调制方案（精选9篇）
调制方案 篇1
癌症的发病率全球都在增加,每年被诊断出的新癌症病例数在150万。对癌症治疗的普通方式是化疗和放疗,或者是两者结合。估计在美国超过120万癌症病人使用的是化疗与放疗结合的办法。尽管治疗能够止住癌症的发展,但也存在缺点,那就是治疗中会产生恶心和呕吐,这是广泛认可时常发生的严重副作用。恶心与呕吐使病人变得衰弱,严重影响病人的生活质量。虽然在止吐药上有重大发展,例如5HT3受体拮抗剂、NK1受体拮抗剂和5-羟色胺拮抗剂,但它们在控制恶心与呕吐上的有效性仍未得到证明,尤其在症状延迟发作,在治疗后2~5天之后发作时。此外,这些止吐药本身也有副作用,还可能导致药物的相互作用,所有这些都会妨碍治疗的正常进展。
离芝加哥不远的Neurowave医疗技术公司(Neurowave Medical Technologies,NMT)近日公布了一个非药物的治疗方案,它使用的是被称为Nometex的经皮神经调制器械,用于治疗化疗引发的恶心和呕吐(CINV)。Nometex工作时产生独特的程控脉冲,它可以刺激手腕下的正中神经,进而这些刺激信号通过迷走神经对神经通路产生积极的调制,从而使胃恢复至正常节律和防止呕吐的发生。预期该器械对病人会带来多重收益:第一,它没有使用药,因而也就没有药物与药物的交互作用;第二,作用来得快,可快速解除症状,因此可免除病人对抗癌药的恐惧心理;最后,这一装置像一只佩带式手表,病人可控制和调节刺激的强度,在恶心呕吐症状减轻后,可以把它拿掉。
NMT公司在美国临床肿瘤科学学会(ASCO)2011年会上展示了他们的创新,受到与会著名专家的肯定,它的临床效力以及它在减低发病率上的效能给与会专家留下深刻印象。
NMT营销副总裁Chris Littel说,在治疗急性和延后性恶心与呕吐上,Nometex是第一个得到美国FDA批准上市的医疗器械。多年以来,病人在接受化疗后多半完全依靠镇吐药,Nometex代表的是一个完全新的突破性的治疗办法,可以改进正在接受化疗的癌症病人的生活质量,具有巨大的潜力。
NMT公司第一个型号的产品N2C预期可提供150小时的治疗时间,这意味着大多数病人可以承受2个疗程而不会产生恶心和呕吐症状。公司最近发行了Nometex N2C型,正在计划扩展它的商业运作,向位于美国的1,700多家癌症诊所供应它的产品。
公司的目标是在经皮神经调制技术基础上,扩展它的创新和专利产品平台,以适应广泛范围的恶心和呕吐症,包括手术后的恶心、怀孕和运动呕吐等。除这些以外,NMT公司也将应用它的技术平台,将神经调制用于其他某些源于中枢神经系统的疾病。神经刺激和神经调制将越来越多地为人们所认识,在未来几年中将呈快速增长趋势,它们的优点在于没有药,也就没有了药物的负面作用,这对病人来说是个巨大的解脱。
调制方案 篇2
将肉汤撇去浮沫，把泡肉的血水倒入煮开的肉汤锅里，待开后撇沫澄清，加入调料粉，调料可根据南北各地不同饮食习惯而定，再将清澄的牛肝汤倒入水少许，烧开除沫，再加入盐、味精、熟萝卜片和撇出的浮油及葱油、面条下锅，面熟后捞入碗内，将牛肉汤、萝卜、浮油适量，浇在面条上即成。并以每个人的口味加上适量的牛肉丁、香莱末、蒜苗末及辣子油。特点肉汤清沏鲜美、面条筋柔、入味，营养丰富实惠。每碗面条2.5两加汤350-500毫升，视碗大小而定。
牛肉面的辅料也是调汤的一个重要组成部分。辅料萝卜片的做法：绿萝卜均按日需量购进，以免糠心。做法是先将萝卜洗净，去其毛根和头尾，切成长形或扇形的片，放入开水锅里焯一下，然后捞入冷水浸漂，再入牛肉汤里煮，这样可以去其异味，吃起来软硬适口。清汤牛肉面要达到色、香、味、形方面俱佳，一碗成功的牛肉面应该是一清(汤清)、二白(萝卜白)、三红(辣椒油红)、四绿(香菜、蒜苗绿)、五黄(面条黄亮)。
油泼辣子的做法也很有讲究，先将菜油烧热，再冷却到100度，放入花椒粒、草果、姜皮等过油，然后捞出，再放入辣椒面，用温油(从100度开始加温)，慢慢的不停的用铲子翻滚，炸到一定火候，炸成红油红辣椒混合成的东西。
云南多直流线路直流调制方案研究 篇3
关键词：多直流,直流调制,双侧频率调制,有功功率调制
0前言
根据规划, 云南将有三回直流线路运行。无论是交流系统侧的短路故障, 还是直流线路的闭锁故障, 都会给交流系统带来较大的故障冲击。在弱交流强直流的输电系统中, 这种冲击引起的后果比较严重, 往往成为限制交直流系统断面输送能力提高的瓶颈。因此通常需要采用附加控制拓展直流系统的控制能力[1]。根据直流系统附加控制的两种基本方式:双侧频差调制、直流有功功率调制, 针对云南电网三回直流系统的地理位置及工作运行方式, 文中采用电力系统分析工具软件 (PSD-BPA) 对比分析了2015年系统故障后采取直流附加稳控装置的切机量和暂态稳定情况, 并与无直流调制措施的对比分析, 说明了直流调制功能的对系统的稳定性的影响。
1 直流系统附加控制
云南电网三回直流线路总功率为16 400 MW, 根据直流长期过负荷1.1倍的能力, 三回直流线路在额定功率输送时可调制的功率最大可达到1640 MW, 在直流线路非满功率输送时可调制的范围更广。因此采用直流调制将会对电网产生较大的影响。图1是云南电网在2015年方式下的典型潮流图, 以下分析初始潮流均如图1所示, 三回直流均额定功率运行, 各换流站无功补偿装置已全部投入, 直流功率提升过程中均不再投入或退出。
1.1 直流双侧频差调制
一般在特高压直流系统设计时, 建议要求直流输电系统在控制及辅助控制设计功能上具有双侧频率功率调制功能。该调制以整流侧某一母线及逆变侧某一母线的频率偏差作为输入信号, 然后分别经微分、滤波、导前补偿、陷波滤波和放大环节加以合成, 再经限幅器后将其输出调节信号 (%) 作为附加功率控制信号与功率控制指令信号进行综合, 从而对直流输出功率进行控制, 达到改善交直流混合系统暂态稳定性的目的[2]。双侧频率调制的传递函数框图如图1所示。
传递函数各变量含义及常规取值说明如下:
fREC、f INV———从整流侧、逆变侧采集到的频率;
f———系统额定频率, 50 Hz;
Tmes———频率测量时间常数, 一般取时间为0.01 s;
TWR、TW1———隔直环节时间常数, 典型取值为10 s, 用于滤除信号中的直流成分;
TF———滤波器参数, 仅整流侧填写, 逆变侧不填;
T1s、T2s———第一个超前、滞后时间常数 (秒) ;
X2、Y1、Y2、K1、K2———非线性环节参数;
Pmin———直流功率调制量下限值;
Pmax———直流功率调制量上限值;
1.2 直流有功功率调制
直流调制有多种模型可以使用, 在本节中将使用直流功率调制模型, 常规高压直流输电系统具有1.1倍的长期过载能力和3s的1.5倍短时过载能力, 可供支援直流容量较大, 在交、直流遭受严重故障情况下, 利用高压直流的短时过载能力, 可以弥补暂态过程中送短和受端的功率不平衡量, 提高系统的暂态功角稳定性, 相应的也能改善由于功率失衡而引起的电压波动和低电压持续时间过长的现象。
