脉冲调制（共7篇）
脉冲调制 篇1
摘要：脉冲编码调制(Pulse Code Module,PCM)是实现模拟信号数字化传输的编解码系统。该文利用MATLAB编程仿真实现脉冲编码调制系统的抽样、量化以及编码过程,把时域和振幅连续的模拟信号变换为离散的数字信号,以实现A/D转换,然后进行编码的MATLAB仿真,使分析其量化误差以及译码误差,并在编码之后加入高斯白噪声,并在最终译码时统计其误码率。PCM数字通信系统对信号的传输有一定的误差存在,但随着量化电平的增大,量化效果越来越好,脉冲编码调制在处理小信号时,PCM系统性能较好,大信号时就会出现较大的误差,且通信系统的信噪比越高,系统的有效性越好。
关键词：脉冲编码调制(PCM),仿真,MATLAB,误差
PCM(Pulse Code Modulation),脉冲编码调制,将连续变化的模拟信号进行抽样、量化和编码以产生二进制符号的过程,对信号进行数字化传输,提高通信系统的有效性和可靠性。其理论简单,应用成熟,因具有提供很高带宽,满足用户的大数据量的传输;噪声不积累;支持从2M至155M的各种速率;通过SDH设备进行网络传输;线路协议简单;线路使用费用便宜;接口丰富便于用户连接内部网络;可以承载更多的数据传输业务等优点。目前脉冲编码调制在通信、微波接力通信及同轴电缆等方面都获得广泛的应用。下面,我们将通过MATLAB_R2014a软件对脉冲编码调制进行仿真,并分析其误差。
1 抽样的MATLAB仿真
脉冲编码调制抽样的MATLAB程序设计步骤:
1)确定话音信号为模拟信号;
2)根据输入的话音信号,选择抽样频率,对原始话音信号进行抽样;
3)编写程序,画出其抽样图形如图1所示。
图是幅值为、角频率为的正弦信号,抽样周期为,采取的抽样频率,原始信号的频率为,远大于原始信号最大频率的2倍,满足奈奎斯特抽样定理,抽样后的信号包含原始信号的全部信息,故解调时可以恢复信号。
2 量化的MATLAB仿真及误差分析
模拟信号抽样后变成时间上离散的信号,但仍然是模拟信号[2]。这个抽样信号必须经过量化才能称为数字信号。量化是将时域离散幅度连续的脉冲幅度调制信号(PAM)进行变换为幅度离散取值信号的过程,具体分为均匀量化和非均匀量化两种。
2.1 非均匀量化的MATLAB仿真及误差分析
1)确定话音信号为模拟信号;
2)根据均匀量化的原理设计均匀量化的算法程序;
3)选取量化电平分别为8和64,绘制量化波形如图2和3所示。
图2和图3是对幅值为1、角频率为1的原始信号的均匀量化,量化电平分别为8和64,从量化后(量化电平为8时)的信号可以明显地看出,该信号与原始信号相比,曲线不再那么平滑,量化误差较为明显,如果增大量化电平,取量化电平为64时,此时量化后的信号基本与原始信号重合,所以量化效果更好。但是均匀量化所需传输码组的长度较长,信道所需带宽较大,系统的有效性不好。量化信号与原始信号有一定的误差存在,即量化噪声。量化电平为8时,量化间隔为,量化误差曲线较为稀疏,而且量化误差很大。将量化电平提高到64,量化间隔为,量化误差曲线很密集,量化误差的最大值只有0.015左右。综合图2和图3可以看出:量化电平为64的量化曲线的量化误差明显小于量化电平为8的量化误差,所以随着量化电平的增大,量化效果越好。
2.2 非均匀量化的MATLAB仿真及误差分析
1)确定话音信号为模拟信号;2)根据分非均匀量化的原理设计算法程序;3)选取量化电平分别为8和64,绘制量化波形如图4和5所示。
图4和图5是对幅值为1、角频率为1的正弦信号进行非均匀量化仿真得到的量化波形。图4的量化电平为8,从图中可以看出,得到的量化波形的误差很大,尤其是当原始信号的幅值变大时,量化间隔就越小,随之量化误差就越大;图5的量化电平为64,相比较于图4的量化效果要好得多,更为接近原始信号的波形。从图中看出,量化电平取8,量化间隔较大,量化误差高达0.5,此时量化效果不好;量化电平取64,一个周期内最大量化误差存在于原始信号的峰值部分,最大误差仅为0.075左右,误差很小,所以能够很好地对原始信号进行了量化。
可以得出结论:非均匀量化对于小信号的量化效果较好,幅值越大,误差越大,随着量化电平的增加,其量化效果越好。
3 PCM编码的MATLAB仿真
(1)确定话音信号为模拟信号;
(2)根据PCM编码原理设计编码的算法程序;
(3)分别取量化电平为8和64进行编码,并绘制编码后的码组,如图6和7所示。
图6和图7是量化电平分别为8和64的编码显示以及对应的信噪比。从图中可以看出,量化电平为8和64的量化信噪比分别为7.3951和24.2567,量化电平越大,量化信噪比越大,量化效果就越好。量化级数为8时,量化值的编码位数是3位二进制码;当量化级数增加为64时,其编码位数变为5位,对于语音信号的编码效果越好,代价就是增加编码位数,降低码元传输速率,系统的有效性也相应地随之有所降低。
4 PCM译码MATLAB仿真及误差分析
1)确定话音信号为模拟信号;
2)根据非均匀量化原理设计PCM编译码的算法程序;
3)绘制并比较原始信号和译码之后的波形如图8所示。
