直接调制（精选5篇）
直接调制 篇1
0引言
太赫兹辐射通常指的是频率在0.1THz~10THz (波长在30um~3mm) 之间的电磁辐射, 其波段介于微波与远红外光之间, 处于电子学向光子学的过渡领域, 所以它集成了微波通信与光通信的优点, 传输容量大, 可以精确定位, 具有更好的保密性及抗干扰能力, 因此, 在高保密卫星通信及短距离无线通信上有着广阔的前景[1]。国内外在太赫兹通信方面进行了大量研究和实验, 报道了一些太赫兹通信实验室演示系统, 取得了一定的经验。但是太赫兹通信走向工程应用还有许多问题需要解决, 虽然太赫兹的频率高, 带宽大, 但是如果没有高速调制手段, 其传输速率高的优点就不能发挥, 太赫兹调制技术已经成为制约太赫兹发展的一个瓶颈。
按照调制方式进行区分, 太赫兹调制技术通常可以分为2种方法:一种为间接调制, 即基于现有微波通信技术, 采用在低频微波段调制方式, 通过倍频技术到太赫兹频段实现通信过程;另一种为直接调制, 即在太赫兹源上直接加载调制信号, 实现太赫兹无线通信。从目前研究情况来看, 普遍认为直接调制能够充分利用太赫兹波的特点, 实现高速大容量通信。
本文主要介绍了其中主要介绍太赫兹外部直接调制技术的进展, 包括基于氧化矾, Ⅲ-Ⅴ族化合物半导体, 石墨稀等材料的直接调制技术, 以及结合人工电磁介质的直接调制技术。希望对太赫兹通信技术等具有一定的参考价值。
1基于氧化矾的太赫兹调制器
利用材料对太赫兹波的电磁响应, 就可以制备出太赫兹的调制器件。氧化矾 (VO2) 薄膜就是一种具有绝缘体-金属相变特性的金属氧化物, 在热、光或者应力的作用下可由单斜结构的绝缘体态转变为四方结构的金属态[2,3], 同时也就导致其相应的物理性质发生可以逆转的突变[4,5,6]。理论和实验均已证明, 处于绝缘相的VO2薄膜对太赫兹波具有很高的透过率, 而当其转变为金属相时又截然相反[7]。因此, VO2作为良好的薄膜相变材料适用于太赫兹可调谐功能器件的设计, 目前此类调制器。最近, VO2在太赫兹功能器件方面的应用引起了大家的关注, 尤其是通过VO2薄膜与电磁超材料的集成, 已经研制出太赫兹开关和调制器[8,9,10,11]。例如, 电子科技大学文岐业课题组已经利用VO2薄膜光刻成电磁超材料的单元结构, 通过热触发薄膜相变获得高达65%的太赫兹透射调制[8]。但是经过多年的发展, 这类调制器的调制速度仍然比较低, 还停留在MHz的量级。
2基于化合物半导体的太赫兹外调制器
从应用的角度讲, 基于化合物半导体的太赫兹调制器件具有易于集成的优势。通过控制半导体中载流子的浓度变化, 可以实现对太赫兹波的调制。在过去的十年中, 已经证明高电子迁移率晶体管 (HEMT) 中的二维电子气 (2DEG) 可以用来调制太赫兹波。捷克科学家L.Fekete等人在2007年报道了一种采用Ga As作为缺陷层的一维光子晶体结构可以实现高速太赫兹波调试功能[12];2006年, Hou-Tong Chen等人利用微电子工艺将金属开环谐振 (split-ring-resonator, SRR) 亚波长阵列的结构制作在N型的Ga As衬底上, 使得Ga As衬底与SRR可等效于LCR共振电路, 这一结构实现了, 0.72THz下的调制速度为几个KHz, 太赫兹的调制深度达到了50%[13], 但是由于寄生参量较大, 影响了响应速度的提升;在此基础上, 2009年, 他们有采用一种线性电控超材料THz相位调制器[14], 外加16V偏压时, 在0.81 THz频点处, 材料透射系数由无外加偏压时的0.56下降到0.25, 透射振幅下降了50%。
2DEG结构最初由Allen等研制出来[15], 在Ga As和Ga N的高电子迁移率晶体管中都存在有高浓度的2DEG。KleineOstmann等制作了一个室温工作的太赫兹外调制器, 该器件基于利用金属栅来控制2DEG的耗尽变化, 实现对太赫兹波的调制[16]。通过-10 V的栅偏压, 透射过器件的0.1-2 THz的信号幅度可以增加3%。
Ga N材料的2DEG浓度更高, 更高的击穿电场, 可以实现对大功率太赫兹信号的调制, 对应的调制频率会更高。由于Ga N HEMT器件的工艺难度更大, 国际上的研究结果还比较少, 大部分是进行器件仿真。
这种器件结构导致了金属与2DEG之间具有较大的寄生电容与串联电阻, 影响了调制速度的提高。随着器件工艺的提高, 寄生参量被有效地抑制, 调制速度有望达到Gpbs的量级。
3基于石墨烯的太赫兹外调制器
在外场作用下, 石墨烯表现出较高的电致电阻和磁致电阻, 可以用来改变太赫兹光在石墨烯器件中的透射率或反射率, 因此, 近几年基于石墨烯的THz调制器也是研究的热点之一。Sensale Rodriguez等报道了一种电控石墨烯THz调制器[17], 如图9所示, 其原理是通过控制带内跃迁来改变石墨烯导电性。带内跃迁由调制器的上接触与环形背栅金属之间的电压控制。570-630 GHz的信号通过调制器的调制深度为16%。2011年, Berardi Sensale-Rodriguez等人运用结合石墨烯的AlGa As/Ga As异质结构实现了室温条件下太赫兹调制器[17];2012年, 同样是Berardisensale-Rodriguez等人报道了室温条件下基于石墨烯的调制频率为10k Hz、在570GHz下的太赫兹调制器研究, 实现了最大调制深度为16%[18]。加上Nature的文章。