在多级系统中, 系统首摆稳定裕度定义如下:
式中:MSA, Pm.SA, Pe.SA分别为单机无穷大系统的广义惯性时间常数、机械输入功率、电磁输出功率。受扰后发电机分为2群, S为严重受扰群, A为剩余群[3,4]。
可见, 要想提高功角首摆过程中的稳定裕度, 就需要提高Pe.SA, 而提升直流功率Pd能有效增大Pe.SA, 高压直流输电的有功功率调制的提升主要体现在首摆过程中对Pe.SA的增大效果上。多项研究表明, 针对直流有功功率提升的起始时刻T对系统的暂态稳定性的影响是非常明显的。最佳的功率提升的起始时刻是故障后15个周波左右, 对其他时刻而言, 该时刻提升直流有功拥有较高的暂态功角裕度和暂态电压裕度。
在实际的直流运行中, 为了安全起见, 将直流运行中的提升速率限制在999 MW/m。然而该提升速率对提高系统暂态稳定性方面的意义不大, 因此在仿真中假使直流功率能在短时间内快速跃升, 设提升速率为999 MW/s。2015年云南电网结构下, 有三条直流对外输送功率, 可供输送的能量巨大, 同时可以调节的能力也非常强。
2 双侧频差调制对直流闭锁的影响
2.1 双侧频差调制对楚穂直流双极闭锁影响
楚穂直流双极额定功率5 000 MW运行情况下, 发生双极闭锁后, 由于大量的功率转移, 需要切除小湾机组, 表1分析了糯扎渡直流和溪洛渡直流启用双侧频差调制前后对系统稳定性的影响。
由表1可知, 采用直流双侧频差调制可以做到少切除其配套电源的机组, 但需要注意在直流完成调制后, 500 k V线路电压略有偏低, 尤其是云广断面的罗平、百色站电压。
2.2 双侧频差调制对直流双极闭锁影响
当糯扎渡直流双极闭锁后, 由于大量的功率转移, 正常情况下, 需要切除配套电源糯扎渡电厂的4台机组, 表2为楚穂直流和溪洛渡直流启用双侧频差调制后, 对故障后稳控切机量的影响。
由表2可知, 糯扎渡双极闭锁后, 若楚穂直流和溪洛渡直流启用双侧频差调制, 则可以使糯扎渡直流配套电源少切机2台, 可减少系统的切机量。需要注意的是当溪洛渡直流和楚穂直流均启用双侧频差控制时, 墨江断面 (墨江—玉溪+墨江—惠历+思茅—通宝) 潮流较重, 需要在系统稳定后适当降低该断面的潮流, 使其在断面极限功率以下。
2.3 双侧频差调制对直流三极、四极闭锁影响
溪洛渡直流在发生单极闭锁、双极闭锁后, 系统均能保持稳定, 但当系统发生三极、四极闭锁时, 需要采取切其配套电源的措施以保持系统稳定。下面将讨论在这两种较严重故障时另外两条直流线路的双侧频差调制对其影响。
当溪洛渡直流三级闭锁后, 由于大量的功率转移, 正常情况下, 需要切除配套电源溪洛渡电厂2台机组, 表3为楚穂直流和溪洛渡直流启用双侧频差调制后对稳控装置切机量的影响。
当溪洛渡直流三级闭锁后, 通过楚穂直流或糯扎渡直流启用双侧频差调制转移多余的功率, 以此减少配套直流电源的切机量时, 会导致百色站500 k V母线电压偏低。由于溪洛渡所处的地理位置, 当楚穂直流多送功率时, 极可能导致仁和—厂口线路功率超过N-1热稳极限。另外溪洛渡少切机也会导致多乐永-丰双线功率达到断面功率极限。
故由于受到断面极限和线路热稳极限的限制, 子溪洛渡直流发生三极、四极闭锁后不能通过其他两条直流线路采取双侧频差调制手段减少溪洛渡直流配套电源的切机量。
3 直流有功功率调制
直流有功功率调制主要是利用直流一定的过负荷能力, 提升直流有功功率, 给系统留有更高的功角裕度和电压裕度。以溪洛渡直流双极闭锁后采用直流调制系统最大功角差 (图3) 为例, 可知启用直流调制功能后系统的最大功角差小于不采用直流调制时的功角差, 系统的暂态稳定裕度得到提高。
3.1 直流有功调制对楚穂直流双极闭锁的影响
楚穂直流双极闭锁后, 不采取直流有功调制时需要切除配套直流电源的机组共计2 100 MW, 下表是糯扎渡直流和溪洛渡直流采取直流有功调制后系统的切机量及稳定情况。
当糯扎渡直流或溪洛渡直流在楚穂直流双极闭锁后采取紧急有功调制, 可以少切除金安桥600 MW的机组一台。故障后需要将另外两条直流线路的传输功率紧急提升到额定功率的1.1倍。
3.2 直流有功调制对直流双极闭锁的影响
糯扎渡双极闭锁后, 系统有5 000 MW有功不能送出, 主要采取措施是直接切除配套直流电源和通过交流通道转移多余的有功, 如果楚穂直流和溪洛渡直流均启用直流有功调制后将会在长期过负荷的条件下向外多输送功率, 在不启用直流调制时, 糯扎渡直流双极闭锁需要切除4台糯扎渡电厂的机组, 总计切机2 600 MW。
当溪洛渡和楚穂直流启用有功调制时, 发生糯扎渡直流双极闭锁后, 可以少切一台机。当这两条直流线路不是满功率输送时, 直流可调节的功率也更大, 可以更少的切除配套直流电源的机组。由于大量的剩余功率通过墨江断面送出, 需要注意该断面功率不能超过其极限值。
3.3 直流有功调制对直流三极、四极闭锁的影响
发生溪洛渡直流三极闭锁后, 因为直流线路的调节功率有限。楚穂直流和糯扎渡直流中的任一条直流采取调控措施均不能满足系统动稳要求。当两条直流同时采取有功调制时系统暂态稳定。但重载线路 (如仁和—厂口, 红河—砚山) 超过N-1热稳, 另外百色站500 k V母线电压偏低, 永丰—多乐双线功率达到了3 200 MW。故发生溪洛渡直流三极、四极闭锁故障后, 故通过采用另外两条直流线路的有功调制的方法来减少切机量的思路不能实现。
4 两种直流调制方式的比较
三条直流闭锁故障下, 分别就直流的两种附加调制方式双侧频差调制和有功功率调制对其影响进行了分析, 这两种方式在改善系统的暂态稳定、动态稳定性方面有较好的效果, 一条直流故障时另外两条直流线路通过这两种附加控制方式可以减少切机量, 提高经济效益。
表7分别就楚穂直流、糯扎渡单极闭锁和溪洛渡直流的双极闭锁故障后, 直流正常极采用直流有功调制和双侧频差调制后, 系统的动态阻尼展开分析, 通过对云南电网对主网的振荡模式分析可知, 这两种附加的控制方式都能增强系统动态阻尼[5], 采用双侧频差调制对增强系统动态阻尼的影响略优于直流有功调制。
本质上, 两种直流调制方式最终目的都是快速的提升或降低直流线路的输电功率, 只是对输入量的响应时刻不同, 双侧频率利用系统的频率来反应直流系统的故障, 频率可以反映全网的有功平衡情况, 但一般故障下, 频率的变化量较小, 切不同地点监测会有所差别, 故双侧频差调制的两侧频率的监测点需要认真斟酌。直流有功功率调制可以以其他直流线路的功率输送值作为输入信号, 也可监测某个断面功率, 减少稳控装置配的切机量。故采用何种直流调制方式或两种调制方式如何协同配合还需要作进一步研究。
5 结束语
