FSK调制（共3篇）
FSK调制 篇1
摘要：调制解调器是通信系统中的关键设备, 其性能的好坏直接关系到整个系统的性能。本设计的FSK调制系统具有抗干扰、抗噪声、抗衰减性能较强、技术复杂程度比较低、成本低等诸多优点, 可以在中低速数据传输通信系统中应用。
关键词：调制解调,fsk,Quartus2平台
数字调制解调技术是现代通信的一个重要的内容, 在数字通信系统中, 由于基带数字信号包含了丰富的低频部分, 如果要远距离传输, 特别是在有限带宽的高频信道无线或光纤信道传输时, 必须对数字信号进行载波调制, 使基带信号的功率谱搬移到较高的载波频率上, 这就称为数字调制 (Digital Modulation) 。
1 FSK调制解调的基本原理
1.1 FSK的调制
频移键控即FSK (Frequency-Shift Keying) 数字信号对载波频率调制, 主要通过数字基带信号控制载波信号的频率来来传递数字信息。在二进制情况下, “1”对应于载波频率, “0”对应载波频率, 但是它们的振幅和初始相位不变化。FSK信号产生的两种方法。
1.1.1 直接调频法
用二进制基带矩形脉冲信号去调制一个调频器, 使其输出两个不同频率的码元。一般采用的控制方法是:当基带信号为正时 (相当于“1”码) , 改变振荡器谐振回路的参数 (电容或者电感数值) , 使振荡器的振荡频率提高 (设为f1) ;当基带信号为负时 (相当于“0”码) , 改变振荡器谐振回路的参数 (电容或者电感数值) , 使振荡器的振荡频率降低 (设为f2) ;从而实现了调频。这种方法产生的调频信号是相位连续的, 虽然实现方法简单, 但频率稳定度不高, 同时频率转换速度不能做得太快, 但是其优点是由调频器所产生的FSK信号在相邻码元之间的相位是连续的。
1.1.2 频率键控法
频率键控法也称频率选择法。它有两个独立的振荡器, 数字基带信号控制转换开关, 选择不同频率的高频振荡信号实现FSK调制。 (如图1)
键控法产生的FSK信号频率稳定度可以做得很高并且没有过渡频率, 它的转换速度快, 波形好。频率键控法在转换开关发生转换的瞬间, 两个高频振荡的输出电压通常不可能相等, 于是UFSK (t) 信号在基带信息变换时电压会发生跳变, 这种现象也称为相位不连续, 这是频率键控特有的情况。
1.2 FSK的解调
1.2.1 相干检测法
相干检测法的具体解调电路是同步检波器, 原理方框图如图2所示。图中两个带通滤波器的作用同于包络检波法, 起分路作用。它们的输出分别与相应的同步相干载波相乘, 再分别经低通滤波器滤掉二倍频信号, 取出含基带数字信息的低频信号, 抽样判决器在抽样脉冲到来时对两个低频信号的抽样值进行比较判决 (判决规则同于包络检波法) , 即可还原出基带数字信号。
1.2.2 过零检测法
检测单位时间内信号经过零点的次数多少, 可以用来衡量频率的高低。数字调频波的过零点数随不同载频而异, 故检出过零点数可以得到关于频率的差异, 这就是过零检测法的基本思想。
2 FSK调制解调的仿真
2.1 FSK调制仿真
设计完成后, 必须对其功能和时序性能进行仿真测试, 以验证设计结果是否满足设计要求。整个时序仿真测试流程一般有建立波形文件、设置波形参数、编辑输入信号、运行仿真器和分析方针波形等步骤。
2.1.1 FSK调制波形仿真
(1) 建立仿真测试波形文件。
选择Quartus II主窗口的File菜单的New选项, 在弹出的文件类型编辑对话框中, 选择Other Files中的Vector Weaveform File项, 单击OK按钮, 即出现波形文件编辑窗口。
(2) 设置仿真时间区域。
对于时序仿真测试来说, 将仿真时间设置在一个合理的时间区域内是十分必要的, 通常设置的时间区域将视具体的设计项目而定。
设计中整个仿真时间区域设为6us、时间轴周期为40ns, 其设置步骤是在Edit菜单中选择End Time, 在弹出的窗口中Time处填入6, 单位选择us, 同理在Gride Size中Time period输入40ns, 单击OK按钮, 设置结束。
(3) 设计信号波形。