4结语
本文主要介绍了几种主流的太赫兹直接调制器件, 分析了各自的优势和缺点, 给出了目前的发展趋势。目前绝大部分还是采用了准光的形式对太赫兹波进行调制, 这是限制太赫兹外调制技术走向应用的主要瓶颈。由准光形式向波导形式转变是研究者需要进行攻关的方向。太赫兹外调制技术必将在太赫兹系统中发挥其应有的作用。
摘要：分析了近年来太赫兹直接调制技术的发展情况, 技术特点以及应用前景。随着外调制技术的快速发展, 调制速率有大幅度的提高, 并且与目前主流的基于肖特基二极管等固态器件太赫兹发射链路易于集成等特点, 已被认为是一种在太赫兹高速通信领域中具有应前景的太赫兹调制技术。
关键词：太赫兹,直接调制,固态器件
直接调制 篇2
矩阵变换器MC(Matrix Converter)具有输入电流波形正弦,输入功率因数可调,输出电压幅值和频率宽范围可调,能量可双向流动,无中间储能环节,结构紧凑,体积小,效率高,便于实现模块化等优点,引起越来越多研究者的关注[1,2,3,4,5]。矩阵变换器直接空间矢量调制策略由Casadei等学者提出[6]。直接空间矢量调制策略没有考虑虚拟的直流环节,而是根据输出电压矢量和输入电流矢量直接选择合适的开关组合。该方法可以实现输出电压幅值和频率的控制、正弦的输入/输出电流和单位功率因数,同时这种方法更直接,物理意义更明确,更便于理解。
在直接空间矢量调制算法中,输出电压由4个有效矢量和1个零矢量合成而成,不管采用单边调制还是双边调制,在一个调制周期内,有些开关需要动作多次,从而增大了开关损耗,增加了换流次数以及窄脉冲出现的几率。换流延时和窄脉冲将引起输出波形非线性畸变,导致矩阵变换器运行性能恶化,尤其是输出电压频率比较低、调制比比较小的情况下,换流延时和窄脉冲对输出波形的影响更大[7,8]。
本文在保证输出电压不变的前提下,对驱动脉冲的作用时刻进行优化,将一个调制周期内同一开关的驱动脉冲信号组合到一起,使得每个开关在一个开关周期内最多动作一次。驱动脉冲进行优化后,开关的切换顺序将保持不变,根据输入电压扇区和输出电流的方向就可以很容易地计算换流延时对输出电压的影响,从而对驱动脉冲进行直接补偿。当调制比比较小时,在一个开关周期内,同时使用3个零矢量,增加窄脉冲的宽度,消除窄脉冲对输出波形的不良影响。实验证明,本文提出的方法可以较好地改善低调制比时直接空间矢量调制策略的输出性能。
1 矩阵变换器直接空间矢量调制策略
矩阵变换器的拓扑如图1所示,其中Sij(i=1,2,3;j=1,2,3)表示双向开关。一般情况下,矩阵变换器驱动的负载为感性的,所以输出电流不能断路,以防止出现过电压;同时输入电压不能短路,以防止出现过电流。因此在所有的29种开关状态中,只存在21种可用的开关状态,见表1[6]。直接空间矢量调制策略就是在一个调制周期内,根据输出电压和输入电流的参考量,从21种可用开关状态中选取适当的开关组合,每一种开关状态作用一定占空比的时间。
图2给出了输出电压扇区和输入电流扇区的划分方法。输出电压矢量和输入电流矢量在不同的扇区时,可以按照表2选择有效开关状态,有效开关状态的占空比为[6]:
零矢量作用占空比为:
其中,Ku、Ki分别为输出电压矢量和输入电流矢量所在扇区,为输出电压矢量与其所在扇区的中分线的夹角,为输入电流矢量与其所在扇区的中分线的夹角,公式中负号的意义在于表2中开关状态的选取。
2 驱动脉冲的优化
根据空间矢量调制策略原理,矩阵变换器的输出电压由4个有效矢量和1个零矢量合成得到。在矩阵变换器空间矢量调制策略中,最常用的是单边调制和双边调制。无论是单边调制还是双边调制,每一个调制周期都被分成了多段作用时间。当一个开关的作用时间有多个且不连续时,该开关在一个调制周期内就会动作多次。图3给出了输出电压矢量Uo和输入电流矢量Ii同时位于第I扇区,采用单边调制时所有双向开关的驱动信号波形。从图3中可以看到,采用单边调制时,开关S21、S32和S33在一个调制周期内动作了2次,这使得功率器件的实际开关频率是载波频率的2倍。而开关频率的提高直接导致系统开关损耗的增加以及换流次数的增加。换流次数越多,换流延时时间对输出波形的影响越大,换流过程出现错误的几率就会越高,这非常不利于矩阵变换器的可靠运行。因此,需要降低功率器件的实际开关频率。
根据空间矢量调制原理,在一个开关周期内,矩阵变换器的输出电压矢量由4个有效矢量和1个零矢量合成得到。根据输出电压矢量和输入电流矢量所在扇区,按照表2选择当前作用的有效矢量和零矢量,每个矢量的占空比根据式(1)—(5)计算得到。由表1可知,每个矢量对应一个开关矩阵,即:
其中,Uj对应表1中的21个输出电压矢量,Dj为其对应的开关矩阵,Uin为输入电压矢量。