通过对云南三条直流工程的直流调制方案仿真分析后可知, 当三条直流系统之间有效配合时, 直流双侧频差调制和有功功率调制都能提高直流系统故障后的稳定性。某一条直流线路发生闭锁故障后, 其他两回线路的直流调制 (双侧频差调制和快速有功功率调制) 能提高系统稳定性, 减少直流配套电源系统的切机量, 提高经济效益。由于切机量的减少, 某些线路或断面功率可能超过极限, 需要及时对潮流作出调整。对溪洛渡直流闭锁故障, 建议其他两条直流不采取有功功率调制措施。
通过对三条直流线路故障后, 其他正常极的两种附加调制对系统动态阻尼的影响可知, 直流双侧频差调制和有功功率调制都能较大幅度的提高云南电网的稳定性。采用双侧频差调制对增强系统动态阻尼的影响略优于直流有功调制方式。
参考文献
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内置调制解调器的端口故障 篇4
排除过程
确定故障产生的原因后，排除故障的过程如下。
(1)右击“我的电脑”图标，在弹出的快捷菜单中选择“属性”命令，打开“系统属性”对话框，
(2)切换到“硬件”选项卡，单击“设备管理器”按钮，打开“设备管理器”窗口。
(3)在“其他设备”一栏里有一个PCI设备，升级安装这个PCI设备的驱动程序，完成后即是虚拟的COM口。
调制方案 篇5
目前,已商用化的40 Gbit/s光通信系统都是基于二进制调制格式的,采用的波分复用信道间隔为50 GHz,所能达到的最高频谱效率为0.8 bit/s/Hz。为了更进一步增大系统容量,降低成本,实现高速大容量光信号的长距离传输,对于多维多阶调制格式的高频谱效率传输技术的研究势在必行。现今,对高速大容量多维多阶调制格式的光传输的研究已进入了比较成熟的阶段,国际国内光通信的研究组织已做了不少的实验。作为高效的调制方式,8PSK(3阶相移键控)、8QAM(3阶正交调幅)以及16QAM(4阶正交调幅)都是实现高速大容量传输的不错选择。但受限于现有光电器件的水平,现已证实的多维多阶调制格式基本都是基于级联方式实现的。本文将对这几种调制格式的实现方式从原理和拓扑结构两方面进行比较分析研究。
1 多维多阶调制格式的实现
1.1 8PSK的实现
PDM(偏振复用)-8PSK是一种具有很大吸引力的多维多阶调制格式。图1所示为8PSK的发射机结构框图。图1(a)所示的发射机由一个MZM(马赫-曾德调制器)和两个PM(相位调制)器(PM1和PM2)组成。MZM、PM1和PM2分别提供0/π、0/0.5π和0/0.25π的相位调制,整个结构相当于在一个QPSK(正交相移键控)调制器后面添加一级(0,π/4)PM器[1]。然而,在这种传统方法中,相移变化会引起非线性,在某种程度上会引入不必要的信号啁啾。图1(b)给出了一种产生8PSK信号的新方法,通过使用一种QPMZM(有4个并行的MZM)结构的调制器来产生8PSK信号[2]。QPMZM结构中的每一个MZM的偏置点都为0,不归零(NRZ)数据序列驱动信号的波动幅度为2Vπ,每一条臂都会产生一个BPSK(二进制相移键控)信号,且这些臂的光相位偏置不同,具体为nπ/4(n=-1,0,1,2)。因此,当输入的3路数据比特序列(Data1、Data2和Data3)经过编码生成I1、I2、Q1和Q2后(编码规则如下:I1=ck、Q1=dk,当I1 XOR Q1=1时,I2=dk、Q2=ek;当I1 XOR Q1=0时,I2=ek、Q2=ek),通过分别对[MZM-I1, MZM-Q1]和[MZM-Q2 ,MZM-I2]进行组合可以产生两路QPSK信号,这两路QPSK信号的光相位偏置为π/4,把这两路QPSK信号叠加就可以产生8PSK信号。通过这种方法产生的8PSK信号不会产生多余的频率啁啾,因而符号之间的传输是理想的线性轨道,且发射机集成度高。
1.2 8QAM的实现
8QAM信号的产生不像8PSK这么直接,因为在光场的相位被调制的同时振幅也被调制。使用电域AWG(任意波形发生器)可以很容易地产生所需要的8QAM信号,但在全光情况下却很难实现。图2所示为一种全光条件下基于串行结构的8QAM调制方案[1]。该8QAM调制器由一个π/4偏置的双平衡的MZM和一个(0,π/2)相位调制器组成。π/4偏置的双平衡的MZM与QPSK调制器类似:双平衡结构中两个MZM的偏置点都为0;不同的是,MZM2的驱动信号波动的幅度只有0.7Vπ。两路信号叠加后产生的星座图如图2(b)所示,之后在0.5π相位调制器的旋转作用下,产生图2(c)所示的8QAM星座图。需要指出的是,将图中的MZM2波动幅度设为Vπ,在其后级联一个5.7 dB的光衰减器,亦可以实现相同的调制效果。
1.3 16QAM的实现
目前,实现16QAM的方法主要有3种。一种是使用AWG,输入的二进制电信号送往AWG,产生4阶强度信号,通过IQ(I表示同相,Q表示正交)调制器,分别对相位相差90°的I光与Q光进行多阶强度调制,IQ光混叠后产生0到π/2区间的星座点,同时AWG输出一路电信号驱动级联的相位调制器,使得IQ调制器输出的光信号相位发生旋转,从而使得星座点分布在4个星座区域,最终生成16QAM光信号[3]。第2种方法是使用QPMZM,其结构与图1(b)相似,在调制器的每一条臂上通过MZM产生BPSK信号,两条臂上的BPSK信号合成一路QPSK(QPSK1、QPSK2)信号,通过衰减使两路QPSK信号具有不同的幅度,然后再将两路QPSK信号耦合生成16QAM信号,其通用模型如图3所示。当n=2时,可实现16QAM光信号的调制[4]。在上述的这两种方案中,都需要用到AWG、QPMZM等新型光学器件,这对光学器件的工艺水平提出了较为苛刻的要求。而通过新的产生方式,即级联16QAM结构,利用现已商用化的光学器件,也可以产生16QAM信号,如图4所示[1]。
在图4所示的方案中,双平衡MZM的偏置为π/2,其中的MZM1、MZM2均偏置在0.6π,驱动波动峰峰值为0.8π。经过该双平衡MZM结构产生如图4(b)所示的直角4QAM星座点。将该4QAM信号通过设置为(0,π)的相位调制器MZM3后,产生如图4(c)所示的特殊8QAM星座点,最后在(0,π/2)相位调制器的旋转作用下产生如图4(d)所示的16QAM星座点。这种产生16QAM的方法与图2所示的8QAM方案思想类似,都是先采用双平衡MZM生成某个象限中的星座点,然后再通过相位调制器实现星座点的旋转变换,使得星座点布满整个空间。
1.4 多维多阶调制格式比较研究
从上述对多维多阶调制格式实现方式的分析可知,使用现已商用的调制器件,通过级联的方式可以实现8PSK、8QAM和16QAM的调制,这种合成信号的方法器件集成度不高,性能也不是很优化,但容易实现;而通过并行方法来合成信号,可以减小甚至消除由于频率啁啾引起的非线性效应,集成度和性能得到了优化,但同时也对光学器件的成本和工艺提出了更高的要求,具体比较见表1。值得指出的是,虽然通过并行方法可以减小由于频率啁啾引起的非线性效应,但并不能消除铌酸锂器件自身引起的非线性效应(MZM的功率传递函数具有正弦波特性)。目前,我们可以采用预失真(发射机端)或者使用相干接收并匹配相关算法(接收机端)的方法来减小由于器件本身引起的非线性效应。
