电源电流直接控制（共7篇）
电源电流直接控制 篇1
0 引言
近年来,配电网中以电力电子设备为主的各种非线性装置的应用不断增加,对电能质量造成了严重的污染。有源电力滤波器(APF)由于能够同时对谐波、无功和负序电流进行动态补偿,需求的贮能元件容量小,不易与电网阻抗发生谐振等优点受到广泛关注。特别是自文献[1]提出瞬时无功功率理论以来,APF得到了极大发展,基于瞬时无功功率理论进行谐波检测的APF目前已经成功应用于工业现场[2,3,4,5,6]。
传统的APF控制方法都是首先提取负载谐波电流取反后作为控制器的参考电流,然后控制器控制APF发出与负载谐波电流大小相等、方向相反的谐波电流注入电网中来达到谐波补偿目的。由于负载谐波电流具有频率高、变化迅速的特点,一般控制器很难对其做到无静差跟踪,再加上参考谐波电流提取过程中低通滤波器会带来控制延时,因此,APF的控制是一个研究热点和难点。近年来提出的电源电流直接控制的APF控制方法因其不需要检测负载谐波电流和无功电流而引起广泛关注。文献[7]提出一种不需要检测负载电流的控制方法,只对电源电流进行检测和控制。文献[8-9]在文献[7]的基础上指出,负载谐波电流和无功电流只是电容电压的一个前馈信号,指出了负载谐波电流检测的不必要性。文献[10]对不检测负载谐波电流的方法与传统的APF控制方法进行了详细的对比研究。虽然以上文献提到不检测负载电流的电源电流直接控制方法相对于传统的APF控制方法的优势是系统跟踪目标为直流量,同时节省了一套传感器,但是APF的电源电流直接控制方法仍然有待改善。
1)目前尚未有文献推导出电源电流直接控制的APF数学模型,只是笼统地描述了控制思想。
2)在不检测负载电流的电源电流直接控制方法中虽然系统跟踪目标为直流量,但是负载电流此时变为系统的可测量干扰,如果不对负载电流进行检测,会导致无法对其进行前馈补偿校正。由于负载电流包含大量谐波电流,普通控制器难以对此干扰做到很好抑制,因此,同跟踪负载电流控制方式一样,设计一个无静差跟踪的控制器难度很大。
3)电网提供的有功电流绝大部分提供给电网中的非线性负载消耗,只有极小一部分被APF损耗和用于维持直流侧电压稳定。在不检测负载电流的电源电流直接控制方法中,不能提取负载消耗的有功电流参考值,只能靠APF电压外环控制器调整输出使电源提供的有功电流达到期望值,这会导致控制器动态响应速度较慢。
4)不检测负载谐波电流意味着无法提取负载电流中的无功电流,因此,不检测负载电流的电源电流直接控制方法只能对负载的无功电流和谐波电流同时补偿,实用性比较差。
为此,本文提出一种改进的电源电流直接控制方法。首先,对电源电流直接控制的APF进行了数学建模;然后,对建立的数学模型进行了电源电压前馈校正和系统解耦处理,再根据处理后的数学模型建立电压外环和电流内环双闭环比例—积分(PI)控制器,并根据测量到的负载电流干扰,设立前馈补偿通道,实现对负载干扰电流的误差全补偿;最后,对所提方法进行了仿真和实验对比研究。
1 电源电流直接控制的APF数学模型
图1为三相并联型APF系统结构图。图中:Sa1,Sa2,Sb1,Sb2,Sc1,Sc2为每相桥臂的开关管;L为每相的输出电感;R为输出电感内阻和每相桥臂上、下管互锁死区压降等效阻抗之和;C为直流母线上的滤波电容;RL为APF开关损耗所引起的负载效应;Vdc为APF直流侧电容电压;iSi,iLi,iCi(i取a,b,c)分别为电源电流、负载电流和APF控制电流;O为三相电网的中性点;N为直流侧的接地点。
APF的结构图与电压型脉宽调制(PWM)整流器的结构图类似,其状态空间平均法下的数学模型如式(1)所示[1,2,3,4,5]。
式中:Si∈[0,1](i取a,b,c)为图1中开关管的占空比;uSi(i取a,b,c)为电网三相电压。
由于电源电流直接控制的APF的控制目标为电源电流,因此,需要对式(1)所示数学模型进行变换。由图1可知:
式中:i取a,b,c。
把式(2)代入式(1)并进行dq变换,得到dq坐标系下电源电流直接控制的APF数学模型如下:烄LdtdiSd-LdtdiLd=uSd-R(iSd-iLd)+
式中:iSd和iSq分别为电源电流的d,q轴分量;iLd和iLq分别为负载电流的d,q轴分量;uSd和uSq分别为uSi经过dq变换后的d,q轴分量;ω为电网角频率;Sd和Sq分别为Si经过dq变换后的d,q轴分量。
2 电源电流直接控制的APF控制器设计
2.1 电源电流直接控制的APF电流环控制器设计
2.1.1 系统解耦和前馈补偿设计
由式(3)可知,dq坐标系下APF的d轴和q轴存在严重的耦合,这种由dq变换引起的耦合会影响系统的动态性能,解决这种问题的方法有许多,本文采用基于dq旋转坐标系的状态反馈解耦控制[11]。在旋转坐标系下通过引入d轴和q轴的电流状态,通过状态反馈矩阵实时实现d轴与q轴间的解耦。
从式(3)同时可以看出,以iSd和iSq为控制目标的APF数学模型中存在干扰输入,分别为系统电压uSd和uSq及负载电流iLd和iLq,它们都属于系统的可测量干扰。在不检测负载电流的控制方式中,需要对系统电压进行检测,因此,一般通过增加系统电压单位前馈通道,实现对电网电压干扰输入的补偿。
由于负载电流iLd和iLq含有多次谐波,普通PI控制器很难对这个干扰做到完全抑制,因此,本文通过检测负载电流,提出一种负载电流前馈补偿方法,实现对负载电流干扰的误差全补偿。APF的数学模型在dq坐标系下经过解耦后为一阶惯性环节1/(Ls+R)。为实现对负载电流干扰的误差全补偿,以d轴为例,进行如图2所示的前馈补偿设计。
图2中:i*Sd(s)为电源电流的d轴参考值;Gn(s)为前馈补偿装置传递函数;G(s)为经过解耦后的系统传递函数;G1(s)为控制器传递函数。由于系统前向通道中存在负号,要实现对iLd(s)的误差全补偿,只要令:
则负载电流干扰作用下的系统输出为:
带有电源电压前馈补偿、负载电流前馈补偿,以及输出电流交叉解耦的电流环控制框图如图3所示。图中:虚线右侧为控制对象,左侧为控制器;(1)为系统解耦;(2)为电压前馈;(3)为负载电流前馈;i*Sq为电源电流的q轴参考值;vrd和vrq分别为控制器输出电压的d,q轴分量。
2.1.2 系统电流环控制律求解
从图3可以得到经过解耦和前馈补偿校正后的控制器输出为:
将式(6)代入式(3)得:
从式(7)可见,引入电网电压前馈、负载电流前馈和输出电流交叉解耦项后被控对象为一阶模型,通过控制vrd和vrq可独立控制iSd和iSq。图3所示框图可简化成图4所示框图。此系统中电源提供的有功电流主要分为2个部分,其中,绝大部分被非线性负载消耗,小部分用来维持APF直流侧电压恒定。在不检测负载电流的控制方法中,无法提取负载消耗的有功电流作为控制器的参考值,只能通过电压外环控制器调节来实现APF直流侧电压恒定。
