直接转矩控制技术

直接转矩控制技术（通用7篇）

直接转矩控制技术 篇1

桥式起重机在工业生产中有着广泛的应用, 主要用于实现物料的升降和搬运, 为了适应各种工况的作业要求, 桥式起重机的工作速度应该是可以调控的, 尤其是桥式起重机的起升机构, 当在轻载或空钩下降时, 为节省时间, 需较高的工作速度;当吊运危险物品、重载以及进行安装工作时, 则要求速度较低, 以保证运行安全可靠和定位准确。

变频调速作为一种先进的桥式起重机交流调速方式, 调速比可达1∶10, 可实现无级调速, 解决了起重机起动转矩大、低速大扭矩及负载变化大等问题。其控制精度高, 且易于实现自动控制及远程控制。

直接转矩控制 (Direct Torque Control, DTC) 是继矢量控制技术之后发展起来的一种新型交流调速控制方式, 具有结构简单、控制精度高、转矩响应快及无超调等优点, 其电机控制特性良好[1]。因此在桥式起重机变频调速中具有广阔的应用前景。

1 直接转矩控制的原理

直接转矩控制采用定子磁场定向的分析方法, 由于定子磁通涉及到定子电阻, 因而对电机参数的依赖性减小。直接转矩控制是直接在定子坐标系下分析异步电动机的数学模型, 计算与控制异步电动机的磁链和转矩, 采用离散的两点式调节器, 把转矩检测值与转矩给定值作比较, 使转矩波动限制在一定的容差范围内, 通过转矩偏差和定子磁链偏差来确定电压矢量, 直接对逆变器开关状态进行控制, 以获得高动态性能的转矩输出[2]。它具有控制机构简单、系统的转矩响应迅速且无超调等优点, 是一种具有高静态和动态性能的交流调速控制方式。

直接转矩控制系统的原理见图1, 其中, 感应电机的实际转速ωr与给定转速ωr*进行比较, 比较值通过PI调节器得到转矩给定值Te*, 而磁链给定值ψs*由函数发生器获得。励磁指令值在额定转速以下, 使它保持常数, 超过额定转速时, 则给出弱磁定子磁链值。由传感器得到电机定子电压检测值u和定子电流检测值i, 分别输入感应电动机的定子磁链和电磁转矩估计器, 得到电磁转矩的实际值Te和定子磁链的实际值ψs。实际电磁转矩Te与转矩给定值Te*经转矩调节器处理后得到转矩开关信号ΔT;定子磁链给定值ψs*与磁链的实际值ψs经磁链调节器产生磁链开关信号Δψ;根据定子磁链所在区间信号SN, 开关电压矢量选择单元综合磁链开关信号Δψ、转矩开关信号ΔT和磁链位置信号SN, 通过查表得到正确的电压开关信号, 进而控制电机的准确运行[3]。

直接转矩控制可以实现无速度传感器时精确的力矩控制和零速满转矩, 它具有较高的静态和动态精度。此外, 与速度闭环控制中需使用编码器检测电机转速相比, 直接转矩控制避免了由编码器带来的一系列问题。首先, 避免了编码器在安装时出现的同心度偏差, 从而提高了系统的机械可靠性;其次, 降低了电气控制系统的成本, 因为高精度编码器的价格比较昂贵;最后, 由于桥式起重机常工作在高温度、多粉尘、振动大等恶劣环境下, 这样可以避免编码器在使用时出现的损坏现象。

2 ACS800变频器的直接转矩控制技术

ABB公司的ACS800系列变频器采用新型的直接转矩控制技术, 在变频器内部建立了一个交流异步电动机的软件数学模型, 根据实测的直流母线电压、开关状态和电流计算出一组精确的电机转矩和定子磁通实际值, 并将这些参数值直接应用于控制输出单元的开关状态, 变频器的每一次开关状态都是单独确定的, 这意味着可以产生实现最佳的开关组合并对负载变化作出快速的转矩响应, 且无超调, 真正实现了对电动机转矩和转速的实时控制。

ACS800的直接转矩控制具有以下特点, 一是轻载低速时的稳定性好, 转矩和速度精度高, 起动转矩可达到200%额定转矩, 特别适用于挤压机和起重机领域。二是精确的动静态控制, 当无编码器作为速度反馈装置时, 静态速度误差可达±0.1%~0.5%, 动态速度误差达0.4%。三是跳闸次数减少。采用先进的数学模型和每秒4万次的数字信号处理硬件, 通过控制电机的实际转矩可精确地获得电机轴的状态, 这样不会让功率器件有多余的通断。四是不需要测速计和速度编码器来随时反馈电机轴的实时位置。主要控制变量为电机转矩和定子磁通, 可以直接从电机获得。变频器直接转矩的控制流程见图2, 直接转矩控制的工作过程为:

1) 电压和电流检测。在正常运行时, 测量电机两相的电流和直流母线电压以及逆变器的开关状态。

2) 自适应电机模型。在DTC传动运行前, 电机模型在电机自动辨识的过程中收集数据, 电机的定子电阻、电感系数、磁饱和系数与电机的惯量有关。电机模型参数的辨识可以在电机轴不旋转的情况下进行。

3) 转矩比较器和磁通比较器。控制功率器件开关的信号由转矩和磁通比较器产生。实际转矩和实际磁通进入比较器, 每25μm与给定值进行一次比较。转矩和磁通状态信号采用两水平置换控制方式计算得出。这些信号被输送到最优脉冲选择器。

4) 最佳脉冲选择器。最优脉冲选择器的内部采用40 MHz数字信号处理器 (DSP) 以及专用集成电路硬件来确定逆变器的开关逻辑。

3 直接转矩控制技术在桥式起重机中的应用

桥式起重机的电气控制系统是由PLC作为整个系统的控制核心, 并采用变频器驱动大车、小车、主起升和副起升机构的电动机, 从而实现交流电机的变频调速功能, 系统结构框图见图3。其中, 主起升和副起升机构分别具有旋转限位、超速开关、重锤限位等保护功能;大车和小车机构分别具有前、后限位保护功能。起重机驾驶操作者通过主令控制器向PLC发出起动、停止、上升、下降、加速、减速等指令, PLC调用相应的程序模块, 完成变频器控制电机运转的功能。

在调试和使用桥式起重机的过程中, 需对ACS800变频器进行基本参数设置。主要设置参数组99.00, 其中99.02选择应用宏程序, 设置为FACTORY工厂宏;99.04选择电机控制模式, 设置为DTC直接转矩控制, 99.05为定义电机额定电压, 99.06为定义电机额定电流, 99.07为定义电机额定频率, 99.08为定义电机额定速度, 99.09为定义电机额定功率, 但99.05~99.09的参数设置必须按电机铭牌上的参数值进行设置。99.10为选择电机辨识类型, 在辨识过程中, ACS800会辨识电机的特征以用于优化电机控制, 选择ID MAGN, 电机在零速下励磁20~60 s来计算电机模型。

总之, 将直接转矩控制技术引入桥式起重机变频调速过程, 可以实现无速度传感器的控制模式, 避免由编码器带来的系统稳定性和可靠性方面的不足, 实现了低速时电机的满转矩输出, 进而避免了低速满负载工况下发生带不动负载的情况[4]。因此保证了桥式起重机安全可靠运行。

4 结束语

直接转矩控制技术, 采用空间矢量的分析方法, 直接在定子坐标系下计算与控制交流电机的转矩, 直接对逆变器的开关状态进行最佳控制, 以获得转矩的高动态性能。变频器ACS800的直接转矩控制在桥式起重机变频调速中的应用, 充分发挥了直接转矩控制的优势, 实现了电机响应速度快、转矩输出平稳等特点, 为变频器的应用提供了新的方式。

摘要：文章简要介绍了直接转矩控制的基本原理, 通过对ABB公司的ACS800变频器的直接转矩控制的特点和参数设置进行了分析, 叙述了直接转矩控制技术在桥式起重机中的应用。

关键词：直接转矩控制,桥式起重机,变频调速,ACS800变频器

参考文献

[1]张强, 林都, 任一峰, 等.TMS320F2808直接转矩控制的变频器设计[J].单片机与嵌入式系统应用, 2010 (10) :59-61.