2 结束语
本文对几种多维多阶调制格式(8PSK、8QAM和16QAM)的产生方式从原理和拓扑结构上进行了分析研究,对于8PSK、8QAM和16QAM,我们推荐使用串行的方法来合成信号,因为在现有的工艺和技术背景下,通过并行方法来合成信号还不太实际。将来如果光电器件的工艺达到一定水平,并行方法将变得更具吸引力。
摘要：随着带宽需求的不断增长,多维多阶调制格式成为目前研究的热点。文章对8PSK(3阶相移键控)、8QAM(3阶正交调幅)和16QAM(4阶正交调幅)的实现方式从原理和拓扑结构上进行了综合性的比较研究。使用已商用的调制器件,通过串行或串并混合的结构配置,可以得到8PSK、8QAM和16QAM的调制光信号;而使用并行结构的配置方式,可以提高系统的集成度和信号的传输性能,但往往需要多个并行配置调制的新结构,对系统集成的成本和工艺提出了苛刻的要求。
关键词：光通信,多维多阶调制格式,相移键控,正交调幅
参考文献
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调制方案 篇6
梳状谱发生器在现代微波系统中有着广泛的应用,通过其倍频功能可制成毫米波频率源,在仪器设备中也是展宽频带的关键,常应用于微波通信、EMC(电磁兼容性)测试以及微波电子战等方面[1]。随着通信技术的快速发展,高效率、高稳定性的梳状谱发生器成为提升系统性能的关键因素。早期采用锁模方式产生的梳状谱在实际应用中由于系统复杂、难以保持良好的稳定性而被电光调制的方式取代[2]。采用DD(双平行)-MZM(马赫-曾德尔调制器)产生单边带并通过循环移频生成梳状谱的方式,以其低驱动电压、控制灵活以及精确的频谱间隔等优势而被广泛利用[3]。
尽管采用电光调制方式产生的梳状谱拥有高带宽、高平坦度和低成本等优势,但由于MZM的内部波导结构和材料等原因,其直流偏置电压的静态工作点会随温度等外界因素的变化而发生偏移,会对其工作特性造成极大影响[4,5]。因此,高精度的偏置电压控制系统在梳状谱发生器中显得尤为重要。文献[6,7]分析了在DD-MZM结构下偏压控制的理论及方案,但均未考虑消光比和功率反馈标准下IQ(同相正交)-MZM偏置电压多极值的因素。本文在研究DD-MZM单边带调制系统及其偏压控制方式的基础上,针对实际中存在的非理想消光比进行了理论分析,提出了一种高精度的偏压控制方案并对其进行验证。
1 基于DD-MZM的单边带调制及偏压控制方案
图1所示为产生单边带调制信号的系统结构图。MZM1与MZM2的两臂所加调制信号与直流偏置信号均为对称形式,即在调制器上下两臂所加的驱动信号均为相反数,这样既节省了资源又简化了控制策略的复杂度。MZM1在1处添加射频调制信号(低调制度),该信号的频率决定了单边带信号频谱搬移的程度;同时将该射频调制信号经90°的相移后输入至MZM2的5处,形成IQ调制。此时,当MZM1、MZM2的直流偏置相位在调制器传输曲线的最低点Vπ处,IQ两路的直流偏置相位差在Vπ/2处,即在MZM1的3处与MZM2的7处添加直流偏置信号Vπ/2,IQ两路的9处添加直流偏置信号Vπ/4时,在系统的输出端产生单边带调制信号。
注:DAC为数/模转换器;ADC为模/数转换器。
常见的偏压控制方案是在MZM1与MZM2上分别配置频率较低的导频信号(一般采用余弦信号),并将输出端的光信号通过分光器一分为二,绝大部分光信号继续传输供后级使用;其余少部分光信号用于反馈分析:将这部分光注入PIN(光电二极管)转化为电信号,在分析器中通过分析反馈信号中一次谐波与二次谐波的关系,确定I路、Q路与IQ两路相位差三处的直流偏置状态从而实现偏压控制。然而,这种方案在分析时有一个重要因素即MZM的分配比例γ没有考虑,在系统的实际工作中,γ会严重影响系统的调节精度。因此,本文将针对这一问题进行分析。
2 调制器的消光比分析
MZM消光比被定义为调制器在激光功率逻辑1与逻辑0的平均功率的比值[8]。理想状态下该值应为无穷大,但由于调制器本身的工艺缺陷,Y型结构处光功率分配不均匀导致该比值成为有限值。设MZM的消光比为ε,调制器Y型结构处光功率分配比例为1∶γ,则有
在未考虑消光比的前提下,系统输出端的信号可以表示为
式中,,其中,VI、VQ、VI,Q分别为I路、Q路以及IQ两路相位差处所加的直流偏置;θ1与θ2为所加调制信号的初始相位,为了方便分析,此处均设为0。
在不加调制信号的情况下,通过PIN后信号的直流功率表达式为
通过分析式(3)可以得出,当φI与φQ为π/2的奇数倍时,MZM1与MZM2的上下两臂直流偏置造成的相位差为π,在PIN输出端检测到的信号直流功率最小[9]。
在上述理论的基础上,考虑消光比因素。本文设MZM1的光功率分配比例为1∶γ1,MZM2的光功率分配比例为1∶γ2,IQ两路相位差的光功率分配比例为1∶γ3,系统输出端的信号表达式为
在不注入调制信号时,PIN输出端信号的直流功率表达式为
从式(5)中可以看出,在消光比的影响下,信号的直流功率在原有项的基础上出现了与I路和Q路流偏置相互混合干扰项,以至于当MZM1与MZM2的直流偏置相位达到MZM传输曲线最低点时,PIN输出端的信号直流功率并没有达到最小。本文在VPI仿真软件中对该结论进行了仿真验证,图2为在VPI下的仿真平台,仿真参数设置如下:激光器的波长窗口为1 550nm,功率为0dB;I路上的第一个MZM用于调制I路信号,相当于本文中的MZM1,插入损耗为6dB;Q路上的第一个MZM用于调制Q路信号,相当于本文中的MZM2,插入损耗为6dB;I、Q两路的第二个MZM用于调节IQ两路的相位,消光比为100dB,插入损耗为6dB。
注:1、光源;2、自建DD鄄MZM;3、PIN;4、信号分析仪
设MZM1、MZM2的消光比分别为εI、εQ,在不同的IQ两路相位偏转角度φI,Q下,测得PIN输出信号直流功率最小时MZM1上下两臂的相位差与MZM2上下两臂的相位差分别为φΔI、φΔQ,如表1所示。
从表1中可以看出,在理想消光比的条件下,当PIN输出的信号直流功率达到最低时,I路与Q路的直流偏置相位差均为180°;而在非理想消光比的条件下,该相位差会出现偏差,且偏差与IQ两路的相位差有关。因此,在非理想消光比的条件下,当IQ两路的相位差未知时,采用不断调整I路与Q路的直流偏置电压使PIN输出信号的直流功率达到最小,从而确定I路MZM1的相位差与Q路MZM2的相位差为(180°,180°)的方法存在很大的偏差。
为了克服该偏差,在非理想消光比的条件下,本文提出一种通过搜寻PIN输出信号直流功率最大值来精确确定I路与Q路相位差的方法。首先,固定φΔQ与φI,Q;然后遍历φΔI,记录在遍历过程中输出信号直流功率达到最大值时φΔI的值。