在本文中,由于为了实现对负载电流干扰的抑制,已经对负载电流进行了检测,因此,为了提高系统的动态性能,对于非线性负载消耗的有功电流,可以通过低通滤波器提取负载电流中的有功部分作为电源电流控制器的参考输入。电源电流控制器的参考输入分别为:
式中:为dq坐标系下通过低通滤波器提取出的负载有功电流。
由于负载有功电流iLd在dq旋转坐标系下为直流量,根据自动控制理论相关知识可知,凭借积分控制器就能对其做到无静差跟踪,再经过系统电压和负载电流前馈及系统解耦控制后,APF的数学模型简化成为一阶模型。因此,本文所提的电源电流直接控制改进方法中,为了实现对负载谐波电流的完全抑制,APF双闭环控制策略中的电流环控制器选择PI控制器进行控制。令KIp和KIi分别为电流内环PI控制器的比例和积分系数,则电流环控制器输出vrd和vrq分别为:
把式(9)代入式(6),得到将PI控制器作为电流环的电源电流直接控制的APF的系统控制律为:
2.2 电源电流直接控制的APF电压环控制器设计
由于电源提供的有功电流一部分被APF吸收,用来维持APF直流侧电压稳定,为了稳定APF直流侧电压,一般采用电压外环PI控制[12,13],图5为电压外环控制器的控制框图。
从图5可以得到:
式中:V*dc为APF直流侧电压设定值;KVp和KVi分别为电压外环PI控制器的比例和积分系数。
把APF电压环控制器输出引入电流环,实现APF的双闭环控制,控制框图如图6所示。
电源电流参考值分别为:
考虑到实际应用中APF的容量限制,如果APF只需要对负载谐波进行抑制,则只需要令:
式中:为dq坐标系下通过低通滤波器提取出的负载无功电流。
因此,本文所提出的APF电源电流直接控制改进方法能够单独进行谐波电流补偿或者无功和谐波电流同时补偿,相对于改进之前的控制方案灵活性大大增加。
3 仿真和实验
为验证本文所提方法的正确性和优越性,进行了MATLAB/Simulink下的仿真和实验。限于篇幅,仿真参数和波形详见附录A。仿真结果表明,所提出的APF电源电流直接控制改进方法相对于不检测负载电流的方法具有更好的动态特性,直流侧电压波动小,恢复时间快,补偿精度更高。
同时,对所提出的APF电源电流直接控制改进方法在APF(66kVA)实验系统上进行了实验。APF功率电路的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)采用了富士的2MBI400U4H-120,IGBT驱动芯片采用了瑞士CONCEPT公司的2SD315AI,控制芯片为德州仪器的数字信号处理器(DSP)芯片TMS320F2812,直流侧电容及其电压为20 mF/900V,输出电抗器电感为0.5 mH,非线性负载为三相不控整流桥带纯阻性负载。采用不检测负载电流的电源电流直接控制方法和本文所提出的改进方法时,APF的补偿实验波形图分别如图7和图8所示。
2种控制方法都采用基于PI控制的双闭环控制。从图7可以看出,由于负载电流含有多次谐波电流,传统PI控制器无法对其进行完全抑制,因此,导致此种方法控制的APF补偿后的电源电流仍然有比较大的畸变。从图8可以看出,基于本文提出的改进方法控制的APF补偿后的系统电源电流接近理想正弦波,电源电流畸变明显变小,相对于不检测负载电流的电源电流直接控制方法大大提高了APF的谐波抑制效果。实验结果说明,在APF的电源电流直接控制方法中,利用负载电流的可检测特性,对负载电流检测,进行按扰动补偿的前馈校正后,利用传统的PI控制器就可以实现负载谐波电流的无静差抑制,达到很好的谐波抑制效果。
4 结语
本文通过电源电压前馈、负载电流前馈,以及系统解耦将系统简化成一阶模型,并推导了电源电流直接控制方式的PI控制规律,利用普通的PI控制器实现对电网谐波电流的无静差控制。仿真和实验证明,本文方法相对于不检测负载电流的方法具有更好的动态性能和控制效果。虽然理论上本文方法对负载谐波能做到无静差控制,但是仿真和实验结果表明,由于无法精确获得系统相关参数,导致系统前馈补偿传递函数存在一定偏差,同时,数字控制会带来滞后一拍。因此,实际中对负载电流带来的误差实现全补偿存在一定困难,补偿后的电源电流仍然存在一定畸变。下一步工作需要对控制器进行进一步改进,从而减少相关不利因素对控制效果的影响。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
电源电流直接控制 篇2
静止无功发生器 (Static Var Generator, SVG) 技术作为动态无功补偿的发展方向, 是目前国内外研究的热点。SVG的基本原理就是将自换相桥式电路通过电抗器 (或变压器) 并联在电网上, 适当地调节桥式电路交流侧输出电压的相位和幅值 (间接电流控制, SVG相当于可控电压源) , 或者直接控制其交流侧电流 (直接电流控制, SVG相当于可控电流源) , 就可以使该电路吸收或者发出满足要求的无功电流, 达到动态无功补偿的目的。SVG与静止无功补偿器 (SVC) 相比, 具有体积小、容量大、输出特性理想、调节连续、响应速度快、补偿容量受系统电压影响小等优点[1,2]。
目前SVG工程化的主电路拓扑结构, 主要分为链式、级联、多电平和直接串联等。国内SVG厂家主要采用链式或级联多电平结构, 链式SVG结构虽然可以对负荷进行有限的分相补偿, 但其在控制上往往只能采用间接电流控制, 因此, 精度低, 响应慢;采用H桥级联结构的SVG, 其输出电压谐波小, 等效开关频率高, 也可以实现分相控制, 但其直流侧电容的平衡控制相对不易, 而且在H桥模块发生故障时, 需要专门的旁路单元将故障模块旁路掉后才能继续降容运行, 同时随着级联模块数目的增多, 控制也变得更加复杂;直接串联结构的SVG, 将器件直接串、并联以适应高压大功率应用, 这种拓扑结构已在国外轻型直流输电和SVG中得到了很好的应用。只要解决好器件串联的某些关键技术, 这种结构将会因其主电路结构简单, 成本低而极具前途, 况且随着器件电压、电流等级增大, 导通压降降低、开关损耗减小等特性不断提高, 直接串联结构的SVG将会变得更具吸引力。
实时数字仿真系统 (RTDS) 是由加拿大蒙尼托巴高压直流研究中心研制的一种实时全数字电磁暂态电力系统模拟装置, 几乎包括了所有电力系统和电力电子器件的精确模型, 其核心是通过先进的软硬件技术对电力电子装置进行准确的实时仿真。RTDS的用户界面友好, 建模周期短, 灵活性强, 频率特性范围广, 其计算精度和模型合理性等, 通过多年的国内、外运行实践, 已被证明是可信赖的[3]。
