高速永磁同步（精选7篇）
高速永磁同步 篇1
随着经济的快速增长,结合建设经济节约型社会的要求,对电机及其驱动系统提出的要求越来越高。高速永磁同步电机具有体积小、转速快和功率密度大等优点,所以,被广泛应用。但是,在永磁同步电机中,由于永磁体与电枢铁心之间相互作用,不可避免地产生了齿槽转矩,导致电机转矩波动大,控制精度降低。因此,齿槽转矩作为高性能永磁电机设计和制造中必须考虑和解决的关键问题,它的有效优化有助于提高永磁电机的控制精度。
永磁同步发电机的齿槽转矩与很多因素有关,例如永磁磁极参数、电枢参数、电枢槽数和极数。通过改变磁极的极弧系数,采用不等厚的永磁体,磁极偏移、斜极,磁极分段,改变槽口宽度,改变齿的形状、斜槽、开辅助槽,选择合理的槽数等都可以改变电机的齿槽转矩。文献[1]分析了谐波对齿槽转矩的影响,采用定子叠片叠加的方式改变了气隙磁密,从而减小齿槽转矩;文献[2]从齿槽转矩的表达式出发,分析了隔磁桥形状对齿槽转矩的影响,明确适当改变隔磁桥可以显著减小齿槽转矩;文献[3]将解析法与有限元法相结合,计算出了槽口宽度对内置式永磁电机齿槽转矩的影响。这些文献大部分都是从定子或者永磁体着手来减小齿槽转矩的,改变转子结构的文献不多。
本文以齿槽转矩产生的原理为基础,分析了气隙磁密对齿槽转矩的影响,通过解析计算,设想在转子处开槽,以达到减小电机齿槽转矩的目的。通过有限元分析软件,对槽口大小和深度进行仿真分析,验证结果证实了此方法是可行的。
1齿槽转矩的解析表达式
齿槽转矩是永磁电机绕组不通电的情况下永磁体与铁心之间相互作用而产生的转矩,是由永磁体与电枢齿之间的相互作用力的切向分量引起的。数学表达式为:
对于齿槽转矩,也可以说是在电机不通电的情况下,磁场能量W对定转子相对位置角α的负导数。
在电机中,因为定子和转子的磁导率都很大,所以,电机中的大部分能量几乎都存储在气隙中,即:
从式(2)中可以看出,电机储能与气隙磁密相关。
考虑到电机的边缘效应和漏磁时,在内置式永磁同步电动机内,磁极的有效角度增加。但是,由于转子铁心中漏磁的存在,剩余磁通密度将会增加。
在内置式永磁同步电机中,当定子不开槽时,气隙中的磁密大小可以由式(3)(4)(5)(6)来表示,即:
式(3)(4)(5)(6)中:P为永磁电机极数。
定子不开槽时,气隙磁密如图1所示。
当定子开槽时,气隙磁密会发生变化,其傅里叶展开式为:
式(7)(8)(9)中:S为定子铁心槽数;Am为单位角度下气体的体积;p为槽口宽的1/2.
由式(2)(3)(4)(5)(6)(7)(8)(9)可得:
式(10)中:G为槽数S和极数P的最小公倍数。
从式(10)中可以看出,齿槽转矩的谐波受到相应次数的气隙磁密的谐波的影响。要想减小齿槽转矩,需要分析气隙磁密。
2气隙磁密对齿槽转矩的影响
由前面的分析可知,气隙磁密的谐波分量会对齿槽转矩产生影响。因此,可以通过减小相应的气隙磁密的谐波来减小齿槽转矩。谐波次数与齿槽转矩的关系表达式为:
式(11)中:P为极数;G为槽数S和极数P的最小公倍数。
对定子开槽的内置式永磁同步电机,它的气隙磁密波形如图2所示。此时,气隙磁密存在一个不饱和区域δ,这个区域的宽度为α。
其中,的取值分别满足以下公式的要求,即:
综上所述,通过改变气隙磁密不饱和区域的磁密,会改变其波形,从而减小齿槽转矩。
3有限元分析
本文采用有限元分析软件Ansoft对相关内容进行仿真分析。以一台8极24槽的内置式永磁同步电机为例,电机的主要参数如表1所示。
经过分析可知,齿槽转矩的产生与气隙磁密的波形有关。由式(11)可得,引起电机齿槽转矩的谐波主要是3次谐波。因此,在转子开辅助槽,借此改变气隙磁密的波形,从而达到减小齿槽转矩的目的。
鉴于电机的对称性,本文只研究1/4的电机。有限元仿真模型如图3所示。模型主要是由电机定子、转子、转轴、永磁体和定子槽组成的。
对于电机的转子铁心开辅助槽,可以改变气隙磁密不饱和区域的宽度和角度,根据齿槽转矩的产生原理减小电机的齿槽转矩。电机模型磁密分布情况如图4所示。
图4显示了开槽前后电机磁力线的分布情况。从图中可以看出,开槽前后电机的气隙磁密发生了很大的改变,气隙磁密饱和区域的宽度、角度都发生了变化。图5为开槽前后的气隙磁密曲线,图6为开槽前后齿槽转矩的变化曲线。对比图5和图6可知,有效减小了电机的气齿槽转矩,为进一步验证结论提供了条件。4辅助槽尺寸对齿槽转矩的影响
在电机不同位置开槽时,气隙磁密将会发生不同的变化。根据电机的对称性,如果在任意位置开槽,将会影响电机的其他性能。本文以电机直轴为对称轴开辅助槽。如图3所示,辅助槽角度为a,深度为d,而d=37 mm-b。
4.1槽口深度对齿槽转矩的影响
由相关分析可知,在转子开辅助槽可以改变电机的气隙磁密,从而减小电机的齿槽转矩。但是,辅助槽的尺寸不同对齿槽转矩产生不同的影响——尺寸不合理的辅助槽不但不会减小齿槽转矩,还会增加齿槽转矩。因此,当γ=45°时,采用参数化分析的方法,固定辅助槽深度d=2 mm不变,改变辅助槽角a的值,可以得到图7所示的齿槽转矩的变化曲线。
从图7中可以看出,在槽深不变的情况下,齿槽转矩呈先增大后减小再增大的趋势。当辅助槽角度a=71°时,齿槽转矩为最小值。此时,T≈0.021 N·m,与不开槽时T≈0.06 N·m相比减小了2/3.