图8是采用13折线A率译码后恢复得到的信号波形。从图中可以看出,随着原始信号的幅值的增加,恢复出信号的最值部分会出现凹陷,这也验证了A律对于小信号的编码效果较好,对于较大信号则会出现失真的现象。非均匀编码对小信号有较好的量化效果,而且编码之后的位数比二进制少得多,故会使得编码位数的减少,从而降低信号的冗余度,进而增加通信系统的有效性。随着量化电平的增加,模拟信号转换为二进制所需的位数就越多,对模拟信号的量化效果也就越好,但是,为了保证通信系统的有效性,所以选取A律13折线的编码方式,编码效果好,又能够保证通信系统的有效性。
5 PCM通信系统抗噪性能仿真
1)确定话音信号为模拟信号;
2)对信号进行PCM编码,加入随机噪声(信噪比范围为-25d B-25d B),最后进行译码;
3)画出PCM系统的误码率,分析其抗噪性能。
图9是脉冲编码调制系统加高斯白噪声之后译码后统计得到的输出误码率[1]。从仿真图中可以看出,信噪比越大,误码率越来越低,与理论相符;尤其是当信噪比达到5d B时,误码率几乎为0。
6 结论
本文对脉冲编码调制系统的过程进行MATLAB仿真以及分析,以探究和验证脉冲编码调制的抽样、量化、编码和解码的过程,以及对于编码和解码误差的分析,完成了对通信系统性能的比较分析,验证了PCM系统数字传输的正确性,且仿真表明,通信系统的信噪比越高,系统的有效性就越好。
参考文献
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脉冲调制 篇2
超宽带技术的主要特点是它的系统结构实现比较简单, 设备集成更为简化;高速的数据传输, UWB以非常宽的频率来换取高速的数据传输, 在10 m范围内的传输速率可达到500 Mb/s, 是实现个人通信和无线局域网的一种理想调制技术[1]。
UWB的调制及多址方式是其中的关键技术之一。调制方案的选择影响信号功率谱密度的结构, 如传统调制方式:TH-PPM, TH-BPSK, DS-BPSK等, 本文在文献[2]研究多脉冲位置调制的基础上, 加入脉冲信号的极性调制, 利用扩展等重码 (ECWC) 构建了一种称为双极性多脉冲位置调制 (MPPPM) 的UWB跳时调制方案, 并对其信号构建、调制做了设计, 对其通信性能进行了分析与比较。
1MPPPM信号模型
1.1 信号形式
MPPPM 是一种多脉冲组合调制[3], 它是普通单脉冲PPM和多脉冲PPM的推广, 允许每符号间隔有多个脉冲, 它应用符号时隙帧中多个脉冲的位置和极性的不同组合传递信息, 每个脉冲可以改变它的时隙位置和极性 。
L维的MPPPM超宽带跳时信号能被描述成多个脉冲放入到L个时隙中, 在一个符号时间内的间隔是Ts=Nh×L×Tm, 此时Nh是一个信号符号的每比特重复次数, Tm为脉冲响应的时间间隔。明显地, 把w (l<w<n) 个脉冲分到n个不同的时隙中, 把MPPM和BPSK扩展成MPPPM。这里n和w看成是扩展等重码 (n, d, w) 的参数, n 为码的长度, w 为码的重量, d为最小汉明距离。其码字与等重码不同, 是由{0, + 1, - 1}元组成的, 最大可含有2wC
调制方式是将三进制的n元组v = (v1, v2, …, vn) , 映射为由n个时隙组成的码片时间Tc上同时出现的w个不同极性的脉冲信号[4], 如图1所示。其中Ts为符号时间;Tc为码片时间;Tm为冲激脉冲持续时间。
调制信号采用了二次重复编码, 分别表示 (-1 0 +1 0) 和 (0 -1 -1 0) 两个码字。
1.2 信号通信系统结构
图2给出在结合多进制PPM和BPSK的TH-WUB中, UWB信号的发射方案。
结合该模型, MPPPM跳时UWB信号的生成接收过程如下:给定待发送的L (假定L=2wC
式中:bjk为第j个扩展等重码码字中的第k个元素;cj为序列c中的第j个元素, c通常为伪随机序列, 是分配给用户的跳时码。上述过程实现了码分多址编码, 并对发射信号的频谱产生影响。序列d进入的第4个模块是MPPPM调制模块, 该模块产生单位脉冲序列, 并且这些脉冲被调制到时间轴上的位置为jTs+djk (0≤k≤n-1) 。其中, Ts为符号时间。信道前的最后1个模块是冲激响应为P (t) 的脉冲形成滤波器, 保证输出序列没有重叠。系统在信道前的发送信号为:
2MPPPM的信号数据速率和AWGN信道下的误码率
2.1 理想信道下的信号数据速率
MPPPM的特性可以表示成在N个时隙下W个脉冲向量[6], 向量的值为+1或者-1, 其余的N-W个时隙中为0。这些向量可以表示的个数为:
因此, 每一个时隙中代表的数据速率为:
从文献[4]中可以得到在最大数据速率情况下的N和W的关系为:
在给定N的情况下, 最大的数据速率能接近到:
2.2 AWGN信道下MPPPM的误码率
为了简化分析, 假设系统在同一时刻只有一个用户, 高斯白噪声信道是惟一的信号干扰[7]。假设Tc/n≥Tm, 这样能够避免相邻脉冲之间的重叠, 使各个脉冲之间满足信号的正交性, 基于上述假设来研究MPPPM信号的误码率。
假设hq (1≤q≤n) 表示第q位基本信号矢量, 表达式为[0, 0, …, 1, …, 0], 其中1在该矢量的第q维[10], 假设发送信号为Sl, 接收机根据信号之间的最小欧几里得距离进行判决:
假设脉冲重复次数为1, 得到解调信号为:
根据文献[8,9]的方法, 推导出MPPPM的误码率为:
由于式 (9) 的误码率表达式很复杂, 所以下面推导该误码率的上限表达式。两个信号欧几里得距离最短的情况是导致了误码率产生的主要因素, 当信噪比很高的情况下, 误码率的表达式可以表示如下:
这里dmin是任意一对调制信号的最小欧几里得距离, 能够表示为:
在理想状态下, 所有的向量个数2wC
代入到表达式 (10) 中, 得到:
式中:n, w分别为构建L进制MPPPM所选用的扩展等重码的参数;n为发射接收信号矢量的维度;w为所使用的脉冲数。
3数值比较结果
L-ary-SPPM, MPPPM的误码率随信噪比的变化曲线如图3所示, 仿真参数设定为L=[2,4,8], n=[2,3], w=2。由图可知, L进制SPPM和L进制MPPPM的性能有所提高。另外, L进制MPPPM的误码率比相应的L进制PPM低, 只有2-PPPM的性能比8-SPPM的性能差些。
4结语
本文利用扩展等重码构建了一种称为双极性多脉冲位置调制 (MPPPM) 的UWB跳时调制方案, 对其通信性能进行了分析与比较。结果表明, 在一定的条件下, MPPPM调制技术能以较高的数据速率和较低的误码率得到比多脉冲位置调制和单脉冲多位置调制更好的性能。
参考文献
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脉冲调制 篇3
脉冲编码调制是一种将模拟语音信号变换成数字信号的编码方式,为数字通信奠定了基础。脉码调制已成功地应用于同轴电缆通信、微波接力通信、卫星通信和光纤通信等中、大容量传输系统。本文重点研究了采用Matlab/Simulink建立脉冲编码调制的仿真系统,讨论了采用均匀量化和非均匀量化方法下系统的性能。
2 脉冲编码调制工作原理
PCM主要包括抽样、量化与编码三个过程,工作原理如图 1所示。抽样是把连续时间模拟信号转换成离散时间连续幅度的抽样信号;量化是把离散时间连续幅度的抽样信号转换成离散时间离散幅度的数字信号;编码是将量化后的信号编码形成一个二进制码组输出[1]。国际标准化的PCM码组是八位码组代表一个抽样值。国际电报电话咨询委员会(CCITT)详细规定了它的信噪比和比特率,使用A律或μ律编码。
3 均匀量化器
均匀量化器是在整个量化范围(-V,+V)内,量化间隔都相等的量化器。只有在信号是均匀分布的情况下,均匀量化器才是最佳量化器。 若在整个量化范围(-V,+V)内,量化间隔数为L个,均匀量化器的量化间隔为:
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当信号不过载时,得到不过载噪声为:
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由式(2)可知,均匀量化器不过载量化噪声功率与信号统计特性无关,只与量化间隔有关,且各层量化噪声相互独立时成立。在实际电话通信系统中,语音平均功率的变动范围达到30dB,在采样频率为8kHz时,输出信息率为96kbit/s,采用均匀量化器要求传输信道的带宽不小于48kHz[1]。为了在保证电话通信语音质量的前提下,尽量降低信息速率,压缩传输频带,提出了非均匀量化方法
4 非均匀量化器
非均匀量化是根据信号的不同区间来确定量化间隔的,对于信号取值较小的区间,量化间隔也小[2]。这样量化噪声对大、小信号的影响大致相同,改善了小信号时的信号量噪比,非均匀量化工作原理如图 2。实际中广泛采用的是两种对数压缩律。美国采用μ压缩律,我国和欧洲采用A压缩律。μ律与A律性能基本相近,是CCITT建议共存的两个标准。
4.1 A律对数压缩特性
令量化器过载电压为±1,把输入信号归一化,则A律对数压缩特性为:
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其中常数A为压缩系数,由式(3)可知, 0≤x≤1/A范围内,f(x)是一段直线,相当于均匀量化特性;1/A
4.2 μ律对数压缩特性
μ律对数压缩特性为:
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其中μ为压缩系数。与A律类似,μ越大则压缩效果越明显,μ=0相当于无压缩。现行的标准为μ=255,当量化间隔数为L=256时,在小信号范围,量化器输出信噪比S/σundefined改善33.5dB[1]。随着数字电路技术的发展,采用15折线法逼近μ律成为CCITT国际标准。
5 基于Simulink的PCM系统仿真实现
Simulink是Matlab中一个可视化方框系统建模和仿真平台,将强大的数值计算能力和丰富的数据可视化能力、友好的图形用户界面融合为一体,适合于科学计算、系统仿真,系统建模直观,更加贴近系统工程设计的思维模式[3]。在Simulink中建立脉冲编码调制系统模型如图 3。
信号源是标有Speech模块,它是Signal From Workspace的信号源,调入"cleve"声音文件,以双精度格式输出。输出信号从上到下依次是:双精度原始信号;经过均匀量化编码及解码后以双精度输出信号;经过A律非均匀量化编码及解码以双精度输出信号;经过μ律非均匀量化编码及解码以双精度输出信号[4]。
图 4显示了上述四路信号进入Data Logging的处理流程。
