调制信号

调制信号（共7篇）

调制信号 篇1

一、概述

随着激光技术的发展,激光具有的带宽极宽,数据传输量大,分辨率高等优势愈来愈突显出来。但激光在复杂信道中传输时,由于受到衰减和散射,使得光波的强度,相位在时间和空间上都会呈现随机起伏,产生光束弯曲和漂移,扩展以及接收端光斑发生畸变等现象。但是用微波对激光信号进行调制后,激光信号在频域上产生了变化,其传输信号的能力也大大加强。

二、微波信号调制激光源的调制方法

近年来,关于基于微波信号调制激光雷达的激光发射器的研究工作已经有不少报道,国内外提出了多种的微波调制技术方案。大致上可以分成两种类型:一是内调制技术,即直接在激光发射器内部实现对输出激光脉冲信号的微波调制。二是外调制技术,即利用外部光学调制器实现对输出激光脉冲信号的微波调制。

1、内调制方式

内调制适用于半导体激光器,它是利用微波信号对激光二极管工作点控变的直接调制,将信号注入到半导体激光器,从而获得相应的光信号,属于电源调制方法。调制频率受激光二极管响应速率所限,其极限频率可达25GHz,调制带宽也不平坦,需附加补偿网络。

内调制方式是在激光器内部实现调制过程,直接输出调制后的激光脉冲信号,这种调制方式适合短距离、低调制频率的激光信号传输。

内调制技术存在两个缺点:由于固有弛豫频率的限制无法实现高速激光器调制(>10 GHz);激光器的调制是通过改变注入电流而实现的,这样会产生啁啾,将限制系统的传输距离进一步提高。所以激光的内调制方式只适合做短距离、低调制频率的激光信号传输。调制带宽也不平坦,需附加补偿网络。

2、外调制方式

外调制是在激光信号形成以后,把微波信号输入光调制器,调制到一个由激光器产生的激光载波信号上,并控制这个激光载波信号的某个参数(振幅、相位等),使它按微波信号的规律变化。于是,激光载波信号就运载着这些微波信息(此时的激光被称作已调制激光信号),经过信息处理以后由激光雷达发射天线发射出去。

激光的外调制具有的优点是高速率、大消光比、大光功率和消除半导体激光器内调制产生的光频率跳变的“啁啾”现象。使用外调制技术可提高信号的传输速率,实现光信号的远距离传输,中继距离可延长到至少300km以上,可省掉昂贵的光放大器,降低光通讯的成本,是光通信技术发展方向之一。

缺点是调制损耗较大,且调制线性范围较小。

三、微波信号调制激光雷达进行水下探测的技术研究

通常情况下,激光雷达发射的是未经过调制的激光脉冲信号,其单个脉冲的数学形式可表示为:

其中,P0表示激光脉冲信号的峰值功率;u(t)为单位阶跃函数;tp为激光脉冲的宽度。

为了将微波信号加载到激光脉冲信号上,在这里我们可以用一个激光器产生一个载波激光脉冲信号,再用一个微波发生器产生一个编码了的有用微波信号,再由一个调制器进一步将有用微波信号调制到载波激光脉冲信号上,从而可以产生调制后的激光脉冲信号。当调制器用调制频率为fm,调制深度为m的余弦调制微波信号来调制激光脉冲信号时,可以得到经过调制了的激光脉冲信号如下式所示:

其中,P0表示激光脉冲信号的峰值功率;tp为激光脉冲的宽度;fm调制频率为;调制深度m为调制器对激光脉冲峰值的调制能力,m的大小通常在0～100%之间。

未调制的激光脉冲信号和调制后的激光脉冲信号如下图所示:

四、小结

由于相干探测技术的出现,使得微波雷达技术在探测目标、测距等方面拥有很多的优点,而激光雷达采用蓝绿光波却可以使信号穿透水体,这在探测水下目标的领域具有很大的优势,同时激光雷达具有探测距离远、分辨率高等优点。载波调制激光雷达实现了将微波雷达和激光雷达相结合,激光雷达在水介质中有一段频率窗口,可以进行对潜目标的探测。但是激光雷达在水下传输过程中会受到介质影响而产生严重的散射,这样散射光以噪声的形式被接收,从而严重影响目标探测的灵敏度。采用载波调制方法,实现了将激光雷达穿透水体的特性以及光信号空间分辨率高的优点和微波雷达信号处理的优势相结合,从而达到抑制散射,大大提高对潜目标探测灵敏度的目的。

综合了微波雷达技术和激光雷达技术优点的基于微波信号调制激光雷达技术,越来越广泛地被应用到地面、空中、海面和水下目标探测领域,特别是水下目标探测领域更具有独特的优势,是一种具有十分广阔应用前景的雷达新技术。

参考文献

[1]王齐春、何建国:《微波光子研究动态》.光电子技术.Vol.22 No.4 Dec. 2002

[2]周波、张汉一、郑小平等:《微波光子学动态.激光与红外》.Vol.36,No. 2Feb.2006

[3]方祖捷、叶青、刘峰等:《毫米波副载波光纤通讯技术的研究发展》Vol.33,No.4May,2006

[4]鲍吉龙、姚英等:《利用超短光脉冲产生宽频带微波脉冲》.通信学报. Vol.19,No.2Feb.1998

一种联合调制信号的研究 篇2

1 PCSF信号波形定义及其模糊函数

PCSF信号在步进频率信号的子脉冲内进行相位调制, 使得步进量f随相位编码子脉冲宽度T1变化, 而脉冲宽度T=KT1, 其中K是编码位数。因此, PCSF信号能够获得比SF信号更大的f, 可以在保证雷达系统平均发射功率的前提下, 用较少的脉冲个数实现等同的带宽, 解决作用距离、系统带宽和系统输出数据率之间的矛盾。

PCSF信号的表达式如下:

其中,

N是脉冲个数, Tr是步进子脉冲重复周期, f是频率步进量, T是步进子脉冲宽度, T1是相位编码子脉冲每位的宽度, K是编码长度, 且T=KT1, cm是相位编码序列, 常用巴克码、弗兰克码、P码等编码序列[1]。PCSF信号的波形如图1所示, 其中TP为PCSF信号的帧周期。

信号模糊函数[1]是对信号进行分析和设计的有效工具, 它用来描述发射一定波形, 采用最佳信号处理方式, 该信号所具有的分辨率、测量精度和杂波抑制能力等指标。按照模糊函数的定义:

将 (1) 式代入 (2) 式可得PCSF的模糊函数如 (3) 式。

针对PCSF信号的模糊函数采用如下的仿真参数:载频是f0=94GHz, 频率步进量是f=40MHz, 子脉冲脉宽是T1=0.13us, 频率步进子脉冲是采用K=13位的巴克码序列, 脉冲重复周期是Tr=20us, 脉冲个数是N=13, 结果如图2所示。另外, 在相同的脉冲重复周期、相同的等效时宽、相同的工作带宽等参数下频率步进信号的模糊图见图3。

对比图2和图3可以看出:

(1) PCSF信号和SF信号的模糊图都是刀刃型, 但是PCSF信号副瓣要比SF信号副瓣低很多。可见PCSF的距离多普勒联合旁瓣比SF低很多, 模糊图更近似呈图钉形状, 因此PCSF雷达信号具有更高的距离多普勒分辨率。

(2) 距离分辨率取决于信号等效带宽, 仿真中对两信号采用的有效带宽相同。由于PCSF采用了脉内相位编码调制技术, 因此从模糊图上可以看到它的距离旁瓣衰减明显快于SF信号。另外PCSF采用了相位编码技术, 步进量f得到增加, 因此可以减少步进个数, 同时提高数据率, 以及降低多普勒敏感。从另外一个角度来说, 如果采用相同的步进个数, 那么PCSF信号可以获得更大的有效带宽, 从而可以获得更高的距离分辨率。

(3) 速度分辨率取决于信号的等效时宽, 仿真时对于两信号采用的等效时宽相同。由于PCSF信号采用了脉内相位编码技术, 因此可以更有效地抑制多普勒模糊旁瓣, 而且与一般的步进频脉冲串波形的速度模糊旁瓣相比, PCSF的多普勒模糊旁瓣衰减的速度更快。另外, 相对SF信号, PCSF在保持较大步进的同时, 容易获得大的时宽, 也就更容易提高速度分辨率。

2 结语

本文研究了一种脉内相位编码, 脉间频率步进 (PCSF) 的混合调制信号, 详细介绍了信号波形、参数和模糊函数。PCSF信号采用了脉内和脉间的二级调制形式, 可以获得比普通SF信号更大的频率步进量, 能够用较少的脉冲个数实现相同的等效带宽, 从而解决了频率步进量、脉冲串个数, 以及发射平均功率之间的矛盾。因此, 在保证一定距离分辨率的前提下, PCSF信号既能提高雷达系统的数据率, 又能降低雷达系统的多普勒敏感性, 具有非常好的应用前景。但在需要获得精确距离信息和目标径向速度非常大的情况下, 还需要进一步研究适合的速度补偿算法。

参考文献

[1]Wehner D R.High resolution radar[M].2nd ed.Boston:Ar-tech House, 1995

[2]毛二可等.频率步进雷达信号处理[J].航空学报, 2001, 22 (增) :167-170

[3]K.L.Sitler, M.A.Temple, R.C.Novack.High range resol-ution profiling using phase-coded, stepped-frequency wave-forms[J].Electronics letters, 3rd January2002, 38 (1) :46-48

[4]Einstein, T.H.Generation of high resolution radar range profiles and range profile auto-correlation function using stepped-frequency pulse trains[R].Lincoln Laboratory Pro-ject Report TT-54, 1984

数字通信信号自动调制识别技术 篇3

1 数字通信信号调制技术

1.1 通信中的调制技术

调制就是指对原始信号进行频谱搬移, 使其能满足复杂信道中传输的要求。在通信信号传输系统中, 信号发送端发出的信号我们称之为原始电信号, 一般的原始电信号的频率都比较低的, 不能或者很难在信道中传输, 为了解决这个问题, 就要对原始电信号进行处理, 处理的结果就是使原始电信号的频率能满足信道传输的要求, 成为频带较为合适的信号, 经过处理的信号我们称之为已调信号, 它们不仅能在信道中传输, 且能携带一定的信息。通信信号调制技术对于通信信号的传输具有重要意义。通信信号调制的样式也将对整个通信系统信号传输的稳定性、可靠性和有效性产生严重影响。因此, 为了保证通信系统能正常、高效的工作, 应选用合适的信号调制技术。

1.2 数字调制样式

数字调制的样式有很多, 按照不同的分类标准可以将数字调制样式分成不同的类别, 本文中对数字调制样式的分类是依据载波信号参数的不同进行的。依据载波信号参数的不同可以将数字调制样式分成很多种, 本文主要介绍常用的几种数字调制样式, 分别为幅度键控 (ASK) 、相移键控 (PSK) 、频移键控 (FSK) 以及正交幅度调制 (QAM) 。

振幅键控是根据载波的振幅随数字基带的变化而进行信息传递的一种数字调制方式。目前使用较多的振幅键控调制方式为二进制振幅键控, 二进制振幅键控调制方式中会有两种载波幅度变化状态, 分别由二进制中的“0”和“1”对应。二进制振幅键控调制方式可以通过模拟振幅调制方法和数字键控方法二种方法来产生信号。多进制振幅键控调制方式与二进制振幅键控调制方式原理相同, 只是多进制振幅键控可以传输具有多种不同幅度值的载波。多进制振幅键控信号可以视为多个二进制振幅键控信号的累加;