单击全屏显示按钮, 使之全屏显示, 并单击放大缩小按钮, 再用鼠标在波形编辑窗口单击 (右击为放大, 左击为缩小) , 使仿真坐标处于适当位置。单击窗口的时钟信号clk使之变成蓝色条, 再单击右键, 选择Value设置中的Count Value项, 设置clk为连续变化的二进制值, 初始值为“0”。单击start使之变成蓝色, 再单击右键, 选择Value设置中的Forcing High项, 使start变成高电平信号。单击x使之变成蓝色, 再单击右左侧Waveform Editing按钮, 把x变成高低电平连续变化信号。
(4) 所有设置完成后, 即可启动仿真器Processing︱Start Simulation直到出现Simulation was successful, 仿真结束。仿真波形输出文件PL_FSK Simulation Report将自动弹出如图3所示。注意, Quartus II的仿真波形文件中, 波形编辑文件 (*.vwf) 与波形仿真报告输出文件 (Simulation Report) 是分开的, 而Maxplus II的激励波形编辑文件与波形仿真报告输出文件是合二为一的。
3 结语
传统的FSK调制解调方式都是采用硬件电路实现, 电路复杂、调试不便。本文中采用硬件描述语言设计的基于FPGA调制解调器, 设计灵活、修改方便, 有效地缩小了系统的体积, 增加了可靠性, 同时系统采用VHDL语言进行设计, 具有良好的可移植性及产品升级的系统性;由于使用FPGA芯片, 可随时在线更改逻辑设计及有关参数, 充分体现现场可编程器件的优越性。
参考文献
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[4]黄智伟.FPGA系统设计与实践[M].北京:电子工业出版社, 2005.
FSK调制 篇2
伴随着新体制雷达的广泛应用,传统的5大参数,信号载频CF、信号到达时间TOA、脉冲宽度PW、脉冲幅度PA、信号到达角度AOA所构成的特征参数集合,已不能满足对复杂体制的雷达接受信号的识别要求[5],适应当今战场复杂电磁环境特征,是雷达信号识别领域面临的挑战。
由此,本文研究了一种新的雷达脉冲信号识别特征参数,该特征参数主要考虑信号幅度统计特性和频谱相像特性,并采用基于分层结构的人工神经元网络分类器对不同雷达信号的上述特征参数进行分类。为验证算法正确性,对FSK_BPSK复合调制信号在其他5种常规雷达调制方式信号背景下,进行分类识别实验。大量仿真结果表明,本文算法在信噪比>5 d B时,分类正确率可达98%以上。
1 信号模型
FSK/PSK信号是同时对信号的相位和频率调制。一般有两种实现模式:第一种是以频移键控信号为基础进行相位编码;第二种是以相移键控信号为基础进行频率编码[6]。本文主要讨论以第一种模式实现的FSK/PSK信号。
信号模型为
其中
其中,A为幅度;w(t)是均值为0;方差为σ2的复高斯白噪声;φ(t)为相位。信号的调制方式体现在φ(t)上;Tc是为频率编码的码元宽度,在每一个FSK码元宽度内,信号为BPSK信号。
二相编码信号相位表示为
其中,N是码元数目;Tc是码元宽度;Π是宽为Tb的矩形窗函数,在0≤t<Tb时Π(t)=1,αi取0或π,由编码规则确定。
2 参数提取
雷达信号的频谱形状因调制方式的不同而存在差异,且不同形状的频谱中包含着雷达信号的幅度、载频、相位等一系列重要信息。本文所采用的特征参数主要考虑信号幅度特性以及信号频谱的相像特性[5]。
2.1 相像系数
设f(x)和g(x)为两个一维连续的实函数,且f(x)≥0,g(x)≥0,则f(x)和g(x)的相像系数定义为
定义式积分范围是函数定义域,且f(x)和g(x)在定义域内不恒为零。因该系数可表示两个函数图像的相似程度,所以文中将其称为相像系数[7]。参数Crc可看作函数g(x)在函数f(x)上的投影归一化。假设将函数g(x)分别投影到函数f1(x)和函数f2(x)上,则本文将得到两个不一样的值,若函数f1(x)和函数f2(x)正交,则对应的值就是g(x)投影到正交坐标上的值;若函数f1(x)和函数f2(x)非正交,则就是斜投影。
相像系数Crc的值域为0≤Crc≤1。因其定义式中的函数f(x)和g(x)是正值实函数[8],所以根据Cauchy Schwartz不等式可得
故由式(5)可得Crc取值范围。因Cauchy Schwartz不等式只有在f(x)=g(x)时,相像系数Crc才等于最大值。事实上,只要函数f(x)和g(x)的比值为常数,式(5)的值就为1。而当函数f(x)和g(x)正交时,两者相乘的积分是零,即相像系数Crc的值为零。