[2]胡虎, 李永东.交流电机直接转矩控制策略——现状与趋势[J].电气传动, 2004 (3) :3-8.

[3]杜川, 沈天珉.异步电动机直接转矩控制离散系统的建模和仿真[J].电源技术应用, 2008 (12) :24-27.

[4]李时杰, 李鹏, 盛天.直接转矩控制技术在挖掘机行业上的应用[J].变频器世界, 2007 (10) :78-81.

开关磁阻电机直接转矩控制 篇2

本文通过对开关磁阻电机分析, 提出通过对SRM转矩特性分析提出通过磁链幅值和矢量速度有效控制电机转矩的方法。结果表明, 这种控制策略可有效简便地抑制SRM转矩脉动。

一、开关磁阻电机的结构及运行原理

开关磁阻电机是一种定子单边激励, 定、转子两边均为凸极结构的磁阻电机。由于定子电流有变频电源供电, 电机必须在特定的开关模式下工作, 所有通常称为“开关磁阻电机”。其调速系统由以下部分组成:控制器、功率变换器、双凸极磁阻电机和转子位置检测器。

1. 开关磁阻电机结构

开关磁阻电机的电机结构:SRM由定子、转子构成双凸极铁心结构, 由普通硅钢片或其它导磁材料叠压成定、转子的凸极。转子上装有位置检测器, 没有线圈。定子的每个齿极都有一个集中线圈, 两个径向相对的线圈串联形成一对磁极, 称为“一相”。SRM有多种相数结构, 且定子的齿极数可搭配多种转子的齿极数。目前应用较多的是四相8/6结构及三相6/4结构。

2. 开关磁阻电机运行原理

给SRM当绕组某一相通电, 相绕组中也产生电流, 定子产生磁场, 且磁通总要沿着磁阻最小的路径闭合。由于电磁转矩有磁阻的性质, SRM的转向仅取决于相绕组通电的顺序, 从而简化了功率变换电路。通过改变相绕组的通电顺序来改变SRM转向从而改变电机转向;通过控制相绕组通电电流的大小和通断时间, 可以改变电机的速度和转矩。

3. 开关磁阻电机直接转矩控制

控制和调节电机转速的关键是如何有效的控制和调节电机的转矩。本文采用直接转矩控制方法对开关磁阻电机进行控制, 对转矩直接控制后, 输出相应的电压信号。调节绕组相电压控制更为直接有效, 对转矩脉动和噪声将会有很好的效果。

开关磁阻电机直接转矩控制的的理论基础

(1) 为了最大化地利用定子磁链, 电机的定子磁通向量要保持一个恒定的幅值;

(2) 通过调整定子磁链与转子磁链的相角的方法实现对转矩的直接控制的目的。对于假设 (1) , 开关磁阻电机的直接转矩控制也可以通过选取适当的电压向量来实现。对于假设 (2) , 开关磁阻电机转矩的控制通过控制定子磁链的加、减速实现。

开关磁阻电机的数学模型

(1) 电压方程:定子每相绕组两端的电压, 等于定子电阻压降和因磁链变化而产生的磁阻电势之和, 即:

式中, u、R、i依次是电机定子相电压、相电阻和相电流, θ是电机定、转子的相对位置角, ψ (θ, i) 是电机定子的相绕组磁链。

当忽略相电阻R时, 式 (3-1) 可简写为:

(2) 磁链方程:开关磁阻电机每相绕组磁链与绕组相电流和转子位置角相关, 磁链方程一般可相应表示为电感和电流的乘积:

(3) 机械方程:按照力学定律, 在电动机电磁转矩Te和负载转矩TL作用下的转子机械运动方程:

式中, J--开关磁阻电机的转动惯量

kω--摩擦系数

在某一时间dt内, 传输到磁场的有功功率为磁共能We=Pedt, 其中

一部分要输出给负载转矩, 转换成机械能Wm做功, 另一部分作为磁场能Wf储存在磁场中。我们假设在控制器的一个周期内, 电机的绕组电流恒定不变。并且由于开关磁阻电机的磁饱和性很高, SRM的磁场储能Wf在转子转动时无损失。所以瞬时转矩公式为:

SRM的每相电流通过开关磁阻电机每相绕组的单极性驱动保证都为正值。

对于磁链模型, 由SRM的数学模型及电压的平衡方程可知, 磁链可以写成关于绕组电压和电流的函数, 当忽略相电阻R时, 即

开关磁阻电机电压空间矢量的选择

通过前文的分析可以发现, 电机的定子磁链和转矩可通过电机定子绕组相上的电压空间矢量进行控制。基于不对称半桥型功率变换器, 下面重点分析三相开关磁阻电机电压空间矢量。

对于三相开关磁阻电机, 它的电压矢量有33共27种。另外, 按照“两步换相”法, 也就是电压只能按照+l↔0↔-1的次序进行切换, 而不能直接在+l和-1间切换。按照以上规则, 最终确定开关表如表1所示。

各电压矢量依次相差60°, 分别以6个电压矢量为分界, 将圆周分为6个区, 依次设定为N1到N6, 且每个区为60°。电机在实际运行中, 任意时刻的三相绕组在取得非零电压时, 相对应的功率开关器件的状态只能取上述6种。

电压空间矢量对磁阻电机转矩的作用

这样, 在定子磁链所属的区间内, 根据转矩和磁链的变化情况, 功率开关器件就可通过选择合适的电压矢量实现正确开关状态, 从而把转矩和磁链的波动控制在一定的幅值内。

坐标变换

相互独立的三相磁链矢量可通过正交变换, 即α-β坐标变换合成一个定子磁链矢量, 从而得到电机的磁链幅值和转子位置角。

当α-β坐标系为静止坐标系, 该坐标系是固定在定子上的直角坐标系, 选择A相绕组的轴线为α轴 (实轴) , 从α轴沿旋转磁场方向旋转90作为β轴方向。用坐标变换的方法我们可以很容易得到关系式

幅值和磁链矢量的角度定义为

其中函数arctan 2, 它与反正切函数arctan的功能相同, 只不过arctan值域为[-π/2, π/2], arctan 2的值域为[-π, π]。

在开关磁阻电机的直接转矩控制理论中, 必须有子磁链矢量的空间位置, 才能判断如何选择电压矢量, 从而计算出磁链矢量与α轴的夹角θ。

结论

本文分析开关磁阻电机的仿真模型, 推导开关磁阻电机的基本方程。对直接转矩控制的结构原理, 将直接转矩控制移植到四相开关磁阻电机的方法进行详细的介绍。利用Matlab-Simulink软件中提供的模型及模块对直接转矩控制系统建立数学模型, 结果表明, 直接转矩控制可有效减小转矩脉动, 使电电流、磁链波形光滑平稳, 空间定子磁链运行轨迹为圆形。此方法简单易行, 成本低廉, 可认为是一种较好的控制系统。

摘要：针对开关磁阻电机的一般控制方法 (电流斩波的控制、角度位置的控制和电压的控制) 抑制转矩脉动和降低电机振动噪声有缺陷, 本文将探讨直接转矩控制方法。

关键词：开关磁阻电机,直接转矩控制,空间电压矢量

参考文献

[1]汤蕴缪.电机学[M].北京:机械工业出版社, 2011:73-93.