频移键控是通过随数字基带信号变化的载波频率的变化来进行信息传输的。二进制频移键控中会有两个不同的载波信号频率, 分别由二进制中的“0”和“1”对应。二进制频移键控信号与二进制振幅键控信号之间具有相关性, 两个二进制振幅键控信号可以看作为一个二进制频移键控信号。二进制频移键控信号可以通过两种方式产生, 分别为模拟调频电路和键控法。模拟调频法具有实现方式简单的优势, 而键控法具有产生的信号频率稳定性高、信号转换速度快的优势;

相移键控通过随着数字基带信号的变化而变化的载波相位的变化来进行信息传输的。根据相位变化方式的不同, 相移键控可以分为绝对相位键控和相对相位键控两种方式。二进制相移键控有0和π两种载波相位状态, 分别由二进制信息中的“0”和“1”对应。二进制相移键控产生信号的方式有两种, 分别为模拟调制法和键控法;

正交振幅调制通过振幅和相位的联合变化来传输信号的, 正交振幅调制也有两个载波, 但这两个载波不仅是同频率的还是正交的。正交振幅调制的原理是通过两路相互独立的基带信号完成对两个正交载波的调控。

2 数字信号调制识别技术的类型

2.1 基于决策理论的数字信号调制识别技术

基于决策理论的数字信号调制识别技术就是指利用决策理论的调制算法进行信号调制。目前, 这种数字信号调制识别技术已经逐渐成熟, 在通信系统中使用的频率较高。使用这种信号调制识别技术第一步就是要根据接收到信号的瞬时特征进行特征参数构造, 再选取合适的判别方法, 将构造的特征参数和门限值作比对, 以此来完成信号调制样式的识别工作。在使用这种调控识别技术时还会遇到一些问题, 这些问题的存在可能会影响信号传输的质量。常见的问题有非弱信号段判决门限的选取和确定特征参数的门限值的选取。如何解决这两个问题成为人们关注的重点。

2.2 基于高阶累积量的数字信号调制识别技术

最早使用信号调制识别技术都是以二阶统计量为基础的进行的, 但随着科学技术的发展以及信号传输要求的提升, 人们逐渐发现以二阶统计量作为信号调制识别的基础是有很大的局限性的, 在这种背景下, 以高阶累积量作为分析工具的通信信号调制识别技术应运而生。这种调制识别技术克服了二阶统计量的缺点, 具有更为广阔的应用前景, 现在已经成为通信领域中较为常用的一种信号调制识别技术。

2.3 基于人工神经网络的数字信号调制识别技术

基于人工神经网络的数字信号调制识别技术是在以决策理论为依据的信号调制识别技术的基础上发展起来的。基于决策理论的调制识别技术是一种传统的信号调制识别方法, 随着科学技术的不断发展, 这种技术愈加成熟, 但在实际的使用过程中却发现它具有一定的缺陷性。针对这种情况, 专家提出了基于人工神经网络的数字信号调制识别技术, 这种技术具有自动选取参数的判决门限的优势。

3 总结

总之, 随着现代科学技术的不断发展以及信号传输环境的不断变化, 进行数字通信信号自动调制识别技术的研究具有很强的应用价值。现阶段, 数字通信信号自动调制识别技术的发展取得了有效的成果, 但还存在一些问题没有解决, 专家学者应投入更多的时间和精力进行相关方向的研究。

参考文献

[1]李少凯, 董斌, 刘宁等.基于谱线特征的MPSK调制识别[J].通信技术, 2010, 43 (8) :127-128, 131.

浅谈电视信号残留边带调制 篇4

由图1可知在0.75MHz以内的图像信号采用双边带传送, 0.75MHz至6MHz的图像信号采用单边带传送。可以看出, 当用残留边带滤波器获得射频信号时, 相应下边带0.75~1.25MHz外的幅频特性变化比单边带滤波器裁频处缓慢许多, 这种缓降的幅频特性所对应的相频特性非线性也大为减小。残留边带调制优点是技术成熟, 便于实现, 对发射机功放的峰均比要求低;它把调波频带压缩到小于8MHz, 增加了电视频道容量, 使收、发设备的设计得以简化。接收机可用普通检波方式, 简化了电视机的设计, 相频特性的非线性大为改善, 这种滤波器不仅容易制作, 而且图象质量也大大提高。不足的是抗多径和符号间干扰所需的均衡起相当复杂显然, 残留边带滤波器比单边带滤波器容易实现。下面我们将分析残留边带的幅频特性与相频特性。

(1) 残留边带幅频特性规定在距图像载频fp为6.5MHz处为伴音载频fs, 距fp为-l.25MHz处的最小衰减量为20dB。

在发送端采用了残留边带调制方式后, 为了无失真地传送图像信号, 即在接收端能使恢复出的视频信号中各频率分量保持正确的比例关系, 接收机中频网络必须具有图2左图所示的幅频特性曲线。单边带调幅信号除含有同相分量外, 还含有正交失真分量, 若用数学公式表达单频调制信号对载波调幅

设单频调制信号um (t) =UmcosΩmt, 波载信号uC (t) =UCcosΩCt

在抑制下边带后, 得到单边带调幅波

式中第二项就是因单边带传输而产生的正交分量, 它将导致调幅信号的包络失真, 单边带调幅与双边带调幅相比, 调制信号的幅度下降为1/2, 而且增加了一个正交调制项。实际上, 单边带调幅波是带有寄生调相的调幅波。在现代电视接收机中, 已用集成化的同步检波代替了峰值检波, 只要保证基准载频相位与图像中频相位一致, 就能完全消除正交分量得到无失真的视频信号。