4.2辅助槽角度大小对齿槽转矩的影响
同样采用参数化分析的方法,固定a=70°不变,改变辅助槽深度。参数化分析时,设深度d=37 mm-b,这里以b的值为参数进行分析。由此可以看出,当b=34 mm时,也就是辅助槽的深度d=3 mm时,电机的齿槽转矩最小。齿槽转矩随深度变化曲线如图8所示。
5电机优化前后对比
对比开槽前后电机的齿槽转矩,选取γ=45°,a=71°,d=3 mm建立电机有限元分析模型,电机开槽前后的齿槽转矩对比图、空载电动势对比图如图9和图10所示。
从图9和图10中可以看出,开槽前后电机的齿槽转矩得到了有效的优化,而且优化前后电机的空载电势变化不大。这说明,电机的其他性能没有改变。由此可见,转子开槽很好地优化了电机的齿槽转矩,有利于提高电机的控制精度。
6结束语
在分析齿槽转矩产生原理的基础上,提出了在转子开辅助槽减小齿槽转矩的想法,并利用有限元仿真软件进行仿真分析,研究结果表明:①在转子齿开槽,可以改变电机的气隙磁密,从而改变电机的齿槽转矩。②开槽的尺寸会影响齿槽转矩。当辅助槽角度为71°,深度为3 mm时,所分析电机的齿槽转矩最小。③转子开槽可以在保证电机其他性能的前提下减小齿槽转矩,提高电机的控制精度。
参考文献
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高速永磁同步 篇2
近年来, 随着磁悬浮技术、电力电子技术、矢量控制技术以及数字信号处理器技术的迅速发展, 无轴承电机理论和相关技术得到了不断发展与完善, 在离心机、涡轮分子泵、压缩机、高速精密机械加工、航空航天、生命科学等领域已经显现出了极其重要的科研与应用价值。目前国内外学者已经对异步型[1], 永磁型[2]和开关磁阻型[3]及其他特种结构如单极型[4]的无轴承电机做出研究。通过研究可知, 无轴承电机具有功率小、结构简单和可靠性高的特性。从效率及转子机械完整性的角度出发, 带有碳纤维复合材料带的表贴式永磁电机具有良好的高速运行性能。本文首先介绍了该无轴承电机的结构及参数。然后针对该无轴承电机系统 (包括悬浮子系统实验及电机转矩子系统) , 设计并进行了空载试验。实验结果表明, 空载时, 该驱动装置在全速度范围内具有良好的稳定悬浮性能。
1 结构描述及其主要参数
高速无轴承永磁同步电机结构如图1所示, 其额定转速为40000rpm, 额定功率为40k W。电机机壳由带有冷却剂导管的铝制成, 定子叠片通过胶合叠压在机壳内, 从而使得焊缝中不存在铁轭饱和。转矩绕组和悬浮力绕组均分布在同一定子槽中, 其中转矩绕组极数对数p1为2, 悬浮绕组极对数p2为3。无轴承转矩和悬浮力单元主要参数如表1所示。电机转子 (见图3) 总长度为460mm, 总质量为12.52kg。Ne Fe B磁铁被轴向分段 (6段) 粘在轴上并通过套有3.5mm碳纤维复合套管。转子径向和轴向位移通过在辅助轴压缩铝合金圈上安装的电涡流位移传感器测量。
图1 (a) 40k W无轴承永磁电机结构以及 (b) 带有碳纤维绷带的4极永磁转子 (1) 和电涡流位移传感器测量表面 (2) - (3) ;推力磁轴承的驱动端 (右端) 圆盘 (4) 可以被看到。
2 电机系统空载试验
2.1 反电动势
在电机设计过程中, 采用有限元分析软件Ansoft 16来分析电机的基本运行原理。图2为空载磁力线仿真图, 图3为26°C时电机气隙基本磁通密度。
从图4可以得出相感应电压波形的均方根值为199.42V。在相同转速时, 相电压频谱图中3次谐波的峰值为18.83V。图5为反电动势仿真波形, 和图4中的计算值相比, 两者基本一致。同时, 从图6、7谐波频谱图中可以看出, 相感应电压中具有3次谐波成分, 但由于定子绕组星型连接其在线反电动势中不再出现。
通过分布绕组的绕组因数的过滤效果, 频谱中的5次和7次谐波几乎可以忽略。由于驱动绕组和悬浮绕组分布在相同的定子槽中, 悬浮电流开关谐波能在驱动绕组中感应出小电压的磁场。这是无轴承驱动器的一个特性。
图8为通过带有0.1%的测量误差的功率分析仪测出的不同转速下基波均方值及40000rpm时的线性外推波形。通过短时间测量得出测量结束时转子永磁铁的温度恰为26°C。并且, 从图中可以看出, 在36024rpm时, 相反电动势基波的均方值是200.91V, 其和模拟数值非常接近 (199.64V) 。
2.2 电机空载电压和电流
电机系统采用工作在64k Hz的频率3级电压型逆变器。在电机低电压情况下, 线电压只有2个电压等级:0和UDC/2。随着电压增加, 会有2个和3个电压等级的变换。当电机高速旋转时逆变器提供一个3级电压。逆变器输出电压几乎为正弦信号, 且由于电压高频率转换, 即使高速永磁型驱动器中典型的低驱动绕组电感系数的存在, 电机的纹波电流仍然被很大的降低。
3 结论
本文首先针对该无轴承电机, 进行了其结构及参数的较为细致的阐述。还针对该无轴承电机系统 (包括悬浮子系统实验及电机转矩子系统) , 设计并进行了空载试验。实验结果表明, 在全速度范围内, 空载条件下的该驱动装置可以实现良好的稳定悬浮, 且电机的运行性能良好。此外, 驱动绕组带有高开关频率的3级逆变器的应用具有良好性能。关于其他驱动系统特性的进一步测量将在下一步工作中进行从而完整的评估该驱动的特性。
摘要：文章的研究重点是40kW的高速表贴式无轴承永磁同步电机。其转子悬浮系统是由产生转矩和悬浮力的非驱动端 (NDE) 和带有永磁偏置的轴向径向主动悬浮的驱动端组成。文章首先介绍了该无轴承电机的结构及参数。然后针对该无轴承电机系统 (包括悬浮子系统实验及电机转矩子系统) , 设计并进行了空载试验。实验结果表明, 空载时, 该驱动装置在全速度范围内具有良好的稳定悬浮性能。
关键词：40kW,高速,无轴承,永磁同步电动机
参考文献
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高速永磁同步 篇3
近年来,在空调压缩机系统中开始逐步使用控制性能更加优越的永磁同步电机,以取代无刷直流电机进行驱动。这种永磁同步电机处于高温密封的压缩机中,且充满强腐蚀性的高压制冷剂,无法安装转子位置传感器,因此,必须采用无传感器控制方法。
