PWM调制

PWM调制（精选7篇）

PWM调制 篇1

摘要：通过分析PWM基带数字信号的调制与解调原理, 提出了利用555定时器实现PWM调制, 并利用巴特沃斯滤波器来实现解调功能。先利用Multisim10对电路进行仿真设计, 确定其实际可行性。然后利用Protel99SE对电路进行PCB设计, 再利用刻板机进行PCB刻制, 焊上元器件并调试, 最后的电路测试结果表明, 该电路较好实现了PWM信号的调制与解调。

关键词：PWM,555定时器,调制,解调

0 引言

随着现代通信中, 数字电路的大量应用, PWM基带信号作为信息处理的中间信号或辅助信号, 在实际数字通信终端中是很常见的。由于PWM信号的抗噪声性强, 经济, 节约空间等优点, 目前被很多领域广泛使用。PWM的一个优点就是从处理器到被控系统, 信号都是数字形式的, 不需要进行数模转换, 信号以数字的形式进行传递可以将噪声的影响降到最低, 因此实际的模拟信号在传输时大多是先转化为数字信号。

传统的模拟信号调制成PWM信号的过程比较复杂, 其大致设计方法将输入的模拟信号经过瞬时抽样, 再通过比较器输出[1]。

此电路相对比较繁琐, 因此我们尝试通过555定时器的运用寻找一种简便的方法用来实现PWM信号的调制。

1 555定时器调制PWM信号的原理

1.1 电路结构与原理

PWM基带信号调制的电路, 由一个555定时器、三个电阻和一个电容构成的, 主要功能是将输入的模拟信号转变成数字信号输出。只要将施密特触发器的反相输出端经RC积分电路再接回到它的输入端, 便构成了单稳态振荡器。图1为PWM信号调制的原理图, 在555定时器的控制端加上一个变化电压Vk进行一系列的调节后, 两个比较器的参考电压就发生了变化。当两个参考电压变大或减小后, 555电路的阈值电压和触发电压就跟着发生了增大或减小, 振荡电路的振荡频率就随之发生了相应的变化, 矩形波的宽度就随着控制端输入模拟信号Vk的电压变大而变大, 随着输入模拟电压变小而变小, 就可以实现PWM—脉冲宽度调制。图1中555定时器的5号脚输入模拟信号, 经过PWM信号产生电路, 在定时器的3号脚上便可产生PWM信号。

1.2 PWM电路性能分析

1.2.1 PWM的脉宽与调制信号Vk的关系

由RC电路的分析可知:在电容上的电压UC从充、放电开始到变化至某一数值UTH所经过的时间可以用公式 (1) 计算:

其中, UC (0) 是电容电压的起始值, UC (∞) 是电容电压充、放电的终了值。

PWM电路的输出脉宽随Vk瞬时值变化。由于555定时器控制端加入不同的电压值, 将会有不同的阈值电压和触发电压, 每次电容充放电所对应的Uc (0) 和UTH将会有所不同, 所以才会产生不同的电压幅值对应不同的脉冲宽度。

1.2.2 周期T0与调制信号频率的关系

对产生的PWM信号要实现理想的解调, PWM的输出脉冲应反映调制信号的特征。设调制信号的最高频率为fcmax, 根据抽样定理, 触发信号的频率f0=1/T0>2fcmax, 即触发信号周期

2 PWM电路特性参数分析

PWM电路对输入信号参数值有一定的范围要求, 当激励源的电压值在Y轴负半轴时, 电路不能正常进行调制与解调, 无法正确输出波形。当其振幅超过了直流电压源的幅值UCC, 将会出现了类似情况, 因此要选择合适的信号频率和幅值对电路的特性进行研究。在本次研究中Vk采用正弦波和三角波两种信号, 当输入模拟信号选择周期为20ms, 幅值选为2V, 能够实现较理想的结果。

3 PWM信号的解调原理

调制的信号方便在信道上传输, 在通信终端还需要将已调信号进行还原。PWM信号的解调电路是由巴特沃斯低通滤波器组成的, 将已调信号通过用由一个三极管加上一个非门和两个电阻、一个电容组成的反应中间态信号的电路。中间态信号波形将电容C1的充放电过程反应出来, 再将信号通过一个巴特沃斯低通滤波器电路即可将信号解调出来, 输出原来的模拟输入信号。解调电路的原理如图2所示。

4 PCB设计

4.1 PCB板图设计

PCB合理布局很关键, 如果布局不合理, 有时会出现电磁干扰, 虚焊等问题。图3为设计的PCB布线图, 电路的线宽均为50mil, 地线和电源线的线宽略加粗, 板图大小为3820mil×2420mil。

4.2 PCB实现

根据PCB线路文件, 利用线路板刻制机制作PCB, 并进行元器件组装, 得到的硬件设计实物图如图4所示。

5 电路仿真设计与硬件测试结果对比

5.1 PWM信号产生电路性能测试

下面从仿真设计的结果和硬件实现结果两方面比较PWM调制电路的性能。

图5和图6为PWM调制电路的仿真设计结果, 以上两图中通道A为模拟信号波形, 分别为输入的正弦波和三角波信号, 其周期均为20ms, 幅值均为2V, 通道B为数字信号脉冲, 即为PWM基带信号的波形, 从图中可以看出在输入模拟信号幅值越大的位置, 相应的PWM调制信号的脉宽就越大, 幅值越小的位置, 响应的PWM调制信号的脉宽就越小。这样PWM产生电路就实现从正弦模拟波形和三角模拟波形转变到数字信号波形的功能, PWM基带信号呈现周期性变化, 实现了脉宽调制的目的。

图7和图8为PWM调制电路硬件测试结果, 通过将幅度为2V, 周期为20ms的原模拟信号和产生的PWM基带信号波形的比较, 可以看出在原模拟信号幅度增大的地方, 基带信号的脉宽也随之增大;在原模拟信号幅度减小的地方, 基带信号的脉宽也随之变小。实现了输出波形的脉宽均随输入幅度的增大而增大, 减小而减小, 实现了PWM基带信号的调制。

5.2 PWM信号解调电路的性能测试

将PWM信号进行解调是本次研究中关键的一步, 因此需要比较输入信号与解调信号来检测解调电路的性能。下面先比较利用Multisim10软件仿真输入为三角波信号时解调结果。

图中波形1为输入模拟信号, 波形2为解调输出信号。通过比较软件仿真结果, 可以看出解调电路能够较好的将原正弦波信号解调出来。它们的幅度均为2V, 周期均为20ms, 只是发生了一些相移。相移的主要原因是抖动等。

图10和图11为实物PCB的示波器测试结果。其中波形1为输入的原模拟信号, 波形2为解调出的模拟信号。从中可以看出通过滤波器后出来的波形基本体现原模拟信号波形特征, 比较理想的完成了滤波功能, 由于电磁干扰等原因造成了解调信号的较小失真。

6 结论

使用555定时器实现PWM的方法比较简单, 在实际应用中具有可实现性, 只要设定合适的触发信号的周期, 可以获得对不同类型、不同频率信号的理想调制效果。在实验过程中, 由信号发生器产生的信号必须加以电平将其全部转化成正值, 才能进行调制, 最终得到解调的效果。通过比较仿真设计结果和硬件实现结果, 可以看出硬件实现较好地达到了仿真设计的效果。实现了利用PWM多谐振荡器完成从模拟信号向数字信号的转换的功能。

实际解调效果与仿真效果在幅值和频率上相同, 但是从波形中可以看出解调信号下部还是有些毛刺, 主要原因可能是电磁干扰等外部不可避免的影响, 但是总体效果还是不错的。

参考文献

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[2]阎石.数字电子技术基础 (第四版) [M].北京.高等教育出版社, 1998, 12:340-352.

[3]路而红.虚拟电子实验室-Multisim7&Ultiboard7[M].北京.人民邮电出版社, 2005, 5:1-21.

[4]陈国呈.PWM变频调速及软开关电力变换技术[M].北京.机械工业出版社, 2001:143-147.