三个减法器将三种方式还原的信号与原始信号相减,得到三种方式的误差信号。Matrix Concatenation模块将三路误差信号合并为三列信号。图4中的两个绝对值平方与求模平均模块分别用于求原始信号及三路误差信号的功率。Product模块用于求各个误差功率与信号功率的比值,量化信噪比。将三个信噪比经过对数模块,并将帧结构变为采样结构数据送到示波器实时显示。
6 结束语
从整个系统的建模仿真过程可知,采用Speech,Uniform Encoder,Uniform Decoder G.711 Codec等主要模块,原始声音信号、均匀量化的PCM信号、A律非均匀量化的PCM信号、μ律非均匀量化的PCM信号进行比较,从图5中得出两种非均匀量化方法,信噪比比均匀量化的方法高约16dB。从图6中得出两种非均匀量化的方法,信噪比较接近,在有的时段A律稍好,大约优于μ律1dB。
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脉冲调制 篇4
当今在各种通信系统和雷达系统中脉冲调制技术已被大量应用。实现脉冲调制的常用方法是将射频开关与功率放大器串联使用,用射频开关进行微波信号通断切换,而功率放大器处于连续上电工作状态,但常用电路中功放和射频开关是相互独立、分离的,电路的隔离性不够大;当射频开关断开时功率放大器仍处于工作状态,能量消耗过大,造成工作效率低;并可能有部分信号泄漏到低噪声放大器,产生宽频谱噪声干扰接收机工作。
本文中研究的微波固态功率放大器脉冲调制技术完全解决了这些问题,整个电路在没有微波信号时,放大器处于非工作状态,大大提高了电路隔离性,提高了电路工作效率,且电路工作性能良好。
2脉冲调制原理
本文中研究的微波固态功率放大器脉冲调制技术是将串联的射频开关和功率放大器的工作方式均采用脉冲调制方式工作,通过脉冲信号可以调节功放的工作状态。可通过改变脉冲信号状态改变偏置电压大小和输出端电流的大小,射频开关和放大器可以迅速地转换工作状态(工作状态和非工作状态),把这点应用到基于FET管的放大器的漏极或栅极时,可以有效地实现脉冲信号调制,迅速的改变工作状态,提高发射接收隔离度,提高放大器工作效率。文中电路采用了高速大电流低内阻的PMOS管调制,结合负压掉电保护电路使放大器能在低电压大电流的脉冲状态下工作。
2.1功率放大管调制方式的选择
功率放大管调制方式有:栅极脉冲调制和漏极脉冲调制两种方式。
栅极脉冲调制通过夹断漏极电流,让放大器处于非工作状态,通过转换栅极电压来实现从静态工作点(工作状态)到非工作条件的转换,如图1,2所示。但如果放大器工作在VDS值左右,静态工作点很低,当让栅极进入到截止区的同时就会增加VDS,很可能进入到击穿区,实际操作中栅极电压比漏极电压的要求更严格,实现起来难度大。
漏极脉冲调制通过周期性地在两个状态之间改变漏极电压(0V和放大器工作所需的电压VDS)来实现放大器工作状态的转换,依据所需的漏极电流的大小来选择具体的电路器件,对于高功率的放大器,可通过使用大电流PMOS管作为驱动来提供脉冲调制电流。
2.2控制电路的设计
文中微波固态功率放大器工作于脉冲状态,所以采用高速大电流低内阻的PMOS管用于漏极脉冲调制偏置电路,实现微波固态功率放大器脉冲调制状态工作。
由于Ga As器件一般都是需要栅极加负偏压,漏极加正电压,上电时都是先栅极加负偏压,再漏极加正电压,断电时则相反;所以本文采用负电掉电保护和漏极调制一体化设计。脉冲调制采用漏极调制方式来实现,主要优点是能简化偏置网络,驱动功耗小,且具有宽带特性和大的功率容量,并且还能提供很高的开关速度。负电掉电保护电路主要保证了电路在没有负电的情况下,正电不会加到放大管的漏极,从而达到保护放大管器件。
具体的负电掉电保护和漏极调制一体化驱动电路如图3所示。该电路的工作原理是用比较器MAX999实现负电检测,两只三极管实现调制脉冲驱动,PMOS管IRF5305S实现漏极电源开关的作用。当负电掉电或调制脉冲为低电平时,PMOS管IRF5305S关断,停止向功放管供电,从而达到保护功放管和漏极调制的作用。
2.3漏极脉冲调制电路设计
漏极脉冲调制电路模型图如图4所示,IN为输入端,OUT为输出端,KZ为控制端。输入端增加了电荷存储电容,在实际电路中能有效减小上升沿/下降沿的宽度。当电路开始作用,即电压加到输入端时,电容开始充电,当控制端导通时这些电容都一起放电,从而加快电压的传输,达到减小上升沿/下降沿宽度的效果。为仿真效果更接近实际工作状态,在输出端接了2欧姆的模拟负载电阻。源极S端输入(即加直流电压),栅极G端加控制信号,漏极D端输出。经测试管子导通时线性工作,控制效果良好,输出电压满足要求。
3放大器选择
本次放大器设计共有两级,初级放大器选用Tri Quint公司的TGA1328-SCC芯片,芯片增益为16d B,输出功率为25d Bm,尺寸为3.4mm*2.3mm,工作电压10V,消耗电流小于300m A;末级放大器选用富士通公司的FLM-5359-4F芯片,此芯片属于内匹配功率管,增益为10.5d B,输出功率为36.5d Bm,工作电压10V,消耗电流小于1950m A,尺寸为21mm×13mm×5.2mm。射频开关选用MACOM TECH公司的MA4SW110芯片,该芯片工作频率50
从图5和图6测试可看出,漏极脉冲调制电路输出幅度为11.4V,漏极脉冲调制电路输出前后沿小于37ns,电路转换速度较快,满足设计要求。
5结论