另一方面,空调大多运行在中高速区。在压缩机调速系统中,由于电机的运行范围和带负载能力直接取决于逆变器输出电压的范围和品质。因此为了提高电机的性能,获得最大的输出电磁转矩,必须尽可能地提高逆变器的电压利用率。各种PWM调制算法下的逆变器电压利用率如表1所示。若采用传统的空间矢量脉宽调制算法,则逆变器的电压利用率最大只能达到0.71。为了充分利用直流母线电压实现最大的输出电压,必须在逆变器控制中采用过调制技术,其上限情况即是六阶梯波工况(电压利用率0.78)。
文献[1]提出了一种具有很好理论价值的SVPWM过调制算法,将整个过调制区域分为两部分,分别采用不同的控制模式来调节输出电压矢量的相位和幅值。此后的过调制研究基本上沿袭了文献[1]中的基本思想,只是在算法上做了不同程度的简化或近似[4]。近年来,研究人员提出了多种交流电机的无传感器转速/位置估算方法,如模型参考自适应(MRAS)、扩展卡尔曼滤波器(EKF)、滑模观测器、神经网络等[3,4,5]。其中,文献[3]针对内埋式永磁同步电机的特点,提出了一种基于MRAS的电机转速/位置辨识算法。采用该方法构成的系统结构相对简单,并能获得良好的稳态性能。
本文根据永磁同步电机—压缩机系统在高速区运行时的要求和特点,分析了文献[2]提出的单模式过调制算法和文献[3]提出的MRAS转速/位置辨识算法,并将这两种方法应用于永磁同步电机的高速运行控制中,实现了无传感器过调制永磁同步电机矢量控制系统。本文详细地研究了永磁同步电机-压缩机系统在高速运行时的电压利用率和输出转矩能力,并通过仿真和实验进行了验证。
2 控制策略
2.1 单模式过调制算法
为了提高PWM逆变器的输出电压,本文采用了文献[2]提出的一种单模式过调制算法。下面以空间矢量六边形的第1扇区为例对这种单模式过调制算法进行说明,如图1所示。其它扇区的工作原理与第1扇区类似。
如图1所示,设参考电压矢量ur的幅值和相位角分别为|ur|和θr。当|ur|小于六边形内切圆半径时,逆变器处于SVPWM线性调制区;随着|ur|的进一步增长,系统进入过调制区,此时需对参考电压矢量ur进行调整,使调整后逆变器输出的实际电压矢量落于六边形内。在六边形的第一扇区中,设过调制发生时θr的初始角度为0,则有:
(1) 参考电压矢量ur的旋转轨迹将与六边形相交,交角αg。αg与ur的关系如下式所示,
式中,UDC为直流母线电压值。
(2) 设逆变器输出的实际电压矢量为u,其幅值和相角分别为|u|和θ。不改变参考电压矢量幅值,只改变其相位,通过等比例映射,可以得到逆变器输出的实际电压矢量u的幅值为,
而逆变器输出的实际电压矢量u在第一扇区的相位角由如下两部分组成,
当|ur|等于六边形外接圆半径时,逆变器进入六阶梯波工作状态,相应地αg=0,电压利用率也达到理论上的最大值0.78。
2.2 MRAS转速/位置辨识算法
本文采用了一种基于MRAS的电机转速/位置辨识算法[3]。选取永磁同步电机本身作为参考模型,永磁同步电机的电流方程作为可调模型,
根据Popov超稳定性定理,可证明模型参考自适应系统是渐近稳定的,进而得到辨识算法为,
式中,
整个辨识算法的运算框图如图2所示。
3 仿真研究
基于上述控制策略,建立了无传感器永磁同步电机矢量控制系统的仿真模型,其基本原理如图3所示,包括转速环、电流环、MRAS模块、逆变器以及PWM发生器等。为了便于对比,PWM发生器分别采用SVPWM线性调制和过调制两种算法。仿真系统中的电机参数如表2所示,电机参考转速设定为6000r/min。
1) 恒定负载工况
图4为带恒定负载运行时的电机转速波形。可以看出,采用MRAS方法,估算转速在稳态时可以很好地跟踪实际转速。图5为采用过调制控制时的逆变器输出线电压和相电流波形,此时的逆变器工作于六阶梯波工况,相电流波形发生严重畸变,但所采用的无传感器控制算法仍能保证系统稳定运行。对比两种调制方式下的电压利用率,可以得到,采用过调制时的电压利用率为0.78;而采用SVPWM时,由于死区及最小脉宽的影响,其电压利用率仅为0.68(理论值为0.71)。
2) 压缩机负载工况
压缩机在每个机械旋转周期中的负载转矩随转子位置而变化,如图6所示。其变化趋势与压缩机工况有关。由于压缩机负载转矩的剧烈脉动,加之逆变器采用过调制控制,使得电机电流进一步畸变,从而导致电机转速波动较大,如图7所示。图8为逆变器的输出线电压和相电流波形。由于在压缩机负载脉动的情况下,六阶梯波工况下的电机电流将严重畸变,使得d/q轴电流不稳定,导致采用MRAS方法估算的转速信号波动较大,并将引起系统的振荡,因而此时系统并未进入六阶梯波工况,电机电流波形较恒定负载工况时有所改善。
4 实验验证
在实验室内的永磁同步电机—直流电机系统上对本文所采用的控制方法进行了验证。实验系统结构主要包括PC、基于NEC V850IA4的DSP控制板、逆变器、永磁同步电机、直流电机等。永磁同步电机的参数见表2。
图9为采用过调制控制时逆变器的输出线电压和相电流波形,系统运行稳定。实验中还对采用SVPWM线性调制和采用过调制两种情况下的电机带负载能力作了比较,结果如图10所示。由图中结果可见,在电机转速为50Hz和60Hz时,采用过调制技术分别将系统的最大输出电磁转矩值提高了36%和50%。
5 结论
本文针对空调压缩机系统在高速区的运行要求,采用单模式过调制算法和基于MRAS的无传感器转速/位置辨识算法,实现了无传感器过调制永磁同步电机矢量控制系统。仿真和实验结果表明:本文所采用的单模式过调制算法有效地提高了逆变器的电压利用率,改善了永磁同步电机高速运行时的带负载能力;本文所采用的MRAS无传感器控制方法具有良好的稳定性,在压缩机负载转矩脉动和过调制控制导致电机电流严重畸变的情况下,仍能保证系统正常稳定地运行。
参考文献
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高速永磁同步 篇4
关键词：交叉耦合控制,李雅普诺夫稳定性理论,同步协调控制,永磁同步电动机
一、引言