[2]谭建成.永磁无刷直流电机技术[M].北京:机械工业出版社, 2011:191-215.

[3]王卫东.开关磁阻电机直接转矩控制[J].四川:西南交通大学, 2009.

[4]邵凌凌.开关磁阻电机的直接转矩控制系统的仿真研究[J].安微:安微叉车集团有限公司, 2012.

[5]Yong Li, A New Torque and Flux Control Method forSwitched Reluctance Motor Drives[J].IEEE TRANSACTIONS ONMAGNETICS, 2002, 44 (9) .

永磁同步电动机直接转矩控制 篇3

内置式永磁同步电动机 (IPMSM) 由于具有高功率密度和宽调速范围的优点, 非常适合作为电动汽车的驱动电机[1]。而出于降低成本以及电动汽车空间受限的考虑, 无传感器控制技术无疑是电动汽车驱动电机非常合适的控制策略。内置式永磁同步电机无传感器控制方法主要分为适用于启动、低速的方法和适用于中、高速的方法两大类[2]。启动时的初始位置检测以及低速阶段基本上都采用的是高频信号注入方法[3,4], 而中高、速无传感器技术可采用的方法很多, 如磁链估计法[5]、模型参考自适应 (MRAS) 法[6]、状态观测器法[7]、滑模变结构法[8]等。

根据无传感器和直接转矩的优点, 将两者结合起来进行IPMSM直接转矩的无传感器控制研究, 并进行仿真得出结论。

1 IPMSM数学模型

旋转坐标系下的常用IPMSM电压方程可表示为:

其中, ud (t) 、uq (t) 、id (t) 、iq (t) 分别为d-q轴系的电压和电流, Ld、Lq分别为d-q轴系的电感, R、ωr分别为绕组电阻和转子转速, p为微分算子。

假设电机的参数不随温度变化, 忽略磁滞、涡流损耗, 转子无阻尼绕组, 那么定子磁链方程可表示为:

转矩方程为:

其中, np为极对数。

运动方程为:

其中, TL为负载转矩, J为电机转动惯量, B为阻尼系数。

2 直接转矩控制原理

相对于矢量控制, 直接转矩控制只需要采用定子磁链定向控制, 便可以在定子坐标系内实现对电动机磁链、转矩的直接观察和控制。由于只需要检测定子电阻即可准确观测定子磁链, 解决了矢量控制中系统性能受转子参数影响的问题。

根据式 (2) 、式 (3) , 并用定子电流矢量is表示, 得:

其中, β为定子电流矢量is与ψf间的夹角, 称为转矩角。

如果定义δsm为定子磁链矢量ψs与永磁体励磁磁链矢量ψf间的电角度, 则有:

将式 (2) 、式 (6) 带入式 (3) , 整理可得:

上式表明:电机参数确定后, 电磁转矩的大小与励磁磁场磁链矢量和定子磁链矢量的幅值以及两者之间的空间相位移有关。

3 IPMSM无传感器直接转矩控制系统

在实施直接转矩控制时, 将磁链、转矩观测值与给定值之差经两滞环控制器条件后便获得磁链、转矩控制信号, 再综合考虑定子磁链的当前位置来选取合适的电压空间矢量, 形成对电机转矩的直接控制。

控制系统根据电机的三相电流和电压, 利用磁链和转矩估计算法估计出实时磁链和转矩大小以及磁链所在扇区, 之后分别与转矩和磁链给定值进行滞环比较, 最后根据比较值的控制要求合理选择逆变器的开关矢量, 使电机按控制要求调节输出转矩, 最终达到调节速度的目的。控制系统结构如图1所示。

4 控制系统仿真

为验证上述控制方法的性能, 在Matlab7.0的Simulink平台上进行仿真实验, 控制系统仿真图如图2所示。

图3给出了永磁同步电机启动至设定值转速时的转矩和估计转矩的变化曲线;图4给出了永磁同步电机启动至设定值转速时的转速和A相定子电流的响应曲线。仿真时初始负载转矩设定为1N·m, 在0.2s给电机突然加到2N·m。

从仿真情况可以看出, 整个控制系统有非常好的动态性能和稳态性能。

5 结语

仿真结果表明, 这种方法能够有效地估计永磁同步电机的转子位置和速度, 电机的各种性能能够满足实际工作的需要。

参考文献

[1]A.Consoli, G.Scarcella, G.Scelba, et al.Steady-state and torque operation of IPMSMs under maximum-torque-per-ampere control[J].IEEE Trans.Industry Applications, 2010, 46 (1) :121-129

[2]谷善茂, 何凤有, 谭国俊, 等.永磁同步电动机无传感器控制技术现状与发展[J].电工技术学报, 2009, 24 (11) :14-20

[3]缪学进, 李永东, 肖曦.高频信号注入无速度传感器永磁同步电机控制系统[J].电气传动, 2007, 37 (3) :10-14, 25

[4]Ji-Hoon Jang, Jung-Ik Ha, Motomichi Ohto, et al.Analysis of Permanent-Magnet Machine for Sensorless Control Based on High-Frequency Signal Injection[J].IEEE Trans.Ind.Applicat., 2004, 40 (6) :1595-1604

[5]邓青宇, 廖晓钟, 冬雷.一种基于定子磁场定向矢量控制的异步电机磁链观测模型[J].电工技术学报, 2007, 22 (6) :30-34

[6]齐放, 邓智泉, 等.基于MRAS的永磁同步电机无速度传感器[J].电工技术学报, 2004, 22 (4) :53-58

[7]Shih-Chin Yang, Robert D.Lorenz.Surface Permanent-Magnet Machine Self-Sensing at Zero and Low Speeds Using Improved Observer for Position, Velocity, and Disturbance Torque Estimation[J].IEEE Trans.Ind.Applicat., 2012, 48 (1) :151-160

新型PMSM直接转矩控制方法 篇4

直接转矩控制以定子磁场定向,以转矩为被控量,通过控制电压空间矢量,实现对转矩的直接控制,其物理过程直接、明确。直接转矩磁场定向所用的是定子磁链,所以定子磁链的观测准确性,是DTC技术实现的关键[1,2,3,4,5,6,7]。定子磁链无论其幅值还是相位,若出现较大的误差,控制性能都会变坏,甚至出现不稳定。而且传统的永磁同步电机直接转矩控制(PMSM-DTC)系统中,定子电流中存在着不希望有的励磁电流分量,并且在不同负载情况下,该励磁电流可能是增磁的,也可能是去磁的[1,2,3,4,5,6,7]。本文对永磁同步电动机传统直接转矩控制系统中的定子磁链进行了分析,提出了一种新的控制方案:采用2个滞环比较器对定子电流励磁分量和电机的电磁转矩分别进行直接控制,用对定子电流励磁分量实施改进调节代替对定子磁链的两点式控制。研究结果表明:该系统与传统直接转矩控制系统一样具有简单的控制结构和优良的静动态控制性能;但是它把定子电流励磁分量维持在零,因而较后者需要更少的定子电流,所以系统效率更高。该控制方法在对效率要求甚为苛刻的电动汽车中将会得到较好的应用。