文中针对绝缘栅双极晶体管 (IGBT) 直接串联的两电平SVG主电路模型, 综合比较各种SVG控制策略后, 采用基于电压外环和电流内环的直接电流控制, 通过d、q轴电流解耦, 实现了有功和无功电流的独立控制;如果SVG的补偿对象是工业负荷, 则经常会发生电压或无功的剧烈波动, 从而导致SVG直流侧电压的频繁波动。因此, 介绍了采用自适应滤波算法来检测SVG直流侧电压中直流分量的特殊方法。
最后, 利用RTDS搭建的系统模型, 验证了实际工程SVG控制器的性能和控制算法的正确性。
1 SVG基本原理及其控制
SVG的结构如图1所示, 根据基尔霍夫电流定律, 得:is_abc+ic_abc=iL_abc_p+iL_abc_q, SVG补偿负载无功的控制原理, 就是检测出负载电流中的无功分量iL_abc_q, 同时由SVG输出一个与该无功分量大小相等, 方向相同的电流ic_abc, 使得最终供电系统仅提供负载电流中的有功分量, 即is_abc=iL_abc_p。
根据三相电压型PWM变换器到dq坐标下的低频数学模型[4], 可得如下方程:
其中:L、R分别为SVG交流侧电感的电感值和电感漏阻值, id、iq为SVG阀侧三相电流在旋转坐标系轴上的分量, usd、usq为SVG接入点电压的dq轴分量, urd、urq为SVG阀侧电的dq轴分量。
由公式 (1) 可知:d、q轴电流之间存在耦合, 一般的电流调节器很难达到理想的调节效果。采用状态反馈解耦控制[5]对d轴电流id和q轴电流iq进行解耦, 就可以达到对id和iq的独立、精确、迅速的控制。根据解耦控制的思想, 可以得到电流控制公式如下:
在同步旋转dq坐标系下, 被控量由交流量变成直流量, 消除了电流稳态跟踪误差。同时, 可以方便地引入电流状态反馈, 实现dq轴电流的解耦控制。文中采用基于同步旋转dq坐标系的电压外环、电流内环双闭环控制结构, 同时采用自适应滤波算法来检测频繁波动的SVG直流侧电压中的直流分量, 如图2所示。
2 直流侧电压检测
在SVG控制系统中, 采用直流电压外环控制以补偿SVG的有功损耗, 维持直流侧电压恒定, 该PI控制环的输入为直流母线参考电压Udc_ref与直流母线测量电压Udc_meas之差, 输出为d轴指令电流id*, 即:
然而在SVG中, 因负荷的频繁波动、系统的不平衡和开关器件的频频动作而导致直流电容不断充放电, 致使直流侧母线电压出现波动, 即直流侧电压中也含有谐波。考虑到PI调节器只能对直流量做到无静差调节、一般的低通滤波器具有增益衰减、相位滞后的缺点, 文中使用自适应滤波器来求取直流侧母线电压的平均值, 其原理如图3所示。其中Udc (n) 为直流侧母线电压采样值, 参考输入信号为直流量1, ω为参考输入信号的权值, y (n) 为所需检测的直流分量Udc (n) , e (n) 为滤波器的误差反馈信号。
由图3知:
根据最小均方 (LMS) 误差准则[6], 滤波器的最佳权系数ω*应使得滤波器的均方误差最小, 即有目标函数:用瞬时输出误差功率的梯度ωe2 (n) 来近似得到权值ω的更新迭代公式:
其中μ为设定的迭代步长因子。在自适应滤波器中, 将Udc (n) 中的直流分量视为期望信号, 谐波分量视为干扰噪音信号, 利用误差反馈信号e (n) 控制权值ω的更新迭代, 权值ω跟踪最佳权系数ω*的变化, 此时输出信号y (n) 也就跟踪Udc (n) 中的直流分量的变化, 于是就较准确地检测出了SVG直流电容器上的直流分量
3 RTDS仿真结果
文中还简述了在RTDS平台上, 对直接电流控制的SVG控制器进行了试验。RTDS和控制器通过光纤交互的信息如图4所示。RTDS将10 k V母线电压、SVG电流和10 k V母线的进线电流等电量发送给SVG控制器, 控制器则根据相应的控制算法, 输出PWM脉冲给RTDS中相应的主回路器件。由此模拟SVG在实际系统中的运行情况, 其结果具有很大的工程参考意义。
试验系统主要参数为:SVG容量为30 Mvar;接入点线电压为10 k V;连接电抗为L=2 m H;直流电容为220μF;直流侧参考电压为18 k V, 开关频率为1 950 Hz, 负载为30 MW固定有功和30 Mvar可变无功。试验系统带30 MW有功负荷稳定运行后, 合上30 Mvar容性无功负载开关, 投该无功扰动的试验结果如图5~7所示。
由图5可知, 试验系统带30 MW有功负荷稳定运行时, SVG发出大约5 Mvar无功, 以补偿网侧变压器无功损耗。当投入30 Mvar容性无功负载后, 网侧变压器损耗就由投入的容性无功来补偿, 多余的25 Mvar就由SVG来吸收了;图6是网侧电压和电流的波形, 由图可知投入30 Mvar无功扰动后, SVG能迅速补偿掉无功, 使得网侧保持高功率因数;图7是SVG直流侧电压波形, SVG经过一个大的负载扰动后, 直流侧电压约20 ms后就能继续稳定在参考值18 k V附近, 且采用自适应滤波后的直流侧电压参与控制后, 输出的直流侧电压波动明显减小。
4 结语
针对采用直接电流控制策略的SVG控制器, 在RTDS上进行了闭环仿真试验。试验结果验证了基于直接电流控制和直流侧电压自适应滤波的SVG具有响应速度快、控制精度高等特点。试验结果为下一步动态建模实验提供了很好的参考依据。
参考文献
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电源电流直接控制 篇3
随着经济的持续发展和科技水平的逐步提高, 越来越多的自动化设备被使用到工业生产之中,存在大量要求以直流电源供电的设备和装置,由于PWM整流技术具有较高的功率因数,输入电流谐波小,能量的可逆等优良的性能正在广泛的应用[1]。 构建数学模型,确定合适的控制策略控制网侧的电流是单相PWM整流技术的难题,很多文献对此进行研究,文献[2]对其进行了概述,通常采用dq旋转坐标系的比例积分控制器[3,4]、静止坐标系下的比例谐振PR控制器[5,6]前馈解耦的思想、虚拟磁链定向的线性控制策略[7,8];无源混合控制策略[9]、最优时间序列的非线性控制策略[10],消除稳态误差,使得系统稳定。本文借鉴上述的思想,根据稳态矢量关系,把反步法应用到单相PWM整理器中,构造了Lyapunov能量函数,结合双闭环控制结构,完成对单相PWM整流器的控制,通过仿真并实验验证其具有较好的稳定性和动态性能。
1单相全桥整流器模型
如图1所示主电路,所有的模型都看作成理想的元件,U 、R和L分别为网侧电压,网侧损耗的等效电阻和网侧电感;i 、Udc分别为电流和直流侧电压,C为直流侧电容,idc为直流侧的总电流,i0是负载电流。
当整流器工作在单位功率因数的时候,有如图2的相电压矢量关系。 为网侧电压角频率, S是开关变量。网侧电压和电流同相位,负载从电网吸收有功功率,实现整流器的单位功率运行。