永磁同步电动机由于体积小、调速比范围宽、效率高、运行平稳、噪声小、过载能力大, 被广泛地应用于工业、交通运输等领域。虽然永磁同步电动机具有诸多优点, 但是由于其数学模型具有高阶、非线性、强耦合、多变量的特点, 要想获得良好的控制效果依然存在困难。为了获得良好的控制性能, 近年来诸多学者提出了多种控制方式。如, 为了应对参数和 (或) 负载的扰动, 有人提出了鲁棒控制。为了应对参数和 (或) 负载的变化, 自适应控制得以应用。预测控制方案可以在降低花费或使某些性能指标最优的情况下, 还能使得输出情况良好。最优控制可以获得综合性能最优。采用模型参考自适应方式既可以使得参考模型随实际模型变化, 又可以使实际输出跟随参考模型输出, 从而获得良好的输出性能。为了降低控制器成本, 减小控制器体积, 采用无传感器控制方式或基于观测器的控制方式。采用模糊控制方式来应对结构和非结构不确定性带来的影响, 提高系统鲁棒性。采用分数阶控制方式可以获得比整数阶更好的控制效果。由于滑模控制方式对系统的不确定性和外加扰动具有鲁棒性, 因此被广泛使用。为了获得良好的动态性能, 采用转矩前馈控制方式。此外, 还有backstepping控制、神经网络控制、有限时间控制和线性控制方式也同样可以应用于该领域。
虽然, 这些控制方式都能对永磁同步电机进行良好的控制。但是, 它们或多或少的存在着不足。如自适应控制和模型参考自适应控制方式计算量很大, 并不特别适用于快速系统。鲁棒控制虽然计算量小些, 但是其只能处理一定范围的扰动。预测控制不但计算量大, 而且预测步长受实际被控对象的限制。采用模糊控制时, 需要对被控对象的实际情况有个事先的了解。采用backstepping方式设计控制器比较复杂。滑膜控制由于它的不连续控制, 会导致震荡现象。神经网络控制方式需要事先获得被控对象的输入输出特性, 并由此对神经网络进行训练。而采用的转矩前馈方式, 需要建立前馈表, 由该表查询控制量。此外, 上述大多数控制器比较复杂, 有些并不一定适合工程应用, 并且它们都是针对单个电机进行控制。
多电机的协调控制方式主要分为两种方法:一种是机械方式;另一种是电气方式。机械式的控制方式比较保守, 不易改变系统结构, 而且整个系统不能够太分散。电气式的多电机协调传动控制方式十分灵活, 而且不受空间的限制。协调控制方式主要是从最初的传统机械总轴控制方式到目前的电气控制方式转变。
Koren于1980年提出了交叉耦合控制方法[1], 即当两个轴的输出量的比值与理想值发生偏离时, 由交叉耦合控制器, 对控制双轴的两个电机都进行补偿。与其它协调控制方式相比, 它的协调性能更佳。这是一种将误差进行反馈, 从而达到抑制误差的方法。此后, 众多学者围绕多轴电机协调控制 (即耦合多电机系统) 进行进一步的研究。Kulkarni和Srinivasaa详细分析了交叉耦合补偿控制策略[2,3], 并于1989年提出了相关的最优控制策略[4]。1992年, Tomizuka等在交叉耦合控制器中引入了自适应反馈控制算法[5], 改善了瞬态响应和抗干扰能力。接着出现了多种多电机耦合控制方案, 如模型参考自适应控制在多电机同步拖动系统中的应用[8]。目前, 现有的多电机协调控制器大都比较复杂, 不便于工业应用。此外, 现在所设计的多电机协调控制方法或多或少地使用了交叉耦合的思想。在很多场合, 我们都希望各个电机能够保持同步协调以提高产品的质量和系统的安全系数。例如在造纸机、印刷机系统中, 如果各个电机不能保证很好的同步性能, 生产的纸张将会被拉断, 印刷也会出现不匹配的现象;在高速列车上, 如果各个电机不能保持良好的同步性能, 车体将会由此产生形变, 从而降低使用年限。
针对这些情况, 本文基于交叉耦合控制思想, 对两并联永磁同步电动机系统设计一个同步协调控制器, 并且获得一个通过李雅普诺夫稳定性理论求取该控制器的定理。
二、数学模型
根据文献[7~8], 两永磁同步电动机数学模型可表示为:
其中, Lsdi:第i个电机的d轴上的定子电感;Lsqi:第i个电机的q轴上的定子电感;Rsi:第i个电机的定子电阻;ψri:第i个电机的永磁磁通;npi:第i个电机的极对数;βi:第i个电机的阻尼摩檫系数;Ji:第i个电机的转动惯量;idi:第i个电机的定子电流在d轴上的分量;iqi:第i个电机的定子电流在q轴上的分量;wi:第i个电机的转子转速;udi:第i个电机d轴上的输入电压;uqi:第i个电机q轴上的输入电压;Tli:第i个电机上的负载转矩;这里, 下标i=1, 2。
引理1[9]:∀ε>0, 且ε为常数, 下列不等式成立:
引理2[10]: (Schur补定理) 对给定的对称矩阵
三、同步协调控制器的设计
两永磁同步电机的数学模型如式 (1) 所示。整个系统的控制结构如图1所示。取状态变量为:
其中, ω*是系统的转速设定值, 并且是一个常量。
因此, 由式 (1) - (3) , 我们可以得到如下状态方程:
其中
即λ为G (X) TG (X) 的最大特征值。
我们可以得到如下定理:
定理1:对于给定的两永磁同步电机, 其数学模型如式 (1) 所示, 假设存在一个λ使得不等式 (9) 成立, 且存在常数ε>0, 对称正定矩阵P和矩阵K=[kij]4×6使得不等式 (10) 成立, 则系统 (1) 能够在控制器 (5) 的作用下渐近稳定, 从而实现两永磁同步电机的同步控制。
证明:设X0为系统 (6) 的平衡点, 即 (A+BK) X0+X0+F (x0) , 则根据式 (7) 我们可以得到在平衡点处有:
取李雅普若夫函数为:
由式 (8) 和式 (12) 可得到:
根据引理1, 对任意给定的常数ε>0, 下列不等式成立:
所以式 (13) 变为:
因为由式 (7) 可以得出6) X=Z。所以6) F (X) 可表示为:
由式 (16) 可以得到:
设计控制器为:
所以式 (4) 变为:
令
在系统共负载变化缓慢的情况下, 即6) T11=0, 6) T12=0, 再根据式 (6) 和 (7) , 我们可以得到如下系统:
由式 (15) 和式 (17) 可得:
其中, I为适当维数的单位对角矩阵。
下式成立:
则表明李雅普若夫函数V为负。根据李雅普诺夫稳定性理论, 这表明系统 (1) 在控制器 (5) 的控制作用下能够稳定, 从而表明两永磁同步电机在控制器 (5) 的作用下能够实现同步。
根据引理2, 式 (19) 可以进一步地写为式 (10) 。定理证明完毕。
四、计算机仿真
接下来, 我们用计算机仿真来验证所提定理的正确性与有效性。
根据文献[11], 两电机的参数见表1。
根据电机参数情况, 通过相关方法可以得出:λ≤5×104。取λ=5×104。解定理1中的不等式 (10) , 得:
这表明式 (9) 有解。这意味着系统能够在控制器U=KX的作用下稳定, 并且两永磁同步电机能够实现同步。接下来, 利用Matlab中的Simulink软件进行仿真分析以验证定理的正确性。
Simulink仿真时, PWM开关频率为10KHz, 直流侧电压:VDC=300v。控制器参数K如上所示。为了充分地验证系统的同步协调能力, 我们考虑如下情况:系统的速度设定值ω*:120rad/s→-120rad/s→120rad/s。两电机的负载各不相同而且它们的具体数值是未知的。
仿真结果如图2、图3所示。其中, 图2为两电机的速度响应曲线, 图3为两电机的电流、电压响应曲线。图中, △ω1=ω*-ω1, △ω2=ω*-ω2分别为电机1和电机2的速度误差响应曲线。△ω=ω1-ω2反映的是两电机的同步误差。ia1, ia2分别为电机1和电机2的a相电流响应曲线。uan1, uan2分别为电机1和电机2的a相电压响应曲线。
从仿真结果图我们可以看出:系统启动之后, 两电机的转速很快地稳定下来。同时, 当系统的转速设定值发生变化的时候, 系统也能够很快地跟踪设定值的变化。这说明系统有良好的跟踪能力。同时, 两电机的同步误差在各个阶段均很小并很快地趋近于零。这反映了系统具有良好的同步性能。
五、结语
本文介绍了两并联永磁同步电动机的数学模型, 基于交叉耦合设计思想, 根据李雅普诺夫稳定性理论和范数理论设计了两永磁同步电动机系统的同步协调控制器, 得到了一个能够使该系统稳定的LMI形式的协调控制器设计方法。定理所设计的控制器具有结构简单、便于工业应用的特点。
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高速永磁同步 篇5
所谓混沌同步,就是对混沌系统施加控制,使该系统的轨道与另一混沌系统的轨道渐进的趋近一致。1990年Pecora和Carroll首次提出了混沌同步的概念和方法,以及之后在实验中观测到混沌同步现象[1,2]。混沌的同步问题当前已经成为混沌和控制领域的研究热点,国内外学者提出了许多有效的混沌控制与同步方法[3,4]。
近年来,随着具有高磁能积的稀土永磁材料技术以及电力电子变换技术的飞速发展,利用电子换相代替机械换相的永磁同步电机由于具有调速性能好、体积小、重量轻、维护方便、运行可靠、单位功率密度大、效率高的独特优点已经在工业、军事等领域得到了广泛的应用[5,6]。永磁同步电机在某些工作环境下参数的变化使其处于混沌运动状态,这将危及电机驱动系统的稳定运行,需要消除或减弱永磁同步电机中的混沌运动现象,因此提出了混沌运动的跟踪控制、脉冲控制和鲁棒控制等控制方法来消除或减弱系统的混沌运动,并取得较好的效果[7,8,9,10,11,12]。然而电机的混沌运动并不总是有害的在一些应用场合还是有益的,如在工业搅拌过程中,混沌运动本身赋予了实现良好搅拌混合的延伸折叠特性,对提高工业搅拌的效率减少搅拌过程中消耗的能量具有重要意义[13]。
本文提出了一种存在扰动的永磁同步电机混沌运动模糊自适应同步方法,实现了永磁同步电机混沌运动的同步,使响应永磁同步电机模型达到驱动永磁同步电机模型的混沌运动状态。数值仿真验证了所设计同步控制器的有效性。
1 PMSM的混沌模型
永磁同步电机在转子磁场定向坐标系(d-q坐标系)中,由电压平衡方程和转矩平衡方程,可得如下状态方程[14]:
其中:id,iq和ud,uq分别是定子电流向量和定子电压向量的直轴和交轴分量(d,q分量);ωr是转子角速度;ψr为转子磁通;Rs是定子电阻;np是极对数;J是转子惯量;β是粘性阻尼系数;TL是负载转矩;Ld和Lq分别是直轴和交轴电感。
通过仿射和时间变换,式(1)的无量纲状态方程为:
其中:。假定PMSM气隙均匀,则Ld=Lq,上述模型的简化方程可表示为:
当vq=vd=TL=0时,可以看成永磁同步电机空载断电的制动运行过程。永磁同步电机模型参数为[15]:
Ld=Lq=L=14.25 mH,R1=0.9Ω,ψr=0.031 Nm/A,np=1,J=4.7×10-5,β=0.0162 N/(rad s)-1⋅,σ=5.46
永磁同步电机简化模型为:
当γ=16.9时永磁同步电机处于混沌运动状态,图1为永磁同步电机混沌运动吸引子。Lyapunov指数表征系统运动的特性,它沿着某一方向取值的正负和大小表示长时间系统相邻轨道沿该方向平均发散的快慢,当最大lyapunov指数大于零,lyapunov指数之和小于零时系统处于混沌运动状态。图2为γ为参数,永磁同步电机混沌系统的lyapunov指数曲线。
2 混沌模型模糊自适应同步
2.1 模糊自适应同步原理
考虑如下两个永磁同步电机混沌运动模型。
驱动模型:
响应模型:
此处xi,yi(i=1,2,3)为系统的状态变量,式中u(t)为控制输入,d(t)为有界扰动项,即d(t)≤α(α为正数),控制系统要解决的问题是在式(5)和式(6)有不同的初始值情况下,选取控制输入u(t)使模型式(5)和式(6)实现同步。
定义混沌运动误差变量为:
将上式代入式(5)和式(6),则PMSM混沌运动的误差方程为:
控制系统要解决的问题是在式(5)和式(6)有不同的初始条件,且存在有界干扰d(t)情况下,选取控制输入u(t)使式(5)和式(6)实现同步,即
由式(8)可知,当式(8a)和(8b)渐进稳定时,即时,由式(8c)易知,所以只需式(8a)和(8b)满足渐进稳定条件,则e1,e2和e3趋近于零,设u(t)=ueq+uL,ueq=-x1x3+y1y3,式(5)和式(6)渐进同步,e3为稳定的内部误差,即满足:
定义变换矩阵为