[5]昌盛, 巫秋明.Protel99电路设计[M].北京.人民交通出版社,

PWM调制 篇2

评估一种PWM技术有三个方面标准: ①最大输出线电压基波幅值; ②电流谐波总失真度THD; ③PWM实时算法。根据该标准对现有三相PWM技术综述如下。

①SPWM技术因采用正弦调制波使得PWM输出不含有低次谐波,只含有载频及其倍数附近的谐波,其THD值低,但直流电压利用率( 最大输出线电压基波幅值与直流电压之比) 低[1-3],仅为0. 866; ② 电压空间矢量SVPWM技术因其直流电压利用率达到1,比SPWM高15% 而广为应用,但其PWM算法须确定输出电压矢量Uout所在扇区号而较为复杂[4-6]; ③指定谐波消除SEHPWM技术可以消除对负载影响大的低次谐波,使功率器件在较低的开关频率条件下最大限度地消除低次谐波对电机电流、 转矩的影响[7，8],其直流电压利用率可以达到 π/4, 然而其PWM算法因涉及求解超越方程,计算耗时多,尚难达到实时计算的应用要求; ④三次谐波注入法PWM对正弦调制波叠加适当大小的三次谐波分量以提高所包含的基波分量,合成线电压时三次谐波分量相互抵消,其直流电压利用率较SPWM提高15%[1，2],但难以满足进一步提升直流电压利用率的应用要求。

综上所述,提升PWM最大输出基波幅值且具有相对简单的PWM算法和较低的电流谐波总失真度THD一直是人们追求的目标。为此,本文尝试构建一种称之为“准正弦平顶新调制波”,在对三角载波调制后所生成的三相PWM能显著提升最大输出线电压基波幅值,且具有相对简单的PWM实时算法和较低的THD。由数值分析与实验结果证实了新方法的有效性。

2准正弦平顶调制波

为提高调制波所含基波分量,构建一种新型调制波如图1所示。

图1所示调制波Ur是将正弦波顶部削去后得到的波形,其特征为中间部分为平顶波,两腰为正弦波。对该波形的数学描述如下:

式中,M为平顶高,0 ≤ M ≤1 ; α 为两腰宽,0 < α ≤ π/2。因图1中的三角载波幅值取1,所以调制波平顶高M等同于调制度。

由傅里叶分析可知,式( 1) 调制波所含基波分量幅值大于平顶高度M,并随着调制波平顶宽度的增大即 α 角的减小而增大。当 α → 0时,调制波演变为方波,其基波幅值达 π/4 。虽然扩大平顶宽度带来了提高基波分量幅值的好处,但另一方面,所含谐波分量亦随平顶宽度的增大( 即 α 角减小) 而有起伏变化。为获取最佳调制波,必须解决好增大基波与降低谐波影响二者间的矛盾。谐波影响由谐波失真度来衡量,定义如下:

电压谐波失真度

电流谐波失真度

式中,Uk为k次电压谐波幅值; U1为电压基波幅值。因图1调制波具有1/4周波对称而不含偶次谐波,且线电压中也不含有三次及其倍数次谐波,所以k为非三倍次的奇次谐波次数。

图2、图3分别给出了当M =1时基波及有影响的低次电压谐波失真度UTHD与电流谐波失真度ITHD( 累计谐波至53次) 随 α 变化曲线。图4为5、 7、11、13次谐波随 α 变化曲线。

由图2 ~ 图4表明,随着 α 的减小即平顶宽度的增大,必伴生出谐波影响,这是增大基波分量的代价。然而客观上存在着择优空间,可在其间寻求一个最优点,即在提升基波分量的过程中寻求谐波影响相对最小。不难看出,当 α = 0. 658时,ITHD有一个极小值,对应的基波幅值达1. 19,并且UTHD也在该点附近取得极小值。所含有的5、7、11、13等有影响的低次谐波幅值如表1所示,其中影响最大5次谐波为0,7次谐波幅值仅0. 0337。综合所有情况,可认为在 α = 0. 658取值下的调制波为最佳。

3 PWM算法

确定了最佳调制波之后,对三角载波进行调制,所得到的三相PWM的最大输出线电压基波幅值将比SPWM高19%。如采用不对称规则采样法,其PWM脉冲计算公式如下:

式中,ton与toff分别为每半个载波周期TC/2内的脉宽时间与间歇时间;TC=2π/(ωN)为载波周期;N=fC/f为载波比;ω=2πf为调制波角频率;M=Urm/Utm为调制度;t为载波峰顶或谷底采样时刻。不难看出,由式(4)和式(5)所表述的PWM算法只比SPWM增加了调制波采样角所在区间判别以及据此选择不同脉冲计算公式的环节。对公式中的1/sin0.658项可预先求值作为常量处理。由式(4)、式(5)计算出PWM线电压波形如图5所示。

4谐波数值分析

由调制波的波形特征决定了其PWM线电压所含谐波为非3倍数的奇次谐波群,对此可根据以下傅里叶公式加以计算。

式中,A0为直流分量;Ak为k次谐波余弦分量;Bk为k次谐波正弦分量;ω=2π/T为基波角频率。

取载波比N=33,在全电压范围内计算线电压基波及各次谐波。图6示出了准正弦平顶调制波PWM线电压基波及有影响的N±2、N±4、2N±1等次谐波的相对值(幅值/基值)随M的变化关系,各分量均以直流母线电压Ud为基值。为使同一M值下的基波电压与SPWM的相同以便于对比,将横坐标M按图1准正弦平顶调制波含有的最大基波幅值与三角载波幅值的比值予以放大(下同)。

作为对比,给出了SPWM线电压基波及主要谐波分量与调制度M的关系,如图7所示。

图6与图7有相同的载波比N =33,即开关频率相同。对比显示两种PWM的2N ±1次谐波基本相同,且N ±2次谐波有相同变化趋势。但图6的PWM所含谐波相对丰富,有影响的谐波比图7多出了N ± 4次。然而另一方面,在M∈[0,1]范围内,图7的N ± 2次谐波值明显大于图6的同次谐波,当M = 1时, 其幅值比图6同次谐波大43%以上。纵观两种PWM的谐波群,可以看出准正弦平顶调制波PWM的谐波呈现“多而小”的特征,而SPWM则呈现“少而大”的特征。为得出两种PWM谐波总影响,通常办法是按式( 2) 和式( 3) 分别求出UTHD及ITHD。

图 6 N ±2，N ±4，2N ±1、3N ±2、3N ±4 次电压谐波分量与 M 的关系 ( N =33)Fig. 6 Variation of N ± 2，N ± 4，2N ± 1、3N ± 2、3N ± 4 voltage harmonic component with modulationindex M ( N = 33)

图 7 不对称规则采样 SPWM 电压谐波分量与调制度 M 的关系 ( N =33)Fig. 7 Variation of voltage harmonic componentwith modulation index M for asymmetric regularsampling ( N = 33)

图8示出了准正弦平顶调制波PWM与SPWM在载波比N =33的全电压范围的UTHD及ITHD变化曲线( 累计谐波至200次) 。二者UTHD值很接近,而ITHD值对比大体以M = 0. 55为界,当调制度M > 0. 55时,准正弦平顶调制波PWM线电压ITHD值小( 优) 于SPWM的ITHD; 而当M < 0. 55时,其ITHD值转为大于SPWM,但最大增加量不超过2. 2%。因此,二者在M∈[0,1. 19]全电压范围的ITHD指标平分秋色。

5实验验证

为验证新技术有效性, 搭建了以TMS320LF2407A为控制核心的三相电压型逆变系统,按式( 4) 和式( 5) 算法编制了三相PWM的DSP控制软件,其载波频率为1. 65kHz,死区时间4. 2μs。 直流母线电压311V,负载电机功率为1. 1kW。图9为实测的PWM线电压与线电流波形。

图 8 两种 PWM 的 ITHD 及 UTHD 对比 ( N =33)Fig. 8 Comparison of ITHD and UTHD curves with two PWM ( N = 33)