基于上述调制电路设计了一款C波段高速微波功率放大器,放大器工作频率在5.5GHz±200MHz,输出功率为3.5W,可以通过调节控制电路的脉冲宽度以及占空比来直接控制功率放大器的工作状态。通过采用漏极脉冲调制方式控制,微波功率放大器在无微波信号时可实现低功耗工作,大大提高了工作效率,降低了工作热损耗,输出信号前后沿小于50ns,达到了设计指标。MHzto26.5GHz,隔离度最大可达-65d B,功耗小,尺寸为0.74mm×0.45mm×0.15mm。
4测试结果
通过对整个漏极脉冲调制电路进行测试,脉冲调制电路输入端加一直流电压信号,控制端输入一个上升沿和下降沿为20ns,宽度为10μs/1.5μs的脉冲信号,输出端对地加一个2Ω电阻负载,分别来测试漏极脉冲调制电路输入输出波形和输出前后沿。测试结果如图5,6所示。
摘要：本研究设计完成了一款高速微波固态功率放大器漏极脉冲调制电路,脉冲前后沿小于50ns。主要采用高速大电流低内阻的PMOS管为微波固态功率放大器设计了漏极脉冲调制控制电路,较传统电路有很大改进,固态功率放大器的工作状态可随意变换,有功率容量大、效率高、隔离性高等优点。最终基于该调制电路设计了一款C波段高速微波功率放大器,放大器工作频率在5.5GHz±200MHz,放大器实现了低功耗工作,输出信号前后沿小于50ns,降低了工作热损耗。
关键词：固态功率放大器,漏极脉冲调制,栅极脉冲调制,上升下降沿
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脉冲调制 篇5
脉冲阶梯调制技术起源于20世纪80年代的欧洲,是瑞士科学家研究的成果。脉冲阶梯调制发射机在之后的几次技术改进中成为了科技含量高、较为先进的中短波发射机,主要用于广播电视行业。从今天的国际广播电视事业来看,脉冲阶梯调制发射机已经得到了相当广泛的应用,可以说世界各国几乎都在使用脉冲阶梯调制发射机为广播事业服务。脉冲阶梯调制发射机的实用性、发射效率较高。整个发射机使用的是PSM技术,而高频系统与乙类板调及PDM发射机是一样的。
2 脉冲阶梯调制发射机的工作原理及特性研究
2.1 脉冲阶梯调制发射机的工作原理
脉冲阶梯调制发射机的工作原理,脉冲阶梯调制发射机与其他广播用发射机的不同在于调制器技术的不同。脉冲阶梯调制发射机的调制器系统主要由电源、开关放大器、滤波器等组成。其开关放大器是通过一组开关的串联形成的。这种发射机放大的特性是可以把板调发射机的高压直流电分散使用,经过多个电压的串联操作使调制发射机的电子管得到其需要的板压。以500kW的脉冲阶梯调制发射机来说,它就有32组875V的电压整流装置。在发射机载波情况下,通过16组串联操作的低压整流装置能够出现14kW的数据。在装置百分百调幅峰值上,能够通过上述两倍的低压整流装置的串联出现两倍于其的数据。在装置百分百调幅谷点上,可以让相关的低压整流装置不进行串联工作,出现零电压的数值。同时,可以对装置的电压进行改变,这就可以对载波情况下的串联电压进行改变。因为在这种情况下,整个一台脉冲阶梯调制发射机所受到的串联电压是固定的,被转换后的相关数字信号所操控。就是说,不论在什么情况下进行相关操作,都要保证开关工作数量符合装置工作所需要的电压。
通过上述操作能够取得一个与音频信号相似的阶梯电压波形,它可以通过低压滤波器的处理后进行原有声音再现,即显现出了原有的音频信号。
2.2 脉冲阶梯调制发射机的特性
笔者在上文中也有提到,脉冲阶梯调制发射机与其他广播用发射器的区别主要是调制器方面的技术不同。首先来说,整个发射机采用频带较宽的开关放大器,这里就存在着一个避免调谐的情况,这也就使整个系统需要调谐的相关级数数量变少。在发射机中,推动级的主要作用是阻隔,放大工作中的增益不高,因此是通过三极管放大系统组成的。这就能够产生相当平坦的负载环境给其宽放,并且在实际的短波发射工作中不需要再次均匀操作,这就给整个发射机带来了内部设计精简的作用。在发射机中使用高科技四极管的高末级放大器能够摆脱集成电路的使用,只需要简单的单边电路就可以正常进行工作,这就大大降低了对电子管的依赖,从数量上直接减少了电子管使用。在这其中有一点也需要注意,就是单边电路有不平稳的运行特征,因此,必须用平衡转换方式对其进行处理。
综上所述,人们不难看出脉冲阶梯调制发射机的很多特点特性。第一,发射机的稳固性性好,整个脉冲阶梯调制发射机仅有两个电子管,具有结构简单的特点。在发射机的维护中也非常便利,实用性强。第二,在发射机的正常工作下,整个发射机的工作效率能够达到接近80%的数值甚至更高,这是其他发射机所难以达到的。第三,整个发射机的科技含量较高,发送广播的声音质量高。在发射机中的一些零件(如部分开关放大器)损坏不能工作的情况下,发射机仍然能够顺利工作,进行广播工作。同时,脉冲阶梯调制发射机也有一些新技术出现,例如:浮动性的载波操控、单边广播等。在发射机工作负担过大时,发射机会自动监测工作功率,并进行相应的降低调整,保证发射机的正常使用。
3 结语
在当前我国经济社会大发展的现状下,广播电视行业也在寻求新发展。脉冲阶梯调制发射机作为广播事业的重要技术支持,需要被熟知、了解,不断对其进行研究和技术更新,才能促进发射机技术的不断进步,为广电广播事业的发展提供助力。
参考文献
[1]梁雯.脉冲阶梯调制发射机的工作原理及特性[J].电子制作,2015(16).