因此,得到了作用矢量的占空比,也就可以计算出每个双向开关的占空比。一般而言,开关频率远大于输入电压频率,因此在一个调制周期内,输入电压可以看作是恒值。假设第k个开关周期内,4个有效矢量和1个零矢量分别为U1、U2、U3、U4和U0,对应的开关矩阵分别为D1、D2、D3、D4和D0,每个矢量的占空比分别为δ1(k)、δ2(k)、δ3(k)、δ4(k)和δ0(k),矩阵变换器的输出电压可以表示为:
记:
则Δ(k)是第k个调制周期内的占空比矩阵,每个元素的值对应双向开关的占空比。得到每个开关的占空比以后,利用单边调制方法就可以产生每个开关的驱动信号。图4给出了输出电压矢量Uo和输入电流矢量Ii同时位于第I扇区时,采用单边调制方式产生的驱动脉冲波形。由图中可以看出,经过优化后,一个调制周期内,每个开关器件最多动作一次。同理,当输入电流和输出电压在其他扇区时,可以按照此方法得到每个开关的占空比。
矩阵变换器对输出电压和输入电流同时进行调节,第k个开关周期内,矩阵变换器的输入电流可以表示为:
从以上分析中可以得出,对驱动脉冲进行优化分配后,矩阵变换器的输出电压和输入电流保持不变,功率器件实际的开关频率大幅降低,换流次数相应减少,提高了系统效率和可靠性。
3 换流延时补偿和窄脉冲消除
为了保证矩阵变换器输入电压不短路、输出电流不短路,必须考虑换流策略。目前研究比较多的换流策略有一步换流、两步换流和四步换流[9,10,11,12,13,14,15,16]。换流过程中不可避免地存在开关的延时导通,从而变相地增加或减少了开关的作用时间,使得输出电压波形发生非线性畸变,尤其是调制比较小时,换流延时对输出电压波形的影响更大。
本文采用四步换流法,下面分析换流延时对输出电压的影响。以A相输出为例,假设输入电压ua>ub,ub
由表3可以看出,在输入电压第Ⅰ扇区,当输出电流为正向时,ua的实际作用时间比理论值多了td,而uc的实际作用时间比理论值少了td。因此为了消除换流延时对输出电压的影响,对与a相和c相输入电压相连的开关的占空比进行相应补偿。
其中,δx1表示开关Sx1占空比的计算值,δ′x1为补偿后的开关Sx1占空比,x=1,2,3。当输入电压处于其他扇区时,可以进行类似的补偿。
另外,由式(1)—(4)可以看出,当调制比q比较小时(如小于0.1),有效开关状态的占空比也较小,驱动脉冲的宽度可能小于换流延时时间,即出现窄脉冲。当调制比q比较大时,在输出电压扇区或输入电流扇区进行过渡时,也容易出现窄脉冲。在换流过程中,窄脉冲会造成逻辑混乱,导致输入相短路。下面分2种情况消除窄脉冲。
a.调制比q比较小。此时有效开关状态的占空比较小,而零开关状态的占空比较大。针对这种情况,将零开关状态的占空比一分为三,01、02、03这3个零开关状态各作用1/3,这样每个开关的作用时间将近似平均分配,从而消除窄脉冲。
b.调制比q比较大。此时输出电压的幅值比较大,可以将窄脉冲直接舍掉或限定其最小值,使脉冲宽度不小于2td。
4 仿真与实验结果
4.1 仿真分析
为了验证本文提出的空间矢量调制优化策略的正确性,对其进行仿真研究。仿真中的一些参数为:三相输入电压380 V AC;采用阻感负载,电阻50Ω,电感6 m H;开关频率5 k Hz;换流步长1.5μs。
图7给出了空间矢量调制策略优化前的输出电流波形。由于功率器件的实际开关频率为10 k Hz,换流延时时间增大,导致输出电流波形发生畸变,电流中的谐波含量增大。在输出电压扇区进行切换时,功率器件的占空比较小,容易形成窄脉冲,在换流过程中,窄脉冲被湮灭掉,实际输出电压与参考电压产生偏差,从输出电流波形来看,就表现为电流突变,如图7中0.15 s时刻的电流波形。图8给出了补偿换流延时时间及消除窄脉冲后的输出电流波形。对比图8和图7可以发现,采用换流延时补偿策略后,输出电流的波形得到大幅改善,而且在电压扇区进行切换时,不再产生窄脉冲,因此输出电流的波形不再产生畸变。采用本文提出的方法,可以有效消除换流延时和窄脉冲对矩阵变换器输出波形的影响,利用实际功率器件获得理想器件的开关特性。
4.2 实验结果
按照上述方法,建立了一台矩阵变换器实验系统,整个系统以DSP TMS320F2812和FPGA为数字控制核心,负载为5 k W三相感应电机。DSP完成直接空间矢量调制算法的优化,并对换流延时时间进行补偿,消除调制过程中出现的窄脉冲,FPGA实现四步换流策略,换流步长为1.5μs。开关频率为5 k Hz,输入电压为三相380 V AC。图9为直接空间矢量调制时的输出电流波形,从实验结果可以看出,在输出电压扇区发生变化时,输出电流发生突变。此时的实际输出电压与参考电压偏差比较大,说明在实际应用中,窄脉冲对矩阵变换器的输出性能具有重大影响。更重要的是,当输出电流发生突变时,感性负载在矩阵变换器输出侧感应出电压尖峰,这对矩阵变换器的可靠运行是十分不利的。通过对比图9(a)和9(b)还可以发现,在相同调制比下,输出频率越低,窄脉冲对输出波形的影响越大,这是因为输出频率越低,窄脉冲出现的概率越大。
图10给出了本文提出的优化策略的实验结果。从实验结果可以看出,经过对空间矢量调制策略进行优化后,输出电流波形得到极大改善,不再产生波形畸变,输出电流纹波得到减小,谐波含量降低。此外,输出特性的改善提高了系统的可靠性,为矩阵变换器的实用化打下了基础。