本文分别从公式推导以及系统仿真两个角度来进行验证。用式(5)计算PIN输出信号的直流功率,设φI,Q=80°,在不同φQ的条件下,随φI变化,输出信号的直流功率变化如图3(a)所示。图3(b)为在VPI仿真平台下,上述离线实验的仿真结果。图3(c)为φI,Q在一个周期内,φQ为不同值时,输出信号达到最大值时φΔI的取值。
从图3(a)中可以看出,功率达到最大值时φΔI的取值为0°或180°;图3(b)的仿真数据也反映出了相同的情况。综合图3(a)与(b),可以确定在IQ两路相位差φI,Q固定时,输出信号直流功率达到最大值时,φΔI=kπ,同时,也证明了理论与仿真条件下该规律的一致性。图3(c)显示了在φΔQ与φI,Q均为变量时,输出信号直流功率达到最大值时φΔI的取值均落在0°与180°,证明了通过调节φΔI使输出信号直流功率达到最大值时,φI,Q的取值并不会影响φI的位置集合。综上所述,在φΔQ与φI,Q固定时,只要满足φΔI=kπ,输出信号的直流功率总处于最大值。同理,在φΔI与φI,Q固定时,只要满足φΔQ=kπ,输出信号的直流功率也处于最大值。
因此,可以通过搜寻PIN输出信号直流功率的最大值来精确地定位φΔI与φΔQ的值,再根据调制器直流偏置相位的周期性来确定周期,最终将φΔI与φΔQ定位在需要的相位上。
3 结束语
本文研究了DD-MZM单边带调制系统偏置电压反馈控制的性能,对在实际运用中出现的消光比非理想的情况进行了理论分析,验证了在非理想消光比情况下MZM的偏置电压处于传输功率最低点时,输出信号的直流功率并未达到最低。提出了通过检测PIN输出信号直流功率的最大值作为确定MZM的偏置电压处于功率传输最高点的标准,并对此加以分析与验证,结果证明该标准具有更高的控制精度。
摘要：为了获得更加稳定的梳状谱发生器,对基于DD(双平行)-MZM(马赫-曾德尔调制器)的单边带调制系统偏置电压控制方案进行了研究,着重分析了非理想消光比对MZM以及调制器偏置电压控制标准的影响,并在此基础上提出了优化的偏置电压判别标准。研究证明,在非理想消光比条件下,选取MZM传输曲线的最高点作为系统偏置电压的判别标准具有更高的精确性。
关键词：马赫-曾德尔调制器,单边带调制,偏压控制,消光比
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调制方案 篇7
LED(Light Emmitting Diode)全彩显示屏经过这些年发展,市场规模越来越大。随着显示屏应用到不同场合,显示屏对画质的追求越来越高,不仅人眼看起来要柔和,细腻,而且色彩等内容需要表现的更加丰富。LED全彩显示屏,一般分为室内屏和室外屏,对于室外屏,要求亮度高,刷新率高。而对于室内屏,需要刷新率高外,灰度效果好,同时需要与环境相适应的亮度。传统的显示屏控制系统在利用PWM波进行灰度调制时,由于移位时钟和OE(Output Enable)持续时间的限制,灰度级数的实现与刷新频率是两个相互制约的关系。如果用相机对图像进行采样,会出现灰度失真的现象,当采用高速快门的相机进行拍摄时,会出现灰度采样不完整,这给利用机器视觉进行后续图像处理,比如LED显示屏的校正操作带了麻烦。
本文提出一种平均子场分割的方法,此方法不仅可以提高刷新率,而且改善了画质,使得高灰度位信息更好的进行显示,实现高灰度输出。
1 问题描述
传统的LED全彩显示屏是基于BPWM(Binary-weighted PWM)与GPWM(Gated PWM)调制来实现灰度的[1]。PWM波调制从BPWM方式到GPWM方式很好的解决了八位灰度到十六位灰度级的输出限制,使得输出画面内容更丰富,灰度渐变更好。但是基于传统的那种子场分配方式,整体屏幕刷新率低,并不能满足越来越多的实际需求。
1.1 GPWM(Gated PWM)调制[1]
在当前LED显示屏控制系统中,为了实现更多的灰度,采用了一种Gated PWM(GPWM)的调制方式,即将一个子场时间内再进行切分,即除了出现1,2,4,…,2n我们称之为整数部分权值外,还出现了1/2,1/4,…,1/2n我们称之为小数部分对应的权值位,这种灰度位对应的脉冲通过OE来调制。这样,在移位时钟和刷新频率固定的前提下,提升了灰度级数的输出,能够实现16 bit位的输出,这大大提升了画面的内容与灰度细节[6,7]。
设LED灯点亮的持续时间为τmin,刷新频率为Frefr,LED显示屏为H扫,对于串行移位需要移入N个LED灯。移位时钟频率Fclk对应的时间为Tclk,则一个子场最小时间load为
一个子场的时间必须要大于最小时间tload。设一个子场时间为tsubtime。即tsubtime>load。
则通过OE门控调制可以实现的灰度等级数为
转换成二进制,通过OE门控调制实现的位数为
又刷新频率为Frefr,LED显示屏为H扫,则行频为Frefr H,对应的一行时间为
对于通过BPWM实现的灰度等级数ng:
转换成二进制对应的位数为Ng
能够实现的灰度级数为Ng+No。通过这种方式很容易实现超过16 bit的灰度输出[1]。
1.2 问题的产生
由于LED全彩显示屏灰度是通过PWM调制实现的,要使人眼看起来不闪烁,刷新频率要高,常用的客观评估方式临界闪变频率(CFF)与照度之间的关系[1]为
其中:a为常数,对于高灰度级取12.5,对于低灰度级取1.5;La为平均照度,单位为cd/m2;b也为常数,取37。对于100 cd/m2的显示屏来说,刷新频率至少达47 Hz,人眼看起来才不闪烁。一般来说,刷新频率最好100 Hz以上,对于室内屏来说,刷新频率要达到240 Hz[3,4,5]以上才能使人眼看起来没有闪烁感。而传统的PWM调制方式只能达60 Hz,由于移位时钟以及最小输出持续时间的限制,难以满足高刷新率要求。有人采用一种子场打散的方式来提高动态刷新率[4],但是这种方法有很多的问题,其中一个非常明显的问题是将灰度打散了,用相机拍摄,会出现灰度严重失真。
2 平均子场分割(Average sub-field segmentation)
由上面的分析知道,虽然可以在传统的GPWM调制基础上采用子场打散的方式控制LED全彩显示屏实现灰度,使得闪烁效果得到改善,但是由于将一行中的灰度实现所需的子场分布到不同的时间去实现,导致在一个刷新周期内灰度没有实现完,产生灰度失真,如图1所示。
2.1 理论基础
灰度失真的原因是灰度信息分配到不同时刻实现,使得拍摄的过程中,丢失了部分灰度信息位,而这对于RGB色彩空间的表示来说相当于是缺色,或者是偏色,人眼对于缺色和偏色是比较敏感的,所以产生了失真。
现阶段LED的亮度效率可以达到非常的高,但对于一些LED扫描屏来说,根据不同的应用环境,亮度可以是不一样的,比如在晚上,如果显示屏亮度太高,对人眼容易产生眩光效应。但是,当降低亮度的时候,要求灰度层次要明显,画质好。
