调制理论（精选9篇）
调制理论 篇1
0 引言
目前, 通信信号自动调制识别技术广泛应用在民用和军事上并发挥重要作用。在军事上应用到电子对抗、目标捕获与定位、无线电侦听、频谱监测与管理和识别非法的信号传送等领域[1]。在这么多种类的信号调制中, 一方面需要在满足现实环境下精确识别出信号的调制方式; 另一方面, 为了满足某种要求还需识别尽可能多种类的信号。在对特征参数的提取上有信号瞬时的时频域特征、高阶统计量特征、小波变换[2,3]提取的特征和星座图特征等。在统计模式识别中分类器的发展经历了利用决策树判决、基于人工神经网络 ( ANN) 的判决和基于支持向量机 ( SVM) 的调制识别过程[4,5]。ANN[6,7,8]法面临训练时间过长和不充分。它和SVM法的运算量较大, 实时性不高。由于理论的局限性, 在一定实时性的要求下终归比不上基于判决理论的调制识别算法, 早前有A. K. Nandi和E. E. Azzouz[9]等人提出了一种时频域的综合识别方法; 石明明[10]等对常规的模拟调制信号的识别中对基于决策理论下的分类器做了一定的改进。本文基于决策树判决理论方法, 针对多种模拟和数字信号的调制方式, 综合利用各特征参数对前面算法做了一些改进, 一定程度上提高了信号的识别率。
1 特征参数的提取与识别流程
选取以下高阶累积量和时频域瞬时信息[11]等8个特征参数对仿真中用到的不同种类信号进行调制识别, 具体表达式如下:
①零中心归一化瞬时幅度谱密度的最大值γmax为:
②零中心非弱信号段瞬时相位非线性分量绝对值的标准差σap为:
③非弱信号段瞬时相位直接值的零中心非线性分量的标准偏差σdp为 :
④谱对称性P为:
⑤零中心非弱信号段归一化瞬时频率绝对值的标准差σaf为:
⑥零中心非弱信号段归一化瞬时幅度的标准差σda为:
⑦零中心归一化瞬时幅度的紧致性μa42为:
⑧零中心归一化瞬时频率的紧致性μf42:
μf42为基于瞬时频率的统计参数; f ( i) 为信号的瞬时频率[12]。
通过提取上面的特征参数将AM、LSB、DSB、USB、FM、2ASK、4ASK、2FSK、4FSK、2PSK和4PSK等11种模拟和数字调制信号识别出来; 常规识别算法中对2ASK和4ASK信号采用零中心归一化瞬时幅度绝对值的标准差值进行分离, 但随着低信噪比的需要, 该参数的不稳定性导致较低的识别率, 故采用归一化瞬时频率紧致性分离这2个信号。实验在SNR = 8下产生200组2ASK和4ASK信号并求出上述参数值仿真结果, 如图1所示。
另外, 在一定低的不同信噪比下统计出该参数的平均值, 其直方图如图2所示。
图1和图2明显反映出2ASK和4ASK信号零中心归一化瞬时幅度的紧致性值的差别, 只需设置合理的门限便能很好地识别出这2种信号。功率谱: 经典算法里面对于MFSK信号的识别采用零中心非弱信号段归一化瞬时频率绝对值的标准差门限参数, 而在实际中该参数在不同SNR下的不稳定性造成较低的识别率。由于不同进制的频移键控信号的功率谱谱峰数不同, 以此作为2FSK和4FSK的分类特征, 它们的功率谱谱峰分别为2个和4个[13]; SNR变化情况下零中心非弱信号段归一化瞬时频率绝对值的标准差的波动也较大, 为了在SNR不低于8 dB下能得到较高的识别率, 在对2FSK和4FSK的分离中采用信号功率谱谱峰数分离这2类信号, 它们的功率谱如图3所示。
从图中可以看出信号的峰值数可以明显区分2FSK和4FSK, 程序设计在筛选谱峰值的时候注意设定一定的门限值以消除噪声带来的虚假谱峰。
本次实验根据以上所述的特征参数对模拟和数字等11种调制信号进行识别, 各门限参数设置及识别流程如图4所示。
2 仿真实验步骤及结果分析
2. 1 实验步骤
提取上述特征参数后利用参数σdp将信号集分成 { AM、2 ( 4 ) ASK} 和 { DSB、LSB、USB、FM、2 ( 4) FSK、2 ( 4) PSK} 这2类。对于前者, 先用μa42 大于其门限值分离出AM, 再利用μf42参数判决大于门限值判定为4ASK, 另一个则为2ASK。对于后一个信号集, 判决| P |是否 > 0. 6, 分为{ LSB、USB} 和 { DSB、FM、2 ( 4) FSK、2 ( 4) PSK} ; 前者利用P的正负性区分; 后者先利用σap是否 < PI/5. 5分为 { DSB、2PSK} 和{ FM、2 ( 4) FSK、4PSK} ; 利用σda> 0. 18时分离出DSB, 利用γmax> 3. 3分离出FM, 利用σaf> 9分离出4PSK, 最后利用功率谱谱峰数分离2FSK和4FSK信号, 采用功率谱谱峰数判决与传统方法识别率对比如表1所示。
从表中可以看到, 选取功率谱谱峰来区分FSK信号大大地提升了该类信号的正确识别率。
本次仿真在不同SNR下 ( 主要 <10 dB) 提取前面所述特征参数并对AM、DSB、LSB、USB和FM这5种模拟信号以肪2ASK、4ASK、2FSK、4FSK、2PSK和4PSK等6种数字信号共计11种信号调制类型进行识别; 其中, 信号采样率设为90 MHz, 码元长度为45, 载频为20 MHz, AWGN引入高斯白噪声, 分别在不同信噪比下对每类信号进行400次蒙特卡洛实验并统计各类信号的正确识别率。各类型调制信号在不同SNR下的识别率如表2所示。
2. 2 结果分析
从上面正确识别率图表中可以看出, 在经过特征参数适当的选取调整之后, SNR不小于8 dB的情况下调制信号的识别率得到了一定的改善, 尤其是对FSK信号采用功率谱谱峰来判决获得了较高的正确识别率, 从而提升了信号的整体识别率。
3 结束语
基于决策理论判决法对模拟、数字调制等11种信号的识别算法进行了一定地改进, 使在SNR较低的情况下能够尽可能地识别较多的调制信号, 同时提高信号的正确识别率。仿真结果验证, 在8 dB下每类信号的正确识别率均达到较高的水平。研究如何在SNR较低的情况下对尽可能多的模拟、数字调制信号的识别在航天测控信号等领域也具有重要的意义。基于特定环境里要求较低SNR识别多种调制信号也是研究的重要方向之一。
调制鸡尾酒 篇2
在那节课上，老师教我们调制彩虹鸡尾酒，并告诉我们彩虹酒主要就是依靠各种口味的酒之间的不同密度进行分层。等我们了解了调制原理后就争先恐后地做起来。由于雪碧、维他命水、矿泉水是需要加入紫甘蓝汁调配的，所以，由尚梓桐来将紫甘兰捣成汁，而其他人则分析其他原料密度的大小和应该对应的层数。
“苹果醋应该放在最下面的一层，其次是蓝莓汁、橙汁、雪碧……”我说。“不对，橙汁后面应该是红糖水，然后才是雪碧。”傅思秦反驳道。“那也不一定。”田子禾又继续说：“我觉得密度应该是和甜度有关，越甜密度越大，如维他命水比矿泉水甜，所以在矿泉水的下面。”“那也不对。”我又继续说：“苹果醋没有蓝莓汁甜，可在蓝莓汁下面，所以你说的也不对。还是听我的吧，先试一把，不对再说。”听了我的话，其他人也连连点头。这时，尚梓桐也将紫甘兰捣成了汁。“开始行动！”我一声令下，所有人都开始行动，每个人手里都拿着一个滴管，大家都有序地将滴管里的液体顺着试管的旁边滴下去。
一层、两层……大家都摒着呼吸静静地看着彩虹鸡尾酒的形成。已经三层了……就在第四层即将形成的时候，突然，第四层和前面的三层融为了一体，变成了很奇怪的颜色。红也不红，蓝也不蓝。
“看来问题出在红糖水上。”我说，“我们还是要重新来测一下红糖水的密度。”
于是我们重新做起，用红糖水的密度和雪碧的密度相比，查出了红糖水比雪碧密度小，接着和维他命水比……
很快，我们就有了新的结论，鸡尾酒也调制的又快又好。
调制理论 篇3
关键词：24脉波整流机组,开关函数,调制理论,FFT,特征谐波
1 引言
为减小三相整流器输入的总谐波含量, 提高整体系统的电磁兼容性, 采用将整流电路进行移相多重联结的方法得到了普遍采用。在一个电源周期中, 整流装置输出的电压脉波数越多, 则输出电压中的最小谐波阶次越高, 其幅值也越小;同时流入整流装置的交流电流中的谐波频率越高, 谐波电流幅值越小[1]。在城市轨道交通牵引供电系统领域, 越来越多的牵引变电所是采用24 脉波整流机组取代以前的6 脉波或12 脉波整流机组, 以减少网侧输入电流的谐波含量, 降低高次谐波对电网及其它设备的影响。当由24 脉波整流机组构成的直流牵引供电系统处于理想稳态对称运行情况下时, 整流机组的交流侧和直流侧均只产生特征谐波。