5 结论
直接调制 篇3
关键词：复式晶格,光子晶体,直接耦合,双波长,太赫兹波,调制器
0 引 言
THz波是一种电磁波,它的频率范围为0.1~10 THz(即波长范围为3 000~30 μm ),位于电子学过渡到光子学的区域,具有极其重要的学术价值和应用价值。THz波调制器是一种重要的功能器件,是THz系统中不可缺少的一部分。
光子晶体具有光子禁带和光子局域态的特性。通过在光子晶体中填充可调谐物质,利用可调谐物质随温度、电场、磁场和强激光场等变化做出的响应,从而控制THz波出射强度的变化,可以制成基于光子晶体的THz波调制器。李九生等[1]、陈鹤鸣等[2]设计出了多种电控、磁控和光控的光子晶体THz波调制器。2011年陈鹤鸣等[3]设计了一种双波长的光子晶体THz波调制器,但该调制器需要同时引入一个圆形点缺陷和一个椭圆点缺陷,通过这两个不同的点缺陷分别调制两个不同的THz波,不便于操作。
本文提出了一种基于复式晶格光子晶体直接耦合结构的双波长THz波调制器。该调制器在复式晶格光子晶体基础上,采用点、线缺陷组合的直接耦合结构,在圆形点缺陷处引入光控GaAs (砷化镓)[4]作为可调谐物质,利用此点缺陷可同时对双波长THz波进行调制。仿真结果表明:对于两个不同的波长,调制器的插入损耗分别为0.31和0.43 dB,消光比分别为和58.9和67.8 dB,最高调制速率分别为2.22和1.54 GHz。与点、线缺陷组合的同类侧耦合结构调制器相比,直接耦合结构的调制器在调制“断”状态时对光波的束缚能力更强,具有更高的消光比。
1 结构模型和调制机理
1.1 调制器结构
本文中调制器采用二维嵌套复式正方晶格、硅介质柱光子晶体,方形介质柱边长为b=9 μm,圆形介质柱半径为r=5 μm,折射率均为3.4,晶格常数为undefined;背景为空气,折射率为1.0。首先改变光子晶体中心处圆形介质柱的半径,使其成为点缺陷(R=2.3r),然后分别去除点缺陷上方和下方的一部分介质柱来引入线缺陷,点缺陷上下剩余的介质柱作为牵引区,
牵引光波模式,用于导光。光子晶体直接耦合结构是将点缺陷放置在线缺陷中的某一部分所构成的耦合结构,如图1所示。
1.2 调制机理
在图1所示的调制器结构中,点缺陷处填充光控GaAs材料,当没有外部泵浦光时,GaAs的折射率实部为n=3.55,虚部为n′=0,点缺陷处存在两个不同的缺陷模,此时符合谐振频率的THz波耦合入点缺陷,并在点缺陷处谐振,不断积累能量,最终耦合至另一条点缺陷,从调制器出射口输出,调制器表现为“通”;当在点缺陷处外加一定光强和波长的泵浦光时,GaAs的折射率的实部不变,虚部为n′=2.55,此时点缺陷处的两个缺陷模消失,符合原缺陷模频率的THz波就无法在点缺陷处谐振,不能通过调制器,调制器表现为“断”。
2 仿真结果分析
利用2D-FDTD(二维时域有限差分)法来仿真所设计的THz波调制器的性能。调制器由21×23个硅介质柱组成,厚度设计为5个晶格常数,晶格常数a=undefined,调制器四周设有PML(完全匹配层)。
2.1 可调谐点缺陷处的缺陷模特性分析
(1) 当点缺陷处的调制光场强度为0时,GaAs处于基态,其折射率实部n=3.55,虚部n′=0,此时点缺陷处存在两个缺陷模,分别位于4.79 THz(62.691 μm)和4.54 THz(66.076 μm),品质因子分别为922和1785,如图2所示。
(2) 当点缺陷处施加波长为810 nm、入射强度为0.4 μJ/cm2的泵浦光(调制光源)时,GaAs处于光激发态,其折射率实部n=3.55,虚部n′=2.55,此时点缺陷谐振腔处的缺陷模消失,如图3所示。
对比图2和图3可见,随着施加在点缺陷处的泵浦光从无到有,GaAs材料的折射率发生了变化,原本处于4.79 THz(62.691 μm)和4.54 THz(66.076 μm)处的缺陷模消失了,入射光在点缺陷处不能谐振,因而不能耦合入点缺陷,调制器表现为由“通”状态到“断”状态的转变。
2.2 双波长THz波调制器的透射谱分析
在双波长THz波调制器的出射口处设置探测器,仿真出调制器的输出透射谱,如图4所示。
由图4可知,“通”状态时,禁带中出现两个透射峰,而“断”状态时禁带中的透射峰消失。因此,当入射调制器THz波的频率为4.79和4.54 THz时,只要控制外加泵浦光的有无,就可以实现对这两个THz波的通、断调制。
2.3 THz波调制器的性能分析
(1) 将THz波源设置为连续波,波长设为62.691
μm,幅度为1,在调制器的出口处设置监视器。图5(a)所示为点缺陷处不加泵浦光,调制器表现为“通”状态时的时域稳态响应图。图5(b)所示为点缺陷处加泵浦光,调制器表现为“断”状态时的时域稳态响应图。
由图5可知,调制器“通”状态稳定时,THz波的透过率为0.932;调制器“断”状态稳定时,THz波的透过率为1.2×10-6。因此当入射波长为62.691 μm时,调制器的插入损耗为0.31 dB,消光比约为58.9 dB。GaAs材料折射率的响应时间约为100 ps,调制器系统稳定时间约为0.35 ns,因此调制器的整体响应时间为0.45 ns,调制速率最高能达到2.22 GHz。