若分解式(6)中的函数f(x)和g(x),可得
其中,sinc是采样函数;T时采样周期;sinc的表达式为
由此可得,离散信号的相像系数。设{S1(i),i=1,2,…,N}和{S2(j),j=1,2,…,N}为两个离散信号,且S(i)≥0,S2(j)≥0,(i,j=1,2,…,N),则有离散信号的相像系数
式中,{S1(i)}、{S2(j)}不恒为零。Cr的值域和Crc相同,即0≤Cr≤1,且在序列{S1(i)}和{S2(j)}比值为常数时,Cr=1,而若序列{S1(i)}和{S2(j)}正交,写Cr值为零。
由式(9)可知,相像系数的值只和函数本身的性质有关,若两个函数的曲线形状存在较大的差异,则其相像系数的值就较小,而若两个函数的曲线形状趋近相同,则其相像系数值较大,而当其相同或成比例,相像系数的值就为1。
脉内调制方式不同的雷达信号的频谱形状有着明显的区别,如图1所示常见雷达信号的频谱。频谱形状的不同透露出雷达信号载频、幅度、相位等一系列重要信息,因此只要能提取、量化不同调制方式雷达信号频谱形状的区别度,便能识别出雷达信号的脉内调制方式。相像系数可将信号频谱形状的差异较好地描绘出来,所以能作为雷达信号调制方式识别的特征参数。
设接收信号为{F(i),i=1,2,…,M},M表示信号长度。设预处理之后的信号为{D(i),i=1,2,…,N},N表示信号长度。可知矩形信号的能量分布较平均,通过比较接收信号频谱形状与矩形信号的差异程度,计算其相像系数,并可统一量化各个调制方式雷达信号频谱的能量分布。设矩形信号模型为
其中,mx表示信号{D(i)}的最大值。将信号{D(i)}与信号U(k)关联,提取其相像系数,然后按式(11)计算两个信号的相像系数
2.2 瞬时幅度功率谱密度的最大值
该参数定义为
其中,Aen(i)是在t=i/fs(i=1,2,…,Ns)时刻零中心归一化瞬时幅度值[9],定义为
其中,
瞬时幅度归一化是为了抵消雷达接收机信道增益。此参数是基于信号幅度的统计参数,描述信号的零中心归一化瞬时幅度功率谱密度的最大值。
3 神经网络分类器
神经网络由多个并行的神经元协同工作构成。神经元之间通过像生物神经系统那样相互激励而联系着。整个神经网络很大程度上由神经元的互相连接情况而确定[10]。通过用特征向量数据进行训练,可优化神经网络的节点参数,实现对雷达信号的自动识别。
3.1 神经网络的结构
神经元是组成神经网络最基本的单位,输入为向量的神经元,如图2所示。输入向量p1p2…pr经加权因子w调整后与偏差进行求和运算得到确定值n,作为后面转移函数f的输入。根据转移函数f输出的值a,调整加权因子和偏差,从而确定神经元的特征。转移函数相当于对确定值n的判决函数,其输出一般是已知的某种判决结果[11]。根据不同的实际需求,可采用多种转移函数。
将多个神经元并联合级联,可组成多种神经元网络,通过设计不同的神经元网络,可解决多种复杂的模式识别问题[10],本文采用的分层结构如图3所示。
迄今为止,神经网络模型已达数10种,常见的模型有BP网络、RBF网络、Hopfiled模型等,其中BP网络是目前应用较为广泛的神经网络。分类器的输入层与输出层神经元个数由待识别特征参数和待识别种类决定[13]。本文将采用BP分层神经网络分类器对常见雷达信号进行识别。
3.2 神经网络融合规则
融合规则的设计将直接影响分层神经网络分类器的识别正确率。设计融合规则的算法多种多样,常用的有简单平均法、多数投票法、基于均方误差的最佳线性组合法等。本文采用的融合规则是基于投票表决法设计的[10]。
设待识别信号的类别数为K,分类器个数为N,对于输入特征矢量X,则第n个分类器的第k个输出是
式中,P(ck|X)为当输入为X时判断为第k类的后验概率;enk(X)为第n个分类器第k个节点的输出误差。权矢量ωk={ω1k,ω2k,…,ωnk}为第n个分类器第k个节点的输出权值[11,12,13,14]。则各个分类器判断同一类别的输出加权和可表示为
式中,k=1,2,…,K。增加约束条件则有
当时,判断第k类信号存在。
4 仿真分析