脉冲调制 篇6
医用电子直线加速器为了得到较高的加速场,要求微波的瞬时功率很大,所以微波源都以脉冲方式工作。脉冲调试器(pulse modulator)就是用于产生一定功率的脉冲电压或者电流波形的电源,用以驱动微波源(本例为磁控管)。
脉冲调制器主要有钢管调制器、线型调制器、磁调制器和阵列调制器四种类型。本文设计了一种基于线型调制器的大功率脉冲调制器,主要由配电、整流滤波逆变电路、赋能变压器、钳位硅堆、仿真线、闸流管及驱动、脉冲变压器、低压电源和控制保护电路、磁控管、灯丝电源、电磁铁及其电源和显控系统组成。该脉冲调制器完全满足HM-J-16型医用电子直线加速器的使用要求,其整体结构如图1。
1主要单元设计
1.1 配电模块。
配电模块需给主回路、低压电源、灯丝电源、电磁铁电源提供配电并在各支路串入空气开关作电气保护。
1.2 整流滤波及变换电路。
整流滤波及变换电路其结构如图2。整流滤波电路用于将交流380V转换成直流电平。采用普通整流桥VC1和LC滤波电路。由于滤波电路中的电容容量较大,充电时会形成很大的浪涌电流,所以需设计缓冲电路。在加高压前,电流通过缓冲电路中的电阻R1、R2、R3给电容充电。加高压后,固态继电器K1、K2、K3收到控制信号后吸合,上述电阻被短路,缓冲电路不再消耗功率。
变换电路由两组功率管组成,它将直流电平转换成脉冲电压后给赋能变压器充电。变换电路采用双端他激式电路。功率管选用三菱公司CM300DY_24A以及其配套的驱动电路。此外,大容量高压电解电容的两端须并接放电电阻用于断电后泄放存储在电容中的电能,避免出现意外事故。
1.3 赋能变压器。
赋能变压器是充电电路的主要部分。该变压器采用回扫型的变压器设计方案。工作时的电气连接如图3。当初级开始充电时,次级线圈没有电流通过。当初级充电结束时,变压器储存的电能才通过硅堆向仿真线转移。其设计参数如下:
(1)电参数
L1=768.5×10-6h
L2=996×10-3h
变压器升压比 : n =36
初级电压 :E = 510V (工作电压)
次级电压 :u2 = 18kV (工作电压)
(2)充电变压器电流有效值及平均值的计算
(a)初级电流有效值:Ioe=62 A
(b)初级电流平均值:Io=32 A
(c)次级电流有效值:Ioe=2.5 A
(3)变压器次级分40段,二极管采用MUR30120,电阻为2W金属膜电阻。
(4)工作环境0～35℃,相对湿度80%(温度为30℃)。
(5)在工作环境温度下,电感量变化小于0.1% 。
(6)连续工作两小时,温升小于30℃。
(7)噪声小于55分贝。
1.3 仿真线及闸流管。
仿真线、闸流管以及脉冲变压器次级折算到初级的阻抗共同构成了脉冲形成网络。
1.4 仿真线设计。
仿真线是由高压电容和空心铜线圈构成,分为6节,线圈头的位置可以调节以获得较平的脉冲顶部。每个电容的静态容量为0.047F,合计0.288F。电感为13.8 H,仿真线的特性阻抗为:
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脉冲形成网络的工作过程大体如:在充电过程中,闸流管栅极为负电平,处在关断状态,赋能变压器储存的电能通过高压硅堆给仿真线充电。充电结束后,闸流管接收到控制电路的触发信号后变成导通状态,该电路进入放电过程,闸流管阳极对地导通,由于仿真线的存在,会在负载阻抗上形成一个负脉冲,当负载阻抗和仿真线的特性阻抗相等时,储存在仿真线中的能量将通过闸流管完全转移给负载。
1.5 脉冲变压器。
脉冲变压器用作仿真线和磁控管负载之间的阻抗匹配,并在次级形成磁控管工作所需脉冲幅值。次级两个线圈采用双线并绕形式,灯丝电源的输出通过这两个线圈加到磁控管的灯丝上。
1.6 控制保护电路。
控制电路:控制电路按功能可分为信号源、逻辑控制电路、稳压电路等几个部分。其主要结构如图4。
计数器用于访问存储器,存储器用于存放波形;控制电路根据接收到的控制信号,控制计数器的工作状态,从而实现对存储器的存储单元进行的访问,令存储器输出所需的控制信号波形。
逻辑控制电路实现的功能如下:
(1)通过接收到的系统同步信号控制信号源的工作周期;通过保护电路的状态控制信号源闸流管同步脉冲输出,当灯丝电源和电磁铁电源出现故障时,不输出该同步脉冲;当保护电路判定任意联锁信号有效时,关断赋能脉冲输出。
(2)通过接收显控系统的加低压指令,使系统进入低压工作状态,设置灯丝电源、电磁铁电源的启停和输出大小。
(3)接收到显控系统的加高压指令后,延迟3 s产生赋能使能信号,允许赋能脉冲输出给整流滤波及变换电路中的IGBI驱动芯片,系统给仿真线充电。
稳压电路的工作原理如下:
系统对赋能变压器初级电流进行采样后送给稳压电路,稳压电路将采样和基准电压比较后调整输出的赋能脉冲的宽度,从而调整了赋能变压器的充电时间:当市电上升时,采样值变大,赋能脉冲变窄,充电时间变短;当市电下降时,采样值变小,赋能脉冲变宽,充电时间变长;这样基本保证了输入能量的稳定性。
保护电路:
保护电路按照保护对象的不同可分为模拟量和开关量两种。其中赋能变压器初级电流过流保护、仿真线电压过压保护、反峰电流过流保护、磁控管阳极电流过流保护是模拟量保护,其基本思路是在对保护对象进行采样后与设置值相比较后即时判断其是否出现过流或者过压现象。当采样信号低于基准电压时,比较器输出高电平,光耦导通,联锁信号输出低电平,系统判定无故障;当采样电压高于基准电压时,比较器输出低电平,光耦关断,联锁信号跳变为高电平,系统判定有故障。而指示灯丝电源、电磁铁电源、闸流管驱动模块工作状态的联锁信号,气压、水压等外部故障连锁信号为开关量,这些信号经光耦隔离后送给保护电路进行连锁处理以即时控制本系统的工作状态。当外部无故障时,故障信号+和故障信号-连通,光耦导通,联锁信号为低电平;当出现故障时,故障信号+和故障信号-断开,光耦关断,联锁信号跳变为高电平。当出现任意故障时,控制电路都会屏蔽输出给IGBT的驱动脉冲,从而停止给赋能变压器充电,也就达到了保护的目的。
2结论
本设计遵循模块化、标准化设计原则,尽量采用成熟技术,降低了设计风险。对各部分电路的安全性考虑较为全面,完全满足了HM-J-16型医用直线加速器的使用需要。
摘要：本文阐述了一种用于医用电子直线加速器的线型脉冲调制器的原理与设计方案,该方案满足了微波源M5028的使用需求。在实际应用中,其波形完全满足整体指标,同时也证明了所提方案的可行性。
关键词：医用电子直线加速器,调制器,磁控管
参考文献
[1]杨绍洲陈龙华张树军医用电子直线加速器.[M]军医出版社2003
脉冲调制 篇7
脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)是三相逆变器感应电机驱动系统中广泛使用的一种技术,其原理是保持脉冲周期恒定,使占空比按照调制规律变化来获得期望的输出电压。大量研究表明,在PWM方式下,输出电压的谐波频谱主要由集中在开关频率整数倍附近、高峰值的离散谐波组成,这些谐波产生高强度的电磁干扰(EMI),引起感应电机机械振动和噪声污染,严重影响了电机的性能[1-4]。
为了抑制EMI,学者在传统PWM中引入了扩频技术,如随机PWM、混沌PWM和周期PWM等。扩频技术使谐波边带扩展到更宽频域内,减小了单一频率谐波能量。 脉冲频率调制(PFM)也是一种非常有效的抑制电磁干扰的技术。与PWM扩频技术不同,PFM保持脉冲宽度恒定,使脉冲频率随着调制规律变化来得到期望的输出电压。PFM被广泛地应用于DC/DC变换器中,在输入电压和负载大范围变化时提高系统效率[5-7]。H. B. Ertan和A. Ammar分别将PFM技术应用于三相逆变器和单相逆变器中[8-9]。由于在调制周期内简单地保持脉冲宽度恒定,导致开关频率变化范围过大,脉冲周期相差极为悬殊,引起输出电流畸变,同时使低频谐波含量增加。当调制深度M较大时,畸变现象变得很明显,而且随着M增加,畸变现象变得更恶劣,甚至导致调制失败。
为了解决上述问题,本文提出了一种改进的PFM技术。该技术将调制周期划分为12 个扇区,每个扇区内选择不同的脉冲宽度,限制开关频率的变化范围,防止过宽和过窄的脉冲产生,消除输出电流畸变。引入的限制开关频率方法引起了谐波峰值升高。为了降低谐波峰值,本文采用了基于马尔可夫链随机方法的脉冲位置调制方式。最后,建立三相逆变器实验平台,验证提出的调制技术的正确性和实用性,实验结果表明,该技术不仅在谐波抑制效果上可以与传统PFM相媲美,而且改善了输出电流波形。
2 传统PFM技术
三相调制函数为
式中:ωm为调制波角频率。
根据规则采样原理,输出三相abc上桥臂开关占空比为
式中:k = a,b,c;M为调制深度,M∈[0,1]。
传统PFM技术在整个调制周期内保持脉冲宽度τ恒定,可以得到三相脉冲周期,如下式所示:
三相脉冲频率为
根据式(4)可以画出脉冲频率变化曲线和输出电压波形。因为三相电压相差120°,所以每一相都有一个不同于其它相的脉冲频率。图1 是M= 0.8时a相脉冲频率和a相输出电压相对于负直流母线的电压波形,其中Udc为直流侧电压。 脉冲频率以fc=1 2τ 为中心上下变化,称fc为中心频率。如果令τ = 50 μs,则在前半个调制周期内,脉冲频率高于10 k Hz,在后半个周期内低于10 k Hz,最大和最小的脉冲频率分别为18 k Hz和2 k Hz,相差9 倍。如此大的差距使在调制正半周内因为开关频率过高而增加开关损耗;在调制负半周内因为开关频率过低,调制过于“粗糙”,导致输出电流非正弦,在整个调制波周期内正负半波不对称。随着调制深度的增加,脉冲频率变化范围越大,电流不对称程度越严重,出现过窄和过宽的脉冲,而且开关频率越低,低频谐波含量越多,严重影响了调制性能。