表2示出了图9( b) 的最大输出线电压基波及各次谐波幅值的实测与计算值。其中基波及有影响的载频附近的N ±2、N ±4次主要谐波值具有良好吻合。由于实测PWM存在“死区”,其作用相当于在理想的PWM输出电压上叠加了一系列窄脉冲而使波形发生畸变,出现少量的5次谐波,以及那些数值较小的谐波值也有所变化。除“死区”影响外,母线直流电压的脉动以及DSP器件只能对数据进行定点处理等因素也是引起波形失真的原因。

所述的DSP控制软件在其他调制度M或调制波频率f取值下,均实现良好的输出电流波形,限于篇幅图略。

6结论

( 1) 通过对所构建的准正弦平顶调制波进行优化,使 α = 0. 658,不仅显著增大了调制波所含基波幅值,而且使伴生出的谐波分量得以有效抑制;

( 2) 采用不对称规则采样法对三角载波进行调制,其PWM算法只比SPWM增加了调制波采样角所在区间判别以及据此选择不同脉冲计算公式的环节,因此,仍不失为简单的PWM算法;

( 3) 所得三相PWM基波分量与调制度M间有严格的线性关系,其最大输出线电压基波幅值比SPWM高19% ,比SVPWM高3. 2% ,电流谐波总失真度ITHD在调制度M∈[0. 55,1]区间低于SPWM的相应值,虽然在M∈[0,0. 55]区间高于SPWM,但增量不超过2. 2%。实验结果证实了新技术的有效性。

摘要：为提升三相PWM最大输出基波幅值,构造了一种优化的准正弦平顶调制波,采用不对称规则采样法对三角载波进行调制,所得三相PWM最大输出基波幅值比SPWM高19%,比SVPWM高3.2%,电流谐波总失真度ITHD在调制度M∈[0.55,1]区间低于SPWM的相应值,在M∈[0,0.55]区间虽高于SPWM,但增量不超过2.2%,新技术的PWM算法简单。实验结果证实了新技术的有效性和优越性。

PWM调制 篇3

1 PWM调制技术

随着电力电子技术、微电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法, 如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用, PWM控制技术获得了空前的发展。到目前为止, 已出现了多种PWM控制技术, 根据PWM控制技术的特点, 到目前为止主要有以下几种方法:等脉宽PWM法、随机PWM法、SPWM法、等面积法、硬件调制法、软件生成法等。这里主要介绍最后两种。

1.1 硬件调制

硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的, 其原理就是把所希望的波形作为调制信号, 把接受调制的信号作为载波, 通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。该方法通常采用等腰三角波作为载波, 当调制信号波为正弦波时, 所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单, 可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路, 用比较器来确定它们的交点, 在交点时刻对开关器件的通断进行控制, 就可以生成SPWM波。但是, 这种模拟电路结构复杂, 难以实现精确的控制。

1.2 软件调制

由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易, 因此, 软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法, 其有两种基本算法, 即自然采样法和规则采样法。自然采样法的原理是以正弦波为调制波, 等腰三角波为载波进行比较, 在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波, 但由于三角波与正弦波交点有任意性, 脉冲中心在一个周期内不等距, 从而脉宽表达式是一个超越方程, 计算繁琐, 难以实时控制。规则采样法是对自然采样法的改进, 其主要优点就是是计算简单, 便于在线实时运算, 其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低, 线性控制范围较小。

2 TMS320F2812芯片

TMS320F2812是TI公司推出的一款用于控制的高性能、多功能、高性价比的32位定点DSP芯片。

TMS320F2812采用1.8V的低核心电压, 运行速度达到了150MHz, 采用了32位的处理器内核, 改进了中断响应和处理速度, 改进了存储器管理, 具有更高的C/C++编程效率。并带有18k×16位0等待周期片上SRAM和128k×16位片上FLASH (存取时间36ns) 。其片上外设主要包括2×8路12位ADC (最快80ns转换时间) 、2路SC1、1路SP1、1路McBSP、1路e CAN等, 带有两个事件管理模块 (EVA、EVB) , 分别包括6路PWM/CMP、2路QEP、3路CAP、2路16位定时器 (或TXPWM/TXCMP) 。每个事件管理器模块可同时产生多达8路的PWM波形输出。由3个带可编程死区控制的比较单元产生独立的3对 (即6个输出) , 以及由通用定时器比较产生的2个独立的PWM输出。

3 基于TMS320F2812的PWM调制

TMS320F2812的事件管理模块EV可以产生PWM信号。为了产生PWM信号, 可以先使用一个定时器来重复PWM的周期, 用一个比较寄存器来存放调制值。定时器计数器的值 (TMS320LF2812的定时计数器有连续增、连续减、连续增减等几种计数模式) 不断地与比较寄存器的值进行比较, 当两个值相匹配时, 相关输出产生从低到高 (或从高到低) 的变化。当第二次匹配产生或周期结束时, 相关输出会产生另一个变化 (从高到低或从低到高) 。输出信号的变化时间由比较寄存器的值决定。这个过程在每个定时器周期按照比较寄存器不同的值 (比较寄存器每次装载不同的值) 重复, 这样便产生了PWM信号。具体实现如下:

1) 通过设置TxCON (定时器控制寄存器) 来确定采用连续增/减计数模式 (或其他模式) 。计数器按设定的时间单位连续向上计数, 当计数到设定的峰值时, 计数器立即向下计数则生成三角载波。在计数器计数过程中, 如果设定的比较寄存器的值与计数器的值相等时PWM脉冲输出端口自动输出高电平或低电平。

2) 通过设置比较方式控制寄存器ACTRA来确定PWM脉冲输出端口电平为:强制高/强制低/高有效/低有效 (根据功率器件的特性来定) 。

3) 通过设置比较控制寄存器COMCONX确定各路PWM脉冲输出端口间为哪一种切换方式: (1) 当计数器的值为零时切换 (2) 当计数器的值等于设定的峰值时进行切换 (3) 立即进行切换。

实际应用中, 通过调节载波频率或比较寄存器的值输出一系列不等宽的控制脉冲以满足不同的控制要求。

对于连续增计数模式, 比较寄存器的值代表周期开始至第一次比较匹配产生之间的持续时间 (不运行阶段的时间长度) 。该持续时间等于定标输入时钟的周期乘以TxCMPR的值。因此, 运行阶段的时间长度 (输出脉冲宽度) 等于 (TxPR) - (TxCMPR) +1个定标输入时钟的周期。

对于连续增/减计数模式, 在增计数和减计数时, 比较寄存器可以有不同的值。运行阶段的时间长度 (输出脉冲宽度) 等于 (TxPR) - (TxCMPR) UP+ (TxPR) - (TxCMPR) dn个定标输入时钟的周期, (TxCMPR) UP是增计数的比较值, (TxCMPR) dn是减计数的比较值。

本文程序采用C语言编写。利用TMS320LF2812的事件管理器的EVA模块定时器产生T1PWM的信号波形。

4 结论

本文采用具有抗干扰性能强、控制信号输出稳定、电路设计比较简单等优点的软件控制调制方法, 以TI公司的TMS320F2812为核心器件, 采用TMS320F2812的事件管理器的EVA模块, 最终编程实现PWM调制技术, 得到脉冲宽度不断变化的PWM调制信号。

摘要：该文论述了一种基于DSP芯片TMS320F2812的PWM调制的软件实现方法:使用TMS320F2812事件管理器的EVA模块产生PWM信号, 并通过软件编程实现。仿真与实验结果表明:采用DSP实现的PWM调制技术不但经济、节约空间, 而且抗噪性能强, 是一种值得广大工程师在许多设计应用中使用的有效技术。

关键词：TMS320F2812,PWM调制,EVA模块

参考文献

[1]熊健, 康勇, 张凯, 等.电压空间矢量调制与常规SPWM的比较研究[J].电力电子技术, 1999 (1) :25-28.

[2]周卫平, 吴正国, 唐劲松, 等.SVPWM的等效算法及SVPWM与SPWM的本质联系[J].中国电机工程学报, 2006, 26 (2) :133-137.