2 系统工作原理

2.1 转矩控制的性能分析

传统的直接转矩控制系统中定子磁链和电磁转矩可由下式计算:

Ψs=∫(us-Rsis)dt (1)

T=1.5npis·(jΨs) (2)

以定子磁链Ψs和转子磁链Ψr为状态变量,PMSM电机状态方程的空间矢量表示形式为

undefined

undefined

电磁转矩以Ψs和Ψr为变量的表达式为

undefined

将式(3)、式(4)离散化,整理可得:

undefined

式中:tsp为控制周期。

再将式(6)、式(7)代入式(5),并忽略tsp的平方项,可得:

undefined

undefined

undefined

式中,β为定子电压矢量和转子磁链的夹角。

从式(9)～式(11)可以看出,ΔTk1是由于定子和转子电阻引起的转矩减少,在电机稳定运行过程中,基本为一恒值,且与ΔTk2,ΔTk3比较,其值很小。ΔTk2是由于电机旋转使转子磁链和定子磁链的夹角变化而引起的转矩变化,主要与当前时刻的电机转速ωm有关。ΔTk3是逆变器输出的电压矢量us引起的转矩变化,主要与us和Ψr夹角β有关。当β在0°～180°范围内,转矩增加;在180°～360°范围内,转矩减少。并且,当定子电压与转子磁链夹角为90°时,转矩增加最大。

2.2 定子励磁电流的分析

传统直接转矩控制系统是对定子磁链幅值进行控制的,它可表示为

undefined

当电机的电磁转矩发生变化时,iq会变化,从而Ψq改变。因此在传统直接转矩控制保持|Ψs|不变的前提下,Ψd会变化。因为Ψf 恒定,所以定子电流中存在着非零的去磁或增磁分量id。由于永久磁铁磁链已经可以提供电机工作时所需的磁场,因此无需定子电流中的id (弱磁工况外) ,并且它的存在也增加了系统的输入能量,降低了系统的效率。故提出对图1的定子电流id分量进行直接控制。

2.3对id的直接控制原理

电压源逆变器输出的定子电压空间矢量按下式定义:

undefined

表1为各电压矢量的标记Sa,Sb,Sc分别表示逆变器中T1,T3和T5 (见图1)的开关状态(1为开通,0为关断),T2,T4及T6的状态分别与Sa,Sb,Sc相反。U0与U7为零电压矢量;其余6个为非零电压矢量,幅值均为Us=2/3·Ud=Um。各电压矢量空间分布见图2,当θ处于图2所示位置,并且从-30°变化到+30°过程中,各电压矢量在d,q 轴的分量如图3 所示。

把磁链方程式代入到定子电压方程式中得到:

Ldpid=ud+ωrΨq-rsid (14)

Lqpiq=uq-ωrΨd-rsiq (15)

式(14)中,rsid 所占比例很小,约为0.01;rsiq随着电磁转矩变化,对应着最大转矩也只有0.16。旋转电势ωrΨd,ωrΨq一方面与定子磁链、电磁转矩有关,同时还与转子电角速度ωr成正比。即使电机工作在额定速度和额定转矩时,式(15)右侧后2项绝对值的和也只有0.26,与图2b比较可看出,uq对iq的控制有较大裕量,表明了该控制方案对转矩控制的有效性。式(14)右侧只有当电机运行在低速时且处于相邻扇区边缘时,ud(接近零)对id不能很好的控制,引起定子磁链的少许波动,增加了电流中的谐波分量,但丝毫不会影响控制系统对Te的控制作用。这也正是直接转矩控制系统的特点。从上述可知,图3a中U1,U2的ud分量均可以起到减小id 的作用;同理U6与U5可以起到增加id的作用。因而根据id与Te的不同控制需求,轮换采用这4个电压矢量可以实现扇区S1内id和Te的协调控制。依此类推,可以得到θ处于不同扇区时的开关控制表,见表2。

2.4 系统采用的方案

图1是控制系统的原理框图,转矩指令Te由转速调节器提供,励磁电流指令id根据系统的运行情况决定(基速以下时为零),系统对id的控制是通过一个砰砰滞环比较器实现的。预先给定一个id的允许控制误差,该比较器输出一个数字量IQ,表明id需要增大(IQ=0)或是需要减小(IQ=1)。 同时转矩滞环比较器输出一个数字量TQ以表明转矩的控制要求(与传统直接转矩控制系统相同)然后,连同表示转子位置的扇区信号ST一并送到控制器中,由它按照表2选择出适当的开关信号经由电压型逆变器输出相应的电压矢量给电机定子,从而实现对id和Te的协调控制。

3 系统仿真分析

使用仿真软件Matlab 的Simulink 工具箱对一台永磁同步电动机进行了上述改进型直接转矩控制系统仿真分析,电机参数为: 定子电阻0.081 Ω,转子电阻0.055 Ω,定子自感1.39 mH,转子自感0.79 mH,定子转子互感18.9 mH,极对数3,系统的转动惯量J=0.003 kg·m2;设置仿真系统为定步长仿真(fix-step size),步长为2e-5s。仿真算法选择ode5(Dormand-prince)算法。永磁同步电动机传统直接转矩控制系统磁链、转矩和转速响应波形分别如图4、图5和图6所示。

显然,新型永磁同步电动机传统直接转矩控制系统其动态和静态性能得到了较大的改善,无论是在启动至平稳时,还是在转矩突变时,都能保证电机输出转矩具有很高的响应性。无论在启动还是高速时,转矩脉动都相应减小。该新型系统速度变化幅度小,超调量小,响应也较快,这些都符合工控及精密控制的要求。本文提出的方法能明显改善PMSM直接转矩控制的动、静态性能。

图7为d-q坐标系中2种控制方式的定子电流id与iq波形。从图7b可以看出传统控制方案中的id是随着iq变化的;而图7a中的id 由于采用了2点式砰砰调节器,将其限制在零附近。虽然图7的iq基本相同;但前者的id限制在零附近,而后者的id有较大的变化,所以吸取的定子电流较前者更大,效率不及前者。

4 结论

本文在分析永磁同步电动机传统直接转矩控制系统中导致转矩脉动的因素和分析定子电流中存在着非零的去磁或增磁分量id的基础上,提出了一种新的控制方案: 采用2个滞环比较器对定子电流励磁分量和电机的电磁转矩分别进行直接控制,用对定子电流励磁分量实施改进调节代替对定子磁链的两点式控制。研究结果表明,该系统与传统直接转矩控制系统一样具有简单的控制结构和优良的静动态控制性能;但是它把定子电流励磁分量维持在零,因而较后者需要更少的定子电流,所以系统效率更高。该控制方法在对效率要求甚为苛刻的电动汽车中将会得到较好的应用。

摘要：在分析传统直接转矩控制系统中导致转矩脉动的因素和分析定子电流中存在着非零的去磁或增磁分量id的基础上,对永磁同步电动机直接转矩控制系统进行了改进,用对定子电流励磁分量实施改进调节代替对定子磁链的两点式控制,改进后消除了定子电流中不希望的分量,提高了交流传动系统的效率。新系统控制结构简单,便于实现。仿真结果表明系统的动静态性能得到了改善,降低了转矩脉动,同时保留了优良的控制性能,而且系统效率更高。

关键词：永磁同步电机,直接转矩控制,转矩脉动,定子电流

参考文献

[1]Mario Pacas,Jurgen Weber.Predictive Direct Torque Con-trol for the PM Synchronous Machine[J].IEEE Trans.onIndustrial Electronics,2006,52(5):1350-1356.