2直流侧电压纹波产生原理
当整流器工作在理想的单位因数下时,假设电压、电流波形是理想的余弦波形。
式中:Urms、irms为Us、is的有效值;Us、is为交流电压电流峰值。
将式(1)、式(2)相乘,其交流瞬时功率为
式(3)化简得到直流侧的瞬时功率为
式中:Udc是直流电压;idc是直流电流;Udc是直流电压的交流波动。
由瞬时的总功率平衡可得
求解该一阶微分方程可得
即存在交流波动其幅值和直流侧电压,滤波电容C ,电压角频率 成反比,电压脉动的幅值与输出功率成正比。由上式可知整流器输入的瞬时功率不是恒定的,有二倍频的波动,但是整流器输出的功率要求是恒定的,所以电源电压中将含有二倍频分量,且不可避免,降低了功率因数。
3控制器设计
系统控制框图如图3所示。反步法实际是一种由前向后迭代的方法,逐步迭代出设计的函数,最终实现系统的稳定,在控制策略上,采用电压外环和电流内环的双闭环控制,系统设计中利用直接电流控制,其关键就是让一个和网侧电压同频同相的单位正弦波与由电压外环产生的电流幅值相乘得到电流指令的期望值,而电流环作用是让网侧输入电流达到该电流期望值[6],为了使得交流电流指令值的相位与网侧电压的相位相同,网侧电压的相位需要通过锁相环得到。
3.1锁相环设计
传统的锁相环一般为鉴相器、环路滤波器和压控振荡器三部分器组成,由于单相的整流器只存在单相电压信号,因此需要构造一个虚拟的正交信号[11], 本文采用延迟法构造虚拟两相的锁相控制方案,实现电网电压的锁相控制。在具体过程中,延迟90 即延时四分之一周期,因为已知电网电压工频为50 Hz,可以利用该方法构造虚拟的正交相,Va为电网电压采样信号,Vb是延迟四分之一周期得到的。 归一化后得到ec是网侧电压同相同频的单位余弦波,es即为单位正弦波。
3.2电压外环设计
构造一个Lyapunov函数V ,设直流侧电压的期望值是Ud*c,得到
利用电容C的微分方程
由Lyapunov稳定定理可知,函数V在平面上是正定 的 , 仅当V0时可以保 证该系统 是Lyapunov稳定的。
联立式(7),式(8)对V求导,得到
对于电压外环而言,考虑了单相整流器直流侧电压二次谐波的影响,直接利用外环的电压调节器产生电流幅值,则必然会导致直流电压环输出中包含有相应的谐波分量,从而内环电流指令中包含有谐波,导致输入电流畸变[12],计算时可以将采样的直流电压均值滤波后再送入PI控制器,消除高次谐波对控制环节的干扰。
由Lyapunov稳定定理可知,为使V 0,可以得到idc的期望值idc 0为
式中:Udc是经过均值滤波后得到的直流侧电压; 因为idcsi ,Sm是开关变量S的幅值;im是网侧指令电流幅值;同时idc 0应该是忽略二次谐波后的直流分量,根据整流器稳态矢量关系图(图2)在单位功率因数下有如下方程式:
为求得交流电流设定值,可以得到
式(12)可化简为
式中:Ф 为网侧电压矢量和直流侧电压矢量夹角;R是网侧串联损耗等效电阻;em是网侧电压幅值。
利用上述矢量关系得到平衡式,联立求解式 (12)、式(13)得到
可以将求得的im作为引入电流内环的指令电流幅值。这样就忽略了其中二次纹波,用它做电压外环的输出,iset作为期望电流的设定值,得到式(15)。
式中,ec是网侧电压同相同频的单位余弦波,这样利用交流信号作为期望电流可以改善由于谐波对电流内环的误差。
3.3电流内环设计
设计电流内环控制器,实际电流i和期望电流iset之间的电流差:i iset,建立电流环的数学模型为
期望电流的导数可得
式中: e是网侧电压; L是网侧电感;es是网侧电压同相同频的单位正弦波;im是网侧电流的幅值;iset是网侧电流的设定值; i是网侧电流的实际值。
根据系统的Lyapunov能量函数,构建函数V为
其连续导数为
代入式(15)、式(17)可得到
通过加入反馈控制可以使得函数V成为闭环系统的Lyapunov函数,由于直接电流控制时,根据内模原理,PI控制无法实现对正弦信号(电流环的期望值)无静差跟踪,因而可以通过引入滞环比较环节,即比较网侧电流的实际值和指令电流值的偏差来实现电流指令跟踪来消除稳态误差。即
此时电流内环使得网侧输入电流无静差的跟踪期望的电流值,即V收敛于零,容易得到最终的控制变量为
3.4SVPWM和死区补偿
最后采用SVPWM方案更易于使得整流器工作在单位功率因数状态,并且具有开关损耗低等优点。 利用上文中的锁相环虚构正交平面,Va、Vb将整个平面分成四个扇区,为了确定扇区的象限,加入两个判断变量A,B。通过A,B相加的值来判断象限, 并且在一个周期内通过两个单位矢量对期望矢量进行组合,使期望值与其平均值重合,从而合成PWM波形。
电流的极性也可以用类似的办法来判断,根据电流正负极性改变PWM信号发生时刻,减小由于死区的原因对电流内环的影响,从而获得更加理想的脉冲宽度,改善网侧电流波形。
4实验结果
本文分别搭建了仿真模型和试验平台。把反步法的策略应用到实际系统中,在开发的试验装置上, 进行了相关的运行控制实验。参考文献[13]选择参数,用PSIM进行了仿真实验,表1给出了整流器的相关参数,仿真时直流侧期望电压设定为400 V。
图4为利用表1中的参数下采用上述控制策略所得到的仿真波形,系统在0.05 s启动,输出电压能够快速地达到期望值并在0.125 s突加200 Ω 负载后直流电压波动较小,空载时电流基本为零,加入负载后交流侧电流能迅速达到期望值。
实验中采用TMS320F28335作为最小系统电路,采用IGBT全控型开关管构建的电路进行能量的转换,具体实验的参数和仿真时一样,实验时直流侧电压设定为300 V,将电网电压经调压器接到交流侧。实验波形见图5,图5上图为由空载到突然加负载的过渡过程波形,其中Udc为直流母线电压曲线, U为交流侧线电压曲线, i为交流侧电流曲线。可以看出突然加负载时,母线电压变化很小,电压稳定;同时可以看出由于突然加入负载,电流明显增加,但电压变化较小,受负载的干扰小。图5下图为系统稳定运行时的波形,经比较后可看出线电压和线电流同相位,从而分析得出电压电流同相位。针对以上实验波形曲线的分析,采用其控制策略能够得到比较满意的控制效果。
5结论
本文着重分析了单相全桥PWM整流器,并针对网侧电流较难控制问题和系统本身具有的非线性的多变量耦合的特性,构建了基于Lyapunov能量函数非线性方程的模型,利用反步法在设计过程中实现对整流器系统的降阶处理,消除了经典控制中相对阶为1的限制使其可以控制相对阶为n的非线性系统。同时采用直接电流控制的策略,设计电压外环,设计电流内环,仿真和实验结果表明从实验的波形中可看出系统具有高功率因数、谐波小和鲁棒性强的优点,和其他的控制方法相比较,系统较好地消除电流稳态误差,动态响应效果得到了提升, 在直流电源、UPS、融冰技术[14]有一定的实际意义。