前述图2所示视频信号幅频传输特性 (1) 的获得.与电视接收机中频特性的调整有很大关系。只有当图像中频准确地调在中频网络幅频特性曲线斜边中点 (A点) 上时, 才能得到平滑的幅频传输特性 (1) 。如果将图像中频调得高于斜边中点 (如B点) , 会使幅频传输特性出现一个下降台阶, 如曲线 (2) 所示, 而曲线 (3) 则表示当图像中频调到了斜边中点的下方 (如C点) 时, 相应的幅频传输特性出现了一个上升的台阶。经曲线 (1) 传输的信号能正确重现图像;而曲线 (2) 将导致图像高频分量衰减、清晰度受影响、对比度加强;曲线 (3) 将使图像高频分量加强, 伴随低频减弱, 严重时能出现浮雕现象。所以严格调整接收机中频频率特性是得到最佳视频信号频谱、正确重现图像的保证。

(2) 残留边带相频特性以上分析的结果是认为滤波网络相频特性为线性时得到的。实际上, 相频特性是非线性的, 使输出信号产生包络畸变, 所以在电视发射机中要对对这种非非线性进行有效的校正。一个包络不产生失真的传输系统的理想相频特性应为

即调幅信号通过系统后高频振荡移相ϕC, 而振幅包络延迟τg (即群延时) 。因为τg=dϕ (ω) /dω所以, 当系统相频特性为线性时群延时值必为恒量。直此可见, 为了使调幅信号通过系统后, 检波输出不产生波形畸变, 要求系统在信号的频率范围内群延时为恒值。

在电视发射机中, 为形成残留边带信号, 采用了残留边带滤波器, 通带内在大约 (fp+1) ~ (fp+5) MHz范围内群延时特性比较平坦, 而在通带两端却变化很大。电视接收机中, 在中频频带低端 (即相应视频的高频部分) , 群延时变化很大;在 (fPIF-5) ~ (fPIF-1) MHz范围内基本恒定;而在fPIF~ (fPIF+0.75) MHz的大部分范围内变化也并不剧烈。

发送端及接收端网络在信号频带范围内群延时的不均匀, 会导致图像信号波形失真, 而信号的波形失真在电视接收机屏幕上的反映是非常直观的。尤其对于彩色电视系统来说, 亮度信号能量主要分布在较低频率范围内, 而色度信号能量却集中在副载频附近的范围内。因此, 亮度信号与色度信号通过传输系统后, 将延迟不同的时间。体现在图像上则

为细节处的亮度与彩色重合不好, 形成“彩色镶边”。而如果在色度信号带宽范围内系统的群延时不均匀, 则还会使垂直边界处的彩色产生失真。

从发射机输入端直到接收机输出端的整个传送过程中, 为了保证彩色全电视信号不产生相位失真, 一般是在发射机里进行发端与收端群延时值的总预校正。校正时, 收端的群延时以标准接收机为准。对于发、收两端群延时特性在频带两侧的上升, 必须给以群延时下降的校正, 使

总群延时在0~6MHz范围内基本均匀, 如图3所示。

综上所述, 残留边带特性的实现, 是用在电视发射机加残留边带波器和在接收机使用特殊的图象中放频率特性曲线来保证的, 只有残留边带波器的幅频特性和相频特性符合要求, 电视技术指标才能达到要求。它是电视信号调制中的一个重要环节。

摘要：对于广播电视来说, 有重要意义的是已调波的带宽应尽量窄些, 以便在国际上所规定的波段内, 能容纳更多的电视频道数, 同时电视接收机的制造成本也可以低些, 目前的电视广播一律都采用调幅的残留边带发射。

调制信号 篇5

1 PSK/FM二次调制信号

PSK/FM二次调制信号外调制为FM调制, 内调制为PSK调制, 二次调制框图如图1所示。

图1中D (t) 为二进制数字信息序列, 在多进制相移键控 (MPSK) 信号中, 载波相位有M种取值, 信号模型为[4]

式 (1) 中Tb为码元宽度, g (t) 为成型滤波器波形, 滤波器滚降系数α可根据需要进行设置, fc1为载波, θM为M个可能的相位取值, 且在同一码元内取值相同。

PSK调制完成后再经过FM调制形成PSK/FM二次调制信号, 表示为

式 (2) 中, Ac为幅度, fc2为FM的载波频率, KFM为调频系数, 一般取KFM<<1。FM调频信号的另一重要参数调制指数h定义为信号允许的最大频偏与调制信号最高频率的比值, 即由式 (2) 可得

式 (3) 中, ωM为调制信号的最高频率, Max用于取信号幅值的最大值。FSK/FM调制原理与PSK/FM类似, 这里不再单独介绍。

实际通信中, FM调频只能对实信号进行调制, 而通常正交调制器产生的PSK信号为正交两路复信号, 只能对其同相分量或正交分量进行单独调制, 这就要求每个分量都完整地包含PSK基带信号的信息, 由正交调制原理可得, 要满足该条件内调制PSK信号必须有载波分量, 即fc1≠0, 同时为了保证FM解调后能低通滤波恢复PSK基带信号, fc1应大于信号的符号速率fb。

式 (2) 可写为

令x (t) =∫Re (s PSK (τ) ) dτ, 对式 (4) 进行三角函数运算及泰勒纲数展开, 并化简得到[3]

对式 (5) 进行傅里叶变换, 其频谱表达式为

式 (6) 中, X (ω) 为x (t) 的傅里叶变换, 综上所述, PSK/FM二次调制信号的频谱近似表现为调频信号, 除了载频外, 还包含基带信号频谱经平移和幅度变化后的分量, BPSK/FM的频谱如图2所示。

2 FM信号盲解调

FM二次调制信号表现出同FM类似的特征, 在信号识别时, 因为外调制的原因, 会首先被识别为FM信号, 要想进一步的识别内调制类型, 需要进行FM解调恢复内调制信息, FM解调采用正交相干解调, 由于全盲条件下, 没有信号的先验信息, 需要对其带宽、载波频率进行估计, 参数估计的精度会直接影响解调器的性能, 带宽、载波估计的方法很多这里不再赘述, 具体可参看文献[6, 7], FM盲解调的原理框图如图3所示。