人眼对于灰度级别的感知一般在40级左右,视频源输出256级的灰度,对于人眼来说,已经远远够了,有的时候可以减少灰度位的输出来获得更好的现实效果。比如对于一幅图片,往往是高位灰度的信息内容比较丰富,这时可以只输出校正后的高14 bit位数据。同时,这种方式能够保障更好的刷新效果。
本文提出的这种方法来改善画质的显示正是基于上面的两点考虑,一方面降低亮度效率,亮度效率的减少与平均子场分割原则下不同的子场排布有关系,可以根据不同的应用环境进行调整,一方面可以稍微减少灰度位,但减少灰度位的输出不是必须的,只要刷新频率能够达到要求即可[8]。
如果使得高灰度位对应的刷新频率尽可能的高,而低灰度位对应的刷新频率可以降低,通过这种折中的办法,可以使显示效果得到提高。在这里提出一种均匀子场分割的方法来达到这个目的,增加的这些子场分配尽可能多的到高灰度位中,但是在这种分配的同时必然会使得亮度效率下降。这样,通过降低一定的亮度效率来获得更好的显示效果。比如,在GPWM调制方式中[9],实现16 bit灰度位的子场分配可能为:32,16,8,4,2,1,1/2,1/4,1/8,1/16,1/32,1/64,1/128,1/256,1/512,1/1024,总共73个子场,通过平均子场分割排布后,排布可以为:164,162,16,161/2,161/4,161/8,161/16,161/32,161/64,161/128,81/128,41/128,11/64,1/128,1/256,1/512。这样尽可能的使得高灰度位的子场增多,提高高灰度的刷新频率,并且整体刷新频率没有改变,相比于前者,亮度效率从87.67%降到53.33%,但这对于低亮度环境需要高画质情况下是非常有用的。
2.2 实施步骤
对于LED显示屏,在不改变现有的硬件架构的情况下,采用平均子场分割的方法来改善显示效果。采用此方法实现的灰度位,每一位灰度对应刷新频率可能都不一样。
2.2.1 参数的计算
设LED灯点亮的持续时间为τmin,刷新频率为Frefr,LED显示屏为H扫,对于串行移位需要移入N个LED灯。移位时钟频率Fclk对应的时间为Tclk,则:
那么一个子场的时间必须要大于load。假如一个子场时间为tsubtime,在这里,一个子场时间应该尽可能的小,这样在相同的行频里能够实现的子场数目就越多,可以实现更多的整数部分,即高位灰度对应的部分,一般取一个子场时间tsubtime比load稍微大一点。
则通过OE门控调制实现的灰度等级数为
转换成二进制,通过OE门控调制实现的位数为
获得的子场总数为
通过BPWM实现的灰度位对应的子场数目不能超过Nsub-No,这是因为如果取极限情况,小数部分在实现完整位灰度过程中每一位都只占用一个子场。
整数部分至少占用的子场数目为,这正是GPWM中整数部分占用的子场数目。
一般Nsub-No不会是2的幂次方,所以Ninteger不等于Nsub-No。多出来的子场分配到相应的高灰度位,使得高位分割更加均匀。
2.2.2 平均子场分割原则
对于不同的应用,LED现实屏运用在不同的环境中,对于室外屏,需要亮度效率高,而对于室内屏,一般不需要室外屏那么高的亮度,通过增加不同的灰度位的子场数目来获得这种需求,选择的原则有如下几点:
1)亮度优先;
2)画质优先;
3)刷新优先。
对于亮度优先的场合,应该保证高位灰度的刷新频率,而减小低灰度位的刷新频率,如表1。
对于画质优先的场合,将子场平均增加分配到不同的灰度位中,如表2。
如表1中数据,对于子场的总数不变,但是有两种分配方式。对于排布1与排布2,亮度效率均为88.88%,而标准的GPWM亮度效率为94.48%。但是从上面的两种排布可以知道,高灰度位的调制脉冲比GPWM更加的分散,并且每一刷新周期内尽可能的保证高灰度位,这大大的削弱了每次刷新周期内的灰度失真。当前的LED显示屏亮度太高,甚至产生了眩光,适当的降低亮度,并且同时能够获得更高的画质,这正是当前LED显示屏的迫切需要。
2.2.3 亮度效率的计算
因为采用增加子场的方法可能会使得每一位灰度的刷新频率都不一样,对应的OE门控调制脉冲时间宽度也不一样。设每一位灰度占子场数为Nbit,对应的OE门控调制脉冲时间为toe,容易知道,toe最大不超过一个子场时间,总共输出的灰度位数为n,对于实现完整灰度的整体刷新频率下,亮度效率的计算公式如下:
表3中给出几个不同原则时,对应子场分配下的亮度效率数据参数。
表2与表3中不同子场排布的实现方法测试效果图如图2。
图2(a)对应于表2,图2(b)对应表3。从上面的两个表格的子场排布以及效果测试图可以看出,相比于GPWM调制方式,平均子场分割调制使得图像更加细腻,灰度得到了很好的重现,没有出现灰度失真的现象。另外从表2的排布可以算出,此排布方式在一定程度上降低了亮度效率,其值为80%,动态刷新率可以达到很高,并且灰度更加完美。表3的亮度效率稍微下降,亮度效率高,达到94%,但是由于采用了平均子场分割的思想,灰度失真相比于GPWM也小很多。可以看出这种方案虽然在一定程度上降低了亮度效率,但是能够更好的提升灰度的显示效果,同时能够达到很高的动态刷新率。
3 总结
本文提出了一种子场来实现高灰度高刷新的方法,这种方法在传统的GPWM调制的基础上,可以很好的减少显示过程中灰度失真,改善显示画质,并且采用这种方法可以使显示屏更好的运用到不同的环境中,能同时应对高刷新,高画质等各种需求。
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调制方案 篇8
国内高速动车组牵引传动系统主要分为两电平牵引逆变器驱动系统和三电平二极管中性点钳位(NPC)牵引逆变器驱动系统两类[1-2]。其中,三电平逆变器以其输出电压波形畸变小、电压应力小等优点得到了广泛应用与研究[3-5]。目前,三电平逆变器的调制策略主要分为正弦脉宽调制(SPWM)与空间矢量脉宽调制(SVPWM)两类。相比于载波调制,空间矢量调制技术以其易于数字化实现、电压利用率高等优点,被广泛应用于三电平逆变器的控制[1-4]。但由于算法实现的复杂度,多采用基于单数字信号处理器(DSP)或微控制单元(MCU)的软件实现方案[6-8],文献[9]提出了一种基于DSP的三电平SVPWM信号发生器设计方案,并采用在调制波过零点处增加开关次数的方式减小输出电压波形畸变。但作为顺序处理器,DSP或MCU按照顺序逐条执行指令会导致时间延迟与性能下降,利用现场可编程门阵列(FPGA)完成三电平SVPWM相关工作,不仅兼具硬件电路速度快、可靠性高、设计复用性好等优点[10-11],同时将核心控制器DSP/MCU从繁重的重复性计算中解放出来,使其更好地运行核心控制算法[2]。文献[12-13]中给出了三相两电平SVPWM算法的FPGA实现方案。