谐波分析的方法主要有时域法和频域法两种。文献[2]采用基于Newton-Raphson法对电压的基波和谐波潮流同时进行计算, 但该策略存在以下缺点: (1) 需要同时已知谐波源的电压和电流; (2) 采用Newton-Raphson法分析计算时所列的方程组中Jacobi矩阵比较复杂, 计算量繁重; (3) 相类似的问题采用该分析方式时需要建立新的方程, 可移植性差。文献[3]提出了一种谐波导纳矩阵法, 其采用某一频域耦合导纳矩阵来模拟谐波所产生的相应特性。该方法考虑谐波之间的互相耦合, 对谐波产生机理进行展现, 相比其他频域方法, 其具有模型准确、无需重复迭代等优点。但由于该频域耦合导纳矩阵中各元素取决于系统的运行参数和电路参数, 在直流供电系统中运行的参数通常都是时变的, 使得每次使用模型矩阵时需要重复进行计算, 导致工作量也偏大。基于开关函数定义的适用于二极管不控整流电路和晶闸管相控整流电路的调制理论具有概念清晰、计算量小等优点, 已经被广泛用于各种电力电子电路的建模和分析。基于此, 本文采用调制理论和时域FFT分析方法对理想状态下的24 脉波整流机组的直流侧谐波特性进行分析研究。
2 24 脉波整流机组工作原理
如图1 所示为24 脉波整流机组的拓扑图。
城轨交通牵引变电所中的24 脉波整流机组主要由2 台相同容量的12 脉波轴向双分裂式牵引移相整流变压器和4 组由三相全波整流桥构成的整流器两部分共同组成。机组中的两台整流变压器阀侧均有两套低压绕组分别采用Y型接线和△型接线, 使得两套绕组的线电天然形成30°的相位角。网侧绕组采用两种不同的延边三角形接线方式进行移相, 左延△接法实现移相+7.5°, 右延△接法实现移相-7.5°[4]。通过移相处理, 得到的4套阀侧绕组的线电压就互差15°的相位角。它们各自经过由三相全波整流桥构成的整流器整流, 在4组整流器的直流侧并联运行, 组成2*12 脉波整流系统, 从而向牵引网输出24 脉波的直流电源, 为城轨列车提供牵引动力。
3 调制理论简介
以图 (2) 所示的典型的三相全桥六脉波整流电路为例, 简要阐述调制理论的基本原理。
根据调制理论, 整流电路中输出直流侧电压vd可以看作是输入的交流侧电压va、vb、vc被调制后的结果, 输入的交流电源侧的三相相电流ia、ib、ic可以看作是输出直流侧电流id被调制后的结果, 即vd以及相电流ia、ib、ic可表示为:
式中:Sva、Svb、Svc为交流侧三相电压va、vb、vc的开关函数, Sia、Sib、Sic为交流侧三相相电流ia、ib、ic的开关函数。
简单来讲, 开关函数可以表示成变流器中电力电子器件的开或关的状态, 但电路结构、电压和电流参考方向等因素会决定着其实际取值[5]。
对于图2 中的三相全桥6 脉波整流电路, 交流侧A相电压的开关函数Sva定义如下:
同理可以得到B相电压和C相电压的开关函数Svb、Svc。
理想状态下, 开关器件瞬时完成换相, 不存在换相重叠角。对于A、B、C三相, 其电压开关函数和电流开关函数完全相同[6]。应用调制理论对二极管不可控以及晶闸管相控整流电路进行谐波分析时, 应按照交流侧相电压→直流侧电压、直流侧电流→交流侧相电流的次序依次进行[7]。
4 24 脉波整流机组直流侧特征谐波分析
4.1 24 脉波整流机组电压电流开关函数
在图2 所示三相全桥6 脉波整流电路中, 利用时域FFT分析方法将其电压、电流的开关函数分解为Fourier级数的形式, 如下所示:
式中:An为各开关函数的系数;w为角频率。
本文将从三相全桥6 脉波整流电路的电压电流开关函数出发, 逐步推导出24 脉波整流机组的电压电流开关函数。图3 所示的 (a) 、 (b) 分别为不考虑换相角 δ 时和考虑换相角 δ 时的三相全桥6脉波整流电路a相电压开关函数Sva以及电流开关函数Sia的图形。
对于图3 (a) 中, 由于不考虑换相角 δ, 根据基于开关函数定义调制理论的基本原理, 可知电压开关函数Sva和电流开关函数Sia完全相等。根据图3 所示的波形, 两开关函数的系数An的计算式为:
对于图3 (b) 中, 考虑换相角 δ 时, 电压、电流开关函数Sva、Sia的系数Anu、Ani的计算式分别如下:
对于12 脉波整流电路, 它由2 组6 脉波整流电路并联或者串联所组成, 其变压器的一、二次侧接线方式分别采用Y / Y形接线和Y / △形接线。由叠加原理, 不考虑换相角 δ 时, 12 脉波整流电路开关函数为6 脉波整流电路Y / Y接线和Y / △形接线各自的开关函数相叠加[8,9,10], 其a相电压、电流的开关函数图形如图4 所示。
根据图4 所示开关函数波形, 电压、电流开关函数的系数Bn的计算式为:
由叠加原理, 不考虑换相角δ时, 24脉波整流机组的a相电压、电流开关函数如图5所示。
根据相类似的计算方法, 不考虑换相角时24脉波整流机组电压、电流开关函数的系数Cn的计算式为:
4.2 直流侧谐波分析
设整流机组输入的三相电压为:
式中:Em为三相相电压的幅值;w为电网电压的角频率。
根据调制理论, 输出直流电压Vdc可表示为:
公式 (10) 中Sv (wt) 为电压开关函数[Sva (wt) , Svb (wt) , Svc (wt) ]的向量表示形式。
根据式 (3) 可知, 此时不考虑换相角 δ 时24 脉波整流机组的电压电流开关函数为:
根据调制理论, 整流机组输出的直流电压Vdc是输入侧的三相电压Es经过电压开关函数Sv调制后所得, 此时:
假定24 脉波整流机组所带负载为阻感性负载, 由电路理论, 可得24 脉波整流机组输出侧的直流电流Idc为:
由公式 (13) 可知, 在理想状态下, 城轨24 脉波整流机组的直流侧的输出电流仅含有24n (n=1, 2, 3, …) 次谐波分量, 各谐波分量的幅值也随着频率的不断增大而以1 / (24n) 2的速度逐渐衰减。
5 仿真验证
本文基于Matlab / Simulink平台构建24 脉波整流机组模型进行仿真。仿真模型主要参数设定如下:三相电压源Uabc为工频50Hz, 线电压有效值为35k V; 单台整流变压器的额定容量S为1000k VA;整流变压器一、二次侧的电压变比为:33000:180:1180;负载电阻R为20Ω, 负载电感L为1e-8H, 仿真时间为0.06s, 仿真波形及其频谱图如图6 所示。
图6中, 图 (a) 、 (c) 分别为24脉波整流机组输出直流电压和电流的波形图。电压电流波形在一个交流周期0.02s之内脉动24次, 每个脉动的角度间隔为15°, 脉动较为平稳, 输出的直流电压存在一定的电压纹波。图 (b) 和图 (d) 为输出直流电压和电流的谐波频谱图, 由频谱图可知:在不考虑换相角时, 24脉波整流机组的直流侧电压、电流谐波只含有24n (n=1, 2, 3, …) 次谐波分量, 且谐波分量的幅值随着谐波频率的不断增大而逐渐衰减, 从而验证了不考虑换相角时基于调制理论所分析24脉波整流机组直流侧特征谐波分布的正确性和有效性。
6 结束语
以三相全桥6 脉波整流电路开关函数为基础, 逐步推导出不考虑换相角时的24 脉波整流机组电压、电流的开关函数。根据调制理论的基本原理, 将24 脉波整流机组输出直流侧电压和电流分别用整流机组输入侧正弦电压和电压开关函数来表示, 从而对不考虑换相角时的24 脉波整流机组直流侧的特征谐波分布进行分析, 并得出其分布规律:在理想状态下, 24 脉波整流机组的直流侧谐波只含有24n (n=1, 2, 3, …) 次谐波分量, 且谐波分量的幅值也随着频率的不断增大而逐渐衰减。在Matlab / Simulink平台建立仿真模型, 仿真结果验证了基于调制理论的直流侧谐波分析的正确性和有效性, 这为二极管不可控及晶闸管相控整流电路的交直流侧谐波分析提供了一种新途径。
参考文献
[1]秦萌涛, 宋文武, 黄琛.舰用12脉波整流器直流侧谐波分析[J].舰船科学技术, 2015, 37 (2) .