FM解调后, 得到的是带有载波的内调制信号的同相分量或正交分量, 进行Hilbert变换得到复解析信号, 对其进行载波恢复后再进行识别。

3 信号自动调制识别方案

待识别的信号集为{BPSK、QPSK、BPSK/FM、QPSK/FM、FSK/FM}。从信号的瞬时特征出发, 提取出2个特征参数将信号识别出来。

3.1 参数设计

3.1.1 改进的包络特征参数RNew

信号的包络特征参数R反映的是信号包络的变化程度[8]。PSK类信号受成型滤波器和瞬时相位跳变的影响, 其瞬时幅度波动明显增大, 而FM、FSK信号属于恒包络信号, 可以通过该参数将PSK信号同其余信号分离开来。

常用的信号包络特征是直接对接收到的信号进行包络特征分析, 但由于瞬时幅度特征在低信噪比下受噪声影响增大, 差异减弱, 导致该参数抗干扰性能欠佳, 改进后的包络特征使用接收信号的自相关函数作为其输入信号, RNew定义如下

式 (7) 中, R (τ) 为信号的自相关函数, σ2为自相关瞬时幅度的方差, E为均值, 计算中为保证量纲一致, 对均值作了平方处理。

FM信号的自相关函数可表示为

FSK信号的自相关函数可表示为

式 (9) 中, Eb为码元内正弦脉冲信号的能量, Tb为码元周期, ωi为第i个载波频率分量。

对PSK信号, 其自相关函数可表示为

由式 (8) ~式 (10) 可知, FM信号的自相关函数受时延τ和调制信号m (t) 积分的影响, 但由于余弦函数的作用其瞬时幅度恒定不变。FSK信号的自相关函数只与时延τ有关, 其瞬时幅度也恒定不变。PSK信号的自相关函数除了受时延的影响, 还受升余弦函数自相关的影响, 可以发现经过自相关后, FM、FSK依然是恒包络信号, 而PSK信号瞬时幅度差异被放大, 有效的改善了包络参数的识别性能。对信号集内的信号在不同信噪比条件下进行了仿真, 得到常用和改进后的包络参数特征图如图4、图5所示。

由图4、图5可知, 常用包络参数在12 d B处, 特征值已比较接近, 不能识别出PSK类信号, 而改进后的参数特征在-8 d B处仍表现出较大差异且较为稳定, 故改进后的参数能在更低的信噪比下将PSK类信号识别出来, 有效的改善了识别性能。

3.1.2 基于谱线特征的参数Spn

不同调制方式的信号经过非线性变化后往往具有丰富的谱线特征[9]。对于PSK类信号, 其n次方谱表现出丰富的谱线信息, 如BSPK信号的2次方谱、QPSK信号的4次方谱含有明显的离散谱线, 故可以通过检测信号的n次方谱是否存在离散谱线将这类信号识别出来, 信号n次方谱检测参数Spn定义为

Spn用于反映信号n次方谱的波动情况, 当有离散谱线存在时, n次方谱波动较大, 当离散谱线不存在时, n次方谱较为平坦, 通过设置阈值加以区分。

3.2 分类器设计

根据上文对信号特征及特征提取算法的讨论和分析, 提出了一种基于决策树的信号调制自动识别算法, 共提取出2个特征参数, 设置了4个不同的门限, 完成对{BPSK、QPSK、BPSK/FM、QPSK/FM、FSK/FM}信号的识别, 本文中的待识别信号为经过下变频后的近似零中频信号, 具体的调制识别流程图如图6所示。

4 算法仿真及性能分析

计算机仿真采用Matlab软件实现, 实验条件如下:调相信号BPSK和QPSK的码元速率fb为20Kbps, 频偏Δf为码速率fb的0.05倍, 采样率fs为带宽Bw的4倍, 成型使用升余弦滚降滤波器, 滚降系数α为0.35;2FSK信号码元速率fb为20 Kbps, 调制指数为1, FM二次调制内调制采用上述BPSK、QPSK、2FSK信号, 调制指数h为0.5, 内调制信号载波等于码速率, 参与识别的信号采样点数为4 096点, 在高斯白噪声环境下, 信噪比在-5~35 d B范围内变化, 在每个信噪比下进行100次蒙特卡罗实验, 统计不同信噪比条件下信号的识别率, 信号识别率曲线如图7所示。

由图7可知, BSPK信号在0 d B时, 识别率能达到90%以上, 当信噪比高于2 d B时, 识别率达到了100%, QPSK、FSK/FM信号在-5 d B识别率达到了100%, 识别效果较好。PSK/FM信号的内调制为PSK信号, 在盲解调过程中由于参数估计精度的原因, 导致PSK信号相位信息有一定的损失, 识别效果有所下降, 在SNR高于4 d B时, 识别率能达到90%。

改变仿真参数设置条件, 包括数字信号的码速率fb、频偏Δf、成型滤波器滚降系数α以及FM调频信号的调制指数h, 采用相同的方法进行仿真。

测试发现在表1给出的参数范围内, 仍能达到相同的识别效果。综上所述, 本文提出的算法抗干扰能力强, 适应范围广, 能在较低信噪比下达到较为理想的识别效果。

5 结束语

针对卫星链路中常用的二次调制信号和PSK类进行了识别研究, 通过提取信号时域频域的瞬时特征, 提出了一种基于决策树的调制识别算法, 完成了对信号{BPSK、QPSK、BPSK/FM、QPSK/FM、FSK/FM}调制方式的自动盲识别。该算法简单易于实现, 通过计算机仿真表明, 在不依赖先验信息的条件下, 算法对载波频偏、码速率、滚降系数、调制指数不敏感, 抗干扰能力强, 稳健性高, 能很好的满足非协作通信中信号调制识别的要求。