本文以三电平二极管NPC牵引逆变器电机系统为研究对象,首先在对各扇区的几何对称性与矢量作用时间之间存在的密切关系进行了详细分析的前提下,探讨了一种简化三电平SVPWM算法,并详细介绍了该简化三电平SVPWM算法基于FPGA的设计方案,最后为了验证该简化三电平SVPWM算法的正确性与基于FPGA设计方案的可行性,进行了基于FPGA+dSPACE半实物实验平台的实验研究。
1三电平SVPWM算法原理
针对三电平NPC牵引逆变器主电路拓扑结构, 定义三相桥臂状态函数为:
式中:x=a,b,c。
对于三相三电平逆变器拓扑,利用不同开关状态下对应三相电压(Ua,Ub,Uc)合成空间电压矢量us,即
本文中将整个空间分为6个扇区(1至6),每个扇区又分为4个区域(Ⅰ至Ⅳ)。以第1扇区为例进行详细阐述。首先,定义调制度为:
式中:Uref(1)为第1扇区内的参考空间电压矢量;Ud为直流侧电压。
设如图1中参考空间电压矢量位于第1扇区的 Ⅱ区域,参考空间电压矢量Uref(1)由空间电压矢量U1,U2,U8合成,则在一个开关周期Ts内,由伏秒平衡原理得出参考空间电压矢量合成方式可表示为:
式中:ta,tb,tc分别为U1,U8,U2的作用时间。
解得基本矢量U1,U8,U2作用时间为:
同理,可以推导出参考空间电压矢量位于第1扇区内其他小区域时对应的基本矢量作用时间计算公式,如表1所示,其中k=4m/31/2;δ=π/3-θ, ε=π/3+θ。
传统的三电平SVPWM算法需要根据参考空间电压矢量所在位置及计算得出基本空间电压矢量的作用时间,产生对应的PWM信号,用以驱动电机。对于传统三电平SVPWM方法而言,基本空间电压矢量的计算不仅会消耗大量的芯片资源,同时会影响系统的计算速度。
2三电平SVPWM算法简化
若如图2中所示,空间电压矢量Uref(2)位于第2扇区,则将Uref(2)顺时针旋转60°即可得到第1扇区内同一位置的等幅空间参考电压矢量Uref(1),其中空间电压矢量Uref(2)可由空间电压矢量U2,U10,U3合成,即
由前面的分析可知空间电压矢量Uref(1)可以由U1,U8,U2合成,如式(7)所示。将Uref(2)乘以旋转因子e-jπ/3即可得到Uref(1),即
而乘以旋转因子前后基本矢量作用时间不变, 因此可通过矢量旋转将各扇区参考空间电压矢量等价到第1扇区进行基本矢量作用时间的计算。
在第1扇区内确定参考空间电压矢量合成方案及基本空间电压矢量作用时间后,需要根据参考空间电压矢量位于不同扇区内同一位置时输出相电压间存在的关系,将第1扇区内计算得出的开关导通时间折算到参考空间电压矢量实际扇区。首先,根据式(2)空间电压矢量构成方式,假设第1扇区内参考空间电压矢量对应相电压为Ua,Ub,Uc,则Uref(1)可表示为:
将Uref(1)逆时针旋转60°即可得到参考空间电压矢量Uref(2):
参考空间电压矢量Uref(2)对应三相输出相电压为-Ub,-Uc,-Ua。以此类推,可以得出各扇区与第1扇区对应相电压关系。假设已知参考空间电压矢量位于第1扇区时的输出相电压,则表2给出了参考空间电压矢量位于不同扇区内的同一位置时对应的逆变器输出相电压。根据表2所示规律,利用参考空间电压矢量位于不同扇区内同一位置时,三相电压存在的对称关系,即可根据计算得到的基本空间电压矢量作用时间,产生对应的PWM信号。
表3为根据中点电流的变化情况分析得出的不同空间电压矢量对中点电位的影响情况。
根据计算得出的基本空间电压矢量的作用时间,以中点电位平衡为目标,给出了一种利用短矢量冗余开关状态使中点电位维持平衡的第1扇区内各区域对应桥臂状态序列选择方案如下。
区域 Ⅰ:PPO-POO-OOO-OON-ONN-ONN- OON-OOO-POO-PPO。
区域 Ⅱ:PPO-POO-PON-OON-ONN-ONN- OON-PON-POO-PPO。
区域 Ⅲ:PPO-PPN-PON-OON-OON-PON- PPN-PPO。
区域 Ⅳ:POO-PON-PNN-ONN-ONN-PNN- PON-POO。
3基于FPGA的实现方案
在本设计中,基于Xilinx公司FPGA芯片和VerilogHDL与Schematic的设计方式,设计了简化的三电平SVPWM硬件电路。图3给出了三电平SVPWM硬件电路模块的组成框图,其中Uα和Uβ为Uref(1)在αβ坐标系下的分量。
3.1基于FPGA的除法器设计
本设计采用定点方式完成计算,但在算法中存在大量除法运算。为达到高速、低资源占用的设计要求,图4给出了一种除法器的设计思路。
整个除法运算主要包括4个步骤:1加载被除数A、除数B,同时将商Q和余数R清零;2将A左移1位并将移出的这一位赋给R的最低位;3比较R和B,若R≥B,则将R更新为R-B,同时将Q左移1位并将其最低位赋值为1,否则,保持R不变, 将Q左移1位并将其最低位赋值为0。如此循环, 便可得到需要的商和余数。
3.2基于加法器和移位寄存器的乘法器设计
本设计中,无论是扇区判断、基本矢量作用时间计算,都需要用到大量的乘法运算,这些乘法均存在公因子31/2,因此本文以乘法运算Y=31/2X为例,给出一种满足系统计算精度的基于加法器和移位寄存器的简化乘法器设计。
首先,将31/2以泰勒级数形式展开为:
然后,根据展开的级数形式即可得出硬件电路设计方法。图5为乘法器的硬件电路描述。当时间计算模块以16位的数据长度进行定点运算时, PWM模块的分辨率不足13位,因此只需取到级数的第6项即可满足精度要求。
3.3 PWM信号生成
由于器件的性能要求,避免上下桥臂出现同时导通的情况,需要对互反的两路PWM信号添加4μs的死区时间。 图6为带有死区时间的互反PWM信号生成原理图。
由图6可知,可以根据以下算法对死区时间计数器的工作状态进行描述。
1)当PWM信号下降沿出现时,死区时间计数器从初始值200进行减计数到0,并保持不变。
2)当PWM信号上升沿出现时,死区时间计数器从0进行加计数到200,并保持不变,等待下一个PWM信号下降沿的出现。
根据死区时间计数器的数值变化情况,即可得出用于具有死区时间的互反PWM信号生成规则, 具体如下。
1)当死区时间计数器DEAD_COUNT的计数值为200且PWM信号为1时,上桥臂开关信号PWM_H为1,否则PWM_H为0。
2)当死区时间计数器DEAD_COUNT的计数值为0且PWM信号为0时,对应下桥臂开关信号PWM_L为1,否则PWM_L为0。
3)当死区计数器的计数值位于0~200时,对应上下桥臂开关信号PWM_H为0且PWM_L为0。
4半实物实验分析
为了验证基于矢量旋转的简化三电平SVPWM算法及基于FPGA设计方案的正确性与可行性,对该算法进行了基于FPGA+dSPACE的半实物实验研究。所采用的实验电机参数为:额定功率PN=3kW,额定电压UN=380 V,电极数np=2,定子电阻Rs=1.794 8 Ω,转子电阻Rr= 1.588Ω,定子漏感Ls=7.3mH,转子漏感Lr=7.7 mH,定转子漏感Lm=387mH。中间直流侧电压为260V,死区时间设为4μs,调制波频率为15Hz,开关频率为1kHz。