(2) 将THz波源设置为连续波,波长设为66.076
μm,幅度为1,在调制器的出口处设置监视器。图6(a)所示为点缺陷处不加泵浦光,调制器表现为“通”状态时的时域稳态响应图。图6(b)所示为点缺陷处加泵浦光,调制器表现为“断”状态时的时域稳态响应图。
由图6可知,调制器“通”状态稳定时,THz波的透过率为0.905;调制器“断”状态稳定时,THz波的透过率为1.5×10-7。因此当入射波长为66.076 μm时,调制器的插入损耗为0.43 dB,消光比约为67.8 dB。GaAs材料折射率的响应时间约为100 ps,调制器系统稳定时间约为0.55 ns,因此调制器的整体响应时间为0.65 ns,调制速率最高能达到1.54 GHz。
3 结束语
本为提出了一种基于复式晶格光子晶体直接耦合结构的双波长THz波调制器。通过对点缺陷处施加泵浦光场,改变其非线性材料的折射率,从而使其对应的两个不同缺陷模发生改变,达到一个点缺陷同时控制两个不同THz波长“通”、“断”调制的目的。仿真结果表明:该调制器插入损耗小、调制速率高。与侧耦合结构调制器相比,直接耦合结构调制器在调制“断”状态时对光波的束缚能力更强,消光比更高,在对消光比要求严格的THz通信系统中具有重大的应用价值。
参考文献
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[3]陈鹤鸣,徐妍.二维正方晶格光控太赫兹波调制器[J].南京信息工程大学学报,2011,3(1):58-61.
直接调制 篇4
IM-DD(强度调制-直接检测)的光传输系统在成本、可靠性等方面具有显著优势,在传统高速、长距离的光通信系统中已被大量采用。随着高速城域、接入光传输需求的持续增长,基于IM-DD的光通信技术在城域、接入等领域的应用潜力更加明显。在这类系统中,除了低成本光学器件对传输性能的影响外,光纤色散效应引入的ISI(码间干扰)也是影响传输容量与距离的主要因素。
日益成熟的数字信号处理技术提供了一种较低成本处理ISI与器件非理想效应的方式,单载波频域均衡属于一种信道均衡方案。相比于传统时域均衡方案,单载波频域均衡的并行计算方式拥有较低的计算复杂度,实现成本较低。另外,该方案将FFT(快速傅里叶变换)和IFFT(快速傅里叶逆变换)计算模块均置于接收机中,降低了发射机中电路处理硬件的复杂度[1]。目前,单载波频域均衡技术较多地应用在高速相干光通信系统中[2,3,4],在色散受限的IM-DD光传输系统中应用较少。
本文针对IM-DD的光传输系统,通过分析时域与频域ISI的关系,提出一种通过时域截取方法减弱噪声影响的均衡器抽头更新方式,仿真结果表明,对于10Gbit/s NRZ-OOK(非归零码-开关键控)系统,频域均衡方案可使得时域截取方法经优化截取位置与符号数目后能够取得优于传统时域均衡的性能。在10Gbit/s NRZ-OOK实验系统中,改进的单载波频域均衡技术相比传统时域均衡技术取得约2dB的性能提升。
1 IM-DD系统的频域均衡方案
在发射端,采用单载波频域均衡技术的发送信号以成帧的方式传送和处理,从而在接收端实现每帧信号的并行处理。在发射端,定义第m帧的输入数据为xm=[xm(0),xm(1)…xm(N-1)],长度为N。信道传输的单位冲击响应为hm,长度为L。在接收端,经过探测和采样后,第m帧的数据为ym,长度为N。通过图1所示的两种方式表示数据传输过程中由于色散等效应导致的ISI。
如图1(a)所示,从时域上观察,ISI由单位冲击响应hm描述,长度为L,表示为ISIL。使用FFT将ym变换至频域得到Ym。以Hm表示第m帧数据的信道传递函数,长度为N。在频域上ISI的作用如图1(b)所示,其中ISI由信道传递函数Hm描述,长度为N,表示为ISIN。时域、频域两种形式下信道传递函数的对应关系可描述为
通过研究ISIL与ISIN的关系,可以发现两者所包含的信息是相同的,但ISIL分布在L个单元上,ISIN分布在N个单元上,即ISIL上每单元的平均能量高于ISIN。因此,在噪声相同的情况下,均衡器针对ISIN估计会比对ISIL的估计受到更多的影响。通常,可以采用较大的N值以减少运算复杂度。均衡器针对ISIN估计时,抽头系数更新示意如图1(c)所示。为了在频域均衡中估计ISIL,针对均衡器抽头的梯度向量提出一种时域截取的方法,更新过程如图1(d)所示。
时域截取的频域均衡包含两个方面:(1)在频域上均衡补偿ISI;(2)在时域上估计ISI,基本处理流程如图2所示。
输入向量包含两帧数据(2 N个符号)进行线性卷积[5],将两倍采样的数据序列分为奇偶部分进行自适应均衡器处理,依据频域LMS(最小均方算法)作为抽头系数更新的误差函数[6]。根据图2(a)所示,频域均衡过程可描述为
式中,上标e,o表示奇偶采样序列;表示均衡器的输出;Wm,2 N表示均衡器抽头系数的向量,长度为2 N;F和F-1分别表示FFT和IFFT。
进行时域ISI估计时,频域的LMS梯度向量计算为