摘要：研究了卫星通信中常用的二次调制信号和PSK类信号的自动盲识别算法。从信号时域和频域出发, 提取了能反映调制方式差异的瞬时特征, 并对这些特征进行了理论分析。在区分非恒包络信号时, 引入了自相关处理, 改进后瞬时幅度包络特征差异更加明显, 在对二次调制信号进行识别时, 引入了FM盲解调用于恢复内调制信号, 内调制PSK信号的识别采用基于谱线特征的识别算法。最后通过计算机仿真验证了其识别性能, 在信噪比不低于4 dB时, 对信号集内的信号识别率达到90%以上。

关键词：二次调制,调制识别,FM盲解调

参考文献

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调制信号 篇6

一、数字信号处理模块概述

数字信号处理模块的应用主要是为了完成数字变频、调制以及处理等工作,对于其电路而言,构成部分有ARM、FPGA以及必要的接口电路等,在数字信号处理模块中,其基础带有无线电技术的通用数字平台,该平台不仅具有良好的开放性,还具有一定的通用作用,能够很好的吸纳各种软件,以便满足不同用户与环境的需求[1]。而软件无线电的使用则需要以现代通信为基础,其中心则是数字信号处理技术,同时还需要得到微电子技术的支持。由于这一通用数字平台有ARM、FPGA的支持,可以很好控制AGC。总的来说,数字信号处理模块对数字调制信号参数估计具有重要作用。

二、数字调制信号参数估计算法的实现

要研究数字调制信号参数估计算法的实现,具体来讲可以从以下几方面入手:

2.1高阶统计量载波估计

之所以选用高阶统计量载波作为实现数字调制信号参数估计算法,主要是由于这种算法具有很好的抗噪声作用,即便是在信号相对微弱的情况下依然具有良好的识别能力,但值得注意的是,在该算法计算量相对大的情况下,应通过一些措施适当减少计算量,并做好粗估计,确定好估计范围,然后再搜索,然而,在实际搜索中,还要关注搜索步长与计算量之间的关系,当搜索步长变小的情况下,估计精度便会提升,反之估计精度则会降低,这就需要联系实际情况提出一种既能减少计算量,又能确保估计精度且可以变化的搜索方法。

为实现这一目标,应先估计接收机噪声,不让接收机出现热燥声等情况,进而保证了算法性能,可以让信号源在有线方式的作用下完成信号接收,在信号源传输BPSK信号时,就可以从接收机中看到一些高低起伏的信号,在这一过程中要忽略热燥声的影响[2]。在研究中发现,当SNR为5时,信号会受到周围噪声的干扰,产生高低起伏变化,但由于该信号为调制信号,它的频域就会比其他部分高一些,然而,要避免直接估计频域,防止出现误差,只要选择粗估计即可,粗估计只是转移了频谱,还有效防止了信号丢失的发生。

2.2小波变换码元速率估计

对于小波变换来说,能够精准的确定盲信号码元速率,同时,利用小波变换码元速率完成数字调制信号参数估计,可以有效减少不利因素对算法的影响,信号预处理也可以减少频偏的出现,这些都为小波变换码元速率的应用奠定了基础。在利用小波变换码元速率出来前端滤波时,要先完成信号处理,这样不仅可以有效提高信噪比,还能减少外界因素所带来的不良影响[3]。通过研究发现,在SNR为5时,并没有出现信号频偏,且BPSK信号还出现了部分峰值,在既定周期中小波变换系数还存在相对稳定的情况,但有些BPSK信号也会受到一些影响,继而影响到峰值,一般来讲,当信噪比多大或多小的情况下都会影响信号,很可能还会出现算法失效的情况,面对这一现实,就需要通过频偏减少小波变换系数所带来的影响,进而强化算法性能。

2.3循环谱联估计算法

对于循环谱来说,整个计算过程计算量相对较大,这就需要应用FAM算法完成计算,在利用该算法中,应先将数据分成多个小部分,然后为各个数据加窗,同时为各个数据进行傅里叶转换,再完成相关处理,且再次实现傅里叶转换,最后将有价值的数据展示出来。在实际应用中发现,部分信号为摆脱带外辐射的影响,在正式发射前会形成一定的基带信号脉冲,而这些脉冲也会带来不利影响,这就需要应用汉明窗实现加窗,这也是提高算法性能的有效方法。

结束语:通过以上研究得知,数字调制信号的应用是为强化数字信号传输效率,保证传输效果,而数字调制信号的实现也需要得到一些参数估计算法的支持,针对这种情况,本文联系数字信号处理模块基本情况,重点研究了三种参数估计算法,并指出了这些算法在实现中容易出现的问题,同时也提出了合理解决办法,希望能为相关人士带来有效参考,做好数字调制信号设计工作,提高通信能力。

摘要：对于数字调制信号来说,因其质量较好所以在很多领域都有应用,然而在应用中却发现,它很容易受电磁干扰,怎样从电磁环境中获得高效精准参数估计就成为研究重点,因此,本文将数字信号处理模块基本情况入手,从三个角度分别研究数字调制信号参数估计算法的实现。

关键词：数字调制信号,参数,估计算法

参考文献

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[2]林财永,张国毅.基于AR功率谱和STFT的混合调制信号参数估计算法[J].雷达与对抗,2013,03:31-34+45.

