出电路设计说明和反激变压器设计步骤。并制作样机组装在永磁同步电机控制器上。试验结果表明, 设计的开关电源满足控制系统对辅助电源的各项设计要求。
关键词：开关电源,单端反激变换器,电流模式控制
参考文献
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永磁同步发电机电压调整方法 篇9
【摘 要】针对永磁同步发电机输出电压随内部磁场的变化产生变化[1]，影响供电质量的缺点，提出一种永磁同步发电机电压控制的方法，通过将多抽头双绕组变压器高压边绕组串联接入发电机输出端，利用电压测量装置控制高低压绕组变比实现发电机输出电压的稳定。仿真结果表明，该方法可将变化明显偏离要求的输出电压调整到指标范围之内，使电压满足要求。
【关键词】永磁同步发电机；电压调节；变压器绕组；无触点开关
【中图分类号】TB857+.3【文献标识码】A【文章编号】1672-5158（2013）07-0384-01
1、引言
永磁同步发电机机采用永磁体取代电励磁，在运行中不存在励磁损耗，不需要从电网吸取滞后的励磁电流，大大节约了无功。永磁同步发电机并具有结构简单，运行可靠，体积小，质量轻等众多优点。近几年在汽车电源以及其他移动电源应用场合比传统的电励磁发电机有更多的优势，在移动电源领域永磁同步发电机越来越多的取代传统同步发电机。但是随着使用时间的变长，永磁总存在失磁现象，磁场变弱，导致输出电压不能满足要求。
目前，永磁同步发电机通过主要采用混合励磁中的电励磁部分来调节电机内部的磁场[2]，从而调节发电机的输出电压，使之满足电压调整率要求。但是，混合励磁发电机结构较为复杂，成本较高。
本研究利用变压器原理，在发电机外部进行电压调节[3]。当永磁同步发电机输出电压偏离额定要求时，通过控制装置调节变压器的变压比，对负载电压进行调节，使发电机到负载的输出电压满足要求。
2、带电压调整的永磁同步发电机[4]系统结构
利用双绕组变压器调节永磁同步发电机的系统结构如图1所示，主要由原动机，永磁同步发电机，多抽头双绕组变压器，变比控制器组成。抽头开关的关断采用晶闸管[ 5]实现。主要是利用晶闸管关断额定电流大，额定电压高，无电弧产生，并且可以实现高频变换的众多优点。
3、 电压调节工作原理
如图所示，三相双绕组变压器的高压边连接永磁发电机的输出端，将高压绕组不同的抽头通过控制开关接到输出端上。当发电机输出电压高于负载的额定电压时，将此变压器的高压边绕组通过控制开关增加绕组匝数；否则，通过控制开关减少绕组匝数。从而实现的不同变比的调节。
变压器高压绕组各抽头均用晶闸管控制通断，电压检测装置把输出电压反馈到控制器中，控制器在不同范围的电压下提供给相应的晶闸管门极电压信号，晶闸管触发导通即抽头实现了换接，利用变压器变比实现电压调节，使电压在可接受的范围内变化。
当检测到的输出电压U在以下范围时，所相对应的变压器变压比K如下所示：
通过上述控制装置，当发电机的电压为额定电压的0.87至1.25倍时，通过利用变压器高压绕组抽头的切换的调节功能，使二次侧电压稳定在Un2（1±2.5%）范围内，即实现率输出电压的调节。
4、系统仿真实验
为验证本文方案的可行性，按照上述思路，在matlab平台下利用Simulink工具箱建立了系统的数学模型，进行仿真实验。由于三相电压的对称性，此次仿真只对一相电压进行仿真实验。为了使模型简化，永磁同步发电机采用一个交流电压源代替，实验中通过调节交流电压源的电压有效值，来模拟永磁同步发电机因磁场变化而导致输出电压的变化。
在实际中，永磁同步发电机使用时间过久后，永磁体的磁场会变弱，导致输出电压变小。但也有可能使用时收到外界磁场的干扰导致磁场增强。最终会出现两种结果：随着时间的推移，输出电压的有效值在逐渐变小；随着时间的推移，输出电压的有效值在逐渐变大。所有的这些变化都是较长时间累计的结果，就某次短时间使用永磁机而言，其输出电压一般不会变化，但输出电压会偏离额定值较大。两个图分别反映了在两种情况下，有调节装置和无调节装置时，负载电压有效值的变化趋势。仿真实验中，我们以380V作为额定电压。（见图2、3）