将上式代入式(10)则有
其次要证明上式渐进稳定,且误差变量渐进趋近于零,用作为模糊控制器的状态变量,uL作为模糊控制器的输出,即
模糊控制器满足式(12)的稳定状态要求。
模糊控制规则为
模糊控制规则i
如果为x1,,x2,则:
此处x1和x2为模模糊控制器输入量,uLi是控制器的输出量,去模糊化后输出为:
表1为模糊控制器在输入量,输出量为uLi的模糊控制规则表。
2.2 控制器稳定性条件
由系统的误差状态方程(12),选取lyapunov函数为[16]:
系统的lyapunov稳定条件为:
根据lyapunov稳定条件式(17),求系统的稳定输出uLi。
当参数时则有:
对于,式(17)可化为
将式(18)代入式(12),得:
因此,假定d(t)为系统的有界干扰,即d(t)≤α,此处α>0,可以定义:
如果输出为式(19),则,误差状态一致趋近于零。设计uL对于表1控制规则3,6,9,状态误差为负且则uL3=uL6=uL9=u*1,系统lyapunov函数满足:
当参数时则有:
当时,式(17)可化为
将上式代入式(12)可得:
因此,可以定义:
对于表1中控制规则1,4,7,状态误差e2为正数,且,uL1=uL 4=uL7=u*2,系统的lyapunov导数小于零。
当参数时则有:
对于。在表1中大于零,为零,为了使lyapunov指数的导数小于零,满足:
因为,则
将式(25)代入式(12),得
上式可写为
因此可得
当参数时则有:
对于。规则8的输出uL8与表1中的规则2相似,因为则
将式(29)代入式(12),则有
上式可写为
因此可得
当参数时则有:
对于表1中的规则5中。这中状况包含在其他条件中,定义uL=uL5=0。因此所有模糊控制器的控制规则都能保持lyapunov稳定。
由以上各个状态满足Lyapunov稳定条件,则模糊控制器的输出为:
可以看出表1中的规则满足,所以式(12)渐进稳定,且e1,e2,e3趋近于零,系统同步。
3 仿真实验
利用Matlab软件模拟仿真,假定驱动系统模型式(5)的初始状态为x1(0)=0.01,x2(0)=0.01,x3(0)=0.01,响应系统模型的初始状态为y1(0)=10,y2(0)=1,y3(0)=1,匹配干扰为d(t)=0.5sin(t),在t=20 s施加模糊自适应同步控制。系统的同步状态曲线如图3所示,状态误差曲线如图4所示。
从图3、图4中可以看出,设计的模糊自适应同步控制器能够使系统较快的达到同步状态,对有界扰动有较好的抑制能力。
4 结论
永磁同步电动机发展现状综述 篇6
关键词：永磁同步电动机,稀土永磁材料,新型控制理论,无刷直流电动机
随着20世纪70年代稀土永磁材料的发展,稀土永磁电机应运而生。永磁电机利用稀土永磁体励磁,永磁体充磁后能够产生永久磁场。它的励磁性能优异,因在稳定性、质量、降低损耗等方面都优于电励磁电机而动摇了传统的电机市场。近年来,随着现代科学技术的快速发展,电磁材,料特别是稀土电磁材料性能及工艺逐渐得以提高和改善,再加上电力电子与电力传动技术、自动控制技术的高速发展,永磁同步电机的性能越来越好。再者,永磁同步电动机具有质量轻、结构较简单、体积小、特性好、功率密度大等优点,很多科研机构、企业都在努力积极开展永磁同步电机的研发工作,其应用领域将进一步扩大。
1永磁同步电机的发展及研究现状
1.1永磁同步电机的发展基础
1.1.1高性能稀土永磁材料的应用
稀土永磁材料经历了SmC o5、Sm2Co17、Nd2Fe14B三个阶段。现在以钕铁硼为代表的永磁材料因其在磁学性能上表现优异成为应用最广泛的一类稀土永磁材料。永磁材料的发展带动了永磁电机的发展。与传统的电励磁三相感应电机相比,永磁体替代了电激磁磁极,简化了结构,消除了转子的滑环、电刷,实现了无刷结构,缩小了转子体积。这使得电机的功率密度、转矩密度和工作效率提高,且使电机体积变小,质量减轻,使其应用领域进一步扩大,促使电动机向更大功率方向发展。
1.1.2新型控制理论的应用
近年来,控制算法发展很快,其中,矢量控制算法从原理上解决了交流电机的驱动策略问题,使得交流电机具有良好的控制性能。直接转矩控制的出现使控制结构更加简单,以及具有对参数变化电路棒性能强和转矩动态响应速度快的特点。间接转矩控制技术解决了直接转矩在低速时转矩脉动大的问题,提高了电动机的转速和控制精度。
1.1.3高性能电力电子器件和处理器的应用
现代电力电子技术是信息产业与传统产业间重要的接口,是弱电与被控强电之间的桥梁。电力电子技术的发展使驱动控制策略得以实现。比如20世纪70年代出现了通用变频器的系列产品,它们能将工频电源转换成频率连续可调的变频电源,如此就为交流电的变频调速创造了条件。这些变频器在频率设定后具有软启动能力,频率能以一定的速率从零上升到设定的频率,并且上升速率在很大范围内可连续调整,解决了同步电动机的启动问题。
1.2国内外永磁同步电机的发展现状
历史上第一台电机是永磁电机。当时,永磁材料性能比较差,永磁体矫顽力和剩磁都太低,不久就被电励磁电机取代了。到了20世纪70年代,以钕铁硼为代表的稀土永磁材料拥有很大的矫顽力、剩磁,退磁能力强和较大的磁能积使大功率永磁同步电机登上历史的舞台。现在,关于永磁同步电机的研究日趋成熟,正朝向高速度,大转矩、大功率、高效率以及微型化、智能化发展。近年来,在永磁同步电机本体上出现了很多高端电机,比如1986年德国西门子公司开发的230 r/min、1 095 k W的六相永磁同步电动机。用它为舰船提供动力,其体积比传统的直流电机小近60%,损耗降低近20%.瑞士ABB公司建造的用于舰船推进的永磁同步电动机最大安装容量达38 MW。我国对永磁电机的研究起步晚,随着国内学者和政府的大力投入,它发展得很快。目前,我国已经研制生产出3 MW高速度永磁风力发电机,南车株洲公司也在研制更大功率的永磁电机。
随着微型计算机技术及自动控制技术的发展,永磁同步电动机在各领域得到了广泛的应用。现在由于社会的进步,人们对永磁同步电机的要求更加苛刻,促使永磁电动机向着拥有更大的调速范围和更高的精度控制发展。由于现在生产工艺的提高,具有高性能的永磁材料得到进一步的发展。这使其成本大大降低,逐渐被应用于生活的各个领域。