调制信号 篇7

二元偏移载波 ( Binary Offset Carrier, BOC) 调制信号源于GPS系统现代化, 目的是为了军民信号分离, 并同时提高卫星导航信号抗干扰、抗多径能力[1]。BOC调制信号由码速率和副载波速率2个参数决定, 简化表示为BOC ( m, n) , 以1. 023 MHz频率为基础, 副载波速率为: m×1. 023 MHz, 扩频码速率为: n×1. 023 MHz。对于BOC ( n, n) 调制信号, 是指矩形副载波速率与扩频码速率相同的调制信号, 称为同阶二元偏移载波调制信号。同阶信号是二元偏移载波调制信号中的一种重要信号类型, GALILEO系统信号总体规划中采用了该类信号, 在与GPS系统进行信号兼容性协商过程中, 曾选用BOC ( 2, 2) 和BOC ( 1, 1) 。在其他卫星导航系统建设及信号体制升级中, 该类信号也有可能会被采纳, 因此研究其信号接收具有重要意义。

BOC调制类信号虽然带来了导航系统应用性能的提升[2], 却增加了导航接收机的设计、实现复杂度, 这根源于BOC调制信号相关函数的多峰性。相比于常规扩频体制信号的相关函数的“三角形”, BOC相关函数多峰值会造成信号跟踪可锁定在多个平衡点, 称为跟踪模糊性。这会引入额外测距误差, 影响定位精度。

目前提出了多种方法来解决该问题, 典型的有“bump-jump”方法、过采样 方法、双边带 方法、“BPSK-like”方法和多路相关支路信号进行加权方法等[3,4,5,6,7,8,9,10]。但应用的对象是其他参数的BOC信号, 专门针对同阶BOC信号研究的少, 且采用的方法主要是使用多个支路信号加权来降低相关函数的边峰。若直接将常规的非模糊性跟踪方法应用于同阶BOC信号, 存在实现复杂, 需要相关器数目多、硬件资源消耗大和信噪比损失等问题。针对同阶BOC卫星导航调制信号特点开展研究, 从接收机角度设计实现了一种新型非模糊性跟踪算法。

1 信号跟踪分析

BOC调制信号的复包络公式表示为[11]:

式中, {a k}为数据调制后的扩频码单元值; cTs ( t) 为副载波, 周期为2Ts; unTs ( t) 为扩频符号, 矩形脉冲时间为nTs, n为一个扩频码内的副载波半周期数; θ和t0的数值表示相位和时间的任意偏移。

BOC调制在原有扩频体制基础上增加了一矩形副载波, 电文与扩频码调制形成的信号再与副载波进行调制。对于同阶BOC调制, 因码速率、副载波速率相同, 故可在同一个信号产生时钟驱动下产生矩形副载波信号和扩频码数据, 两者再进行调制处理。在副载波作用下, 信号频谱以左右对称方式分布在中心频率两侧。

1. 1 信号跟踪模糊性

扩频信号跟踪是本地信号不断与接收信号匹配的过程, 扩频信号的相关峰是体现跟踪正确与否的标志。BOC调制信号本质仍属于扩频信号, 可将码和副载波合并在一起, 等效成一路信号。在MAT- LAB R2008环境下, 生成一随机伪码序列, 再产生一组矩形副载波信号数据。同阶BOC信号中伪码信号速率与副载波速率相同, 其相关函数与速率无关。扩频码相关函数 ( 记为Rpn) 、同阶BOC信号相关函数 ( 记为Rboc) 、BOC信号与扩频码相关函数 ( 记为Rboc / pn) 及其绝对值的归一化图形如图1所示, 其中同阶BOC信号相关函数有3个峰值。

信号跟踪体现为码跟踪环路和载波跟踪环路, 2个环路均由鉴相器和环路滤波器组成。码跟踪环路用于跟踪接收信号的扩频码相位, 载波环路用于使本地载波的频率和相位与接收信号相同。鉴相器用于鉴别出码相位或载波误差, 环路滤波器用于滤除噪声。BOC信号跟踪与扩频信号跟踪相比, 差别在于相关函数不同, 故环路滤波器对信号跟踪没有影响, 有影响的是与相关函数相关的数据量, 即与码鉴相器有关。

扩频信号码跟踪使用延迟锁定环路 ( Delay Lock Loop, DLL) [12,13], 以扩频码良好的相关特性为基础, 以扩频码的相关函数为基础, 在中心点左、右两侧各放一个相关支路 ( 即相位超前和相位滞后支路) , 通过比较这2路相关信号的偏差得到码相位修正量, 再通过环路滤波器降低噪声后调整本地产生的码相位, 以期与接收信号的码相位对齐。当码相位中心精确跟踪时, 相位超前和相位滞后支路所对应的相关值几乎相等, 在噪声影响下修正量围绕一数值上下波动。通常相位超前、相位之后支路的相关间距为0. 5个码片, 鉴相器为“超前—滞后”幅度。对扩频码、同阶BOC信号鉴相曲线仿真, 给出了间距为0. 5个码片下结果, 如图2所示。

扩频码的鉴相曲线仅有1个零点, 是信号跟踪的平衡点, 此时码相位误差为0, 信号正确跟踪。同阶BOC信号的鉴相曲线有3个零点, 在这3个零点处信号均可进行跟踪, 但仅有中间的零点是真正的信号跟踪平衡点, 对应的码相位差为0, 即信号跟踪存在模糊性。其余2点虽然可进行信号跟踪, 但从图2中可看到存在码相位误差, 均约在0. 25码片位置处, 用于测距时会引入额外的距离误差, 造成伪距测量错误。以1. 023 MHz码速率为例, 伪距误差约为73 m, 信号接收时应避免出现该问题。

1. 2 信号跟踪模糊性解决方法分析

以码跟踪鉴相曲线是否存在模糊点为准则, BOC信号跟踪模糊解决方法可分为2类。

1. 2. 1 模糊点未消除的跟踪方法

通过引入多路相关支路, 构建信号的相关峰值, 通过比较相关器积分值大小确定是否跟踪在正确的信号相位上。中间的峰值最大, 左右两边的峰值依次减小; 若不是则 需要调整 到该模式。 “bump-jump”方法是典型代表, 使用了5个相关支路信号: 时路 ( P) 、超前路 ( E) 、很超前路 ( VE) 、滞后路 ( L) 和很滞后路 ( VL) 。