本文的仿真对FSK_BPSK复合调制信号在正弦法调制(CW)、线性调频(LFM)、二相编码(BPSK)、四相编码(QPSK)、频移键控(FSK)共5种调制类型信号背景下进行识别实验,在Matlab仿真环境下完成。所产生的调制信号具体参数为:采样率为2 GHz,载波频率为700 MHz,脉宽为12.8μs,线性调频的频偏为50MHz,相位编码采用13位巴克码。分类器选用分层BP网络,神经网络隐层神经元个数的选择是基于网络输出最小均方误差和最佳正确识别率的原则。在信噪比5~20 d B的条件下,6种雷达信号的相像系数分布如图4所示。
观察图中相像系数数值Cr1,可以发现LFM信号频谱形状与矩形相似度最高约为0.89,而常规信号频谱形状则不像矩形约为0.11,而FSK信号与相位编码信号频谱形状的相像系数Cr1数值接近且存在交叠,无法区分。因而基于相像系数Cr1可将信号分为4类:LFM、FSK_BPSK、(FSK、BPSK、QPSK)、CW,且参数值几乎不受噪声影响,抗噪声性能较好。
在信噪比为5~20 d B的条件下,得到不同调制信号的零中心归一化瞬时幅度功率谱密度的最大值分布如图5所示。
由图6可知,特征参数γmax随信噪比增加趋于稳定,且3个信号的特征参数值区分度较大,可以较好地区分BPSK、FSK、QPSK这3类信号。
对于每一种雷达调制信号,分别在5 d B、6 d B、7d B、8 d B、9 d B、10 d B、15 d B、20 d B的信噪比上产生50个样本,这样每一种雷达调制信号共有400个样本,组成神经网络的训练集。用不同调制方式的训练集和相应的目标矩阵去训练神经网络的节点。用测试集进行1000次蒙特卡洛仿真,6种调制方式在5 d B、10 d B、15d B、20 d B信噪比的识别率,如表1所示。
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5 结束语
FSK调制 篇3
与传统的频率合成器相比,DDS具有低成本、低功耗、高分辨率和快速转换时间等优点,广泛使用在电信与电子仪器领域,是实现设备全数字化的一个关键技术。SDDS是在系统允许的情况下,分时利用单片机及数模转换器模拟DDS芯片进行频率合成,在充分发挥单片机功效的同时又节约了开发成本和硬件空间。由于受到采样频率、内存和系统开销的限制,使得SDDS合成频率的范围和精度受限,其应用也受到限制。但当需求及条件允许时,SDDS则可以高效的完成所需功能,并体现自己在频率多路合成方面的优点。本文采用SDDS完成了多路FSK调制。
2 DDS原理
设正弦信号为:
对该信号进行采样,采样频率为fs (采样周期Ts=1/fs),得到离散信号x(nTs)。即有:
离散的相位序列为:
连续两次采样的相位增量为:
即: f0=Δφfs/(2π) (5)
由(5)式可知。在采样频率fs一定的情况下,输出频率取决于两次采样之间的相位增量Δφ。因此,通过控制相位增量即可控制合成信号的频率。
3 DDS芯片工作原理
DDS芯片的基本原理是利用一个较高频率的时钟,通过控制相位累加来产生输出信号的数字量化波形。一块DDS芯片中主要包括频率控制寄存器、高速相位累加器和正弦计算器三个部分。其基本电路原理如图 1所示。频率控制寄存器可以串行或并行的方式装载并寄存用户输入的频率控制码;而相位累加器根据频率控制码在每个时钟周期内进行相位累加,得到一个相位值;正弦计算器则对该相位值计算数字化正弦波幅度(一般通过查表得到)。
设相位累加器的长度为N、频率控制字为K。
则相位累加器的相位增量
每次采样的相位增量与相位累加器的相位增量对应关系为:
结合(5)、(6)、(7)式可得
透过(8)式,我们可以简单的把DDS芯片看作一个分频器,由频率控制字K来控制输出频率。 其输出频率分辨率为:
DDS芯片输出的一般是数字化的正弦波,因此还需经过数模转换器和低通滤波器才能得到一个可用的模拟频率信号。
由于f0受到采样定律和低通滤波器过渡带的约束,DDS的输出一般不大于采样频率的40%。
4 SDDS工作原理
SDDS工作原理和DDS芯片的相似。其各个部分由软件的方式,在单片机中实现。
SDDS的正弦发生器一般是由程序生成一个N点长度的正弦表。若所使用的单片机ROM中含有正弦表,也可以利用。由(9)式知,正弦表的长度N和采样频率fs决定了输出的频率分辨率,所以可由所需合成的频率和采样频率来选择N值。
SDDS的频率控制字存于程序变量L中,用于控制输出频率。此处把L称为查表的采样步长。