摘要：由于单相电压型PWM整流器比较难以实现交流电流的直接控制,为了使得系统控制达到期望的效果,根据反步法在多变量非线性系统的控制方面的诸多优点,设计了基于反步法的非线性控制算法。详细介绍了单相电压型PWM整流器的数学模型,根据电感电容的能量关系分别构造了电压、电流环的Lyapunov函数,通过Lyapunov函数导数的负定,推断出系统的稳定性。且进行了基于PSIM的电路仿真,并构建采用IGBT全控型开关管的单相H桥的整流电路进行了验证。实验结果显示该方案下能够保证跟踪误差渐近收敛,说明系统设计是正确有效的。
电源电流直接控制 篇4
1 单相电压整流器的工作原理
单相电压整流器主要有三个部分组成。第一部分是交流回路;第二部分是功率开关桥路;第三部分是直流回路。单相电压整流器的主要电流控制原理是在有效保障直流侧电压平稳运行的前提下,将交流侧中的电流相位以及电压相位尽量的保持一致,这样就能够将交流侧的有效功率因数控制为一。
2 单相电压整流器的直接电流控制技术
2.1 单相电压整流器对于峰值电流的直接控制技术
单相电压整流器的峰值电流控制主要是比较实时电流以及指令电流在瞬间的电流大小。在控制过程中,我们将指令电流作为实际电流的数值上限,在运行过程中实际电流的数值一旦达到了指令电流的极限,就要通过措施来衰减实际电流的电感值。在控制过程中电流感应的数值,电流传输线路的阻抗大小以及脉宽调制开关的实际频率都会在很大程度上影响单相电压整流器对于峰值电流的直接有效控制。峰值电流在实际的传输过程中主要有四个优点。第一个是峰值电流的电压对于电压输入的变化反应较快;第二个是峰值电流对于控制环的设计较为容易;第三个是峰值电流能够较为简易的实现磁通平衡;第四个是峰值电流中的电路拓扑能够受到有效的限制,阻止其对整个电流传输电路产生影响。
2.2 单相电压整流器对于滞环电流的直接控制技术
在电力系统中的单相电压整流器对于滞环电流的直接控制实际上是对于峰值电流直接控制的一种优化或者改进,是在峰值电流直接控制原理中增加了一项限制电流出现衰减下限。滞环电流的直接控制主要的原理就是将实际传输电流同指令电流进行瞬间数值比较,一旦实际电流的数值达到了指令电流的上限,就会才执行电流衰减动作,当电流衰减到一定的数值时,就会是实际电流数值重新上升,这两个控制动作会循环往复的连续进行。这样的控制实际上把电流的传输曲线控制成为了一条跳动锯齿曲线。
2.3 单相电压整流器对于平均电流的直接控制技术
单相电压整流器对于平均电流的直接有效控制原理是在控制过程中把电感电流中的信号同锯齿波产生的信号相加,一旦两种信号相加的数值达到一定的基准上限时就会出现开关管断开的动作;直到两者相加之和在基准电流数值规定以下时,才能够将开关管进行开通操作。需要注意的是,整个控制过程中取样电流并不是开关电流而是实际传输电流。对于平均电流的控制主要的优点在于能够精确的对跟踪电流进行编程;能够体现控制调试过程中的抗噪声能力;能够对各种拓扑电路进行电流输入以及电流输出的控制。
2.4 单相电压整流器对于预测电流的直接控制技术
单相电压整流器对于预测电流的直接控制主要的原理是在电流传输周期开始前,将输入电压,输出电压以及输入电流进行分别采样。我们在控制过程中将实际传输电流同参考电流之间的误差作为下一个控制周期的优化参考。通过上一个控制周期的电流数值来有效的跟踪下一个电流控制周期的电流数值。这样能够有效地实现电流稳态运行以及运行数值无误差。这种控制的优点:开关频率固定,动态性能良好,电流谐波小,器件开关应力小,数字实现简单。
2.5 单相电压整流器对于误差拍的直接控制技术
无差拍控制是一种在电流滞环比较控制技术基础之上发展起来的全数字化控制技术,利用前一时刻的电流参考值和各种开关状态下变流器的电流输出值,根据空间矢量理论计算出整流器下一时刻应满足的开关模式,选择这种开关模式作为下一时刻的开关状态,从而达到电流误差等于零的目标。采用无差拍控制的优点数学推导严密、跟踪无过冲、动态性能好,易于计算机执行,可以消除稳态误差,并在最短的时间内结束过渡过程,但它也存在鲁棒性较差、瞬态响应超调量大、计算实时性强、对硬件要求很高等缺点。随着数字信号处理器应用的不断普及,这是一种很有前途的控制方法。
参考文献
[1]张笑微,李永东,刘军.PWM整流器电流控制策略的研究[J].电工技术杂志,2003(12):57-59.
[2]吴振军,鲁静,赵坤,等.降低Boost型变换器电磁干扰水平的峰值电流控制方法[J].郑州轻工业学院学报,2004,19(1):34-37.
[3]朱俊杰,王辉,周凯.三相Pw M高功率因数整流器控制技术综述[J].湖南工程学院学报,2004(9):19-22.
[4]张志刚,黄守道,任光法,等.三和电压型SVPWM整流器控制策略研究[J].长沙大学学报,2004(12):33-36.
电源电流直接控制 篇5
1 D-STATCOM的工作原理
D-STATCOM的拓扑结构主要分为两种, 即电压源型和电流源型。在实际应用中, 从工作效率的角度考虑, 目前较为常用的是电压源型拓扑结构, 如图1所示。电压源型D-STATCOM的主体部分是三相三桥臂桥式逆变电路。通过电抗器L与电网相连接, 实现了与电网之间的能量交换, 同时, 电抗器L能够滤除高次谐波。图1中的直流侧电容C用来支撑直流侧电压, 以此作为桥式逆变电路的稳定直流电压源。当STATCOM工作时, 可以通过控制电路调节桥式电路输出电压的相位和幅值, 从而保证PCC点电压的稳定性。
2 STATCOM的控制策略
2.1 电流检测方法
由瞬时无功功率理论可知, 将系统电流的成分分为三部分, 即基波有功分量、基波无功分量和谐波分量。STATCOM装置需要补偿电流成分中的基波无功分量和谐波分量, 因此, 在检测电流时, 需要快速、有效地检测、分离系统电流。
在众多电流检测方法中, 本文选用了基于dq变换的电流检测法来检测、补偿电流信号。其中, dq变换矩阵公式为:
2.2 STATCOM控制方法
3 结论
本文利用仿真模型得出了PCC点的电压、电流波形和有功、无功功率波形。从中可以看出, 双环控制方法改进后, D-STATCOM补偿效果良好。在仿真过程中, 通过设定负载的接入和切除来模仿系统的动态响应性能, 而D-STATCOM在暂态过程中, 可以动态响应系统中的负载变化, 及时校正PCC点的功率因素, 确保PCC点功率因素尽可能接近1.在PSCAD的仿真环境下, 暂态性能模拟清晰。该方法省略了1个PI调节器, 简化了整个系统的控制复杂度。
参考文献
[1]郭锐, 刘国海.静止同步补偿器数学模型及其无功电流控制研究[J].电力自动化设备, 2006, 26 (1) :21-24.