[2]张大海, 毕艳冰, 毕研秋, 等.电力逆变器调制理论的扩展研究[J].电网技术, 2010, 34 (12) :63-67.
[3]李琼林, 刘会金, 张振环, 等.基于互调制原理的交直交变流系统中的谐波分析[J].中国电机工程学报, 2007, 27 (34) :107-114.
[4]全恒立, 刘志刚, 张钢, 等.地铁24脉波整流器空载直流侧谐波特性分析[J].铁道学报, 2012, 34 (3) :28-33.
[5]杨小兵, 李兴源, 金小明, 等.基于调制理论的换流变压器铁芯饱和及不稳定分析[J].电网技术, 2009, 33 (20) :49-53.
[6]梁继云, 康积涛.调制理论在交直流输电系统谐波分析中的运用[J].华电技术, 2011, 33 (11) :52-53.
[7]肖超, 刘跃, 张仁红.HVDC中调制理论谐波研究[J].现代机械, 2013, 12 (4) :86-89.
[8]Wang Y, Joos G, Jin H.DC-side shunt-active power filter for phase-controlled magnet-load power supplies[J].IEEE Trans on Power Electronics, 1997, 12 (5) :765-771.
[9]余瑜, 刘开培, 陈俊, 等.基于调制理论的高压直流输电系统混合谐振型谐波不稳定判据[J].高电压技术, 2014, 40 (5) :1582-1589.
《温暖的日子》调制如水女人 篇4
编剧：聂欣
主演：沈傲君、许亚军、侯勇、范明、王茜、车永莉、索妮、徐光宇
探班时间：7月
探班地点：怀柔某影城
人物：沈傲君、侯勇
《温暖的日子》是一部年代剧，讲述了一段跨越三十年的爱情故事，动荡年代的爱情，没那么自由，所以会生出许多跟情感有关的故事，从各个角度深入探讨爱情与现实的问题时，也逐渐深化了“温暖”这个概念。该剧在诠释女主角秦珍（沈傲君饰）一生的同时，注入了很多善良、坚韧、宽容等品质的诠释，尽管情感纠葛，但因为对温暖日子的不懈追求，主人公们最终有了圆满结局。
《温暖的日子》有厚重的年代色彩，也加盟了不少优秀演技派演员，沈傲君刚刚因《胡巧英告状》获得上影节电影频道传媒大奖最佳女主角，剧中她饰演坚韧善良的女教师秦珍，侯勇饰演憨厚淳朴的打铁匠，话语不多却心灵手巧，用温暖的心默默守护着自己得之不易的爱人秦珍。秦珍认识并爱上初恋情人郭良（许亚军饰）时，郭良已与别人相爱。秦珍有着曲折遭遇。阴差阳错，秦珍听到郭良牺牲的消息，在他的妻子难产去世后，领养了他们的儿子，取名秦川，视如己出。因为生活艰辛，她嫁给了憨厚的铁匠三猛子并生了女儿季虹。秦珍解放前曾被骗进青楼，当过妓女，文革时，有人揭开了秦珍这一伤痛，女儿季虹不理解母亲，跟秦珍断绝母女关系。“今天这场戏就是女儿要离家出走，被侯勇饰演的父亲教训的一场戏。”沈傲君聊起剧中角色时说。
在秦珍跌宕起伏的人生路上，虽然遇上三个男人，但郭良从来没走出过她的内心。“半个多世纪的风雨过去，秦珍内心始终保留着一束阳光，一份温暖。”沈傲君理解的秦珍是宽容、大爱、坚强女人的典范。而侯勇则笑言自己饰演的角色放在现代就是个男屌丝，能娶到秦珍这样的白富美，真是太不容易了。
片场：
北京今夏潮湿闷热得像是南方的天气，探班《温暖的日子》时，片场到处可见挥汗如雨的剧组工作人员，沈傲君出现时，穿的是上世纪六、七十年代普通百姓的服装，棉布白衬衫，和灰色小翻领外套，拍摄的房间达到40度。沈傲君告诉现场媒体：“这次合作的演员都是非常专业的演员，衣服汗湿了就一遍遍的换，脸上出汗了就一点点擦，可能一场戏拍完脸上就没有妆了”。
制片主任
沈傲君不仅仅是主演，她还捡了大部分“制片主任”的活，不仅每天给大家买冷饮、西瓜，还带家里熬的绿豆汤来片场给大家消暑，有这样的演员在剧组，真是福气。“今天算非常凉快了一天的，一般打灯的时间长了，房间里面温度就很高，我们秋冬的戏多，所以穿得比较多。”沈傲君出来就招呼着大家喝水，喝酸奶，忙活个不停。侯勇来到片场后，一直夸奖着剧组的礼遇，两个人见面就插科打诨，互相损不停。只见他一边喝着酸奶，一边唠叨着“和沈傲君合作了两个多月，发现她是非常细心的女子。沈老师，你看我夸你，就听不出来我在夸人。每天都这么多好吃好喝的，这是要堵住我的嘴吗？……”话音未落，沈傲君已经嚷嚷着“是要我亲你才能堵上你的嘴吗？”接着人真的就凑了上去……眼看激情戏就要上演，但，没有然后了，就连这场吻戏也是借位，各位看官，还是找个凉快地方散了吧。
虽然沈傲君现场是调节气氛的主力，但五点钟就起来化妆的人怎么都伤不起，尤其在这么热的天气穿得严严实实，实在让人高兴不起来，但是只要一说起儿子，沈傲君立刻充了电似的挂满笑容。侯勇和许亚军都当父亲了，于是三个人在片场总要说说孩子，分享孩子的
视频照片。
铁皮匠的爱
三猛子是个铁皮匠，不是传统意义上打铁的，这个职业比起铁匠还有点技术含量，三猛子最大的优点是善良和敦厚，他遇上有很多“前科”的秦珍，不知道对于他是不是幸运，但他用最质朴最平淡的方式默默守护秦珍，用水滴石穿的毅力终于守得云开见月明。侯勇说：“我饰演的三猛子是一个手艺人，在胡同路开个小铁匠铺，秦珍是小学老师，她有前史，当她住进四合院以后，她的身份气质和四合院不搭调，我暗恋她，但一直没说出来，一直默默关注她，有事的时候帮助她，帮她排忧解难，每次都在紧要关头出现，她向我表达感情的时候，把我吓着了，但这可能也是她的情感需要，所以我们就在一起了，演员就是个杂家，让你演什么你就得演得像那么回事。”
年代感
“这场戏特别累心，侯勇演的我的丈夫刚因为车祸去世，一个孩子可以顶替他的工作名额回城，一家四口在四个地方，全都分开了，亲生女儿不理解妈妈，内心很纠结。这场戏是在我最不喜欢的年代，让我压抑。我小时候从身边的人的只言片语中都感觉到他们的刻意回避，那个年代的语言侯勇拿捏的准确，我总是找不准。”沈傲君对于戏中的七十年代如是说。侯勇就显得淡然得多：“这是积累，有时代烙印的语言，以前拍过就知道。那一代人是不是都释然了，我不知道。”
秦珍是一个命运多舛，经历也奇特的女子，从年轻一直要演到年老，一般情况下，年代情感剧饰演年龄跨度大的女主角，必须具备两个要素，一个演戏功底扎实，一个要有一定知名度。两者都具备的并不多，之前有吕丽萍、蒋雯丽、周韵，看来我们有理由期待一下沈傲君饰演的秦珍。“昨天有一场戏演的是年纪比较大的一场戏，我就觉得我脸上没画很深的颜色可是怎么就觉得老了呢？原来其实化妆师只是把我的眉毛盖了一层粉底，许亚军说年纪大的人眉毛淡了就显得年纪有了，我觉得他们有充足的经验让我一下子找到那份自信，所以年龄跨度上对我来说不是问题，而且自己接受过一些训练，年纪越大身形就不一样了。”沈傲君说。
调制理论 篇5
随着激光技术的发展,激光具有的带宽极宽,数据传输量大,分辨率高等优势愈来愈突显出来。但激光在复杂信道中传输时,由于受到衰减和散射,使得光波的强度,相位在时间和空间上都会呈现随机起伏,产生光束弯曲和漂移,扩展以及接收端光斑发生畸变等现象。但是用微波对激光信号进行调制后,激光信号在频域上产生了变化,其传输信号的能力也大大加强。