式中,0N表示长度为N的零向量;errm表示误差向量。将该梯度向量▽e,o2 N变换至时域,截取L′个符号,得到
式中,[·]L′表示在向量中截取L′个符号。均衡器系数wm的更新在L′个符号区域内进行,即
式中,μ表示更新步长,更新后wm向量在相同的位置补零增加至2 N个符号,并变换回频域,
所述时域截取方法与传统梯度约束技术的区别如图2(b)所示。梯度约束是为了消除FFT带来的圆周卷积效应,而时域截取具有降噪功能,其性能将在仿真中进行研究。
2 仿真结果及分析
为了验证基于时域截取的频域均衡方法,仿真搭建了IM-DD的10Gbit/s NRZ-OOK系统。在发射端,使用长度为214-1的PRBS(伪随机二进制序列)产生OOK调制信号,每帧128个符号,前8个符号为循环前缀。整个序列前1 024个符号用作训练序列,NRZ信号脉冲的滚降系数为0.2。传输链路由100km普通单模光纤跨段构成,其衰减为0.2dB/km,色散为20ps/nm。在接收端,接收信号经强度检测、两倍采样后,进行频域LMS信道均衡,仿真系统总体结构如图3所示。不同均衡方案下BER(误码率)随OSNR(光信噪比)变化曲线如图4所示。图中,TDE为时域均衡,AWG为阵列波导光栅。
图4比较了时域截取的位置和符号数目对传输性能的影响,同时也给出了采用16抽头的LMS时域均衡方案的结果。时域截取位置分为两种情况:梯度向量的前L′个符号(图中表示为first)或梯度向量两侧各L′/2个符号(图中表示为side)。在仿真中共验证了4种截取方法:前侧128符号、前侧16符号、两侧各64符号和两侧各8个符号。其中,截取前侧128个符号的性能相对较差,两侧各截取8个符号的性能优于其他截取方法。总体来说,截取同样数目的符号时,两侧截取的性能优于前侧截取;截取位置相同时,16个符号的性能优于128个符号。可以发现,当采用两侧截取16个符号的方案时,频域均衡方案性能由于采用16抽头LMS的时域均衡方案,在误码率接近2×10-3时,对应的OS-NR需求降低了2dB。
当采用性能较优的两段截取方案时,不同接收端OSNR条件下的BER随截取符号数目的变化曲线如图5所示。可以发现,当OSNR分别为17、20和23dB,每组输入均衡器的两帧数据长度为256,所截取符号数目取值为(20,21,…,28)时,各OSNR下的最优截取长度取值均在(23,24)附近。
3 结束语
本文针对单载波IM-DD系统,分析了时域、频域ISI的相互关系,提出了基于时域截取估计的频域均衡方式以减小噪声对信道均衡的影响,并对截取位置和符号个数进行了仿真优化。仿真结果表明,相对于传统时域均衡方案,采用频域均衡后,10Gbit/s NRZ-OOK信号经过100km单模光纤传输后,所需要的OSNR需求可降低2dB。
摘要：研究了单载波光IM-DD(强度调制-直接检测)系统的频域均衡方案,通过分析时域与频域单载波信号ISI(码间干扰)的关系,提出一种通过时域截取的方法减弱噪声影响的均衡器抽头更新方式,并通过仿真对截取位置和符号个数的选取进行了优化。仿真结果表明,10Gbit/s NRZ-OOK(非归零码-开关键控)信号经过100km传输后,相对于传统时域均衡方案,频域均衡方案所需要的光信噪比需求可降低约2dB。
关键词：光强度调制,直接检测,频域均衡
参考文献
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直接调制 篇5
电压型脉宽调制(PWM)整流器具有网侧电流谐波小、直流电压输出恒定、功率因数可控和能量双向流动等优点[1,2,3],在诸如有源滤波、超导储能、可再生能源(太阳能、风能)并网以及四象限交流电动机驱动等场合得到了广泛应用[4,5]。目前有关PWM整流器的高性能控制方法主要包括电压定向控制 (VOC)[6]、直接功率控制(DPC)[7,8,9,10]以及近年来出现的模型预测控制(MPC)[11,12,13]。VOC可以获得良好的动态性 能以及稳 态性能,但是对比 例—积分 (PI)参数依赖性较强[6]。DPC无需坐标旋转变换, 具有算法简单、动态响应快等优点[7],但稳态纹波较大。不同于VOC和DPC,MPC利用系统的动态模型来预测下一时刻的电流/功率,通过最小化一个与控制变量误差相关的目标函数来获得一个最佳电压矢量。相比DPC,MPC在矢量选择上更加精确有效,而且原理简单、容易实现,具有良好的动静态性能,是近年来得到广泛关注和研究的一种控制方法。
以上几种控制方法在理想对称电网条件下得到了相对深入的研究,但在实际电网中由于负载不平衡以及电网故障等因素均会引起电网电压不对称。如果沿用传统理想电网下的方法会使网侧电流出现大量谐波,直流母线电压和网侧功率出现二倍频波动等[14,15,16],严重影响系统性能。为此世界各国学者针对电网不平衡条件下的PWM整流器控制进行了研究,以期实现恒定直流电压输出,减小网侧电流谐波和有功功率、无功功率波动。