PWM调制 篇4

场致发射显示器(Field emission display,FED)是一种主动发光型的全固体化的平板显示器,它与CRT一样,都是用高能电子轰击荧光粉而发光。FED具有自主发光的特性,因此不需背光源,且在低工作电压下就可产生和CRT相近的高亮度。FED显示器不仅体积小、重量轻、亮度高、分辨率高、显示质量好,而且响应速度快,是一种具有光辉前景的新一代平板显示器。FED必将成CRT的最好继承者,且有望在市场竞争中占据重要地位[1,2,3,4]。

灰度对于图像显示和彩色化是一个非常重要的指标。FED驱动电路系统主要由前级采集与控制系统、灰度调制驱动模块和电源等组成。灰度调制驱动模块是整个FED驱动电路系统的核心,目前由于专用芯片的缺少,成为FED的难点所在。灰度调制常见的方法主要有以下几种:幅值调制法、空间灰度调制法、时间灰度调制法[5]。由于时间灰度调制法采用纯数字调制技术来实现图像灰度调制,因此应用广泛。它是利用人眼的视觉暂留特性,可以在时间上将一个显示周期分成若干个时间片断,通过控制显示单元在一个周期中显示的时间片断数来实现灰度级。常用的时间灰度调制法主要有帧灰度调制法、子场灰度调制法、脉冲宽度调制法(Pulse width modulation, PWM)。

1 改进型PWM灰度调制法的研究

各种显示器由于其结构、工作原理不同,实现灰度显示的方案也不尽相同。本文介绍的灰度调制方法适合于大面积显示的丝网印刷制备阴极的场致发射显示,满足它的驱动电压的要求和高质量、高分辨率的要求。

从FED的显示原理可知FED像素单元场发射电流的大小取决于两个因素:一是驱动电压的大小二是供给阴极的电流强度驱动电压的高低直接决定了发射电流的强弱,这是FED的固有特性,是器件的内在因素。理论上讲幅度控制法(Pulse amplitude modulation,PAM)和PWM都适用于FED。但是PAM方法在电路实现上比较复杂,每一路输出都要经过D/A变换,再驱动功率输出级,使得电路成本高。另外,该驱动方式的输出电压与亮度之间的线性度也不好,因此FED的灰度调制主要还是采用PWM方式。目前主要应用美国Supertex公司生产的灰度调制驱动芯片HV632来实现PWM灰度调制[6,7]。其功能是将输入的8位数据直接调制成脉宽表示的灰度信号,即PWM方式,并进行功率放大,它输出的高压脉冲信号送至FED显示屏相应的R、G、B三基色像元引线电极驱动显示。每个显示像素可实现256级灰度。采用HV632芯片作为FED灰度调制驱动芯片,基本上能满足我们研制的FED显示屏的各项参数的需要,但随着分辨率和亮度要求的不断提高,其工作电压低、电流小、集成度不高的缺点也逐渐显现。此外,HV632的驱动管开关速度较慢,不利于更高分辨率图像的显示。

对于高达XGA级典型的场致发射显示器,它的最大扫描脉冲宽度约为21.7 μs(帧频60 Hz,行数为768行),实现256级灰度级性能,灰度脉冲增量就等于21.7 μs除以256,或者说是0.085 μs,这是一个非常短的脉冲。按照一般现有技术方案,第n个灰度级是用一个脉冲来驱动显示器而实现的,该脉冲的宽度等于所述灰度增量乘以n。对于低级数n,所述驱动脉冲的脉冲宽度可能在显示器的RC时间常数范围内。均匀PWM调制的前提是假设像素单元的RC时间常数为零的理想情况,但是实际中场发射像素单元可以等效为一个RC阻容网络,由此每一寻址的阴极单元都具有某一确定的RC时间常数,当用脉冲电压信号驱动阴极像素单元时,就会造成驱动电压的高频成分衰落,在灰度级低端,驱动脉宽短,信号失真尤为明显,这就造成亮度对驱动信号脉冲宽度的响应是非线性的,因此必须考虑到像素的等效RC滤波效应。

1.1 理论模型

三极型的FED的等效电路模型如图1所示[8]。其中,CGC是栅极和阴极间的等效电容,RG是栅极到阴极电流所形成的动态电阻,而IAC表征阳极搜集的电流强度,用来表征发光亮度。Ri为在栅极串入的保护电阻,R0是在阴极串入的取样电阻,RL是负载电阻。其中:

$R{}_{\text{G}}=\frac{\partial V{}_{\text{G}}}{\partial {\rm I}{}_{\text{G}}}=\frac{1}{(1-\alpha )g{}_{\text{m}}}(1)$

式中,gm为场发射器件的跨导,α为阳级收集电流率。该电路和BJT的等效电路十分类似,在PWM方式下,像素工作在饱和区,其幅频特性决定了器件的最高工作频率,也就是PWM的最小脉冲宽度。

将驱动电路和像素的等效电路串连在一起,同时忽略R0的影响,可以得到VGC的频域特性为:

$\begin{array}{l}V{}_{\text{G}\text{C}}=V{}_{\text{i}\text{n}}\frac{\frac{R{}_{\text{G}}\frac{1}{jwC{}_{\text{G}}}}{R{}_{\text{G}}+\frac{1}{jwC{}_{\text{G}}}}}{\frac{R{}_{\text{G}}\frac{1}{jwC{}_{\text{G}}}}{R{}_{\text{G}}+\frac{1}{jwC{}_{\text{G}}}}+(R{}_{\text{i}}+R{}_{\text{o}\text{n}})}\\ =\frac{R{}_{\text{G}}}{(R{}_{\text{G}}+R{}_{\text{i}}+R{}_{\text{o}\text{n}})+jwC{}_{\text{G}}(R{}_{\text{i}}+R{}_{\text{o}\text{n}})R{}_{\text{G}}}(2)\end{array}$

由式(2)知该电路表现出来的是低通特性,因此,对快速变化的驱动波形,会产生失真,从而对灰度调制的线性度产生影响。还可以看出随着频率的升高VGC迅速衰减,对应PWM的脉冲波形在时域的表现就是上升和下降时间增大。随着脉冲频率的升高VGC将跟不上调制脉冲的变化。这时VGC的波形就严重失真。当VGC的峰峰值衰减到小于阈值电压的时候,FED屏就不会发光。也就是说,对应于该占空比的灰阶就将无法显示。

场致发射器件的像素RC时间常数可以在几百纳秒到几个微秒,例如,对于分别为100 kΩm和20 pF的每像素电阻和每像素电容,它的RC时间常数为2 μs,对于XGA级给定的灰度脉冲增量为85 ns,会有50%以上的灰度级受到脉冲畸变的影响。尽管可以通过优化显示器的结构来降低像素RC时间常数,仍然会在最初的若干灰度级存在灰度失真[9]。

因此可以这样做,提供一个与第一灰度级(n=1)相应的第一驱动脉冲,其脉冲宽度大于该场致发射显示器的像素RC时间常数,该脉冲宽度等于非理想(非零RC时间常数)场致发射显示器和相应的理想(零RC时间常数)场致发射显示器各自的总负荷响应-驱动脉冲宽度曲线之间的脉冲宽度间隔。该宽度间隔是两条曲线之间在相互总体上平等的部分的水平距离,如图2所示。

图中包括一个假想的理想场致发射显示器的灰度和亮度曲线,理想场致发射显示器的像素RC时间常数为零纳秒,还包括一个非理想的场致发射显示器灰度和亮度曲线,以及用均匀PWM方法灰度和亮度曲线。可见采用改进PWM使得FED的亮度响应趋于理想线性。

使用这种改进型的PWM方式能够减少信号在灰度级低端的损失,在大多数灰度级上显著减小亮度误差,还能实现比现有的PWM方法更多的灰度级总数。

1.2 改进型PWM灰度调制法优化设计

由人眼的视觉感应曲线可知,人对光刺激的响应是呈指数变化的,与RC电路的响应具有同样的性质(视觉光强与电容电压类似)。令L为刺激光线的光强,L′为人眼感觉的光强,τ=RC为时间常数,则:

$L^{\prime }=L\left(1-\text{e}{}^{-\frac{t}{\tau }}\right)(3)$

当编码置“1” 的时间段内,人眼的亮度响应如式(4)描述:

$L{}_1=L\left(1-\text{e}{}^{-\frac{t}{\tau }}\right)+L{}_0(4)$

式中:L1为人眼的亮度响应;L为光刺激亮度;t为该时间段内的有效光刺激时间。L0为该段指数曲线开始上升时刻已经存在的人眼亮度感觉 (即上一个下降指数段的最后时刻值)。

在编码置“0”的时间段内,人眼的亮度响应如式(5)描述:

$L^{\prime }=L{}_1\text{e}{}^{-\frac{t}{\tau }}(5)$

式中:t从0开始到下一个编码置“1”的时间段有效时间到来时结束;L1为上一个上升时间段最后时刻的亮度值。

图3(a)、(b)分别为一场图像时间内编码01010000和10100000的二进制分时PWM的人眼感觉亮度曲线图。可以看出二进制分时PWM由于高位所占的时间较长,单位时间亮暗转换次数少,与理想亮度曲线拟合度低。即使256阶灰度显示的最大的亮暗转化速率也仅为每场4次,对应用最多的中间灰度值还会不可避免地造成亮暗转换速率大大下降到每场1次左右。在实际显示应用中当观看者眼球运动时,会带来视觉闪烁、人为色分离、中间色调失真、动态图像不稳定等缺陷。

根据人眼的视觉特性建立最优的PWM模型,进而根据模型的最优解来得出最优PWM算法。提高PWM编码亮暗转换速率与时间分布的均匀性。可实现以下两个优化目标:单位时间亮暗转换次数最大化和亮暗转换频率均匀化。最优PWM实际上就是对“1”亮态和“0”暗态编码的最佳时间分配以及相互位置的均匀化。为了简单化模型,可考虑成当灰度值小于8时实际上是对“1”进行均匀分配,其他位置为“0”; 当大于8时实际上是对“0”进行均匀分配,其他位置为“1”。且第X级灰度分配关系与第15-X级正好相反,故可以只考虑灰度值小于8的情况,就可推出大于8的情况。通过进一步的将模型简单化,只需考虑灰度值小于8的情况,就是在15个位置上分配“1”,使其均匀。由上述数学模型最终建立以下表达式:

$\begin{array}{l}Y=X(6)\\ {\displaystyle \sum _{i=1}^{X}u}{}_i=15{\rm Z}=\min (u)(7)\end{array}$

$0\le \max (u{}_i)-\min (u{}_i)\le 1,{\displaystyle \sum _{i=1}^{X}u}{}_i=15u{}_i\in {\rm Z}(8)$

式中,X为该PWM的灰度等级,Y为转换次数,Z为转换频率,ui是X级灰度PWM中的第i个闪烁单元的长度(0≤i≤X)。

为了满足单位时间亮暗转换次数最大即要满足:输入为X级灰度时(假设16级灰度),当X小于8级灰度,转换次数为X次(即是其输入灰度值,即处于“1”的状态的数量);当X大于等于8级灰度,转换次数为15-X次(即是15-输入灰度值,即为处于“0”状态的数量)。当亮暗转换次数等于其灰度值时亮暗转换次数取最大值,数学表达式如式(6)所示。根据需要将亮暗转换一次的包含的二进制码定义为一个闪烁单元,例如:在“111010111100000”中“1110”,“10”,“111100000”各为一个闪烁单元。则可推出亮暗分布的均匀化充要条件为:①PWM后每个闪烁单元的长度差不超过1(即ui≤1);②PWM后每个闪烁单元中“1”的个数差不超过1;③ PWM后每个闪烁单元的“0”的个数差不超过1。故约束条件如式(7)与式(8)。根据已得出的亮暗分布均匀化充要条件,只需算出PWM中每个单位的最小闪烁单元长度min(ui)(最大闪烁单元长度max(ui)=min(ui)+1),其闪烁单元数即是灰度值,就可获得最佳的PWM的编码波形。解出上式,可看出该式中的Z等于15除以X之后取整,这样就可获得最优化PWM中最小和最大闪烁单元的长度。

1.3 功能模块设计与实现

根据灰度最优化模型,可以建立最优的灰度算法。该算法的程序流程图,如图4所示。其中灰度算法模块电路组成如图5所示。比较电路判断输入灰度值是否大于8,如果不是则选通运算电路1,否则选通运算电路2。

图6是仿真的波形图,在输入信号为0110(灰度值为6)时,输出信号即通过最优算法的PWM编码为101010100100100,经验证满足最优条件。由于该灰度算法的传输带宽是由LSB(二进制表示法中一个数字的最低数值或权的那一位)所占的时间决定,所以虽然增加了编码的长度但是该算法无需提高带宽,只是增加一个灰度算法单元。

2 结果与分析

图7是均匀PWM调制下的灰度-亮度曲线图,从图中可以看出考虑了显示器的RC时间常数,第一驱动脉冲的宽度大于RC时间常数,在较低灰度等级,脉冲宽度增量是一样的,因为在较低亮度级,眼睛感应是线性的,但是,在较高的灰度级,眼睛对亮度的感应就不是线性的了,因此做了Gama校正,它们的脉冲增量比低灰度级的大。,对于20以下的灰度级,它的不良效应会使亮度降低至少20%,而利用改进型的PWM亮度误差当n>7时小于3%,而当n<7时,亮度误差是无关紧要的,因为在正常的工作条件下,n<7时的亮度值对于人眼来说是不可识别的。

低逸出功印刷型 64 cm彩色FED样机照片如图8所示。从演示效果图来看,我们研制的FED样机演示的视频图像较为清晰细腻,亮度较高,画面质量较为理想。但是还存在一些不足,如色彩不够鲜艳,白平衡效果不好,亮度、对比度还有提升的空间,图像显示的均匀性不够,图像存在干扰等。

3 结 论

本文根据FED显示器响应特性,设计了改进型PWM灰度调制方法,通过确定驱动脉冲顺序,结合人眼的视觉特性设计了最优PWM调制技术,通过调整驱动脉冲增量,实现了单位时间亮暗转换次数最大化和亮暗转换频率均匀化的优化目标。同时通过采用FPGA控制技术实现了改进型PWM灰度调制,减少了FED图像灰阶损失,提高了图像显示质量,为FED显示器灰度调制方法的改进提出了新的思路。

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PWM调制 篇5

与传统的二电平变频器相比,多电平变频器的主要优点有: ①由于功率器件串联使用,单个器件耐压降低,可以安全地提升整个系统输出功率; ②单个器件耐压降低使输出dv/dt减小; ③多电平输出合成的正弦波中谐波成分减少[1]。基于以上优点,多种拓朴结构和调制策略被相应提出,目前多电平变频器的拓扑结构主要有二极管钳位型,飞跨电容型和级联型多电平变频器。以上各种多电平变频器都具有各自的优点和不足之处,其中,级联型多电平变频器采用若干低压PWM功率单元相串联的方式来实现直接高压输出,对电网谐波污染较小,电流谐波含量较低,输入功率因数较高,并且不必采用输入谐波滤波器和功率因数变换器,在高压大功率领域应用较为广泛[2]。本文在介绍级联多电平变频器拓朴结构及其常用算法基础上,提出了一种新的改进调制策略,通过实验和仿真对该方法的性能与优点加以分析和证实。