二、微波信号调制激光源的调制方法
近年来,关于基于微波信号调制激光雷达的激光发射器的研究工作已经有不少报道,国内外提出了多种的微波调制技术方案。大致上可以分成两种类型:一是内调制技术,即直接在激光发射器内部实现对输出激光脉冲信号的微波调制。二是外调制技术,即利用外部光学调制器实现对输出激光脉冲信号的微波调制。
1、内调制方式
内调制适用于半导体激光器,它是利用微波信号对激光二极管工作点控变的直接调制,将信号注入到半导体激光器,从而获得相应的光信号,属于电源调制方法。调制频率受激光二极管响应速率所限,其极限频率可达25GHz,调制带宽也不平坦,需附加补偿网络。
内调制方式是在激光器内部实现调制过程,直接输出调制后的激光脉冲信号,这种调制方式适合短距离、低调制频率的激光信号传输。
内调制技术存在两个缺点:由于固有弛豫频率的限制无法实现高速激光器调制(>10 GHz);激光器的调制是通过改变注入电流而实现的,这样会产生啁啾,将限制系统的传输距离进一步提高。所以激光的内调制方式只适合做短距离、低调制频率的激光信号传输。调制带宽也不平坦,需附加补偿网络。
2、外调制方式
外调制是在激光信号形成以后,把微波信号输入光调制器,调制到一个由激光器产生的激光载波信号上,并控制这个激光载波信号的某个参数(振幅、相位等),使它按微波信号的规律变化。于是,激光载波信号就运载着这些微波信息(此时的激光被称作已调制激光信号),经过信息处理以后由激光雷达发射天线发射出去。
激光的外调制具有的优点是高速率、大消光比、大光功率和消除半导体激光器内调制产生的光频率跳变的“啁啾”现象。使用外调制技术可提高信号的传输速率,实现光信号的远距离传输,中继距离可延长到至少300km以上,可省掉昂贵的光放大器,降低光通讯的成本,是光通信技术发展方向之一。
缺点是调制损耗较大,且调制线性范围较小。
三、微波信号调制激光雷达进行水下探测的技术研究
通常情况下,激光雷达发射的是未经过调制的激光脉冲信号,其单个脉冲的数学形式可表示为:
其中,P0表示激光脉冲信号的峰值功率;u(t)为单位阶跃函数;tp为激光脉冲的宽度。
为了将微波信号加载到激光脉冲信号上,在这里我们可以用一个激光器产生一个载波激光脉冲信号,再用一个微波发生器产生一个编码了的有用微波信号,再由一个调制器进一步将有用微波信号调制到载波激光脉冲信号上,从而可以产生调制后的激光脉冲信号。当调制器用调制频率为fm,调制深度为m的余弦调制微波信号来调制激光脉冲信号时,可以得到经过调制了的激光脉冲信号如下式所示:
其中,P0表示激光脉冲信号的峰值功率;tp为激光脉冲的宽度;fm调制频率为;调制深度m为调制器对激光脉冲峰值的调制能力,m的大小通常在0～100%之间。
未调制的激光脉冲信号和调制后的激光脉冲信号如下图所示:
四、小结
由于相干探测技术的出现,使得微波雷达技术在探测目标、测距等方面拥有很多的优点,而激光雷达采用蓝绿光波却可以使信号穿透水体,这在探测水下目标的领域具有很大的优势,同时激光雷达具有探测距离远、分辨率高等优点。载波调制激光雷达实现了将微波雷达和激光雷达相结合,激光雷达在水介质中有一段频率窗口,可以进行对潜目标的探测。但是激光雷达在水下传输过程中会受到介质影响而产生严重的散射,这样散射光以噪声的形式被接收,从而严重影响目标探测的灵敏度。采用载波调制方法,实现了将激光雷达穿透水体的特性以及光信号空间分辨率高的优点和微波雷达信号处理的优势相结合,从而达到抑制散射,大大提高对潜目标探测灵敏度的目的。
综合了微波雷达技术和激光雷达技术优点的基于微波信号调制激光雷达技术,越来越广泛地被应用到地面、空中、海面和水下目标探测领域,特别是水下目标探测领域更具有独特的优势,是一种具有十分广阔应用前景的雷达新技术。
参考文献
[1]王齐春、何建国:《微波光子研究动态》.光电子技术.Vol.22 No.4 Dec. 2002
[2]周波、张汉一、郑小平等:《微波光子学动态.激光与红外》.Vol.36,No. 2Feb.2006
[3]方祖捷、叶青、刘峰等:《毫米波副载波光纤通讯技术的研究发展》Vol.33,No.4May,2006
调制理论 篇6
循环调制和数字调制发射机是目前中波发射台普遍使用的两种非常先进的全固态数字调制广播发射机。它们有较多相同之处, 也有其各自不同的技术特点, 尤其是技术核心部分———音频系统。下面就两种发射机的音频系统进行技术比较。
2 音频系统的整体比较
10KW DAM数字调制发射机整体构成包括:模拟输入板;模拟与数字 (A/D) 转换板;循环调制板;直流稳压板。其工作流程和方框图如图1所示。
10KW DCM循环调制发射机整体构成包括:音频处理板;模拟输入板;模拟与数字 (A/D) 转换板;循环调制编码板;直流稳压板, 其工作流程和方框图如图2所示。
对比以上两图可知, 两者的整体构成和工作流程大致相同。其工作原理为:模拟输入板将600欧姆平衡模拟音频信号进行处理, 将这个含有直流分量的音频信号送给摸拟与数字转换板 (直流分量决定发射机的载波功率, 音频分量决定发射机的调幅度) 和直流稳压电源 (B-电源) 板。该信号经摸拟与数字转换后形成1个12位的数字音频信号并经调制编码板编码后产生48个功放单元的开关信号。摸拟与数字转换电路产生1个大台阶同步信号去控制摸拟输入板上的抖动信号发生器, 使系统的噪声最小。48个功放的开关信号还受B-信号 (由直流稳压电源板产生) 的控制。直流稳压电源产生调制编码板需要的+5V电源B-电源。
其最大不同点是:10KW DCM循环调制发射机在600Ω平衡模拟音频信号输入板之间加了音频处理板对输入音频信号进行处理, 该板的作用是将小于0d B的信号放大, 超过0d B时使音频输出电压恒定, 防止过调制, 提高平均调幅度。
3 模拟输入板的比较
两种机器的模拟输入板的原理和工作流程大致相同, 其作用均为对音频信号作进一步的处理, 输出一个“音频+直流+抖动”信号到模拟输入板, 其中直流确定载波功率;同时, 输出一个“音频+直流”的取样信号至A30板作B-电源的取样信号。
其最大的不同点是:10KW CDM循环调制发射机的最大功率调整部分采用了浮动载波调幅技术。浮动载波调幅技术的原理为:因数字循环调制发射机的输出功率和调制度的大小决定于调制级“音频+直流”, 其中直流的大小决定输出载波功率的大小。当载波电平小时, 调幅度大, 会出现负峰平头, 可以“负峰检测器”所输出的电平来控制直流电平 (也就是载波功率) 的大小。调幅度的大小直接控制“直流电平”, 在预置剩余载波电平以下, 载波功率不变, 在剩余载波电平以上是随调幅度的大小线性增加的, 当m=100%为全载波 (即额定功率) 。采用浮动载波调制技术在保证较小载波功率时边带功率不变的情况下, 通过零点后期随着调幅度的增加载波功率也线性的增加。采用了浮动载波调制技术的好处是:可在保证普通调幅广播发射机的覆盖场强和接收效果不受影响的情况下, 大幅度降低发射机的能量消耗。