由于VOC相对比较成熟,早期有关电网不平衡的研究多在VOC框架下进行。文献[17]首先在有功功率恒定条件下推导得出同步旋转坐标下的正负序电流参考值,然后在正序同步坐标下对电流进行调节,其主要问题是对负序电流的控制不是很精确。文献[18]进一步建立了双旋转坐标系,分别对正负序电流进行调节,提高了对负序电流的控制精度,但是需要额外的Notch滤波器来分离正负序电流,而且4个PI电流内环需要较多调试工作。为了简化系统,后面又提出根据输出功率来计算电流参考值[19]以及在静止坐标上采用比例谐振(PR)控制器来对电流进行调节[20]等方案,但仍然比较复杂。
随着对DPC研究的深 入,近年来又 提出在DPC框架下进 行电网不 平衡控制 的方案。文 献[21]通过推导得出消除负序网侧电流的功率补偿值,然后将该补偿值加入到原来的功率参考值。该方案很容易集成到已有的DPC中使用,其不足之处是功率补偿值的获得需要对电网电压和电流进行正负序分解 以及坐标 旋转变换,计算相对 复杂。文献[22]在文献[21]的基础上进行了改进,在静止坐标系通过推导得出了不同控制目标下的功率补偿 值,并采用滑模控制和空间矢量调制(SVM)来提高系统的鲁棒性和稳态性能,但补偿值的计算仍需电网电压负序分量和电流正序分量的提取,另外,滑模控制器需要调节滑模增益等参数。
MPC具备DPC的结构简 单和无需 调试等优 点,同时具有更好的动静态性能,在电网不平衡时采用MPC势必能取得比DPC更好的效果,但目前基于MPC框架下的电网不平衡控制比较鲜见。为此本文提出一种电网不平衡时基于MPC的新型解决方案,其控制目标是消除有功二倍频脉动、减小网侧电流谐波和保证平均单位功率因数。同以前的方法相比,它具有如下特点:无需任何控制变量的正负序分解;无需同步旋转坐标变换和复杂的滤波器,完全在静止坐标实现;仅修改功率参考值因而容易扩展实现不同目标;除直流电压环外,无需其他调试整定工作。该方 法的有效 性通过仿 真和实验 得到了验证。
1 不平衡电网下 PWM 整流器功率分析
1.1 采用同步旋转坐标系变量描述的瞬时功率
三相电压型PWM整流器的主电路拓扑结构如图1所示,其中:ea,eb,ec为网侧三相交流电压;L和R分别为三相交流电抗器的电感和等效电阻。
通过abc/αβ坐标变换,可以得到在两相静止αβ坐标系下的PWM整流器数学模型[13,23]:
式中:e,i,v分别为网侧电压矢量、网侧电流矢量和整流器交流侧输出电压矢量。
根据瞬时功率理论[24],电网侧的复功率S可以表示为电流共轭和电压的乘积:
式中:“*”表示共轭;“⊙”和“”分别表示矢量点积和叉积。
在电网不平衡时,电网电压和电网电流可以分别表示为其各自的正序分量和负序分量之和:
式中:eαβ+ ,eαβ-和edq+ ,edq-分别为电网电压在静止αβ坐标系和同步旋转坐标系的正序和负序分量;iαβ+ ,iαβ-和idq+ ,idq-分别为电网电流在静止αβ坐标系和同步旋转坐标系的正序和负序分量;ω为系统额定角频率。
相应的网侧复功率可以用电压和电流的正负序分量表示为:
其中S0代表直流分量,具体表示为:
Srip代表谐波分量,具体表示为:
对式(5)—式(8)进一步整理可得有功功率和无功功率的瞬时表达式为:
至此,采用同步旋转坐标下的电压和电流描述的瞬时有功和无功功率的表达式如式(9)和式(10) 所示,这也是目 前大部分 文献研究 电网不平 衡时PWM整流器控制的理论基础[17,18,19]。
1.2 采用静止坐标系变量描述的瞬时功率
传统的电网不平衡控制方法大都需要正负序分解以及一个或两个同步旋转坐标变换,通过对正负序分量的控制来达到所期望的控制效果。控制系统通常比较复杂,如果能够省掉正负序分解并且都在静止坐标系下进行控制,则可以大大降低系统的复杂性。为此,本文利用静止αβ坐标系下的电压和电流矢量以及它们的延迟信号(90°延迟)[25],经过数学推导得到能够消除网侧有功功率脉动的功率补偿值。该补偿值进一步加到平衡电网下控制方法的功率给定值,形成新的最终功率参考值。为了达到简化系统的目的,需要将1.1节中采用旋转坐标系变量描述的功率用静止坐标系下的电压矢量、电流矢量以及它们的延迟信号来表示,从而得到静止坐标系下的电流参考值以及功率补偿值。
首先,推导静止坐标系下变量及延迟信号和同步坐标系下变量之间的关系。为简化起见,假设静止坐标系下的变量为x,则其90°延迟信号可表示为x′。静止坐标系下正负序分量与各自延迟信号之间的关系如下:
相应的x′与x之间的关系可以表示为:
根据式(11)和式(12),x和x′与静止坐标系下的xα+ β和xαβ之间的关系可以表达为:
对式(13)求逆可得:
根据式(4),静止坐标系下和旋转坐标系下的正负序分量之间的关系为:
由式(13)、式(14)和式(15)可以得出同步坐标系下正负序分量与静止坐标下变量及延迟信号之间的关系为:
将式(16)代入式(10)可以得到在静止坐标系下采用电压和电流以及各自延迟信号来表示的瞬时功率,从而省掉正负序分解。其具体表达式为:
其中:
2 不平衡电网下模型预测直接功率控制
2.1 功率补偿值计算