2 级联型多电平变频器改进调制算法原理

2.1 三角载波移相PWM法

三角载波移相PWM法(Triangular carrier phase shifting PWM—PSPMW)是目前在级联型多电平变换器中应用最为广泛的方法[3]。图1为单相级联型多电平变频器的拓扑结构。每个功率单元均为H桥逆变电路结构,输出端依次串联,对功率开关器件采用SPWM控制,每个模块的SPWM信号是由三角载波和正弦调制波比较产生,同一相各模块的正弦波都相同,但每个模块的三角载波与它相邻模块的三角载波之间有一个相移。若三角波的周期为Ts,则N级模块相串联时载波依次滞后时间为VT=TS/N,这就是所谓的载波移相控制理论[3]。对于B相和C相,只需将正弦调制波依次移动120°相角即可得到。在实际应用中,常采用同相调制算法,其原理如图2所示,每一相的不同功率单元使用的正弦调制波的幅值和相位相同,左右桥臂的调制波相位相反,而每级功率单元的三角载波形状相同相位不同,各载波间相角依次移动VT,该法的优点是在不提高开关频率的条件下使等效开关频率提高到原来的2N倍,有助于提高整个系统的等效载波比,从而大大减小输出谐波。然而,在线性范围内,其最大调制比为1,直流电压利用率不高,同一时段内有多级功率单元参与了PWM控制,器件开关频率偏高,开关损耗较多。

2.2 改进调制策略原理

文献[4]提出了一种控制自由度组合的多电平PWM控制方法生成思想,具体而言,对于多电平逆变器的调制波形,至少有频率、幅值、相位和叠加其它分量等多个自由度。如果把不同控制自由度按照一定的原则进行相互组合,将产生一些具有实际意义的新型多电平逆变器PWM方法。基于这一思想,从提高直流电流利用率和减少开关损耗这一角度出发,本文将文献[5]提到的一种二电平普通三相桥式逆变电路的调制策略应用到级联型多电平变频器中,得到了级联型变频器的一种新的调制方法,其原理如下:在PSPWM法的基础上,给三相调制信号叠加一个组合信号Up,设三相调制信号分别为

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{r}\text{u}1}={\rm M}U{}_{\text{m}}\sin (\omega t)\\ U{}_{\text{r}\text{v}1}={\rm M}U{}_{\text{m}}\sin (\omega t+120°)\\ U{}_{\text{r}\text{w}1}={\rm M}U{}_{\text{m}}\sin (\omega t+240°)\end{array}(1)$

其中M为调制比,令

$U{}_{\text{p}}=-\min (U{}_{\text{r}\text{u}1}+U{}_{\text{r}\text{v}1}+U{}_{\text{r}\text{w}1})-1(2)$

得到新的三相调制信号为:

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{r}\text{u}}=U{}_{\text{r}\text{u}1}+U{}_{\text{p}}\\ U{}_{\text{r}\text{v}}=U{}_{\text{r}\text{v}1}+U{}_{\text{p}}\\ U{}_{\text{r}\text{w}}=U{}_{\text{r}\text{w}1}+U{}_{\text{p}}\\ \end{array}(3)$

Uru1, Urv1, Urw1, Up及Uru, Urv, Urw的波形分别如图3所示。

可以看出,不论Uru1,Urv1,Urw1幅值的大小,Uru,Urv,Urw中总有1/3周期的值是和三角波负峰值相等的,其值为-1。在这1/3周期中,并不对调制信号幅值为-1的一相进行控制,而只对其他两相进行PWM控制,这样可以使器件的开关频率比原来减小1/3,较大地提高了系统的效率,这是选择式(2)的组合信号Up的一个重要原因。本文称此种方法为改进调制波PSPWM法(improved modulating wave PSPWM—IMPSPWM)。采用该方法时,计算功率器件开通和关断时间可以在PSPWM法常采用的对称规则采样法的基础上作相应的调整,原理如图4所示:图中的θi为三角波中点采样时刻的角度值,Ts为三角波的周期。采用图2的同相调制原理,以式(3)中新的三相调制信号替换三相正弦调制波,如图4所示,应用相似三角形法求得A相功率单元左桥臂的上桥功率器件的SPWM控制信号开通时间tg和关断时间td分别为:

$\{\begin{array}{l}t{}_{\text{g}}=\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}}{4}\left[1-U{}_{\text{r}\text{u}}(\theta {}_i)\right]\\ t{}_{\text{d}}=\frac{3{\rm T}{}_{\text{s}}}{4}\left[1+U{}_{\text{r}\text{u}}(\theta {}_i)\right]\end{array}(4)$

同相控制算法的左右桥臂的正弦波的相位相反,所以右上桥臂功率器件的SPWM控制信号可表示为:

$\{\begin{array}{l}t{}_{\text{g}}=\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}}{4}\left[1+U{}_{\text{r}\text{u}}(\theta {}_i)\right]\\ t{}_{\text{d}}=\frac{3{\rm T}{}_{\text{s}}}{4}\left[1-U{}_{\text{r}\text{u}}(\theta {}_i)\right]\end{array}(5)$

B相和C相的计算方法只需将上述式(4)式(5)中的Uru分别替换为式(3)中的Urv和Urw,但是对应的三角载波完全相同,这样在系统实现时就可以较简单地计算出三相各功率单元的导通和关断时间。

3 系统实现

系统采用六级功率单元串联,三相共18个功率单元,共需36路触发脉冲,控制部分结构图如图5所示:

主控制器采用熟悉的TMS320F2812,该芯片是TI公司C2000系列电机控制专用电路的高端产品,指令周期可达150MHz,完全可满足实时计算和控制。其主要功能有:①完成SPWM脉冲的实时计算,将计算的数据实时传给逻辑器件FPGA,实现36路脉冲的触发; ②与18个功率单元中的控制器通信,控制功率单元的工作,并实时传输功率单元的运行状态; ③与上位机(PC机)通信,实现高压变频器的远程控制; ④与西门子S7-300系列PLC通信; ⑤实现模拟量与开关量的输入、输出。FPGA主要实现多路SPWM脉冲的实时输出,将产生的脉冲通过光纤传输给功率单元。功率单元驱动板采用AT89C51单片机进行控制,完成功率单元启动、旁路或关闭并实现功率模块的保护功能,当发生故障时,能够及时地完成旁路、切除故障功能并通过光纤发送给上位机控制器。S7-300PLC完成外部一些端口数据的采集,同时和PC机通信,可以实现触摸屏对变频器的控制操作。

主控程序包括主程序,PWM中断服务程序以及实现(2)~(5)式的计算子程序,并存有以0.1°幅度递增的一个周期范围的正弦函数值,以方便各计算子程序在实时计算过程中查用。主程序完成系统启动与停止控制、系统参数初始化、通讯、系统的监控与保护功能,在完成调制波频率、三角波频率和调制比初始化后,计算出初始θ值和偏移角度值VT,在确认所有功率单元完成启动准备工作时,开启中断,程序进入循环状态,等待中断发生,同时读取电压电流和功率单元的状态,进行实时显示。中断程序完成每个功率单元SPWM脉冲的计算,该中断程序开始先取出上一轮计算的三相脉冲高低电平时间,输出到FPGA中,使其根据所给的时间产生相应的多路脉冲,在送出时间后,接着调用脉冲计算程序,计算出下次FPGA所需要产生脉冲的高低电平时间,将计算所得的数据存储到指定的存储区,供下次传给FPGA需要,最后中断程序给θi加上错位移相角度值VT后返回到起始地址。脉冲计算程序实时调用各计算子程序,通过查表和运算,得到各个功率器件的高电平时间tg和低电平时间td,B相和C相的计算只需将式(4)和式(5)中的Uru分别替换为Urv和Urw。

4 仿真与实验

在Matlab/Simulink环境下建模,分别对PSPWM法和IMPSPWM法进行仿真。采用六相功率单元级联,三相负载基本参数如下:电阻R为50Ω,电感L为100mH,每个单元的直流侧电压为577V,基波频率50Hz,载波频率200Hz,调制度M=1。为方便对比分析,图6、图7给出了两种方法的相电压、线电压波形和频谱图。对比图6的相电压波形可知,改进后开关次数明显减少,这和图3的分析是一致的,这是改进调制策略的优点之一,但相电压质量有所下降,如果仔细分析图3就会发现,Up实质上是由3次谐波和直流分量叠加而成的,这些分量叠加到正弦调制波时会引入到相电压中,我们可以在图7中清晰地看出相电压中含有明显的3次谐波和直流分量。不过,各相3次谐波和直流分量在三相系统可以完全抵消,因此输出线电压不受加入组合信号Up的影响,图7中可以看到线电压中只包含少量高次谐波,这继承了PSPWM的优点。由图4可知,改进调制方法后,调制度大于1时不会影响到系统的实现,仿真结果测得改进调制方法后调制度可达到1.15,远高出采用PSPWM法的最大调制度1,因此直流电压利用率可得到明显提高,仿真测得线电压基波幅值可达到6852V,而PSPWM最大为5991V,这是IMPSPWM法的第二个优点。