4 模拟与数字 (A/D) 转换板的比较
两种发射机数字与模拟 (D/A) 转换板的原理和工作流程基本相同, 其作用是把从音频输入板送来的模拟音频信号转换成12位数字音频模拟信号再送至调制编码板进行编码, 同时, 产生一个大台阶同步信号至音频输入板的抖动信号发生器。
其主要的不同点为:10KW DAM数字调制发射机模拟与数字 (A/D) 转换D1输出的音频信号经数据锁存器存储输出后, 有一路被送到音频重拾电路, 其作用是通过数字与模拟 (D/A) 转换器把数字解调为模拟音频信号, 用来在监测显示板上的“包络出错”电路中与发射机输出信号的包络波进行比较, 以判断输出已高调波的包络是否出错。但10KW DCM循环调制发射机没有该部分电路。
5 调制编码板的比较
两种发射机的调制编码板的作用均为将12位数字音频型号转换为控制48个射频功放模块“开/关”的控制信号, 使发射机产生相应的载波和调制电平。
它们的实际电路和原理有较多的不同之, 主要表现为:
5.1 10KW DCM循环调制发射机将电路中的
数据输入琐存器、二进制台阶数据控制器、大台阶琐存器、大台阶编码器和故障检测电路等集成在2只现场编辑逻辑门阵列代替 (FPGA) 中。10KW DAM数字调制发射机则为分立元件电路。
5.2 10KW DCM循环调制发射机运用了循环
调制技术和补码技术, 电路中实现这两种技术的是移项循环器和故障补码器。循环调制技术, 使射频功放单元轮流工作, 使其热负荷均匀, 提高了功放单元的使用寿命。
补码技术为:当个别射频功放故障时, 循环调制编码板将给它提供封锁控制信号, 同时将控制信号“1”送给其他空闲的功放单元。如37、38、39、40、41、42等模块, 因为这些功放模块在平时不工作。补码工作即使在机器运行中也能自动进行, 无须停机。这不会给调制包络带来失真和躁声, 也不影响机器的运行, 三大指标不受影响, 输出功率维持不变。
5.3 10KW DCM循环调制发射机的实际电路
中每个功放的开关都可以通过发光二极管显示, 其中10KW全载波开通18只, 5KW开通13只, 这样我们可以较直观地观察到各个功放模块的开关情况。
5.4 10KW DCM循环调制发射机的实际电路
中有1个8档的多段开关S1控制2进制台阶、大台阶功放开关以及循环调制工作方式的选择, 分别为:1档控制1/2台阶;2档控制1/4台阶开关;3档控制1/8台阶开关;4档控制1/16台阶开关;5档控制1/32台阶开关;6档控制1/64台阶开关;7档控制功放模块开关;8档控制循环调制的开关。
5.5 10KW DCM循环调制发射机的实际电路
中通过发光二极管显示机器6种工作状态, 分别为:PA打开;PA关闭;连锁打开;连锁关闭;小台阶故障;大台阶故障。10KW DAM数字调制发射机显示的时4种工作状态, 分别为:PA打开;PA关闭;连锁打开;连锁关闭, 小台阶故障和大台阶故障显示。
5.6 10KW DCM循环调制发射机的实际电路
中, 当功放模块出现故障时其故障采样信号通过X21、X22、X23输入到故障检测器, 然后通过X20输出至功放模块故障显示板, 其中, D0为小台阶故障显示, D1~D7为大台阶故障显示。
6 直流稳压板的比较
两种发射机的主要直流稳压板的工作原理和实际电路基本一致, 其作用均调制板编码工作所须的+5VDC和B-电源。同时, 还有包含K1、K2的驱动电路和部分连锁电路。
综合来说, 两种发射机的音频系统有一定的差异, 但也有较多的相似之处, 在日常的维修和维护中有一定的共同之处, 这是值得我们留意的。
摘要：对10KW循环调制 (DCM) 发射机和10KW数字调制 (DAM) 发射机的核心部分——音频系统进行技术比较, 分析各自的优点, 为使用这两种发射机的发射台在学习和日常维护中带来方便。
调制理论 篇7
近年来随着光纤到户的快速发展,波分复用无源光网络 (WDM-PON)因其容量大、易管理、网络安全性高以及可升级性而越来越受到人们的关注,但是由于在用户端的光网络单元(ONU)需要使用波长专用的光源,增加了这种网络安装的成本和复杂性。因此有人提出了“无色ONU”的方案,即在光线路终端(OLT)使用中心化光源,上下行共享同一波长进行传输,通过重新调制下行信号光载波来实现上行信号的传输,降低运营和维护成本[1]。由于无色ONU采用的是混合调制,因此上行传输信号的质量对于整个WDM-PON系统来说至关重要。
混合调制是指上下行分别采用两种相对独立的调制方式:将两组信息调制到同一光载波上,两组信息相对独立,在接收端采用各自的解调器检测,分别接收,实现上下行信号的无干扰传输。目前使用较多的调制方式包括差分相移键控/开关键控(DPSK/OOK)、OOK/OOK和DPSK/DPSK等,但都存在一些不足之处[2,3]。本文采用下行OOK、上行DPSK的混合调制方式,同时引入反向归零(IRZ)码、不归零(NRZ)码和不同占空比归零(RZ)码作为下行数据流码型进行传输,比较了不同调制码型对整个混合调制系统性能的影响。由于IRZ码在“0”和“1”比特都携带能量,有利于上行数据流信号的再调制,这种方式不仅实现了下行信号较高的消光比,而且增强了上行再调制信号的抗色散性能,在没有色散补偿的情况下无需再调制同步,实现了上下行20 km、对称速率10 Gbit/s的传输,提高了系统的整体传输性能。
1 WDM-PON混合调制结构的建立
我们采用图1所示的混合调制结构来研究下行采用不同调制码型对双向WDM-PON系统的影响。在OLT端,采用连续波激光器作为光源,工作波长为1 551 nm,直接使用下行速率10 Gbit/s的不同信号驱动马赫-曾德强度调制器(MZM),调制后的光信号经过阵列波导光栅(AWG)复用后,通过没有色散补偿的20 km标准单模光纤(SMF)传送到远端。在ONU端,通过可变分光比的分支器后,一部分下行光信号被送到ONU端进行直接检测,剩余的能量则用于上行再调制。由于采用的是下行OOK、上行DPSK的混合调制,所以上行采用相位调制。先将上行的10 Gbit/s伪随机序列(PRBS)NRZ码进行差分预编码,来驱动相位调制器(PM)进行上行数据流传输,同样经过20 km的SMF后在OLT端进行接收。上行信号经过衰减器后用于设定不同的上行注入光功率,再送入时延干涉仪中。通过1 bit的时延干涉仪解调和平衡接收后,送入误码分析仪进行误码率的测量。从图中上下行数据流的接收端可以看出,混合调制的WDM-PON结构中下行接收部分结构简单,相对复杂的上行接收端位于OLT中,这样有助于降低用户端的安装成本,进一步加快光接入网的建设。
2 IRZ码产生及下行接收眼图比较
IRZ码是一种特殊的线性码,使用IRZ码有利于加快上行数据流的再调制。IRZ信号通过反向传统的RZ信号的强度层级,在每个比特周期的传号和空号电平都携带光能量,因此上行数据流NRZ信号能够利用ONU端接收的光能量进行直接调制。这就避免了在ONU中从接收的光载波擦除下行数据流,并且能够维持下行数据流较高的消光比[4]。