[2]Chen Ming,Sun Qiang,Zhou E.New Self-tuning Fuzzy PIControl of a Novel Doubly Salient Permanent-magnet MotorDrive[J].IEEE Trans.on Industrial Electronics,2006,53(3):814-821.

[3]Rahman M F,Haque M E,Tang L,et al.Problems Associ-ated with the Direct Torque Control of an Interior Perma-nent Magnet Synchronous Motor Drive and Their Remedies[J].IEEE Trans.Ind.Electron.,2004,51(4):799-809.

[4]Boussak M.Implementation and Experimental Investigationof Sensorless Speed Control with Initial Rotor Position Esti-mation for Interior Permanent Magnet Synchronous MotorDrive[J].IEEE Trans.Power Electron.,2005,20(6):1413-1422.

[5]田淳,胡育文.永磁同步电机直接转矩控制系统理论及控制方案的研究[J].电工技术学报,2002,17(1):7-11.

[6]冯江华,许峻峰.永磁同步电机直接转矩控制系统转矩调节新方法[J].中国电机工程学报,2006,23(13):151-157.

直接转矩控制技术 篇5

直接转矩控制摒弃了解耦的思想, 取消了复杂的旋转坐标变换, 以系统的转矩误差、磁链误差以及定子磁链所在的扇区为参考量, 通过查询开关表的方法选择所要施加的参考电压矢量, 来达到对异步电机的电磁转矩和定子磁链进行直接控制的目的。尽管其转矩动态响应快, 但是也存在一些缺点。由于在一个开关周期内, 工作矢量一直作用于异步电机, 当转矩达到给定的时候, 工作矢量却还在作用, 造成了转矩的过大或过小, 这就是转矩脉动大的原因。

基于以上的分析, 提出转矩预前控制的方法。该方法已经可以成功应用于两电平逆变器中;而在三电平逆变器中, 该方法还只是用于基于单一矢量的直接转矩控制中。因此本文在基于合成矢量的三电平逆变器的基础上, 提出转矩预前控制的方法, 希望能很好地改善电机的性能, 减少电机的转矩脉动。

基于预前控制异步电动机直接转矩控制方案的基本思路:在一个工作周期内, 工作矢量的不连续性造成了转矩的急剧增加或减少, 以至于要么比给定转矩大, 要么比给定转矩小, 那么我们完全可以使这个工作矢量的作用时间缩短, 而在剩下的时间内作用零矢量, 从而使转矩刚好达到给定的转矩值。其基本原理框图如图1所示。

2 预前控制方案

2.1 带幅值和相位补偿的定子磁链观测

在异步电机定子磁场定向中, 对于三相平衡的交流电源, 可以利用Clarke变换将三相静止坐标系向两相静止α-β坐标系变换。而要得到三相交流电源, 在电压重构的时候, 并不是采样逆变器输出的三相电压, 而是理想地从开关函数确定逆变电压。在两相静止坐标系下, 电机定子磁链Ψs与电压空间矢量的关系为

Ψs=∫${}_0^{\tau }$ (Vs-isRs) dτ=∫${}_0^{\tau }$Vdτ

其频域表达式为

$\Psi {}_{\text{s}}=\frac{V{}_{\text{s}}-{\rm I}{}_{\text{s}}R{}_{\text{s}}}{\text{j}\omega {}_{\text{e}}}$

采用低通滤波器代替纯积分环节, 得到磁链估计值为

${\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}=\frac{V{}_{\text{s}}-{\rm I}{}_{\text{s}}R{}_{\text{s}}}{\text{j}\omega {}_{\text{e}}+\omega {}_{\text{c}}}$

式中:ωe为电机的同步频率;ωc为低通滤波器的截止频率。

因此可得到下式:

$\frac{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}}{\Psi {}_{\text{s}}}\angle {\theta }^{\prime }-\theta =\frac{\omega {}_{\text{e}}}{\sqrt{\omega {}_{\text{c}}^2+\omega {}_{\text{e}}^2}}\angle \phi$

其中$\phi =\frac{\text{π}}{2}-\arctan (\frac{\omega {}_{\text{e}}}{\omega {}_{\text{c}}})$

因而可得到如下推导:

$\begin{array}{l}\Psi {}_{\text{s}\alpha }=\Psi {}_{\text{s}}\cos ({\theta }^{\prime }-\phi )\\ =\Psi {}_{\text{s}}(\cos {\theta }^{\prime }\cos \phi +\sin {\theta }^{\prime }\sin \phi )\\ =\frac{\sqrt{\omega {}_{\text{c}}^2+\omega {}_{\text{e}}^2}}{\omega {}_{\text{e}}}{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}(\frac{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}\alpha }}{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}}\cos \phi +\frac{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}\beta }}{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}}\sin \phi )\\ ={\Psi }^{\prime }{}_{\alpha }+\frac{\omega {}_{\text{c}}}{\omega {}_{\text{e}}}{\Psi }^{\prime }{}_{\beta }\end{array}$

同理可得到如下的推导结果:

$\Psi {}_{\text{s}\beta }={\Psi }^{\prime }{}_{\beta }-\frac{\omega {}_{\text{c}}}{\omega {}_{\text{e}}}{\Psi }^{\prime }{}_{\alpha }$

上面两个推导给出了定子磁链的补偿公式, 其在Matlab中可以很好地实现其模型, 如图2所示。

在两相静止坐标系下, 异步电机所产生的电磁转矩表示为

${\rm T}=\frac{3}{2}p{}_{\text{n}}(\Psi {}_{\text{s}}\times i{}_{\text{s}})=\frac{3}{2}p{}_{\text{n}}(\Psi {}_{\text{s}\alpha }i{}_{\text{s}\beta }-\Psi {}_{\text{s}\beta }i{}_{\text{s}\alpha })$

式中:pn为电动机的磁对数;T为电动机的电磁转矩;isα为定子电流α轴分量;isβ为定子电流β轴分量。

将电磁转矩离散化得到:

$\text{Δ}{\rm T}=\frac{3}{2}p{}_{\text{n}}(\text{Δ}\Psi {}_{\text{s}\alpha }\text{Δ}i{}_{\text{s}\beta }-\text{Δ}\Psi {}_{\text{s}\beta }\text{Δ}i{}_{\text{s}\alpha })$

2.2 预测时间的确定

根据当前转矩滞环、磁链滞环以及判断的所在扇区, 确定了下一周期的电压矢量us。现在必须确定非零电压矢量的作用时间。

设此时的转矩误差ΔT=T*m-Tm, 施加的非零电压矢量的时间为t, 零电压矢量的作用时间为t0。

在0～t时间内

$\text{Δ}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}\uparrow =\frac{p{}_{\text{n}}(\Psi {}_{\text{s}\alpha }u{}_{\text{s}\beta }-\Psi {}_{\text{s}\beta }u{}_{\text{s}\alpha })-R{}_{\text{m}}{\rm T}-p{}_{\text{n}}\omega \Psi {}_{\text{s}}^2}{L{}_{\sigma }}t$

在t～T时间内

$\text{Δ}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}\downarrow =\frac{-R{}_{\text{m}}{\rm T}-p{}_{\text{n}}\omega \Psi {}_{\text{s}}^2}{L{}_{\sigma }}({\rm T}-t)$