实验的主电路如图5所示,采用6000/577V移相变压器降压,分别输入到各功率单元中,六个功率单元输出电压叠加在一起构成一相输出,系统输出6KV线电压,输出三相电压接高压电动机,采用VVVF控制,调制比M随输出电压和频率的变化在0.6~1.15之间变化,电机参数为:额定功率960KW,额定转速1475r/min,额定电压6KV,运行频率在30Hz~50Hz之间。高压下变频器输出电压波形可以用隔离变压器降压后通过电流互感器来测量其输出波形,比例为6000/100V,用示波器测量到输出电压波形如图8~10所示。

实验结果表明,线电压输出波形良好,验证了此种调制策略应用于大功率三相风机,泵类等变频调速场合的可行性。通过调试及各项参数检测,电机运行稳定、可靠,达到了预期的效果。

5 结论

基于控制自由度思想,提出了在调制波中加入由3次谐波和直流分量构成的组合信号的改进调制法,详细论述了该法原理和系统实现方法,并进行了仿真和实验。结果表明该方法除具有PSPWM法的固有优点外,还能使调制度达到1.15,直流电压利用率提高,并使开关次数减小,系统效率提高。此外,从仿真实验中我们测得该法输出共模电压有所增加,今后可进一步研究这些控制自由度的不同组合,找到一种更优的控制方法。

摘要：本文简单介绍级联型多电平变频器的拓扑结构及其通常采用的载波移相控制的工作原理,根据它的优缺点,提出了一种新型的适用于级联型多电平变频器的改进PWM调制策略,阐述该策略的原理,并给出了其系统的实现方法。使用MATLAB软件对该法进行建模和仿真,结果表明新方法比载波移相法具有更好的控制效果。基于级联型高压变频器平台进行了实验,采用TMS320F2812 DSP,FPGA和PLC实现系统的数字控制,实验结果论证了该方法的可行性。

关键词：载波移相控制,调制策略,系统实现

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PWM调制 篇6

目前国内永磁操动机构电源控制单元主要有两种, 第一种是采用磁吹式接触器控制, 优点是控制方式简单, 但明显缺点是智能控制程度差, 极易损坏。第二种是采用智能控制单元配合储能电容器来控制分闸与合闸操作, 由储能电容器为线圈供电, 优点是达到了一定程度的智能化控制, 储能电容器作为供电单元主要具有充电时间短、无需复杂的充电及保护电路, 瞬间能提供出合闸与分闸所需的足够能量。但缺点是电容器也有它致命的弱点, 由于经过多次的充放电以及环境温度等多种因素的影响, 电容器的使用寿命远低于理论计算值, 经过多年实际使用数据统计, 储能电容器基本上运行4~5年时间必须进行更换, 才能保证断路器可靠运行[1,2]。

本文设计了一种永磁智能控制单元, 它是在综合分析多种控制因素后, 设计的一种应用于直流屏控制模式下的更为可靠的智能控制单元, 即可采用直流屏 (不需要储能电容器) , 可以对断路器的合闸、分闸特性曲线进行软件调控, 使永磁机构的输出特性与断路器负载特性更为有机的结合, 更易实现智能化控制, 极大地提高了断路器可靠性。

1 永磁控制单元系统结构及功能

永磁智能控制单元是与永磁真空断路器配套的一种智能控制单元, 采用DC 220V直流屏供电模式, 主要完成断路器的分闸与合闸控制。控制器采用高性能的32位嵌入式处理器, 采用脉宽调制 (PWM) 斩波数字调制方式, 硬件采用绝缘栅双极晶体管 (IGBT) 电路驱动方案, 使控制分闸与合闸曲线更加平滑[3]。

1.1 永磁控制单元系统结构

永磁控制单元系统主要由CPU、电源模块、通信模块、分闸与合闸驱动单元、分闸与合闸输入信号 (包括就地、远方信号) 、分闸与合闸位置信号、直流屏电压输入与LED指示输出信号等线路组成, 如图1所示。

1.2 永磁控制单元系统功能

永磁控制单元智能控制单元具有以下主要功能:断路器的合闸、分闸操作功能;闭锁功能;防跳功能;失压脱扣功能;通信及故障记录等功能。永磁控制单元分闸、合闸的运动控制方式, 是通过控制单元脉宽调制与PID控制算法, 具有分闸与合闸电流过流保护功能。

2 控制调制程序设计

为保证程序设计的实时性和可靠性。程序设计采用μC/OS-Ⅱ操作系统及ARM处理器, 根据系统的需要, 程序设计了4个任务:

任务1:采用PWM脉宽调制与PID算法进行分合闸操作;任务2:串行通信接收数据, 采用消息邮箱、信号量传递接收到的数据;任务3:串行通信处理, 解释接收到的数据进行相关处理;任务4:初始化目标板和建立其它任务以及建立消息邮箱、信号量 (串行通信采用消息邮箱、信号量传递接收到的数据) , 并进行失压、分闸和合闸按钮判断以及中间位分闸、防跳、合闸闭锁判断等。

任务的优先级别如下:根据任务序号排序, 任务1优先级最高、任务4优先级最低。

程序采用了2个中断源: (1) 定时器O中断:定时器0中断作为μC/OS-Ⅱ时钟节拍的基准源; (2) UART0中断:UART0中断作为实时通信来用。

中断的优先级别如下:定时器0中断:低;UART0中断:高。

主要程序流程如图2、图3、图4、图5所示。

3 驱动电路设计

本系统永磁机构驱动单元采用全桥结构, 在驱动单元中采用IGBT器件做为开关器件来控制分闸与合闸线圈电流。

绝缘栅双极晶体管IGBT器件属于全控型开关器件, 具有开关频率高、控制功率小、采用电压控制、输入阻抗高等优点。IGBT的驱动电路采用美国IR公司专用驱动器件IR2110, 该驱动器件提供二个相互独立的驱动通道, 具有光耦隔离 (体积小) 和电磁隔离 (速度快) 等优点, 图6是驱动线路的原理图[4]。分闸与合闸操作电压检测线路原理, 如图7所示。

分闸与合闸操作电压检测是为了判断该电压是否能满足分闸与合闸操作的需要, 当其低于或高于一定值时就要闭锁断路器分闸与合闸操作, 防止因能量不足而导致操作失败或能量过盈而导致机械特性失效。本系统当直流屏电压在145~265 V范围内, 断路器可以有效操作。当直流屏电源电压在标准的145~265 V范围内时, 本系统根据电压的不同, 共固化了32条PWM分闸与合闸曲线, 由控制软件采用PWM控制调节电压、电流、磁通和驱动力, 实现永磁机构动子运动的控制, 从而控制最佳的分闸与合闸速度, 实现分位与合位的“软着陆”, 并减少分闸与合闸功。图8是当直流屏电源电压在242 V时完成合闸操作功能PWM时序流程图, 测得合闸速度如表1所示。

4 结语

基于直流屏电源及PWM调制的永磁断路器控制单元设计达到了预期目标, 在设计的过程中, 主要是解决不同电压的直流电源以及不同额定电流断路器下的PWM驱动设计方案, 本设计中根据大量的试验数据, 预置了32条PWM分闸与合闸曲线, 根据负载及电压的不同选择其中的一条进行操作, 满足了使用要求。

本开发产品是对储能电容器永磁断路器控制器的一次质的飞跃, 解决电容器的使用寿命问题, 提高了永磁驱动断路器的可靠性, 并在原有永磁断路器的基础上单台节约成本800元。

参考文献

[1]林莘.永磁机构与真空断路器[M].北京:机械工业出版社, 2002.