SDDS的相位累加器存于程序变量P中。在每个采样时刻,由P=P+L求得待发送的幅值序号(当P>N时,用P对N取模运算即可)。由于单片机的时钟频率往往大于采样频率,对于存在码元周期的信号,可由码元周期和采样频率算出一个码元周期内所要发送的点数,一次生成相应点数的离散波形,而不用按采样周期求取待发送的正弦幅值,从而大大提高了运算效率。
参照(8)式,SDDS的输出频率为:
5 软件DDS优缺点
相对于DDS芯片,SDDS由于受到采样频率、内存和系统开销的限制,使得其合成的频率范围和精度受限。
由(10)式可知,输出频率由正弦表的长度N,采样频率fs,采样步长L决定。而受到单片机内存的限制,正弦表N不可能做的很大,这使得相位的精准受限。受系统限制,采样频率fs也取值较小,这使得f0范围受限。同时,单片机是分时来进行频率合成,考虑到整个系统的性能和系统开销,SDDS的应用也受到一定的限制。
例如采样频率为8kHz,正弦表长度为256(相当于8位相位累加器),则合成的频率小于4kHz,频率分辨率为31.25Hz。而DDS芯片AD9850在125MHz时钟,32位相位累加器下,理论上可合成频率高达62.5MHz,输出频率分辨率可达0.029Hz。
尽管SDDS在性能上受到诸多限制,但其也有自己的优点。
当采用多路频率合成时,若使用DDS芯片,则需要多路的DDS输出,再通过加法器将各个DDS的输出合成。而SDDS则可通过单片机对所要发送的数据统一处理,然后再由DAC将处理后的数据统一发出。这正是SDDS优势所在。
6 FSK软件实现
此系统采用MFSK多通道调制,调制频率选用(750、875、1000、1125、1250、1375、1500、1625、1750、1875、2000、2125、2250、2375、2500、2625Hz)16个频率,各频率对应的序号K为0～15。该系统采用的DSP型号为TMS320C5402,波特率为125baud,采样频率为8000Hz,可进行8通道2FSK、4通道4FSK、2通道8FSK、单通道16FSK,各通道频率按顺序划分。
6.1 SDDS实现
可求得每个码元周期需要8000/125 = 64点数据。这样在DSP中将建立两个64点数据缓冲区,用于存放正弦幅值。当缓冲区满后,送往DAC。
C5402的ROM中含有256点正弦表。对于本系统所采用的采样频率和载波频率,该正弦表已经够用。这样就不用采用程序的方式生成正弦表,而占用内存了。
根据(10)式得:L=(f0×N)/fs ,得各频率所需步长L,如表 1所示。
6.2 单路调制实现
单一通道MFSK编程,可完成单通道16FSK,8FSK,4FSK,2FSK调制功能。
首先根据采用的MFSK进制M、通道号N和调制数据D(D为待调制数据的十进制值)求得频率序号K。其计算公式为:
DSP根据频率序号K得到所需的步长L,再将步长L累加的相位累加器P,最后根据P查得正弦幅值并将该幅值送往数据缓冲区。
例如,用8FSK第二通道发送111。111的十进制为7,这样由(2-1)×8+7=15求得K,并由表 1得步长L为84。结合此步长L和相位累加器P在正弦表中循环抽取64点幅值,则可得到一个码元周期的2625Hz频率离散波形。
程序功能框图如图 2所示。执行的时域图和频域图分别如图 3、图 4所示。
6.3 多路调制实现
当进行多路MFSK调制时,可分别对各路进行单路MFSK调制,之后再将各路缓冲区的数据对应累加,进行多路的频率合成。此时将面临的一个问题就是数据溢出。该问题可以采用数据右移方式解决。对于四通道4FSK调制方式,可以把累加的数据右移2位(即把该数据除以4)后,再进行相加。
这样可避免溢出现象。当采用四通道4FSK发送11B、00B、11B、00B,对应频率为1500Hz、750Hz、2625Hz、1750Hz。
相关核心程序如下:
其时域图和频域图,分别如图 5、图 6所示。
如若不进行上述修正,则可能发生数据溢出。图 7为数据溢出的频域图,对比图 6,我们已经不能从图 7分辨出4个载波频率。
7 结束语
SDDS的使用尽管受到一定的限制,但其也具有自己的优势。SDDS可以对待发送的数据统一处理后,再由DAC发送。本文的多通道MFSK调制就体现了这一点。同时这也是一种经济、合理的设计方案。
参考文献
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