电源电流直接控制 篇6
由于感应电机和非线性负载的大量应用,工业用户通常存在功率因数低、谐波污染严重等问题。对于接入电网的工业用户,电力公司对其功率因数和谐波含量有严格的标准,工业用户常采用电容器组和无源滤波器进行功率因数的校正和谐波的治理。但电容器组不能实现无功功率的无级差调节且动态特性差;无源滤波器常由于设备老化导致滤波效果变差,且容易引起谐振问题[1]。
三相四线制有源电力滤波器(APF)不存在上述问题,并且可以补偿无功功率、各次谐波电流、零序电流以及三相电流的不平衡分量,因此其应用越来越普遍。根据谐波电流的检测点不同,其控制策略可分为以下3种:检测负载电流进行前馈(开环)控制[2,3,4];检测电源电流进行反馈(闭环)控制[5,6,7];同时检测负载电流和电源电流进行前馈加反馈的控制策略。第1种控制策略是开环控制,简单可靠、响应速度较快,但易受互感器检测精度、测量延时、DSP计算延时、电流控制延时及负载电流谐波分量预测准确度等因素的影响,补偿效果往往难以满足要求;第2种控制策略是闭环控制,控制精度较高,可以消除测量精度、计算延时和电流跟踪等环节带来的误差,但其控制复杂,响应速度慢于开环控制,不能应用于快速变化的非线性负荷;第3种控制策略是将开环和闭环控制相结合,兼顾控制精度和响应速度,效果较理想。本文采用第3种方法,其中闭环部分采用多个同步旋转坐标系下的积分调节控制,可以消除各次谐波、无功分量、零序电流和三相不平衡分量,并且具有良好的动态特性,通过仿真和实验验证了其有效性。
1 谐波电流的检测
谐波电流的检测是APF进行谐波补偿的前提和关键,谐波检测的好坏直接影响谐波补偿的效果。目前用于谐波电流检测的方法很多,如基于频域傅里叶变换的方法[8]、基于自适应噪声对消原理的方法[9,10,11]、基于小波变换的时变检测法[12,13]、基于瞬时无功功率理论的检测方法[14]。其中,基于瞬时无功功率理论的p - q法和ip- iq法应用最为广泛并取得较好的效果。然而,p-q法在系统电压非正弦情况下存在较大的检测误差;ip- iq法在三相电压不对称时不能准确地检测电流中的无功分量且仅适用于三相三线制系统[2]。本文提出一种新型谐波电流检测法,可以检测三相四线制系统的任意次谐波的正、负、零序分量及无功分量,原理框图如图1、2所示。
1.1 n 次谐波各分量的检测[15]
n次谐波的正序dq变换实质是将abc静止坐标系转换为以角速度nω0沿a-b-c方向旋转的dq坐标系。三相电流经过变换矩阵为Tnab+c -dq的n次正序dq变换 , 则n次谐波的正序分量变为直流量 , 其余各次谐波及其各分量均为交流量,经过低通滤波器(LPF) 滤除交流分量 , 再经过变换矩阵为T nd+q - abc的n次正序dq反变换,即可得到n次谐波的正序分量。
n次谐波的负序dq变换实质是将abc静止坐标系转换为以角速度nω0沿a-c-b方向旋转的dq坐标系。n次谐波负序分量的检测方法原理同正序。将矩阵Tn+abc-dq和Tn+dq-abc中的2π/ 3全部换成 -2π/ 3,-2π/ 3全部换成2π/ 3,即可得到n次负序dq坐标变换矩阵Tabc-dqn和反变换矩阵Tdq-abcn。
零序分量的检测与正、负序电流稍有不同。由于零序电流的特殊性,不能采用三相dq坐标变换将其转化为直流量。根据零序电流的定义,零序电流为(ia+ ib+ ic) / 3 = ia0= ib0= ic0,等于abc三相中任意相上所有次谐波零序分量之和。令x(t)代表零序电流,即x(t)= ia0。待检测信号x(t)与参考正弦信号sin(nω0t)和余弦信号cos(nω0t)相乘 ,可以将n次谐波转换为直流量和2n次谐波两部分,如下式所示:
对式(1)、(2)作傅里叶变换,得:
由式(3)、(4)可知,零序电流x(t)与正弦和余弦信号相乘相当于将零序电流的频谱平移nω0和 -nω0( 并乘以系数1 / 2 ) , 则零序电流的n次谐波分量转换为直流量和2n次分量,其余次谐波分量仍为交流量[13]。用低通滤波器滤除xd(t)和xq(t)中的交流量 ,得到直流量Xd(0)和Xq(0)。零序电流中的n次谐波分量为:
上述方法不仅可以检测各次谐波的零序分量,还可用于单相系统中任意次谐波的检测。
1.2 无功电流的检测
基波负序、零序分量的检测与谐波分量的检测原理相同,无功分量的检测略有不同,检测方法如图2所示。检测无功分量需要先确定基波正序电压的相位即θ+,经过dq变换得到的q轴分量即为无功分量。
无功分量检测的关键在于基波正序电压相位的获取,本文采用图3所示的锁相方法[16]。
若uq= 0, 则相位无误差 ; 若uq≠0,则表明相位有误差,且uq的大小反映相位误差的大小。将uq归一化后,通过超前 / 滞后校正环节的输出作为角频率的误差,用来修正初始角频率ω0。达到稳态时,输出的相位即为输入电压基波正序分量的相位。超前 /滞后校正环节具有良好的滤波作用,可以有效滤除基波负序电压反映在dq坐标系的2次谐波分量及其他各次谐波分量,因此锁相环的输出为基波正序电压的相位。
2 同时检测电源和负载电流的前馈加反馈选择性补偿控制策略
为了兼顾系统的控制精度和动态性能,本文同时检测电源电流和负载电流,对电源电流进行反馈控制,对负载电流进行前馈控制,原理如图4所示。
前馈控制即检测负载电流,分别提取各次谐波的正、负、零序分量得到指令电流,然后采用无差拍控制使APF发出的实际电流在一个开关周期结束时跟踪上指令电流。反馈控制即在多个同步旋转坐标系下对电源电流各次谐波的正、负、零序分量的误差信号进行积分调节(如图5所示),得到各次谐波的指令电流,然后采用无差拍控制使APF发出的实际电流在一个开关周期结束时跟踪上指令电流。前馈加反馈的控制方式即前馈控制得到的指令电流和反馈控制得到的指令电流相加得到总指令电流再采用无差拍控制,使APF实际发出的电流准确跟踪总指令电流以消除电源电流中的各次谐波。前馈控制保证了动态响应速度,反馈控制保证了控制的精度。
对于采用无差拍控制的数字控制系统,从信号采样到PWM信号的输出存在一个控制周期的延时,无差拍的控制方式本身存在一个控制周期的延时,因此,在进行图1和图2的坐标反变换时,应考虑2个控制周期的延时,并对该延时补偿,补偿方法见文献[2]。
2.1 n 次谐波各分量的闭环控制
n次谐波各分量的闭环控制策略如图5所示。n次谐波正、负、零序分量在各自同步旋转坐标系中为直流量,积分环节在零频率处的增益为无限大,因此积分器可以对直流量实现零稳态误差的控制。由于被测电流为电源电流,因此各次谐波各分量的参考值设为0。由于积分器的作用,达到稳态时电源电流各次谐波跟踪上参考值0,从而消除了电源电流中的各次谐波。积分器本身具有滤除谐波的作用,避免了使用低通滤波器带来的延迟和对系统稳定性的影响[17],提高了控制系统的动态性能和稳定性,同时减少了DSP的计算量。
2.2 无功电流的闭环控制及电容电压的控制
基波负序和零序闭环控制方法与n次谐波闭环控制方法原理相同。无功分量及电容电压的控制策略如图6所示。