IRZ码产生原理如图2所示,射频时钟与NRZ信号进行逻辑与操作产生MZM的电驱动信号,通过偏置在MZM的传送曲线负斜率的中间点,电信号“0”调制光信号作为传号电平,而电信号“1”作为反向脉冲的空号电平。因此IRZ码在每个比特周期内无论是传号电平还是空号电平都携带光能量。
由于IRZ信号的产生是通过幅度调制方式,因此采用推挽工作方式驱动MZM。表1给出了产生IRZ信号的参数设置。表中,Vπ为开关电压,V1m和V2m分别为射频调制电压和开关调制电压,VNRZ和Vtime分别为电驱动信号和时钟信号,Vbais1和Vbais2分别为MZM两臂的偏置电压。
下行数据流码型的产生对于混合调制的WDM-PON系统性能而言是至关重要的。本文的方案通过下行产生不同调制码型,采用不同的调制电信号驱动MZM产生光信号,并经过AWG耦合以及20 km的SMF传输后,在没有进行色散补偿的情况下,得到ONU用户端接收信号的眼图,如图3所示,图中给出了接收端各种码型比特周期与幅度之间的关系。图3(a)为下行接收的NRZ信号眼图,显示了较好的下行接收性能。图3(b)和(c)分别为占空比为33%和67%的RZ码的下行数据流接收眼图,其中33% RZ和67% RZ码是经由两级MZM调制产生的电信号,即先通过第1级产生NRZ
信号,再经过不同的时钟电信号驱动而产生的。图3(d)为下行接收的IRZ信号的眼图,可以看出其在传号电平“1”和空号电平“0”都携带能量,有利于上行电信号数据流的再调制,提高上行OLT接收端信号的质量。
3 不同调制码型消光比的选取
消光比作为光发送机的参数,对光纤传输系统的发送和接收性能来说是十分重要的[5]。下行光信号的消光比直接影响着下行数据流的接收,更重要的是决定着上行再调制数据流的传送和接收性能。采用下行OOK、上行DPSK的混合调制方式时,下行信号的消光比直接反映全“1”和全“0”的光功率的差异。由于上行采用DPSK调制方式,如果下行光信号的消光比太大,则会造成上行光信号的接收判决出现差错,进而增大误码率。因此需要通过仿真来比较不同的码型,既要满足上下行传输和接收都具有较好的Q值的要求,还要能够降低对下行光信号消光比的要求,从而提高下行光信号的传输性能。
通过软件仿真建立WDM-PON系统,分别用NRZ、RZ和IRZ码作为下行数据流码型,仿真得到了下行和上行信号消光比与Q因子之间的关系,如图4所示。由图4(a)可知,下行67%占空比的RZ
码接收信号具有较好的性能,3种码型的上行数据流信号的Q值都随着消光比增大而减小,其中67%占空比的RZ码对于消光比的变化最为敏感,这不利于WDM-PON双向系统的传输。由图4(b)可以看出,下行IRZ数据流的Q值对于消光比的变化最不敏感,再调制的上行IRZ数据流的Q值随着消光比的增大而增大,当消光比为10 dB时,上行和下行数据流的Q值相同,这就是选择IRZ码作为下行传送码型的原因。因此对不同的码型分别采用了不同的消光比来进行研究,其中对于NRZ码选择消光比为1.5 dB,对于两种不同占空比的RZ码选择消光比为1 dB,而对于IRZ码选择的消光比为10 dB。
4 传输系统性能分析
4.1 上行光信号抗色散性能分析
本文研究的是经过再调制的上行光信号的色散特性,而通常讨论的是码型在单信道中的抗色散性能。由于采用的是混合调制的方式,因此分析混合调制后的上行数据流信号的抗色散性能就显得十分重要。图5所示为构建的WDM-PON光传输系统以10 Gbit/s的上下行对称速率各进行20 km的传输后色散特性的比较。
从图中可以看出,下行采用NRZ码时,上行数据流信号对色散的功率代价变化最大,而对于IRZ码的情况,则变化最小。从中可以看到一个有趣的现象,在单信道数据流传输中,码型的抗色散性能与光信号的频谱宽度密切相关,由于占空比为33%的RZ码具有较大的主瓣宽度,因此会引起不同频率分量信号的传输时延,增大了误码率。但在本文中通过下行采用占空比为33%的RZ码再调制的上行数据流信号却具有较好的色散容限,且好于67% RZ和NRZ码的情况。这主要与混合调制方式有关,采用下行OOK、上行DPSK的混合调制要求下行数据流信号的幅度变化较小,这样就会降低对上行数据流信号传送和接收的影响。而其中占空比为33%的RZ码在一个比特周期中与67% RZ和NRZ码相比较,它的幅度变化是最小的,对上行相位再调制的影响也最小,因而具有较好的抗色散性能。对于使用IRZ码的上行数据流信号而言,在一个比特周期中,空号电平和传号电平都携带光能量,这样总的来说下行调制后的码型的幅度变化是最小的,因此在所有码型中其抗色散性能最好。
4.2 接收端灵敏度的分析
图6和图7分别给出了下行和上行接收端灵敏度的对比,传输光纤均为SMF,传输距离均为20 km,传输速率均为10 Gbit/s。从图6可以看出,NRZ码的接收性能最好,占空比为33%的RZ码的接收性能最差。在单信道光传输系统中,影响码型传送性能的主要因素是色度色散,它会造成脉冲展宽进而降低接收性能。光频谱主瓣宽度大的码型易受到色度色散的影响,由于占空比为33%的RZ码的光谱最宽,因此接收端灵敏度的性能最不理想。
图7所示为上行再调制后的数据流的接收灵敏度对比。可以看出,下行IRZ码的上行再调制信号的接收灵敏度最好,NRZ码的情况最差。这是由于混合调制方式中上行数据流信号的传输性能与下行调制码型有很大的关系,IRZ信号在“0”比特和“1”比特都携带光能量,而NRZ码相比起来能量幅度的变化很大,会造成上行光信号接收灵敏度性能下降。
5 结束语
本文用软件仿真构建了WDM-PON混合调制系统,采用不同调制码型的下行数据流信号作为载波进行上行再调制。通过对比发现,采用IRZ码进行下行调制不仅能降低对下行光信号消光比的要求,延长传输距离,还可以提高上行再调制数据流信号的抗色散性能,实现无色散补偿条件下对称速率10 Gbit/s的传送,大大提高了传输系统的整体性能。今后还可以在以下方面开展进一步的研究工作:进行新码型的研究,同时考虑多级调制方式,在增加色散容限的情况下提高光频谱的利用率,改善系统的整体传送性能。
摘要：文章对上下行数据流分别使用差分相移键控(DPSK)和开关键控(OOK)不同的混合调制方式,通过比较下行采用不同调制码型,在没有色散补偿的情况下,实现了20 km、上下行10 Gbit/s对称速率的传输。结果表明,使用反向归零(IRZ)码的混合调制方式可以使下行数据流具有较高的消光比,上行数据流具有较好的色散容限,从而提高了传输系统的整体性能。
关键词：波分复用无源光网络,混合调制,反向归零码,消光比
参考文献
[1]Amitabha Banerjee,Youngil Park,Huan Song,et al.Wavelength-division-multiplexed passive optical net-work(WDM-PON)Technologies for Broadband Ac-cess:a review[J].Journal of Optical Networking,2005,4(11):737-758.