[2]游一民, 郑军, 罗文科.永磁机构及其发展动态[J].高压电器, 2001, 37 (1) :44-51.

[3]张庆杰, 袁海文.配永磁机构的真空断路器同步分合闸控制系统设计与实现[J].电力自动化设备, 2010 (3) :98-103.

PWM调制 篇7

关键词：离网型风力发电,三相电压型PWM整流器,矢量控制,脉宽调制

0 引言

伴随着全球能源消耗的持续增长以及传统化石能源的可开采量逐年下降, 近年来, 风力发电成为世界各国的研究热点。风力可运行在并网模式下或离网模式下, 离网风力发电以经济、实用的特点成为我国新能源发电中的一个重要发展方向, 它可为偏远地区提供电能[1]。

由于风力发电受风能的影响较大, 为了满足负载对电压和频率的要求, 必须对风能加以控制, 保证系统稳定工作[2]。在并网运行时, 直流侧电压的稳定是由并网逆变器控制的, 机侧整流器负责有功的调节, 以实现最大风能追踪为目的;在离网运行时, 直流侧电压的稳定则由机侧整流器控制。

现有的风力发电系统中大多仍采用二极管不控整流和boost变换器结构, 其结构尽管简单, 控制方便, 但是不控整流使得系统输入电流严重畸变, 产生大量谐波, 使发电机转矩产生振荡[3]。

近年来, 随着电力电子技术的发展, 不控整流器逐渐地被PWM整流器取代。永磁同步直驱风力发电系统, 机侧整流器采用三相电压型PWM整流器, 实现系统输入单位功率因数, 同时获得稳定的直流母线电压[4,5,6]。

笔者研究三相PWM整流器的工作原理与控制方法, 通过Simulink建模分析, 对于SPWM与SVPWM两种脉宽调制方式进行对比分析。

1 三相PWM整流器工作原理

1.1 三相PWM整流器拓扑结构

三相PWM整流器按照直流储能形式分为电压型和电流型两种。三相电压型PWM整流器是目前应该最多的变流器, 典型三相电压型PWM整流器的拓扑结构[7]如图1所示。

输入侧由永磁同步风力发电机等效的三相电压源、三相输入电感构成, 功率电路由6个全控功率开关器件构成, 直流侧由直流储能电容和负载组成。

1.2 三相PWM整流器数学模型

为方便分析, 作如下假设:

(1) 三相电网为对称的三相交流电, 电压波形为正弦;

(2) 三相输入电感及电阻值大小相等, 且三相对称, 在工作范围内不饱和;

(3) 功率开关器件为理想器件;

(4) 器件的开关频率远大于电网频率, 且不考虑死区时间和过渡过程。

图1中各变量定义如下:网侧三相交流电压为Ea、Eb、Ec, 网侧三相电流为ia、ib、ic, 网侧输入三相电感为Ls, 电感电阻为Rs, 直流侧母线电容为C, 直流母线电压为Udc, 直流侧负载电阻为RL, 网侧三相电压的中点为O, 直流侧电压参考点为N, 两参考点之间的电压差为UNO, 同时定义功率开关管的开关函数sk为:

根据基尔霍夫电压和电流定律可得ABC坐标系下的三相电压型PWM整流器的数学模型:

将ABC坐标系下的方程变换至两相旋转的dq坐标系下, 可得[8]:

式中:Ed, Eq—d, q轴电压;id, iq—d, q轴电流;sd, sq—d, q轴开关函数。

可以看出, 模型的d, q轴电流相互耦合, 不利于实现电流的独立控制, 在下面将会提到模型解耦的方法。

1.3 VSR电流控制策略

目前, VSR电流控制技术主要分为两大类, 即间接电流控制和直接电流控制[9]。

间接电流控制主要以相幅控制为代表。间接电流控制的优点在于控制简单, 一般无需电流反馈控制。而其主要问题在于, VSR电流动态响应不够快, 甚至交流侧电流含有直流分量, 且对系统参数波动较敏感[10]。

而直接电流控制, 由于对电流有直接的反馈控制, 可以获得高品质的电流响应, 其中主要包括以固定开关频率PWM控制以及滞环PWM控制等。固定开关频率PWM电流控制的算法便捷, 物理意义清晰, 网侧变压器及滤波器设计较容易, 本研究重点关注固定开关频率且采用电网电动势前馈的PWM控制[11]。

由PWM整流器在同步旋转的dq坐标系下的数学模型式可得:

式中:Vd, Vq—交流侧电压的d, q轴分量, Vd=sdUdc, Vq=sqUdc。

整理得:

由上述公式可以得到PWM整流器在同步旋转dq坐标系下的解耦控制的原理图, 如图2所示。

由图2可以看出, 三相VSR在dq坐标系下的解耦控制实质是向d、q轴电流PI调节后的结果注入耦合分量, 同时引入电网电压d、q轴分量的前馈补偿控制。采用如图2所示的控制方法, 可得:

式中:id*, iq*, Kp, Ki—d, q轴电流给定分量和PI调节器的比例、积分系数。

d轴定向于电网电压的三相电压型PWM整流器的矢量控制框图如图3所示。

由图3可以看出, 电压外环采用PI调节器控制, 主要实现直流母线电压在稳定时无静态误差, 其输出为电流给定信号;电流内环直接控制网侧电流, 主要实现电压外环输出的指令电流的快速跟踪, 具有很好的动态性能。

基于上述优点, 基于电网电压矢量定向的矢量控制方法在实际中得到了广泛的应用。

2 仿真设计

根据图3的控制策略, 本研究在Simulink中分别搭建了仿真模型。

三相PWM整流的主电路如图4所示, 主电路参数为:网侧输入线电压幅值110 V、频率50 Hz, 进线侧电阻1Ω, 进线电感0.01 H, 直流侧滤波电容2 200μF, 电阻负载55Ω, 直流侧电压450 V。

PWM调制模块如图5所示, 其中有两个调制模块, 分别采用SVPWM调制与SPWM调制, Selector用来实现两者的切换, 开关频率都设为10 k Hz。

仿真结果分别如图6~9所示。SPWM调制下与SVPWM调制下的直流侧电压波形如图6、图7所示;SPWM调制下与SVPWM调制下的交流侧a相电压电流波形如图8、图9所示。

从仿真结果可以明显发现, 两种调制方式都能正确稳定运行, 直流侧电压稳定在450 V, 网侧电流与电压同相位, 即运行在单位功率因数下, 仿真结果证实了仿真模型的正确性以及基于电网电压定向的矢量控制策略的正确性及可行性。

此外, 从图6~9中可以明显看出两种PWM调制方式在启动性能方面的差异, 首先观察图6与图7, SP WM调制下, 在0.05 s、0.1 s时直流侧电压分别为约100 V、370 V, 分别如图6中实线圈和虚线圈所示位置;而SVPWM调制下, 在0.05 s、0.1 s时直流侧电压分别为约300 V、420 V, 分别如图7中实线圈和虚线圈所示位置, 这充分说明SVPWM调制下直流电压动态响应速度快, 能够快速地跟踪直流电压指令。

其次, 观察图8与图9, SPWM调制下, 冲击电流振荡剧烈, 冲击电流幅值先逐渐增大然后才逐渐减小, 最大冲击电流达到60 A, 约0.1 s才达到稳定运行状态;而SVPWM调制下, 冲击电流小幅振荡, 振荡幅度也不断减小, 冲击电流最大值仅为54 A, 约0.05 s时就能达到稳定, 这说明SVPWM调制能够有效抑制电流超调, 加速电流响应时间。

3 结束语

通过仿真, 本研究对PWM脉宽调制方法进行了深入探讨, 仿真结果证实了不同脉宽调制方法对于三相VSR的性能的影响, 在同样的开关频率下, SVPWM调制下的系统波形品质更高, 这就意味着在获得相同的波形品质时, SVPWM可以在较低的频率下运行, 大大减小了开关损耗。仿真结果表明, SVPWM能有效改善VSR的动态响应, 对于离网小型的风力发电系统的研究具有参考作用。

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