观察图像可得，随着输出电压的变化。有调节装置时，通过调节装置来实现不同的变比，从而实现与额定电压380V相差甚小，最大相差不到30V（相差小于10%）实现了调压作用。无调节装置，输出电压随着时间的推移变化幅度很大，这种情况下，负载往往由于电压过高或者过低而不能正常工作。
通过对比可以得知，本文所设计的电压调节装置可以使输出电压调整离额定电压偏差较小的范围内，起到了电压调节的作用。
5、结论
利用本文提出了永磁发电机输出电压外部调节控制的方法，采用了多抽头变压器与发电机串联的方式，通过调节变压器的抽头方法来改变输出电压，避免了采用价格昂贵、结构复杂的混合励磁机。利用晶闸管来实现无触点切换抽头，使切换时不会出现电弧危险，并且可以实现高频率的变化。最后对该方法进行了仿真，验证了该方法的可行性。
参考文献
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永磁系统 篇10
关键词：永磁同步电机,矢量控制,PI控制,扩张状态观测器
近年来,随着电力电子技术、微电子技术、新型电机控制理论和稀土永磁材料的快速发展,永磁同步电机得以迅速推广应用。永磁同步电机具有体积小、损耗低、效率高等优点,在节约能源和环境保护日益受到重视的今天,对它的研究就显得更有必要[1]。
1 永磁同步电机的数学模型
为了便于分析,在建立数学模型时常忽略一些影响较小的参数,做如下假设[2]:
(1) 忽略电动机铁心的饱和;
(2) 不计电动机中的涡流和磁滞损耗;
(3) 定子和转子磁动势所产生的磁场沿定子内圆是按正弦分布的,即忽略磁场中的所有空间谐波;
(4) 各相绕组对称,即各相绕组的匝数和电阻相同,各相轴线相互位移同样的电角度。
在分析同步电机的数学模型时,常采用坐标变换的方式,常用的坐标系有两相同步旋转坐标系为dq坐标系和两相静止坐标系为αβ坐标系[3]。
故可以得到永磁同步电动机在dq旋转坐标系下(见图1)的数学模型为:
若电机为隐极电机,即Ld=Lq,选取定子电流id,iq及电机机械角速度ω为状态变量,可以得到永磁同步电机的状态方程如下式所示:
从上式中可以发现,三相永磁同步电机是一个多变量系统,而且id,iq,ω之间存在着非线性耦合关系,要想实现对三相永磁同步电机的高性能控制,是一个颇具挑战性的课题。
2 永磁同步电机矢量控制
高性能的交流调速系统需要现代控制理论的支撑,对于交流电机,目前使用最广泛、并已经在实际系统中应用的当属矢量控制[4]理论。1971年,由F.Blaschke教授提出的矢量控制理论,矢量控制基本原理是:以转子磁链这一旋转空间矢量为参考坐标,将定子电流分解为相互正交的2个分量,一个与磁链同方向,代表定子电流励磁分量,另一个与磁链方向正交,代表定子电流转矩分量,然后分别对其进行独立控制,获得像直流电机一样良好的动态特性。永磁同步电机数学模型经过坐标变换后,id,iq之间仍存在着耦合,不能实现对id和iq的独立调节。如果要获得永磁同步电机良好的动、静态性能,就必须解决id,iq电流的解耦问题[5]。
如能控制id≡0,则永磁同步电机的状态方程式可以简化为:
此时id,iq无耦合关系,Te=npψfiq,可以通过独立调节iq实现转矩的线性化控制。
3 基于PI控制的永磁同步电机算法
在Matlab/Simulink中搭建了采用PI控制的永磁同步电机交流调速系统的仿真模型,进行仿真研究,电流环、速度环均采用工程领域广泛使用的PI控制[6],来验证系统采用PI控制的效果,仿真原理图如图2所示。
仿真中采用的永磁同步电机参数如下:RS=1.9 Ω,Ld=Lq=0.01 H,转子永磁磁链ψf=0.353 Wb,转动惯量J=7.24×10-4 kg·m2,额定转速为3 000 r/min,额定转矩为4 N·m,额定电流为3.3 A。
首先,考查PI控制器中增益P对系统性能的影响。在PI控制器中,我们固定积分增益KI=10,比例增益KP=2,4,6变化时,分别测试电机在给定速度为1 000 r/min下的动态曲线,得出对比效果见图3,图4。
从图3,4中可见,随着比例增益KP的增加,系统的超调加大,出现了静差,但是系统的抗扰动能力得到了增强。