而如果在一个周期内, 令

ΔTem↑+ΔTem↓=ΔTem

则可以得到预估测时间为

$t=\frac{L{}_{\sigma }\text{Δ}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}+(R{}_{\text{m}}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}+p{}_{\text{n}}\omega \Psi {}_{\text{s}}^2){\rm T}}{p{}_{\text{n}}(\Psi {}_{\text{s}\alpha }u{}_{\text{s}\beta }-\Psi {}_{\text{s}\beta }u{}_{\text{s}\alpha })}$

其中$L{}_{\sigma }=\frac{L{}_{\text{s}}L{}_{\text{r}}-L{}_{\text{m}}^2}{L{}_{\text{m}}}$

$R{}_{\text{m}}=\frac{L{}_{\text{r}}}{L{}_{\text{m}}}R{}_{\text{s}}+\frac{L{}_{\text{s}}}{L{}_{\text{m}}}R{}_{\text{r}}$

式中:Ls为定子磁感;Lr为转子磁感;Lm为漏感;Rs为定子电阻;Rr为转子电阻。

3 空间电压矢量的选择与相应PWM的发生

3.1 空间电压矢量的了解

三电平空间电压矢量PWM逆变器示意如图3所示。

图3中, 逆变器每相有4个开关, 当上两个管子导通时, 定义为P;当中间两个管子导通的时候, 定义为O;当下两个管子导通的时候, 定义为N。由此可见, 三相桥可以输出27个状态, 每个状态对应一个空间矢量。其中有3个零矢量, 24个非零矢量;非零矢量包括6个大矢量, 6个中矢量, 6个正小矢量, 6个负小矢量。三电平电压矢量如图4所示。

3.2 关于PWM的作用

由参考文献[3]的分析已知, 当点电位往下偏移时, 选择N组矢量 (如图5所示) ;当中点电位向上偏移时, 选择P组矢量 (如图6所示) 。

由预估测算法计算出来的矢量作用时间有两种情况。当t≥T时, 当前转矩值与给定的转矩值相差较大, 工作矢量作用整个开关周期, 转矩都达不到给定值, 这时必须一直施加非零矢量;当t<T时, 非零矢量作用不到一个开关周期转矩就能达到给定值, 因而在剩下的T-t的时间内施加零矢量。然而由于中点电位的影响, 使得逆变器交替的选择P组和N组, 这就使得在T-t这段时间内零矢量的形式必须有两种, 否则会导致P组和N组切换时导致开关管发生直通现象。经过仔细的分析, 当P组矢量作用时, 零矢量的作用形式为PPP;当N组矢量作用时, 零矢量的作用形式为NNN。以某个采样周期发的P组矢量V2为例 (如图6所示) , 采用中心对称的7段式合成该矢量。设PPO矢量作用时间为t0, PON矢量作用时间为t1, ONN矢量作用时间为t2, 则PPP矢量的作用时间为T-t。如参考文献[3]的开关矢量表, 我们可以得出各个矢量的作用时间:t0=0.33t, t1=0.33t, t2=0.33t。

用计算出来的矢量作用时间代替原来的开关周期发非零矢量, 其优点就是抛弃了比较复杂的各个矢量的作用时间的计算。在非零矢量作用的时间t内, 并不需要考虑开关管的占空比。然而在整个开关周期T内, 开关管的占空比是时刻都在变化的, 这样就必须建立一个模型, 使其占空比可变, 来达到预估测的目的。

4 基于MATLAB7.0的仿真及结果分析

对上述预估测算法, 利用Matlab7.0中的Simulink仿真软件进行仿真, 研究采用该控制方法的有效性和系统的动、静态性能。仿真中直流侧母线电压为514 V, 以三相交流电动机为负载, 仿真电机参数如下:Pn=1.1 kW, U=380 V, np=2, Rs=4.533 Ω, Rr=3.467 Ω, Ls=Lr=313.4 mH, Lm=290.6 mH, J=0.02 kg·m2 , 负载转矩为5 N·m, 磁链给定为0.8 Wb。

仿真条件:当给定转速ω=148 rad/s时, 电机空载启动, 在0.3 s时突加5 N·m负载, 得到图7、图8仿真波形。

由图7b、图8b可以看出, 在高速状态下, 预前控制算法对减小转矩脉动是有影响的。

当给定转速ω=45 rad/s时, 电机空载启动, 在0.3 s时突加5 N·m负载, 得到图9、图10的仿真波形。

由图9b、图10b可以看出, 在30%额定转速下, 预前控制算法能够较好地减小转矩脉动, 转矩脉动平均值得到减小, 脉动幅值得到很好的减小。而不管高速还是低速运行, 从图9a、图10a可以看出, 预前控制算法并没有影响电流的光滑性和正弦性。

5 结论

仿真证明, 在基于合成矢量的三电平直接转矩控制中, 预前控制方法在电机30%的额定转速以上是可以减小转矩脉动的。由于本系统采用的是比较简单的SVPWM合成12个方向电压矢量。如果要更加精准, 则需要合成任意角度的电压矢量。

参考文献

[1]李永东.交流电机数字控制系统[M].北京:机械工业出版社, 2003.

[2]谢红军, 张庆范, 张琪君.基于预前控制的异步电机直接转矩控制方案的研究[J].电气传动, 2006, 36 (8) :12-15.

[3]王建渊, 蔡建, 钟彦儒.一种新的合成矢量三电平PWM方法的仿真研究[J].系统仿真学报, 2008, 20 (1) :147-155.

[4]杨家强, 黄进.基于转矩预测的异步电机直接转矩控制研究[J].浙江大学学报, 2005, 39 (9) :1277-1281.

异步电机直接转矩控制的仿真研究 篇6

直接转矩控制(DTC)技术是上世纪80年代中期发展起来的新技术。它是继矢量控制技术之后发展起来的一种新型的高性能交流调速传动控制技术。直接转矩控制技术采用空间矢量的分析方法,直接在定子坐标系下计算和控制交流电机的转矩,采用定子磁场定向,借助两点式(Band-Band)调节产生PWM信号,直接对逆变器的开关状态进行控制,以获得转矩的高动态性能。该控制系统的转矩响应迅速,是一种具有高静动态性能的交流调速方法[1,2]。

随着经济的发展,在诸多领域里利用高性能的交流调速逐步替代价格较高的直流调速是一个趋势。而直接转矩控制是高性能交流调速技术中潜力最大的一种,而且其控制方法本身非常适合全数字化实现,这一点正和现在飞速发展的电子技术相适应,所以对其进行深入的研究具有良好的现实意义[3]。本研究着重分析如何根据磁链滞环调节和转矩滞环调节结果,以及磁链所在扇区进行最优的逆变器开关选择,通过灵活运用Matlab的强大仿真功能建立直接转矩控制仿真系统,对直接转矩控制方法的特点及其存在的问题进行仿真分析研究。

1 异步电动机的数学模型

异步电动机是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统,为了便于分析,在建立其数学模型时,将做些允许范围内的假设[4,5]。在α-β静止坐标系下,异步电动机的磁链方程、标准状态方程、转子运动方程及转矩方程如下:

(1)标准状态方程:

其中,δ=LsLr-L2m。

(2)磁链方程:

(3)转子运动方程:

式中J—电动机的转动惯量;Pn—电动机的极对数;TL—电动机外加的负载转矩。

(4)电磁转矩方程:

异步电动机的电磁转矩方程有多种表达形式,本研究建模所使用的数学模型如上式所示。

2 直接转矩控制系统原理与建模

直接转矩控制系统结构如图1所示,主要包括转矩计算、磁链计算、转矩、磁链滞环调节器及转速PI调节等,通过转矩和磁链环选择合适的电压矢量,调节电机转矩和定子磁链快速跟踪给定值,以达到通过电机定子磁链控制电磁转矩的目的[6,7]。

2.1 异步电动机建模

Simulink是一个开放的编程环境,并带有大量的功能模块,用户可以通过简单的操作建立自己的模型,然后直接进行仿真。

由式(1)可知,异步电机电压电流模型是4阶时变的状态空间模型,本研究通过编写S函数生成了电机模型,如图2所示。根据式(3)可得到电机转子转速模型,如图3所示。

2.2 磁链和转矩观测器模型

异步电动机的定子磁链模型有多种,如电压-电流型、电流-转速型和电压-转速型等,本研究采用电压-电流定子磁链观测器模型,其数学表达式为:

根据式(4)、式(5)可以得到异步电动机的磁链和转矩观测器的仿真模型,如图4所示。

2.3 磁链和转矩调节器模型

磁链调节是使定子磁链幅值在给定值所允许范围内波动,而此波动范围就是给定的容差±εψ。磁链调节器的结构实际上是施密特触发器,对磁链幅值进行两点式调节。

为了控制转矩,转矩控制必须具备两个功能:一个功能是转矩控制器直接调节转矩;另外一个功能是在调节转矩的同时,控制定子磁链的旋转方向,以加强转矩的调节。这里转矩调节器采用双滞环控制器,对转矩进行三点式调节,其输入为ΔTe,输出值为转矩控制信号0、1、2,其仿真模型需要两个施密特触发器。

2.4 磁链所在扇区判断模型

判断定子磁链所在扇区的方法很多,本研究采用一种很简单的判定方法。为便于判断定子磁链当前的空间位置,可将三相轴线旋转成如图5所示,变为a0、b0、c0,那么磁链在这3个坐标上的投影为:

定义开关函数如下:

通过Sk就可以很容易判断定子磁链所在的扇区,设4Sa0+2Sb0+Sc0=N,则定子磁链在SN扇区(N=1,2,3,4,5,6)。据此可以得到磁链所在扇区判断的仿真模型,该模型主要用m文件编写的程序。

2.5 转速PI调节器模型

转速比例积分调节器将反馈回来的转速当前值和转速给定值进行比较,通过比例-积分调节器的调节得到转矩给定值,恰当的选择比例和积分部分的系数可控制输出的超调量[8],较快地调节最大转矩,其仿真模型如图6所示。

2.6 逆变器开关状态选择模型

逆变器6个可能的工作电压状态输出6个工作电压空间矢量,即U1(001)、U2(010)、U3(011)、U4(100)、U5(101)、U6(110)。而定子磁链空间矢量的运动方向由电压空间矢量的方向确定,因此磁链只能在这6个方向上运行。用6个电压空间矢量组合的方法,就可以实现近似圆形磁链轨迹的运行方式。只要每个区间中电压状态数目足够多,磁链轨迹就能足够逼近圆形。这就要求根据转矩调节器、磁链调节器和磁链空间矢量所在扇区等控制单元综合考虑,选择相应的电压空间矢量。最优的电压空间矢量的选择不但可以得到最好的磁链轨迹,减小转矩脉动,而且能减小开关器件的动作频率[9,10]。所以正确合理的开关状态选择在直接转矩控制系统中至关重要。

下面本研究以定子磁链逆时针旋转为例说明如何综合考虑定子磁链和转矩状态来选取电压空间矢量,假设定子磁链位于S1扇区,如图7所示。

当转矩达到下限值时,需要用非零电压矢量来增加转矩,此时分两种情况:(1)定子磁链幅值也达到下限值则用电压矢量U6,以获得同时增加转矩和磁链的效果;(2)定子磁链幅值达到上限则用电压矢量U2,以获得增加转矩和减小磁链的效果。当转矩达到上限时,则采用零电压矢量U0或U7,获得最慢速度减小转矩和维持定子磁链基本不变的目的。总之,在扇区S1,通过U0、U7和工作电压矢量U1、U2、U5、U6间的不断切换,就能实现以转矩控制为中心的转矩和磁链的协调控制,其他扇区分析方法类似[11,12]。此时的开关状态表如表1所示。

据此通过查表的方式,本研究编写了逆变器开关状态选择的仿真模型,其输入为磁链滞环比较器、转矩比较器及扇区判断的模块的输出值,输出为定子两相坐标系下的电压,该模块主要功能用m文件编程实现。

将以上介绍的各个模块封装成简洁的子模块,便可以搭建结构简单明了的异步电动机直接转矩控制系统的仿真模型,如图8所示。

3 仿真结果及分析

仿真中的主要参数如下:Rs=0.4Ω;Rr=0.5Ω;Ls=0.086 m H;Lm=0.089 m H;Pn=2;J=0.088 kg·m2。

在仿真过程中,定子磁链幅值给定值为0.8 Wb,磁链滞环比较器容差为0.01 Wb;转矩滞环比较器容差为1 N·m;在0≤t≤0.4 s范围内,速度给定值ω*=100 rad/s;t>0.4 s时,ω*=150 rad/s。在0≤t≤0.2 s范围内时,负载转矩给定值TL=0 N·m;在t>0.2 s时,负载转矩给定值TL=40 N·m。在以上参数下,得到的仿真结果如图9所示。保持其他参数不变,改变磁链滞环比较器的容差,得到的定子磁链轨迹如图10所示。

从速度和转矩变化波形可以看出,直接转矩控制对转速和负载的突变均有较快的响应速度,且超调量很小,既保证了动态响应的快速性,又保证了静态时的稳定性。同时从波形的初始阶段可见,PI调节器设置积分饱和输出及较大的比例系数能够较快调节转矩为最大值,实现时间最短调节。定子电流波形表明稳态时电流基本上为正弦波,且突加负载时电流无过载情况。图10表明磁链幅值在动静调节中始终保持在容差之内,且磁链滞环容差越小,定子磁链轨迹越接近圆形。

4 结束语

仿真结果证明了本研究所采用的建模方法的正确性。异步电动机采用直接转矩控制具有响应速度快,暂态时间短,负载给定及转速给定突变时变化波动小,磁链幅值保持恒定等优点,并且其控制思想清晰明确,控制结构简单,充分证明了直接转矩控制的优越性和有效性。且随着电力电子开关器件和DSP等控制芯片的不断发展,直接转矩控制将具有越来越广阔的实际应用空间,而本研究的仿真研究正是为其进一步的实验研究打下了良好的基础。但该控制方法也有其不足之处,如稳态时存在较大的转矩脉动,启动时磁链轨迹较差等问题,需要进行大量的进一步研究。

摘要：在异步电动机α-β坐标系下介绍了异步电动机的数学模型、直接转矩控制(DTC)系统的工作原理和基本组成。针对直接转矩控制系统存在的转矩脉动问题,给出了一种新型的定子磁链控制器和转矩控制器,采用新型的电压矢量选择表代替传统的电压矢量选择表。并在Matlab/Simulink平台上搭建了异步电动机直接转矩控制调速系统的仿真模型,并对仿真模型中的主要模块进行了描述,简要说明了空间电压矢量的选择对转矩和磁链的作用和影响。仿真结果验证了该模型的正确性和整个系统的快速动态响应特性。

关键词：异步电动机,直接转矩控制,Matlab/Simulink

参考文献

[1][美]BOSE B K.现代电力电子学与交流传动[M].王聪,赵金,于庆广,等,译.北京:机械工业出版社,2005:24-56.