图7给出了调制度m=0.3时对应的线电压uab与相电流ia的波形。由图7可知,此时参考空间电压矢量位于各扇区的Ⅰ区域内,逆变器输出线电压为三电平结构,幅值达到Ud/2,即130V,电机相电流幅值为1A且具有良好的正弦度。
图8给出了调制度m=0.5时对应的线电压uab与相电流ia的波形。由图8可知,由于调制度增大,逆变器输出线电压为五电平结构,幅值达到Ud, 即260V,电机相电流幅值达到2A且具有良好的正弦度。
图9给出了调制度m=0.7时对应的线电压uab与相电流ia的波形。由图9可知,逆变器输出线电压为五电平结构,幅值达到Ud,即260V,由于调制度进一步增大,长矢量与中矢量作用时间进一步加大,逆变器输出线电压Ud的时间变长,电机相电流幅值达到2A且具有良好的正弦度。
5结语
本文以三电平二极管NPC牵引逆变器电机系统为研究对象,探讨了一种简化三电平SVPWM算法及基于FPGA的实现方案,其特点如下。
1)该算法能够有效减小传统三电平SVPWM算法中基本矢量作用时间计算与开关导通时间计算部分的实现复杂度与芯片资源占用量。
2)方案采用VerilogHDL语言完成设计,通过简化乘法器、除法器等关键性设计在满足设计精度的前提下,进一步减少芯片资源占用量。
3)本设计可作为电机控制系统协同处理器,将SVPWM相关运算移植到FPGA中完成,使DSP/ MCU从大量正余弦计算中解放出来,更好地运行电机控制核心算法。
基于FPGA+dSPACE半实物平台的实验研究验证了该简化SVPWM算法的正确性及基于FPGA设计方案的可行性。
摘要：以三电平二极管中性点钳位牵引逆变器电机系统为研究对象,首先对各扇区的几何对称性与矢量作用时间之间的密切关系进行了详细分析。在此基础上,探讨了一种简化三电平空间矢量脉宽调制(SVPWM)算法。然后,给出了该算法基于现场可编程门阵列(FPGA)的详细设计方案,并通过简化乘法器、高效率除法器等关键性设计,避免数字处理器进行大量三角函数运算,减少硬件资源占用,同时兼具FPGA速度快、可移植性好、模块复用率高等特点。最后,通过基于FPGA与dSPACE的半实物实验平台的实验研究,验证了该简化三电平SVPWM算法的正确性及其基于FPGA设计方案的可行性。
调制方案 篇9
随着激光技术的发展,激光具有的带宽极宽,数据传输量大,分辨率高等优势愈来愈突显出来。但激光在复杂信道中传输时,由于受到衰减和散射,使得光波的强度,相位在时间和空间上都会呈现随机起伏,产生光束弯曲和漂移,扩展以及接收端光斑发生畸变等现象。但是用微波对激光信号进行调制后,激光信号在频域上产生了变化,其传输信号的能力也大大加强。
二、微波信号调制激光源的调制方法
近年来,关于基于微波信号调制激光雷达的激光发射器的研究工作已经有不少报道,国内外提出了多种的微波调制技术方案。大致上可以分成两种类型:一是内调制技术,即直接在激光发射器内部实现对输出激光脉冲信号的微波调制。二是外调制技术,即利用外部光学调制器实现对输出激光脉冲信号的微波调制。
1、内调制方式
内调制适用于半导体激光器,它是利用微波信号对激光二极管工作点控变的直接调制,将信号注入到半导体激光器,从而获得相应的光信号,属于电源调制方法。调制频率受激光二极管响应速率所限,其极限频率可达25GHz,调制带宽也不平坦,需附加补偿网络。
内调制方式是在激光器内部实现调制过程,直接输出调制后的激光脉冲信号,这种调制方式适合短距离、低调制频率的激光信号传输。
内调制技术存在两个缺点:由于固有弛豫频率的限制无法实现高速激光器调制(>10 GHz);激光器的调制是通过改变注入电流而实现的,这样会产生啁啾,将限制系统的传输距离进一步提高。所以激光的内调制方式只适合做短距离、低调制频率的激光信号传输。调制带宽也不平坦,需附加补偿网络。
2、外调制方式
外调制是在激光信号形成以后,把微波信号输入光调制器,调制到一个由激光器产生的激光载波信号上,并控制这个激光载波信号的某个参数(振幅、相位等),使它按微波信号的规律变化。于是,激光载波信号就运载着这些微波信息(此时的激光被称作已调制激光信号),经过信息处理以后由激光雷达发射天线发射出去。
激光的外调制具有的优点是高速率、大消光比、大光功率和消除半导体激光器内调制产生的光频率跳变的“啁啾”现象。使用外调制技术可提高信号的传输速率,实现光信号的远距离传输,中继距离可延长到至少300km以上,可省掉昂贵的光放大器,降低光通讯的成本,是光通信技术发展方向之一。
缺点是调制损耗较大,且调制线性范围较小。
三、微波信号调制激光雷达进行水下探测的技术研究
通常情况下,激光雷达发射的是未经过调制的激光脉冲信号,其单个脉冲的数学形式可表示为:
其中,P0表示激光脉冲信号的峰值功率;u(t)为单位阶跃函数;tp为激光脉冲的宽度。
为了将微波信号加载到激光脉冲信号上,在这里我们可以用一个激光器产生一个载波激光脉冲信号,再用一个微波发生器产生一个编码了的有用微波信号,再由一个调制器进一步将有用微波信号调制到载波激光脉冲信号上,从而可以产生调制后的激光脉冲信号。当调制器用调制频率为fm,调制深度为m的余弦调制微波信号来调制激光脉冲信号时,可以得到经过调制了的激光脉冲信号如下式所示:
其中,P0表示激光脉冲信号的峰值功率;tp为激光脉冲的宽度;fm调制频率为;调制深度m为调制器对激光脉冲峰值的调制能力,m的大小通常在0～100%之间。
未调制的激光脉冲信号和调制后的激光脉冲信号如下图所示:
四、小结
由于相干探测技术的出现,使得微波雷达技术在探测目标、测距等方面拥有很多的优点,而激光雷达采用蓝绿光波却可以使信号穿透水体,这在探测水下目标的领域具有很大的优势,同时激光雷达具有探测距离远、分辨率高等优点。载波调制激光雷达实现了将微波雷达和激光雷达相结合,激光雷达在水介质中有一段频率窗口,可以进行对潜目标的探测。但是激光雷达在水下传输过程中会受到介质影响而产生严重的散射,这样散射光以噪声的形式被接收,从而严重影响目标探测的灵敏度。采用载波调制方法,实现了将激光雷达穿透水体的特性以及光信号空间分辨率高的优点和微波雷达信号处理的优势相结合,从而达到抑制散射,大大提高对潜目标探测灵敏度的目的。
综合了微波雷达技术和激光雷达技术优点的基于微波信号调制激光雷达技术,越来越广泛地被应用到地面、空中、海面和水下目标探测领域,特别是水下目标探测领域更具有独特的优势,是一种具有十分广阔应用前景的雷达新技术。
参考文献
[1]王齐春、何建国:《微波光子研究动态》.光电子技术.Vol.22 No.4 Dec. 2002
[2]周波、张汉一、郑小平等:《微波光子学动态.激光与红外》.Vol.36,No. 2Feb.2006
[3]方祖捷、叶青、刘峰等:《毫米波副载波光纤通讯技术的研究发展》Vol.33,No.4May,2006