接着,我们考查积分变化对于系统性能的影响。PI控制器中,我们固定比例增益KP=5,积分增益KI=5,20,30变化时,分别测试电机在给定速度为1 000 r/min下的动态曲线,得出对比效果如图5,图6所示。
由图5,图6可知,积分增益KI的加大,有利于消除系统静差,减小恢复时间,对于系统的抗扰动能力改善有限,且会增加系统的超调。
从仿真结果可见:PI控制器的参数对系统的性能有极大的影响,实际应用时需要调出一组性能良好的参数,尤其是对于采用PI控制器的交流调速系统,它在不同的环境下需要调节不同的PI参数[7]。因此掌握PI控制器的参数调节规律比较重要。但众所周知,永磁同步电机是一个具有强耦合的非线性对象,很难用精确的数学模型描述,并且电机的应用环境一般较为复杂且常常存在各种干扰,电机参数在电机运行过程中会发生变化[8]。而PI控制器是一种线性控制器,鲁棒性不够强,具有对负载变化适应能力差,抗干扰能力弱和控制性能容易受模型参数变化影响等弱点。因此,PI控制器应用在交流电机调速中会由于自身的特点而存在一些不足,例如:PI控制器参数所能适用的控制对象范围不够大,在某一状态下整定为最优的PI参数在另外一种状态下不一定是最好的;同一个PI参数一般难以适用于不同的电机转速,对于不同的转速范围,PI参数需要分别调节,这就增加了现场调试的难度[9]。
4 基于扩张状态观测器的永磁同步电机算法
永磁同步电机受电机参数变化(如电阻、电感、惯量以及磁链的变化)、外部负载扰动和非线性等因素的影响,基于精确电机模型的解耦很难实现,经典PI控制很难克服这些不良因素的影响,无法取得令人满意的控制效果。文献[10,11]中将扩张状态观测器应用于自抗扰控制器的设计,获得了较好的控制效果,但是这个控制器有多个可调参数,这给工业应用时参数调试工作带来了困难。为了简化控制器设计,减少可调参数,在此采用线性的扩张状态观测器对电机模型的状态和扰动进行观测,使得控制器设计更简单,需调节的参数更少。
根据永磁同步电机的一阶微分方程模型,结合扩张状态观测器的设计方法,进行了控制器的设计。
令扰动a(t)=-Bω/J-TL/J+(b-b0)iq,b=npψf/J,b0是b的估计。可得到:
由式(4)可知,负载转矩、摩擦系数、惯量的扰动以及由于b0估计误差所造成的扰动都可以在a(t)中反映出来。如果能对a(t)进行观测并予以补偿,则可以显著的提高系统的抗扰动能力。控制器结构图如7所示。
于是得到的基于扩张状态观测器的比例控制器的表达式如下:
(1) ESO:
(2) 控制律:
根据理论分析,ESO的观测效果取决于极点-p(p>0)。-p(p>0)和ESO的跟踪速度有关,p越大,ESO跟踪输出信号响应就越快,即z1对速度ω的响应就越快。比例增益通常应取得较大,但KP过大会使速度响应震荡,造成系统的不稳定[12]。
提出的基于扩张状态观测器的控制算法,对于系统的扰动有很好的观测和抑制作用,理论上优于PI的控制方法。这里在Matlab下进行了仿真验证,在给定速度为1 000 r/min的情况下,将PI,PESO分别调节到最优的控制效果,得出了转速响应的对比曲线如图8,图9所示。
采用基于扩张状态观测器的永磁同步电机控制算法,通过和PI算法的比较,克服了PI算法无法解决快速性和超调之间的矛盾,同一个PI参数不能适应不同的电机转速范围,PI参数需要分别调节的缺点。仿真结果验证了PESO具有更快的响应速度,而且当系统有扰动时能更好地抑制住系统的扰动,很快恢复到给定转速,具有较强的抗扰动的能力,控制性能明显优于PI控制。
5 结 语
在矢量控制技术应用于永磁同步电机的调速系统中,首先提出一种基于PI控制的永磁同步电机算法,该算法虽然能够满足永磁同步电机调速系统的基本要求,但存在一些不足;接着提出一种基于扩张状态观测器的永磁同步电机改进算法,该算法能够使永磁同步电机的调速系统性能获得较好的改进,设计的控制器对电机的转速具有较快的响应速度、较强的抗扰动能力,取得了令人满意的控制效果。随着电机制造与控制技术的发展,以及电力电子技术和微电子技术的进一步发展,新的非线性控制策略在改善永磁同步电动机交流调速系统的性能方面将有着很好的发展前景。
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