[2]Hung Wai,Chan Chun-Kit,Chen Lian-Kuan,et al.An Optical Network Unit for WDM Access Networkswith Downstream DPSK and Upstream RemodulatedOOK Data Using Injection-Locked FP Laser[J].IEEE Photonics Technology Letters,2003,15(10):1 476-1 478.
[3]Deng Ning,Hung Wai,Chan Chun-Kit,et al.A No-vel Wavelength Modulated Transmitter and Its Appli-cation in WDM Passive Optical Networks[A].OFC2003[C].Atlanta,Georgia,USA:Georgia WorldCongress Center,2003.MF79.
[4]Deng Ning,Chan Chun-Kit,Chen Lian-Kuan,et al.AWDMPassive Optical Network With Centralized LightSources and Multicast Overlay[J].IEEE PhotonicsTechnology Letters,2008,20(2):114-116.
调制理论 篇8
关键词：曼彻斯特编码,反射式半导体光放大器,再调制,波分复用无源光网络
0 引言
波分复用无源光网络(WDM-PON)是一种具有广阔应用前景的高速光接入技术,它可以满足未来用户对高带宽的需求。WDM-PON的关键在于:要求采用低成本、“无色”的光网络用户单元(ONU),从而避免波长选择器件所带来的安装、运营以及维护成本的增加。波长重用的WDM-PON是实现ONU“无色”化的方案之一,其特点是上下行信号共享同一光载波,通过重新调制下行信号光载波来实现上行信号的传输。为此,人们提出了各种复用方式用于实现光载波的共享,典型的有:在下行信号中保留未调制的时隙用以传输上行信号的时分复用方式[1];在下行方向采用差分相移键控[2]或频移键控[3],上行方向使用强度调制的正交调制复用方式;以及在下行方向使用光副载波调制,上行方向采用光强度调制的副载波复用方式[4,5]等。但是,时分复用方式存在带宽利用率低的缺点,正交调制复用以及副载波复用方式存在下行信号的收发结构复杂,实现成本高的问题。近年来,随着反射式半导体光放大器(RSOA)的商用化,基于RSOA的再调制WDM-PON方案以其实现简单、潜在低成本以及“无色”ONU等优越性引起了人们的广泛关注[6]。该方案主要利用了RSOA的增益饱和特性对下行信号进行“擦除”后,将上行信号重新调制在光载波上进行传送,从而实现上下行信号的光载波共享。该方案的关键在于下行信号的“擦除”是否彻底。如果采用NRZ编码的上下行信号,要求下行信号具有高输入光功率和低消光比,以使RSOA对下行信号有较好的“擦除”效果[7],极大限制了WDM-PON系统的可覆盖范围。文献[8]研究了采用1.25Gb/s曼彻斯特(Manchester)编码下行信号的方式,利用曼彻斯特编码信号的低频分量少的特性,实现了155Mb/s的上行信号。但是,从用户对接入网的需求来说,基于波分复用/时分复用的混合无源光接入网(WDM/TDM-PON)更能适应当前及未来的应用需求,因此波分复用/时分复用的混合无源光接入技术成为目前备受关注的技术。在混合无源光接入网中,通常要求上下行信号的速率超过1Gb/s。针对这一应用需求,本文对基于RSOA的再调制高速WDM-PON进行了实验研究,研究了在下行方向上分别采用1.25Gb/s, 2.5Gb/s, 5Gb/s的Manchester编码和NRZ编码时,1.25Gb/s NRZ编码的上行信号的性能。研究表明,下行信号采用曼彻斯特编码,可以有效改善上行信号的性能,尤其是当上下行信号速率不对称时,改善的效果更加明显。在5Gb/s的Manchester编码下行信号时,对下行信号的功率需求可降低约3dB,意味着,可增加3dB的系统功率余量。
1 实验系统
系统的原理框图如图1所示。在下行方向上,分别用1.25Gb/s, 2.5Gb/s, 5Gb/s的2^23-1的Manchester编码和NRZ编码的信号对DFB输出的激光进行调制。调制消光比为6dB。下行信号通过一个衰减器注入到RSOA中,衰减器用于设定不同的注入光功率。下行信号经RSOA饱和放大“擦除”后反射至上行方向,用1.25Gb/s 2^23-1 NRZ上行信号直接调制RSOA,即可实现上行信号的传送。上行信号通过环行器与下行信号分离,然后通过光带通滤波器滤波后,由1.25Gb/s光接收机接收。接收信号被送入误码仪和高速取样示波器进行性能分析。
下行信号被注入RSOA后,由于RSOA的增益饱和效应,RSOA对下行信号的‘0’信号增益大于‘1’信号的增益。使得被放大后的‘0’信号幅度靠近‘1’信号。这一过程称为对下行信号的“擦除”。“擦除”的是否彻底取决于RSOA的饱和程度,注入RSOA的下行光功率越大,RSOA的饱和程度越深,下行信号的“擦除”越彻底,反之亦然。而不彻底的“擦除”呈现为上行信号的幅度噪声。因此说, RSOA的注入光功率越高,可使得上行信号的噪声越低。图2为不同RSOA注入功率下的上行信号眼图,图示结果可以看出,当注入功率较小时,眼图的上眼皮厚度明显增加,如图2(a)所示,表示信号噪声增加。
2 实验结果及分析
图3为下行信号采用1.25Gb/s,2.5Gb/s and 5Gb/sNRZ编码格式时,不同的注入光功率下,上行信号的接收误码率曲线。如图3所示,随着注入光功率的增加,RSOA对下行信号的擦除更彻底,上行信号中的噪声减小,上行信号的接收灵敏度提高。当注入到RSOA的光功率大于-9.15dbm时,图3结果表明,在下行信号采用NRZ编码格式的情况下,上行信号的性能与下行信号速率基本无关。
图4为下行信号采用1.25Gb/s,2.5Gb/s and 5Gb/s的曼彻斯特编码格式时,在不同的RSOA注入光功率下,上行信号的接收误码率曲线。比较图3(a)和图4(a),可以看出,在注入光功率为-12.1dBm时,如果下行信号采用NRZ编码,其上行信号误码率曲线出现误码平台;如果下行信号采用Manchester编码,则没有误码平台。这表明,下行信号采用曼彻斯特编码,可以提高上行信号的性能。由图4还可以看出,当下行信号采用Manchester编码时,上行信号的性能与下行信号的速率有着明显的相关性,随着下行信号速率的增加,上行信号的性能可以得到明显改善,当下行信号速率增加到5Gb/s时,注入光功率下降到-17.89dbm时,上行信号接收误码率曲线才出现误码平台。比1.25Gb/s时有3dB左右的改善。上述实验结果表明,采用下行信号Manchester编码的再调制WDM-PON非常适合于上下行信号速率非对称的高速接入网。
采用Manchester编码的系统性能较好的原因,可以用信号的频谱特性解释。采用Manchester编码的信号的低频分量较少。经过RSOA的擦除后,采用Manchester编码的信号的低频部分要比采用NRZ编码的信号的低频部分更干净。而这些低频部分正是用来传输上行信号的。所以下行信号采用Manchester编码时,上行信号的接收特性有明显改善。
3 结束语
本文分析和比较了使用1.25Gb/s,2.5Gb/s and 5Gb/s曼彻斯特编码和NRZ编码的下行信号,1.25Gb/s NRZ编码的上行信号的基于 RSOA的再调制WDM-PON系统的性能。随着下行信号与上行信号速率比例的增加,下行信号采用Manchester编码系统的性能优于下行信号采用NRZ编码系统的性能。所以下行信号采用Manchester编码的基于 RSOA的再调制WDM-PON系统,非常适合于上下行信号速率非对称的高速接入网。
参考文献
[1]Frigo NJ,Iannone P P,Magill P D,et al.Awavelength-division mul-tiplexed passive optical network with cost-shared components[J].IEEE Photonics Technol.Lett.,1994,6:1365-1367.