1. 2. 2 模糊点消除的跟踪方法

模糊点消除的跟踪方法思路如下:

①通过接收BOC的一半频谱信号, 等效成BPSK ( Binary Phase Shift Keying) 方式, 使信号相关函数成近似三角形, 因只接收一半信号能量, 存在3 dB损失。使用信号全部2个边带时, 可避免能量损失, 但需要增加2个滤波器, 2个独立的通道单独处理信号的上、下边带后再将信号进行叠加;

②通过算法构建新型的码鉴相器。通过对多个相关支路信号的相关积分值按照一定系数进行加权处理, 获得单调的码鉴相曲线, 所需相关器的数目可达14路。通过副载波相位可消除相关函数多峰性, 通过“VE + P”技术由2个相关支路即可实现, 基于此技术进行信号跟踪时, “超前—滞后”鉴相共需要4个相关支路[8,9]。

BOC信号跟踪仅接收其单边带信号时, 可使用BPSK相同的跟踪方法, 其余方法均是以引入多路相关器为代价。从图1中可以看出, BOC信号与其对应扩频码的相关函数Rboc / pn中不存在模糊点, 可将其作为码跟踪鉴相曲线, 实现同阶BOC信号的非模糊跟踪。若同阶BOC信号是导频, 且不含任何调制信息时, 可直接使用该方法。若含有电文等信息时, 无法直接使用, 需加入符号判别来实现。

2 同阶 BOC 信号跟踪算法

2. 1 算法设计

采用符号判决的码跟踪鉴相器控制量输出量为:

式中,

根据BOC信号谱密度公式[11,14], 利用相关函数与谱密度的变换关系, 可求其相关函数解析式为:

欲证明式 ( 2) 工作正确, 需证明:

结合式 ( 12) 、式 ( 13) 和式 ( 14) , 通过计算可得以下结果:

从以上结果可以看出, 虽然存在等于零的情况, 但不存在正负反号, 故可不需要考虑。

2. 2 实现架构

算法实现架构如图3所示。本地码和副载波共用1个NCO, 与扩频信号跟踪框架相比, 仅增加了1路相关支路。码鉴别器的牵引范围为0. 5个码片, 线性范围为0. 5个码片。只要同阶BOC信号捕获时, 码相位差在一个码片范围之内, 码鉴别器都可以进行跟踪。与其他方法相比, 该方法实现简单, 跟踪范围大, 达到了仅有扩频码而没有副载波的扩频信号的跟踪范围。

3 仿真验证

接收机处理卫星导航信号时, 经历从天线、下变频、中频采样、去除多普勒、与本地码相关、积分累加、滤波、捕获、跟踪、锁定和数据解调等信号处理过程。接收机之间的这些功能细节可能有所不同, 但基本上以这种或那种形式存在于接收机中。对于BOC信号, 与C / A码信号类似, 接收机收到的模拟中频信号可表示为:

式中, A为信号幅度; c ( t) 为扩频码; D ( t) 为数据; sc ( t) 为矩形副载波; ωIF为载波频率; Δω表示由多普勒等因素引起的频移; Φ0为载波相位; n ( t) 为噪声。

选择同阶BOC信号参数n为1, 模拟中频设为5 MHz, 采样频率20 MHz, 以式 ( 19) 为仿真模型, 模拟接收机接收到的BOC调制信号。以采样频率为间隔, 生成一组数据, 整个数据全部以采样时间为基础。载波NCO、码NCO位宽均为32位; 通过模拟信号源, 每次计算1 ms数据。载波NCO按照FPGA方式, 按照频率控制字carrier_nco进行累加。当累加值大于4 294 967 295时, 则表示NCO溢出, 将当前数值减去 ( 232- 1 ) 的差值作为当前NCO累加值。当前的信号角度为:

本地信号的复载波数值为cos ( θ) + jsin ( θ) , 与接收信号进行相乘则得到数字下变频后的数据。码NCO采用同样的方式进行处理, 按照超前、即时和滞后分别生成3路扩频码数据和矩形副载波数据, 内部均含有长度为3的数组变量, 用于模拟移位寄存器, 在码NCO的驱动下依次更新。码片计数达1个码周期时, 则存储当前积分值, 开始计算码跟踪环路和载波环路, 通过环路滤波器获得新的NCO控制字。基于该非模糊性码鉴别器, 进行仿真以验证其正确性。

仿真时, 接收BOC信号的码相位在130码片位置, 信号码相位捕获误差可以设置, 范围为0. 9 ~ 0. 1个码片, 信噪比为 - 20 dB, 多普勒频移为4 kHz, 码环路圆频率20 Hz, 阻尼系数0. 707, 码环路滤波器带宽5. 3 Hz。仿真时, 从码相位捕获误差从超前和滞后2个方向进行试验, 以验证所有可能的码相位偏差。

码相位捕获误差超前、滞后0. 9个码片下的仿真结果如图4和图5所示。在仿真过程中, 进行了多次试验, 每次的初始捕获误差不同, 最终的仿真结果均相同。根据仿真结果, 从前后范围进行考虑, 遍历了所有的码相位误差可能, 最终的码跟踪在正确位置上, 不存在码环路锁定在错误位置上现象, 彻底消除了同阶BOC信号跟踪模糊性。

4 结束语

针对同阶BOC调制信号的非模糊性方法进行了研究, 依据BOC信号与扩频信号相关函数本身特性, 结合选择合适的相关间距, 构成了一种新的非模糊码鉴相器, 与其他方法相比, 具有线性范围宽、跟踪范围大的特点, 可实现在整个码片范围内的非模糊性跟踪, 适用于非相干码延迟锁定跟踪环路。该算法实现简单, 与常规BOC信号非模糊性跟踪方法相比, 硬件实现占用资源小, 在卫星导航接收机通道数目多的情况下, 资源占用优势会更加明显。