2永磁同步电机特点及分类
2.1永磁同步电机的特点
永磁同步电动机自身结构简单,损耗低,功率因数高。与电励磁电机相比,因为没有电刷、换向器等装置,不需要无功励磁电流,因此定子电流、电阻损耗都较小,效率更高,励磁转矩更大,能控性能更好。但存在成本高,启动困难等不足。由于现在控制技术在电机上的应用,特别是矢量控制系统的应用,永磁同步电机能实现大范围调速、快速动态响应和高精度定位控制,所以永磁同步电机将会吸引更多的人进行广泛的研究。
2.2永磁同步电动机的分类
2.2.1按转子磁场形成波形的不同划分
由于永磁同步电动机转子磁钢形状不一样,转子磁场在空间分布形成的波形也有所不同,习惯上分为正弦型永磁同步电机调速系统(转子在定子上产生的反电动势是正弦波)和无刷直流电动机BLDCM(转子在定子上产生的反电动势是梯形波)。
2.2.2按永磁体在转子空间结构的不同划分
永磁同步电动机因永磁体在转子空间结构的不同分表贴式和内置式。表贴式永磁同步电动机永磁体的形状通常呈瓦片形,紧贴在转子铁芯的外表面。表贴式永磁电机的特点是直轴和交轴的电感相等。内置式永磁电机的永磁体在转子铁芯内部,永磁体外表面与定子铁芯内圆之间有铁磁物质制成的极靴。极靴起聚磁作用,可以提高气隙磁密,还可以改善空载气隙磁场波形。这种永磁电机的重要特点是直、交轴磁路不对称。这两种电机的性能有所不同,与表面式永磁电机相比,内置式永磁电机具有弱磁扩速能力强、动态响应快、齿槽转矩小等优点。
3现阶段的永磁同步电动机技术
3.1永磁同步电机设计技术
与普通电励磁电机相比,永磁同步电动机由于没有电励磁绕组、集电环和励磁柜,不仅稳定性、可靠性大大提高,而且效率也有很大改善。其中,内置式永磁电机具有效率高、功率因数大、单位功率密度大、弱磁扩速能力强和动态响应速度快等优点,成为驱动电机的理想选择。永磁体提供永磁电机的全部励磁磁场,齿槽转矩会加大电机运行时的震动和噪声。过大的齿槽转矩会使电机速度控制系统的低速性能及位置控制系统的高精度定位受到影响,所以在电机设计时,应尽量通过电机优化来减小齿槽转矩。经研究,减小齿槽转矩的一般方法有改变极弧系数,减小定子的槽口宽度,斜槽、极槽配合,改变磁极位置、尺寸和形状等。但应该注意,在减小齿槽转矩时,可能会对电机的其他性能造成影响,比如电磁转矩可能会随之变小。所以在设计时,要尽量平衡好各种因素,使电机性能达到最好。
3.2永磁同步电机仿真技术
永磁电机中永磁体的存在给设计人员计算参数带来了难度,比如空载漏磁系数的设计、极弧系数的设计。一般利用有限元分析软件计算优化永磁电机各项参数。有限元软件能使电机参数计算很精确,且利用它分析电机参数对性能的影响是非常可信的。有限元计算方法使我们计算及分析电机电磁场更方便、更快速、更准确。这是一种数值的方法,是在差分法的基础上发展而来的,现已被广泛运用于科学和工程领域。用数学方法把一些连续的求解域离散成一组组单元,再在每个单元内分片插值。这样就形成了一个线性插值函数,即近似函数利用有限元进行仿真分析,它可以让我们直观地观察电机内部磁场磁力线走向和磁通密度的分布。
3.3永磁同步电机控制技术
提高电机驱动系统性能对工业控制领域的发展同样具有重要意义,它使系统处于最佳的性能驱动,其基本特点体现在速度较小方面,尤其是在快速启动、静止加速等情况下,能够输出较大转矩;而在高速行驶时,可以实现大范围内的恒功率调速控制。表1为几种主要电机性能的比较。
从表1中可以看出,永磁电机有很好的可靠性,且调速范围宽,效率较高。如果以相应的控制方法配合,能使电机的整个系统发挥最好的性能。因此,要选合适的控制算法来达到高效调速,从而使电机的驱动系统在相对较宽的调速区域、恒功率区间运行。
矢量控制方法在永磁电机调速控制算法中使用较广,它有调速范围广、效率高、可靠性高、稳定性好、经济效益好等优点,被广泛应用于电机驱动、轨道交通及机床伺服等领域中。由于用途不同,所采用的电流矢量控制策略也是不相同的。
4永磁同步电动机的设计方法分类
4.1磁路法
电机中分布不匀的交变磁场可等效成相应的磁路,使磁场计算转化为磁路计算。由于等效磁路计算中采用较多修正系数,因此无法通过理论计算出其精确值。一般使用经验数据。如果初步设计出来的方案不满足设计需要,设计者必须重新选定修正值再次计算。
4.2有限元法
为使计算准确,需对电磁场进行分析,比如永磁磁极形状与尺寸、局部退磁现象等。用有限元软件对电磁场数值计算分析,节省了产品的开发成本,为电机的优化设计提供了准确的依据。计算机性能的提高使得电磁场数值计算理论的各种分析方法得以发展。有限元法实质是将问题转化成适合数值求解的结构性问题,它将无限个自由度的连续系统理想化成有限多个自由度单元集合。目前,最常用的有限元仿真软件是ansoft,它能对整个电机系统进行联合仿真。
4.3场路结合法
磁路法计算速度虽快,但是精确度不高,计算机计算精确度高,但计算较慢且对计算机要求较高。因此,将有限元法与传统的磁路法相结合应用到电机电磁的数值计算中,不仅可以提高计算效率,还可以提升精度。这对电机参数设计有很大的实用价值。场路结合法的基本思路是先参考磁路计算结果,初步建立几何模型,然后通过有限元进行磁场分析,准确计算出等效磁路法中需要修正的系数。
5永磁同步电动机发展趋势
5.1永磁无刷直流电动机(BLDCM)
自20世纪80年代起,控制技术,尤其是控制理论策略发展很快,其中一些先进的控制策略,比如滑模控制、变结构控制等正在被引入永磁无刷电动机的控制器中。这为推动高性能向智能化、柔性化、全数字化的发展开辟了新途径。现在人们生活水平越来越高,保护生存环境的意识不断增强,使用高性能的电机系统成为电机产业发展的必然趋势,并且将来也会在电动车、家用电器等小电机行业中得到更广泛的应用。
5.2 PMSM的发展趋势
PMSM伺服系统因其自身技术和应用领域,将会朝着2个方向发展:①办公自动化设备、简易数控机床、计算机外围设备、家用电器及对性能要求不高的工业运动控制等领域的简易、低成本伺服系统;②高精度数控机床、机器人、特种加工设备精细进给驱动,以及航空、航天用的高性能全数字化、智能化、柔性化的伺服系统。后者更能充分体现伺服系统的优点,它将是今后发展的主要方向。