[2]HUNG W,et al.An optical network unit for WDMaccess networks with downstreamDSPKand upstreamre-modulated OOKdata usingin-jection-locked FP laser[C].OFC’03,Paper TuR2,Atlanta,GA,USA,2003.
[3]Deng N,Chan C K,Chen L K,et al.Data remodulation on down-streamOFSKsignal for upstreamtransmissionin WDMpassive optical network[J].Electron.Lett.,2003,39:1741-1743.
[4]Attygalle M,Nadarajah N,Nirmalathas A.Wavelength reused up-streamtransmission scheme for WDMpassive optical networks[J].Electron.Lett,2005,41:1025-1027.
[5]Arellano C,Bock C,Prat J.RSOA-based optical.network units for WDM-PON[C].OFC/NFOEC’06,Paper.OTuC1,Anaheim,Cali-fornia,USA,2006.
[6] Yu J-H,Kim N, Kim B W.Remodulation schemes with reflective SOA for colorless DWDM PON[J].J.Opt. Netw.2007,6:1041-1054.
[7]Chung HS,KimB K,Park H,et al.Effects of inverse-RZ and Man-chester code ona wavelengthre-used WDM-PON[J].Lasers&Electro-Optics Society,IEEE,2006,10:298-299.
[8] Kim S Y,Son E S, Jun S B,et al.Effects of downstream modulation formats on the performance of a RSOA-based WDM PON[J].Procee-dings of the SPIE,2006,6353:6353IQ.
浅谈多载波数字调制技术 篇9
关键词：OFDM多载波系统主流技术
中图分类号：TN949文献标识码：A文章编号：1674-098x(2012)03(c)-0000-00
在现代通信系统中，如何高速和可靠地传输信息、是一个极为重要的内容。目前，数据传输的理论和实践己经取得了相当大的进展，但这些进展并不适应于更广泛的信道以获取更高的传输性能。而且随着通信的发展，特别是无线通信业务的增长，可利用的频带日趋紧张。除了开发新的频谱资源外，采用新的高效抗干扰调制技术，提高频带的利用率一直为人们所关心，多载波数字调制技术的出现则为这些问题的解决开辟了一条新的路径。
1 OFDM技术
在各类通信过程中，由于云层、山脉，特别是城市高层建筑物遮挡和反射的影响，在接收机里会产生回波干扰。在以往的数字通信中，都是使用自适应均衡器来消除回波的干扰。但在高速数字通信中，均衡器的抽头数常常要求很大，尤其是在都市内进行无线通信，时延十几微秒的回波很常见，这使得均衡器的抽头数达几百，从而大大增加了均衡器的复杂度和成本。因此，出现了一种新技术以取代复杂而昂贵的自适应均衡器，即OFDM技术。
1.1 OFDM技术简介
OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）正交频分复用作为一种多载波传输技术，主要应用于数字视频广播系统、MMDS（Multichannel Multipoint Distribution Service）多信道多点分布服务和WLAN服务以及下一代陆地移动通信系统[1]。
OFDM从60年代开始发展，应用于一些军用高频通信系统。它是一种新型高效编码技术，它有效地对抗多径传输，使得受到干扰的信号能可靠接收。在传统的多载波通信系统中，整个通信频带被划分为若干个互相分离的子信道(载波)。各载波之间有一定的保护间隔，接收端通过滤波器把各个子信道分离之后接收所需信息。这样虽然可以避免不同信道互相干扰，但却是以牺牲频带利用率为代价。而且当子信道数量很大的时候，大量分离各子信道信号的滤波器的设置就成了几乎不可能的事情。上个世纪中期，人们提出了频带混叠的多载波通信方案，选择相互之间正交的载波频率作子载波，这就是我们所说的OFDM。这种“正交”表示的是载波频率间精确的数学关系。按照这种设想，OFDM既能充分利用信道带宽，也可以避免使用高速均衡和抗突发噪声差错。使得该技术的实现更趋实际[2]。
2 多载波系统的原理及应用
2.1 多载波系统的基本原理
多载波系统的基本原理是将高速信道自数据编码后分配到并行的N个相互正交的载波上，每个载波上的调制速率很低（1/N）调制符号的持续间隔远大于信道的时间扩散，从而能够在具有较大失真和突发性脉冲干扰环境下对传输的数字信号提供有效地保护。OFDM对多径时延扩散小敏感，若信号占用带宽大于信道相干带宽，则多经效应使信号的某些频率分量增强，某些频率分量减弱。频率选择性衰落OFDM的频域编码和交织在分散并行的数据之间建立了联系，这样，由部分衰落或干扰而遭到破坏的数据，可以通过频率分量增强部分的接收的数据得以恢复，即实现频率分集。
多载波系统是一种无线环境下的高速传输技术。无线信道的频率响应曲线大多是非平坦的，而多载波系统的主要思想就是在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相应带宽，因此就可以大大消除信号波形间的干扰。
这种技术将无线通信传输信号分割成了多个子载波进行传输，而每个子载波仅仅携带了很小一部分的数据信息，OFDM技术能够利用更长的符号周期，使通信传输信号不易受到多径传输的干扰或者其他外界的特殊干扰。当然，OFDM技术除了通过分割载波的方法来增强通信的抗干扰外，它还通过提高载波频谱利用率的方法来提高通信的稳定性。
2.2 多载波系统的应用
多载波系统比较突出的地方就是即使在较窄的带宽下能够传输大量的数据。我国正在研发中的数字地面电视传输系统、高速无线LAN ( IEEE802 .11a)都采用这项新技术。另外OFDM技术能同时分开至少1000个数字信号，而且在干扰的信号周围可以安全的运行。OFDM技术还能够持续不断地监控传输介质上通信特性的突然变化，由于通信路径传送数据的能力会随时间发生变化，而OFDM能动态地与之相适应，接通和切断相应的载波以保证持续地进行成功的通信；而且该技术可以自动地检测到传输介质下哪一个特定的载波存在高的信号衰减或干扰脉冲，然后采取合适的调制措施来使指定频率下的载波进行成功通信；在高层建筑物、居民密集和地理上突出的地方以及将信号撒播的地区，高速的数据传播都希望消除多径影响，因此OFDM技术也特别适合应用在这些地方。
3 多载波系统的未来发展
多载波数字调制技术是首选的宽带高速传输技术。它要应用到新一代的信息系统中，需要研究新的蜂窝体系结构和新的频段上信道的新特点。主要是时延扩展和多谱勒频散。以合理设计多载波系统参数，发挥多载波数字调制技术的优势，尽量避免其缺点。同时要研究新兴技术在多载波系统中的应用，如发送分集技术、智能天线技术，这也将成为多载波数字调制技术研究领域的一个新热点。正交频分复用（OFDM）技术因其网络结构高度可扩展，且有良好的抗噪声性能和抗多径信道干扰的能力而被普遍认为是下一代移动通信系统必不可少的技术。在未来它将代替现有的通信技术，成为第四代移动通信中的主流技术。
参考文献
[1] 尹长川，罗涛.正交频分复用技术[J].中兴通信技术，2003，（1）.
[2] 韩湘.“基于导频的OFDM信道估计[J].现代电子技术，2003，164（21）.
[3] 徐明远，邵玉斌.MATLAB仿真在通信与电子工程中的应用[M].西安:西安电子科技大学出版社，2008.
[4] 阮沈勇.MATLAB程序设计[M].北京:电子工业出版社，2006.
[5] 佟学俭.OFDM移动通信技术原理与应用[M].北京:人民邮电出版社，2005.