模型预测直接功率控制(MPDPC)在不平衡电网电压条件下的难点在于对功率给定的计算。如果按照理想平衡电网下的MPDPC进行控制,虽然有功和无功功率仍然可以跟踪功率参考值,但是网侧电流会发生严重畸变,产生大量谐波和负序分量。 网侧电流的负序分量虽然会使三相电流不对称,但不影响电流总谐波畸变率(THD),因此降低网侧电流畸变主要是通过减小网侧电流谐波来实现。1.2节已经分析得到了电网电压和电流同时存在负序分量时瞬时功率的表达式,下一步就是根据具体的应用需求来求解电流或功率参考值。
本文的控制目标为消除网侧电流谐波、消除有功功率脉动并且保持平均单位功率因数。有功功率脉动为零对应着式(17)中的pc2和ps2均为零,即k1 和k2为零。平均单位功率因数对应着无功直流分量为零。控制目标等效为求解如下方程:
式中:上标ref表示参考值,下同。
求解式(19),可得相应的静止坐标下的电流参考值为:
根据式(21)可得为消除有功功率脉动,相应的新型功率参考值为Srefnw=1.5(iref*e),该新型功率参考值与原来的复功率参考值之差即为相应的功率补偿值,具体表示为:
展开成分量形式为:
式中:上标comp表示补偿值。
2.2 MPDPC算法
在2.1节中以消除有功功率脉动和网测电流谐波、实现平均单位功率因数为目标计算得到了功率补偿值,该补偿值和理想对称电网下的功率参考值相加后得到适合不平衡电网控制的新型功率给定 值,剩下的工作即为如何控制实际功率跟踪该新型功率参考 值。由于MPC的诸多优 点,本文采用MPDPC对功率进行控制,下面对其原理进行简单介绍。
对式(1)离散化可得下一时刻的网侧电流预测值为:
式中:Tsc为控制周期。
由于MPDPC的控制周期很短,可认为下一时刻电网电压和上一时刻相等,即ek+1=ek,则下一时刻的复功率可以得到为:
对式(24)分解可得到在k+1时刻的瞬时有功功率pk+1和瞬时无功功率qk+1分别为:
对于PWM整流器的每个电压矢量(两电平共有8个,其中两个 零矢量)都可以根 据式 (23)—式(25)预测得到其对应的下一时刻的有功和无功功率。MPDPC的基本原理是通过比较不同电压矢量作用下的有功功率/无功功率和给定参考值之间的误差,枚举选出使功率误差最小的矢量。功率误差可以用如下目标函数表示为:
考虑电网不平衡的MPDPC流程见图2。
从图2中可以看 出功率补 偿值的计 算与MPDPC算法本身相对独立,功率补偿值与原有功率参考值相加后得到新的适合电网不平衡运行的功率参考值,如果功率补偿值为零,则系统与传统的MPDPC完全一致。因此,本文采用的功率补偿方案具有很强的通用性和可移植性,获得新型功率参考值后也可以用其他方法来跟踪参考值,限于篇幅不再赘述。
3 仿真结果
为了验证本文提出的基于功率补偿的MPDPC在电网不平衡下的有效性,在MATLAB/Simulink环境下进行了仿真。系统控制框图如图3所示,仿真参数如下:线电压有效值U=150V,不平衡度为20%,三相电压负序分量初相角θ=-25°,电源电压频率f=50Hz,直流侧母线电压Udc=300V,电抗器电感值L=10mH,直流侧电容C=840μF,负载电阻R=100Ω,控制采样频率fs=20kHz。作为对比,本文还给 出了不加 任何补偿 值的传统MPDPC在不平衡电网电压下的仿真结果。
图4是不考虑功率补偿的传统MPDPC的仿真结果。系统在0.3s的时候电网电压开始不平衡, 相应的网侧电流发生严重畸变,母线电压也产生了二倍频波动。对比0.3s前后可以发现,在理想电网下MPDPC可以取得良好的控制效果,但在电网不平衡时如果仍控制有功和无功功率恒定的话,则网侧电流会产生大量谐波而严重畸变。图5是采用本文提出的功率补偿方案 后的MPDPC的仿真结 果。由于加入了功率补偿值,在0.3s后无功功率开始产生二倍频波动,但平均值仍然为零,保持了平均单位功率因数。有功功率基本保持恒定,没有明显波动,表明本文消除有功功率波动的目标已经达到。另外,电网电流虽然由于产生了负序分量而变得不平衡,但是正弦度较好,没有明显谐波。
进一步分析了在1kW有功功率稳态时带功率补偿的MPDPC和传统无功率补偿的MPDPC的网侧电流频谱。无功率补偿时,MPDPC的电流THD高达20.7%,而采用功率补偿后网侧电流的THD仅有4.75%,验证了本文所提功率补偿方案在电网不平衡时能有效减小电流谐波和THD。
4 实验结果
除了仿真结果,本文进一步进行了实验验证,其中三相电网电压不平衡通过单相串联电阻的方法来实现[20]。实验参 数与仿真 一致。图6是传统MPDPC由平衡到不平衡情况下在1kW有功功率稳态时的实验结果。图中从上至下依次为:有功功率p、无功功率q、网侧电压和电流。可以看出,当电网电压处于不平衡的时候,电网电流发生严重畸变。图7是在电网不平衡时由传统MPDPC切换到带功率补偿的MPDPC的实验结果。可以看出,当本文所提出的方法被使用时,电流谐波明显得到减小,有功功率没有二倍频波动,无功功率虽然产生二倍频波动,但是平均值仍然为零,保持了平均单位功率因数,实验结果与仿真一致。
进一步分析了在1kW有功功率稳态时带功率补偿的MPDPC和传统MPDPC的网侧电流频谱。无功率补偿时MPDPC的电流THD高达13.01%, 而采用功率补偿后网侧电流的THD仅有5.77%, 验证了本文所提功率补偿方案在电网不平衡时的有效性。
5 结语