[2]杨甫,许伯强,杨桂兰.变频器供电下异步电动机转子断条故障仿真研究[J].机电工程技术,2009,38(1):67-69.

[3]李夙.异步电动机直接转矩控制[M].北京:机械工业出版社,1994:1-110.

[4]曹承志,曲红梅,路战红,等.Matlab软件包中simulink环境下直接转矩控制系统的仿真[J].电机与控制学报,2001,5(2):112-114.

[5]孟庆春,叶锦娇,郭凤仪.异步电动机直接转矩控制系统的改进方案[J].中国电机工程学报,2005,25(13):118-122.

[6]CASADEI D,SERRA G,TANI A.Performance analysis ofa speed-sensorless induction motor drive based on a constant-switching-frequency DTC scheme[J].IEEE IA,2003,39(2):476-483.

[7]KLRIS N,YATIM A.An improved stator flux estimation insteady-state operation for direct torque control of inductionmachine[J].IEEE Trans.on Industry Applications,2002,38(1):110-116.

[8]WAHAB H F A,SANUSI H.Simulink model of direct torquecontrol of induction machine[J].American Journal of Ap-plied Sciences,2008,5(8):1083-1090.

[9]BUJA G S,KAZMIERKOWSKI M P.Direct torque control ofPWM inverter-fed AC motors-a survey[J].IEEE Trans.onIndustrial Electronics,2004,51(4):744-757.

[10]廖晓钟,马克明,周乐芳.一种细分空间的PWM波形实时生成方法[J].电气传动,2004,34(3):13-15.

[11]SHYU Kuo-kai,SHANG Li-jen,CHEN Hwang-zhi.Fluxcompensated direct torque control of induction motor drivesfor low speed operation[J].IEEE Trans.Ind.Electron-ics,2004,19(6):545-553.

异步电动机直接转矩控制系统研究 篇7

直接转矩控制 (DTC) 是20世纪80年代中期继矢量控制技术之后发展起来的一种高性能的异步电机的变频调速技术[1,2]。与矢量控制技术不同的是, 直接转矩控制跳出了交流调速研究的传统思想框架, 不再去考虑如何通过解耦, 而是采用空间矢量的分析方法, 将检测到的定子电压和电流信号, 直接在定子坐标系下计算电机的磁链和转矩。从而使得直接转矩控制的异步电机调速系统省掉了坐标旋转变换, 使电机数学模型的计算得到简化, 减小了电机对转子参数的依赖, 在很大程度上解决了矢量控制中计算复杂、实际性能难于达到分析结果的问题。其控制结构简单, 控制手段直接, 转矩响应迅速, 是一种具有高静动态性能的交流调速方法[3]。

1 异步电动机直接转矩控制的数学模型

针对鼠笼型异步电动机, 转子短路, 电压方程为:

式中:usα, usβ分别为定子相电压的α, β轴分量;isα, isβ, irα和irβ分别为定子和转子相电流瞬时值的α, β轴分量;ψsα, ψsβ, ψrα和ψrβ分别为定子和转子的磁链的α, β轴分量;Rs和Rr分别为定子和转子绕组电阻;ωr为电机的角速度, P为微分算子。

电磁转矩T的计算公式为:

而直接转矩控制的本质是:在异步电动机定子坐标系中, 采用空间矢量的数学分析方法, 直接计算和控制电动机的电磁转矩。其工作原理:一台电压型逆变器处于某一工作状态时, 定子磁链轨迹沿着该状态所对应的定子电压矢量方向运动, 速度正比于电压矢量的幅值4/3E (E:逆变器直流输入电压的一半) 。利用磁链的Bang-Bang控制切换电压矢量的工作状态, 可使磁链轨迹按近似圆形运动。如果要改变定子磁链矢量ψs (t) 的旋转速度, 可引入零电压矢量[4]。在零状态下, 电压矢量等于零, 磁链停止旋转不动。利用转矩的BangBang控制交替使用工作状态和零状态, 使磁链走走停停, 从而改变了磁链的平均旋转速度ns的大小, 也就改变了磁通角θ (t) 的大小, 达到控制电动机转矩的目的。转矩、磁链闭环控制所需要的反馈控制量由电机定子侧转矩、磁链观测模型计算给出。其中转矩控制本文采用一种改进的估算模型, 具体控制策略如下。

2 转矩控制估算模型

转矩调节的任务是对转矩进行直接控制, 转矩调节器采用施密特触发器构成。调节器的输入信号是转矩给定值T*和转矩反馈值Te, 调节器的容差是±ΔT。

异步电动机转矩的计算公式可表示为:

又知:

则将式 (5) 代入式 (4) 可得:

式中： Te、ψs、ψr和ωr在一个采样周期内, 相对于外加激励电压us的变化可忽略不计。也就是说, 影响瞬时转矩变化的因素是电压us。根据式 (4) 可以得到, 异步电机的转矩计算值可以通过定子磁链的估算值以及定子电流的测量值计算求得。

3 异步电动机直接转矩控制仿真

本文应用MATLAB软件中SIMULINK仿真模块对异步电动机直接转矩控制系统来构建系统建立了仿真模型。异步电动机直接转矩控制系统仿真模型主要包括以下几个部分:开关选择器、速度调节器、转矩调节器、磁链调节器、逆变器等几个重要部分。在直接转矩控制系统的仿真中, 转矩调节器、磁链调节器、速度调节器都进行了模块的封装[5,6]。

该异步电动机直接转矩控制系统的仿真电机参数为:PN=8k W, Rs=0.1578Ω, Rr=0.1203Ω, Pn=2, Lm=0.0245m H, Ls=Lr=0.00267m H, J=0.102kg·m2, 额定转速n=500r/min, 实验给定转速n=1200r/min。

仿真结果中可以看到该异步电机直接转矩控制系统的定子磁链波形接近于圆形, 较好的逼近真实值, 准确度高;说明该异步电动机直接转矩控制系统具有良好的动态和稳态特性。

4 结论

本文采用改进的转矩估算模型对感应电机进行直接转矩控制, 在介绍其工作原理的基础上, 采用SIMULINK对控制系统进行建模并仿真, 仿真结果表明:本文提出改进的转矩估算模型可以提高异步电机直接转矩控制系统的动态性能, 并为电磁转矩的计算提供了一种有效手段。

参考文献

[1]Takahashi Nanuchi T.A new quick-re-sponse and high-efficiency control strategy of an induction motor[J].IEEE Transaction In-dustrial Application, 1986, 22 (5) :820-827.

[2]Depenbrock M.Direct self-control of in-verter-fed machine[J].IEEE Transaction on Power Electron1988, 28 (3) :581-588.

[3]奚国华, 沈红平, 喻寿益等.异步电机无速度传感器直接转矩控制系统[J].中国电机工程学报, 2007, 27 (21) :76-82.

[4]贾洪平, 贺益康.永磁同步电机滑模变结构直接转矩控制[J].电工技术学报, 2006, 21 (1) :1-6.

[5]贺晓蓉, 刘述喜, 陈新岗.基于SVPWM的异步电机矢量控制系统的仿真[J].计算机仿真, 2007, 24 (4) :322-325.