通过基波正序dq坐标变换得到dq分量,其中d轴分量为有功分量 ,q轴分量为无功分量。对q轴分量进行积分调节补偿无功分量(可根据功率因数的要求调整无功电流的指令值Iqref),通过改变d轴分量大小调节电容电压稳定在参考值。
3 仿真分析
采用PSCAD / EMTDC对上述控制策略进行仿真分析,仿真参数为:开关频率为10 k Hz;三相连接电感为0.3 m H;中线连接电感为0.1 m H;直流电容为15 000μF;负载为非线性不平衡负载,采用直流侧为4Ω电阻的三相不可控整流桥负载,c相与N相间接有7Ω电阻的不平衡负载。
图7为3种控制策略下,a相电源电流总谐波畸变率THD(Total Harmonic Distortion)的变化(APF在0.2 s投入运行)。从3幅子图的对比可以看出,前馈控制和前馈加反馈控制具有较快的响应速度,反馈控制响应速度较慢。前馈控制下,a相电源电流的THD由26 %下降到5.2 %;反馈控制下 ,a相电源电流的THD由26%下降到1.7%;前馈加反馈控制下,a相电源电流的THD由26 %下降到1.5 %。反馈控制和前馈加反馈控制滤波效果均优于前馈控制。图8进一步说明了前馈加反馈控制滤波效果的优越性。由此可见,与其他2种控制策略相比,前馈加反馈控制同时具有良好的补偿效果和动态性能。
谐波检测的准确性是进行谐波补偿的基础和前提,因此图9和图8(c)中的各次谐波和无功分量的补偿效果间接表明:新型谐波电流检测法可以准确检测三相四线制系统中的任意次谐波分量及无功分量。从图9中可以看出,基于前馈加反馈控制策略的三相四线制APF可以有效滤除三相电源电流中的谐波分量、三相不平衡分量、中线零序电流及无功分量。
4 实验分析
为验证所提出的控制策略,在130 k V·A的实验平台上进行物理实验,实验条件如下:交流线电压380 V,直流电容电压750 V,开关频率10 k Hz,直流电容15 000μF,LCL滤波器0.165 m H、0.03 m H、50μF、0.75Ω,死区时间3μs。主控制器为数字信号处理器TMS320F28335,波形录入采用录波仪DL850和电能质量分析仪FLUKE435。
图10为负载突变时3种控制策略动态响应速度的对比波形,3种控制策略的响应时间标注在图中。非线性负载发生突变时,前馈控制和前馈加反馈控制的响应时间均为1个工频周期左右,而反馈控制的响应时间为6~7个工频周期。与其他2种控制策略相比,反馈控制的响应速度较慢,不能用于快速变化的非线性负荷的补偿。
图11(a)和11(b)分别为未进行谐波补偿和仅补偿5次谐波后的电源电流频谱图。5次谐波的谐波含量从补偿前的22.6 % 下降至0.4 %,THD从补偿前的26.9% 下降至14.3%,由此可见,本文提出的单次谐波检测和控制策略可以有效补偿特定次谐波。
图12为3种控制策略在稳态性能上的对比,以谐波补偿后电源电流的稳态THD为考核指标。3种控制方式的THD分别为5.1 %、3.5 %、3.2 %,反馈控制和前馈加反馈控制的稳态性能优于前馈控制。
谐波检测的准确性直接影响谐波补偿的效果,图12(c)和图13进一步表明:新型谐波检测法可以精确检测三相四线制系统的各次谐波分量和无功分量。从图13可以看出,基于前馈加反馈控制策略的三相四线制APF可以有效补偿非线性负载产生的各次谐波、三相不平衡、中线零序电流和无功分量(用电能质量分析仪测得图13(c)的功率因数为0.98,图13(d)的功率因数为1.0)。
5 结论
本文提出一种谐波电流检测法,可检测出三相四线制系统任意次谐波电流的正、负、零序分量及无功电流。本文还提出同时检测电源电流和负载电流的前馈加反馈的选择性补偿控制策略,其特点如下。
a. 检测负载电流进行前馈控制 ;检测电源电流进行反馈控制,反馈控制采用基于多个同步旋转坐标系下的积分控制,可以对各次谐波分量及无功分量实现零稳态误差补偿。积分器承担积分调节和滤波的双重作用,避免了采用低通滤波器引起的延时和对系统稳定性的影响,同时简化了控制策略。
b. 可以根据需要补偿指定次数的谐波 ,具有很强的针对性和实用性。
c. 兼顾良好的补偿效果和动态性能 ,不仅可以补偿稳定的非线性负荷,还可以补偿快速变化的非线性负荷,具有较广阔的应用前景。
d. 前馈加反馈的控制策略相对较复杂 ,这就对DSP的计算能力提出较高的要求。随着DSP芯片的发展,用新型高性能DSP或采用FPGA代替DSP实现该控制策略,将大幅提高该控制策略的实用性。
电源电流直接控制 篇7
电力系统在线监测是电力运行部门获取运行数据的重要手段,随着智能电网的全面建设,电力系统高压侧监测设备需求将越来越多,如输电线路导线及金具温度监测、电子式电流互感器、导线微风振动、输电线路动态增容装置及导线倾角监测等。上述监测设备由于直接安装在输电线路高压端,无法从接地侧直接对其供电,故供电问题是上述高压侧监测设备正常运行的重要保证。
现有的高压侧设备供电方式主要有分压电容取电法[1]、激光供能法[2,3,4]和电流互感器取电法[5,6,7,8,9,10,11]等。分压电容取电法由于获取能量有限并且还面临绝缘问题[3],不适合用于输电线路上,激光供能则不能用于野外[8]。而电流互感器取电技术利用互感器原理把部分高压导线上的能量转换成电能输出。电流互感器取电方式体积小、结构紧凑、绝缘封装简单、使用安全,为输电线路上最有前景的取电方法[8,9]。文献[8]在取电线圈中加入气隙来阻止取电线圈在大电流时的饱和现象,但是启动电流较大,并且只能提供250mW的功率;文献[9-10]采用2个取电线圈分别在小电流和大电流的情况下工作,以拓宽取电电源的可工作电流范围,但控制较为复杂,且2个取电线圈无疑增加了取电电源的重量;文献[11]提出利用继电器控制取电线圈副边,使之间歇性地工作在副边短路状态和功率输出状态,以达到在原边电流较大的动态范围内,使取电线圈稳定输出1 W左右的功率,同时降低热耗。但由于继电器存在寿命问题,其正常工作的使用时间有限。
本文利用双向可控硅作为取电线圈功率控制器件,基于相角控制法设计了电流互感器取电电源。设计方案基本可解决功率控制器件的寿命问题,电源可在输电线路较大的电流范围内稳定输出负载所需功率,并真正做到低热耗。
1 电流互感器取电原理模型
取电线圈的负载等效模型如图1所示。
根据全电流定律和电磁感应定律可知E2的表达式如式1所示,其详细推导过程见附录A。
式中:N2为副边线圈匝数;S为取电线圈磁芯截面积;μ为磁芯的磁导率;L为取电线圈磁芯磁路长度;Iμ为取电线圈磁化电流。
若忽略原副边漏感、线圈内阻及磁滞损耗,限定磁性在线性区工作时,根据取电线圈的负载等效模型可以得出其负载等效电路如图2所示。
图2中,为输电线路电流,为取电线圈副边输出电流折算到一次侧的电流(I2′=N2I2)。设输电线路电流,由式(1)可知超前,当负载为阻性负载时,和同相位,即超前,可分别列出的瞬时表达式如下:
式中:K1为磁化电流最大值;K2为N2倍副边电流最大值;φ为原边电流和磁化电流之间的相位差。