3 改进PFM技术
3.1 调制周期的细分方法
从图1 中可以看出,脉冲频率变化范围较大是因为在整个调制周期内选用相同脉冲宽度所致,如果在脉冲频率高于中心频率时适当增加脉冲宽度,在脉冲频率低于中心频率时适当减少脉冲宽度可以有效地调节脉冲频率的变化范围。因为图1 中的脉冲频率在整个调制周期内连续变化,所以需要将调制周期划分为几个扇区,在每个扇区内选用不同的脉冲宽度,而且划分的越细致,脉冲频率的变化范围越小。如果在每个脉冲周期内都改变脉冲宽度,PFM便会蜕化为PWM。为了尽可能细分调制周期,又不会因为过分限制脉冲频率的变化范围而影响抑制谐波电压峰值的效果,本文将图1 中的调制周期从t = 0时刻开始划分为12 个扇区,每个扇区的间隔为π 6。改变每个扇区内的脉冲宽度不仅能够进一步限制脉冲频率的变化范围,而且可以使脉冲频率围绕着中心频率上下变化,防止因为脉冲频率相差过大而导致调制过细致或过粗糙,引起输出电流畸变。在图1 中,每个扇区的脉冲频率单调变化,极值出现在扇区的始端和末端,分别记为f1和f2,可由式(4)求得。如果令新的脉冲宽度τ′为
且调制深度M = 0.8,用τ′代替τ带入式(4),则可以得到如图2 所示的改进的脉冲频率分布图。因为三相电压相差120°而且脉冲宽度在不同扇区内有不同的取值,所以每一相不仅都有一个不同于其它相的开关频率,还有一个不同于其它相的脉冲宽度,图2是以a相为例的脉冲频率图。
3.2 脉冲位置随机调制方法
从图2 中可以看出,虽然通过细分扇区和适当选择脉冲宽度可以使脉冲频率在每个扇区内围绕着中心频率上下变化且不同扇区内变化范围相差不大,从而消除因为脉冲周期相差极为悬殊而引起的输出电流畸变,但是缩小了脉冲频率的变化范围。改进后的脉冲频率在M = 0.8时,最大值和最小值分别为13 k Hz和7 k Hz,较传统的PFM的输出脉冲频率变化范围明显缩小,导致谐波峰值抑制效果变差。为了保留传统PFM有效抑制谐波峰值的优点,本文在细分扇区的基础上引进了随机脉冲位置调制技术,进一步降低谐波峰值。
采用不同的载波可以得到不同方式的输出脉冲波形,分别选择直角和等腰三角形载波,可以得到4种脉冲波形,如图3所示。
在每个脉冲周期内随机地选择一个载波方式,可以实现随机脉冲位置调制,为了消除相邻周期之间过渡时的换流过程,当前周期的载波方式与随后周期的载波方式必须满足一定的关系。以方式A为例,如果下一个载波方式随机地选择方式B或D,则不存在过渡换流;如果下一个方式是A或C,则需要额外的换流过程,增加开关损耗,所以随机脉冲位置调制过程是具有马尔可夫性的随机过程,可以用马尔可夫链表示,如图4所示,其中p为马尔可夫链的转移概率,例如pAB表示由当前周期的脉冲方式A转移到随后周期的脉冲方式B的概率。
图4 中的马尔可夫链可用转移概率矩阵描述,如下式:
本文令转移概率p = 0.5,则随机选择下一个载波方式的机会是相等的。
真正的随机信号很难获得,混沌映射便于数字实现,并且具有良好的随机性,因此本文采用Logistic混沌序列代替随机信号产生马尔可夫矩阵中的概率,Logistic迭代公式如下式:
其中xn∈(0,1)
Logistic混沌序列的概率密度函数如下式:
它是关于x = 0.5对称的,所以混沌迭代时进入xn∈(0,0.5)和xn∈(0.5,1)的概率是相等的,可以通过判断xn与0.5 的大小,选择相应的载波方式,实现随机脉冲位置调制。
4 实验对比分析
为了验证本文提出的改进PFM技术,搭建了三相电压源逆变器实验平台,该平台由DSP28335控制器,光耦隔离驱动电路,三菱公司的PM75-CLA120 型IPM和1.1 k W感应电机组成。
图5 和图6 分别是M= 0.8和M = 0.9时,传统PFM和改进的PFM的输出线电压,输出线电流的实验波形和线电压频谱。实验中,直流电压Udc=300 V,死区时间为5 μs ,输出电流频率为50 Hz。图5a和图6a中,输出电流畸变,负半周因为脉冲频率过低导致电流形状变尖,而且调制深度M越大,波形畸变越严重。图5b和图6b是用本文提出的改进方法得到的波形,输出电流正负半周对称,波形得到明显改善。图5和图6中,传统PFM和改进的PFM都可以使谐波平铺在相当宽的频域内,抑制峰值效果明显,而且在输出基波幅值相同条件下,谐波峰值基本相同。但随着调制深度M的增加,传统PFM中谐波向更低频区域扩展,低频谐波含量增加,而改进的PFM中低频谐波增加量较少。
5 结论