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大功率永磁同步电动机研究 篇7
随着极数的增加, 异步电动机在一定程度上可以减少定子铁芯轭部的高度并著缩短定子绕组端部长度, 减少定子铜耗, 但是其功率因数明显降低, 在轻载和空载时更低。船舶、车辆受体积限制, 要求电动机高功率密度、高转矩密度, 异步电机亦远不能满足[1,2]。本文介绍了一种新型无需励磁电流、无刷恒压输出的大功率永磁同步电动机 (Large Permanent Magnet Motor, LPMR) , 能在较大的负载变动范围内始终保持高的效率和功率因数, 尤其在轻负载运行时节能效果显著, 起动性能好, 可满足大的起动转矩、最大转矩倍数和低速直接驱动的需求。
同时没有激磁绕组, 加上高性能钕铁硼永磁材料具有高剩余磁感应强度和高矫顽力, 电极尺寸明显缩小。与异步电动机相比永磁同步电动机更易于实现磁场定向矢量控制, 调速及伺服特性很好, 并能够满足机械加工的高速、超高速, 精密和超精密、快速反应能力等要求, 可广泛应用于舰船推进、机车牵引、重工业拖动、石油钻探、矿山开采、造纸等动力行业。
1 发电机结构
三相无刷永磁同步电动机由具有阻尼绕组与隐极转子的转场式主发电机、转枢式励磁机和励磁装置组成, 电枢绕组为中性点有引出线或无引出线的星形接法, 如图1所示。根据整体的机械要求可以安排不同的转子结构来满足最完善的工程安装, 本文选择装有嵌入磁转子的永磁同步电动机[3]。发电机绕组采用特殊的树脂和真空浸渍绝缘处理工艺, 具有高机械强度、高抗震性和极好的绝缘强度;发电机绝缘等级为F级。所采用的绝缘材料具有不吸潮、介电强度高等特性, 能承受剧烈的温度变化。具备紧凑的, 组合的冷却系统设计, 转子内置位置反馈传感编码器。机座采用钢板结构, 外形美观大方, 设计调整灵活。发电机防护等级为IP54, 可满足用户在各种环境下的使用要求, 同时在发电机定子绕组中安装温度传感器, 可更好地保护发电机。在潮湿环境下, 发电机加装防冷凝加热器, 可以保证发电机绝缘不受破坏。轴承结构为双轴承, 也可提供单轴承结构。轴承为滚动轴承, 具有振动小、噪音低等特点
发电机励磁采用德国西门子1FC6系列发电机相复励分流励磁原理[4,4], 配备THYRIPART励磁系统, 由于具有可控硅电压调节器、负载决定励磁的相复励磁系统[5], 动态特性优越, 如图2所示。相复励分流励磁调压方式保证发电机的电压调节精度, 而且即使发电机在自动电压调节器 (AVR) 出现故障时, 发电机电压维持在1.15倍额定电压, 发电机仍能进行工作, 同时保证用电设备的安全。发电机定子绕组装有铂热电阻传感器 (pt100) , 与KLB智能型温度控制仪同时使用可直接显示发电机定子绕组的实际工作温度, 提供报警型号, 保护发电机[6]。
发电机励磁装置由1个三相整流变压器带3个单相电流互感器组成。由T1、T2、T3产生负载励磁电流分量, 在T6次级同空载励磁电流分量进行矢量迭加。由L1C同T6初级绕组共同产生空载分量并在T6次级绕组感应出空载励磁电流分量。励磁系统将主机输出的部分三相交流电整流为直流电, 再通到励磁机定子线圈中进行励磁机励磁。电动机的体积、材料成本、空间和重量与电机正常的轴速是成反比的。将变速箱被安装到电动机中或电动机被安装到变速箱中, 可以减小在理想系统轴速下的系统的体积, 由此控制转力矩和转速, 变速箱速率和电机轴速的搭配使功率-转力矩与空间-成本的关系更合理。
3 特性分析
3.1 能量损耗。
电动机内部因为在转子机构或机械机构中有永磁而达到它们的磁场, 并设定了新的转力矩使用和转子结构的磁阻转矩。永磁体封闭在内部的转子结构、高质量绕组、先进绝缘工艺以及电机内部没有线接头使得电机的具有较高的可靠性及逆变器的兼容性。转子薄板是无孔的, 形成了磁性的屏障以增加单向磁通量流通途径, 如图3所示。
在转子中嵌入永磁使其免受机械应力, 磁致应力和化学应力。每个永磁部分都是电防腐的, 每个磁极都是涂有保护层的, 特殊而简洁的转子设计使电动机更坚稳和高效。由于在转子绕组中没有电流, 且铜的热损耗很低, 在合理的电机设计范围内, 更多的电功率被用于产生转矩。由于电动机内部不会发热, 同时聚集在电动机外表面的热能损耗使电动机很容易冷却下来。绕组端部能够附加强迫通风冷却, 而永磁电机仅对定子进行水冷。
3.2 加速和制动
为了分析电动机加速与制动时对转矩, 电流, 输出电压, 转速等性能的影响[7], 本文采用时步有限元法对无制动回路情况进行了分析[8,8]。从如图5相应曲线可看出, 在加速后的95.4～95.8s处, 对电动机的影响较为明显。发电机装有压降补偿装置, 可方便与具有相同压降的其它发电机或电源系统并联运行。特定的设计使LPMR电动机非常高效而且容易冷却, 获得可以在低运行温度时的高力矩效果并且结构紧凑。有效的冷却系统和较低损耗减小了LPMR电动机的外形尺寸。
3.3 过流能力
节能和免维护的LPMR加入同步磁阻转矩和永磁转矩, 提供了高功率密度 (k W/cm3) 并扩大了恒定功率速度范围。高的过电流能力和低转动惯量, 使电机具有很高的动态性能[10], 如图5所示。LPMR电动机能够通过一个三相或者三个三相逆变器供电, 兼顾了低功率驱动和高功率驱动的能力, 同时具有非常高的效率和低脉动转矩, 仅有定子损耗, 使冷却系统最小化。坚固的转子保证电机可靠的高速运行, 每一块永磁体有机械和化学防护, 延伸了电机恒功率调速范围。
结论。
介绍一种新型LPMR大功率永磁同步电动机, 采用嵌入式带磁阻支持的径向高性能磁钢结构, 根据相复励分流励磁原理, 配以THYRIPART励磁系统, 磁阻转矩特性好, 能在较大的负载变动范围内始终保持高的效率和功率因数。并装有压降补偿装置与铂热电阻传感器, 能很好的保护用电设备, 同时运行平稳, 重量轻, 体积小, 现场使用方便, 可广泛应用于工程实际中。
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