若取电线圈的负载为阻性负载且阻值为R时,由式(1)和式(2)可得:
由式(3)可知,当负载电阻一定时,φ为常数。
2 取电线圈输出功率
为验证取电线圈的功率输出特性,本文采用晶粒取向冷轧硅钢片30Q110作为实验磁芯,其磁路长度为20.4cm,截面积为1 050 mm2,副边匝数为200匝。
2.1 相角控制时输出功率
由于相角控制器件用双向可控硅,其在电压过零点时自动关断,并可在1个工频周期内导通2次,若控制取电线圈在正负2个1/2周期内的功率输出导通角,使之都为θ,则取电线圈的输出功率P的表达式为:
式中:θ为导通角,取值为0~π;f=50Hz为原边电流频率。
由式4可知取电线圈的输出功率与磁芯的磁导率μ、磁路长度L、磁芯截面积S、原边电流大小I1、相位差φ和功率输出导通角θ有关。其中,L和S为常量,μ在线性区时也可认为是常量。因此,可以在每个工频周期控制导通角θ的值来控制取电线圈的输出功率。
图3为验证导通角θ和取电线圈的输出功率关系的试验模型。升流器为取电线圈原边提供稳定的一次侧电流,取电线圈副边并接负载电阻R和双向可控硅,电压检测电路检测取电线圈的输出电压,当其达到一定值时向触发模块发出触发命令。触发模块得到电压检测模块的触发信号后,触发可控硅导通,使取电线圈输出功率降为0。
当负载电阻取50Ω时,原边电流分别在120A,320A,520A时调节电压检测模块的阀值设定电压,使负载电阻R上的功率为3.5 W,记录在不同原边电流的情况下取电线圈副边输出电压波形,如图4所示。
由图4可知,当取电线圈输出功率保持3.5 W不变时,原边电流越大,取电线圈的功率输出有效时间越短,其对应的功率输出导通角Q越小,因此可控制θ来调节取电线圈的有效输出功率。
2.2 非相角控制时输出功率
在1个周期内对式(4)积分即可得到P的表达式:
采用图3所示的实验框图进行测试,此时禁止触发模块工作。分别测试负载电阻取不同值时原边电流从10A到45A时(步进为5A),K2与K1的关系及取电线圈输出功率与原边电流关系,测试结果分别如图5、附录B图B1所示。
由图5可知,在不同的负载情况下,K2与K1的比值不随原边电流的变化而变化,几乎为一恒定值,而且当负载变化时,其比值也随之变化,说明相位差φ随负载的变化而变化,此结论和式(3)理论分析一致。
由附录B图B1可知,取电线圈的输出功率随着原边电流的增加而增加,并且几乎与原边电流的平方成正比,此结论和式(5)理论分析一致。
3 相角控制方法
取电线圈的输出功率为周期为π的函数,为提高电源的动态响应能力,相角控制周期以1/2个工频周期为单位。
3.1 相角控制原理
设取电电源的输出电压为UL,负载电流为IL,则1/2个工频周期内负载消耗的功率PL如式(6)所示。
在1/2个工频周期内取电线圈输出的功率Pout如式(4)所示。分别对式(4)、式(6)离散化,得
在每个基本控制单位时间内,可使取电线圈的输出功率Pout等于负载消耗的功率PL,即可使取电线圈没有多余的能量产生。相角控制电源控制原理如图6所示。
图6中,一个同步脉冲周期为基本控制单位时间,其频率为取电线圈原边电流的2倍且和原边电流同相位。∑1和∑2模块分别代表离散化后的式(4)和式(6)。比较器1和比较器2分别构成双闭环控制的外环和内环。外环控制中,每个基本控制单位时间的开始把上个周期QL的积分值赋予Qref,并清零QL和Qout。当Qout>Qref时,比较器1生成触发命令使双向可控硅导通。内环控制中,当稳压芯片的输出电压VL小于设定电压Vref时比较器2锁定触发脉冲生成,使取电线圈持续输出功率至VL>Vref为止。
3.2 相位差的确定
由以上分析及实验可知,当负载一定时,相位差φ为常数。在相角控制方法中,稳压控制输出的负载电流在一个相角控制周期内变化很小,并且φ在每个相角控制周期更新1次,故可近似认为取电线圈的负载在一个相角控制周期内固定不变,相角控制方法中等效负载电阻RL的检测实现框图如图7所示。
图中,同步脉冲的定义与图6中定义相同,在每个基本控制单位时间的开始记录PL,并同时采样DC/DC模块的输入电压Vin,则取电线圈的负载电阻RL的表达式如下:
式中:η为DC/DC模块的效率。
把RL代入式(3)即可近似计算出相位差φ。
4 相角控制法取电电源设计
由上述分析可知,当相角控制法取电电压源输出功率大于负载所需功率时,可用相角控制法来使其输出功率等于负载所需功率。基于此理论设计的相角控制法取电电源框图如图8所示。
图8中,测量线圈把输电线路原边电流实时转换为电压信号供主控CPU采集。取电线圈为取电模块的核心能量转换部分,负责从输电线路上感应出能量并从副边输出;触发模块接收主控CPU、交流过压检测模块或过压检测模块的触发命令后触发可控硅使之导通;交流过压检测模块限定取电线圈副边输出电压,当其超过设定值时即通过触发模块触发可控硅,取电线圈输出电压降为0;整流模块把取电线圈输出的交流电压转换为直流电压作为DC/DC模块稳压芯片的输入;过压检测模块检测DC/DC模块输入电压,当输电线路短路暂态电流使输入电压大于设定的DC/DC模块安全工作电压时,通过触发模块触发可控硅导通,使DC/DC模块的输入电压降至安全工作电压以下;主控CPU实时监控输电线路原边电流、相位差φ、DC/DC模块的输出电压及输出电流,并根据原边电流大小及相位差φ确定取电线圈工作在相角控制模式或非控制模式。充放电管理模块在取电线圈供能充足时对锂电池充电,当取电线圈不足以提供负载所需能量时控制锂电池为负载供电。
5 测试
为检验相角控制效果,本文对取电电源相角控制效果进行了测试。取电电源最终输出为4.2V,负载为7Ω电阻,用升流器分别为原边电流提供100A,500A和1 000A的电流,记录在不同的原边电流情况下取电线圈输出电压波形和取电电源的输出波形,分别如图9和附录B图B2所示。
由图9和附录B图B2可见,取电电源可在较大的电流范围内动态调整取电线圈的功率输出导通角,使取电线圈稳定输出负载所需功率。同时在原边电流为1 000A时,取电电源的温升不超过6℃,真正做到低热耗状态。
6 结语
本文设计的相角控制法电流互感器取电电源可在40~1 000A的电流范围内稳定输出约2.5 W的功率,且在整个电流范围内取电电源工作在低热耗状态,可广泛应用于电力系统高压侧在线监测设备中。
摘要：根据电流互感器的工作原理,建立了电流互感器取电线圈的负载工作模型。理论推导并实验验证了取电线圈输出功率与磁化电流及功率输出导通角θ的关系,在此基础上提出基于相角控制法的电流互感器取电电源设计方法。在可输出功率充足时通过在每个周期内使取电线圈输出功率等于负载消耗的功率,从而使电流互感器取电电源在较大导线电流范围内稳定工作在低热耗状态。最终测试结果表明,电流互感器取电电源在40～1 000A的电流范围内可稳定输出近2.5W的功率。
关键词：电流互感器,取电线圈,输出功率,相角控制,双向可控硅
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