双调制波（精选7篇）
双调制波 篇1
0引言
城市化进程的推进,电力电缆在电网中的使用数量逐步增多,人们也越来越重视电缆基本数据的普查与管理,而电力电缆识别技术在此工作中则发挥了重要作用。由于传统电力电缆识别技术具有一定局限性,随着社会的发展,已不能适应当前的社会需要了。本文提出了基于双调制波的电力电缆识别技术,这是一新区别于以往的全新的识别技术,论文并对其相关原理和系统设计进行了分析,旨在加强电力电缆的识别技术,准确判断电缆之间关系,为做好我国电力电缆大规模的普查工作提供了相应的技术条件。
1 双调制波识别技术
双调制波识别技术是指把两个正弦波信号叠加起来,由于这两个信号具有不同频率,因而当叠加完之后,需要对其进行频率处理,进而就会产生与TH相反,且具有不同特点的周期信号。由于该信号能够被识别,并且能够进行分析,因而被广泛的应用在电力电缆检测中,通常调制波信号是由800Hz与1200Hz两个正弦波信号叠加组成。需要指出的是,当两个波形频率呈倍数关系时,不可选用。
1.1 信号相位分析
双调制波信号通过FFT计算,就可以获取800Hz和1200Hz两个信号的相位,可以用∮800和∮1200,这个相位是双调制波起点的信号相位,通过这两个点相位,就能够求出800Hz波形信号的峰值。800Hz与1200Hz信号合成以后,就会形成一个周期为400Hz的合成波。
1.2 标准识别判据
通过分析,我们可以知道,在双调制波正相与反相情况下,∮800和∮1200可以满足具有不同关系的计算式。由有交集,因而将其作为电流识别判断,将会有较高准确性。尽管有时在电缆检测中,不能使其直接实现确定电缆目标的目的,但是可以将其用在电气设备的功能检测中。当在检测过程中,检测结果不能满足已匹配判据的要求,需要进一步的调试。
2 发射端设计
2.1 电路结构
在系统12v电源的电池组,逆变器输入电压220v,本级增益为17(200/12)。但是如果占空比较大,二极管的反向恢复电流过大,也会使效率降低,由此可以判断,占空比≤80%。本设计系统是的第一级是高增益DC/DC变换器。
2.2 元件参数
首先需要输入相应的电感参数,该系统中的电路功率P < 20W, 电流为1.7A,电流波动为30% 左右。电感值取2.2u H,二极管选用快恢复二极管MUR460, 开关管选用IRF3205, 其参数电压应力为40V,电流为10A。由于该高增益的升压电路输出为逆变器输入 , 因而需要保持其稳定 ,否则逆变输出的相关正弦波形的叠加信号就会出现畸变 , 因而可以采用PI算法的闭环控制 , 从而使电压定在200V。
3 接收端设计
3.1 带通滤波器设计
众所周之,正常状态下发射双调制波信号的频率分别是为800Hz和1200Hz,其中会有一些干扰信号民的谐波产生,这些谐波的频率常常在50Hz左右,也可能是具有一些高频干扰特点的信号。所以必需设置带通滤波器 , 对干扰信号进行过滤与剔除,最终只将目标双调制波保留。
在普通设计中,我们选用的是4阶巴特沃斯 函数模型,中心预设 频率是l OOOHz, 而带宽频率是500Hz,通过相关软件计算,可以得到相应的电路结构拓扑与参数。
3.2 相位偏移识别和修正过程
在相位偏移识别和修正过程当中,我们需要把800Hz和1200Hz的正弦波信号输入到带通滤波器中 , 并进行仿真。通过观察可以发现,这二种正弦波信号波的增益都在0.45数值附近,与此同时,还可以观察到800Hz信号位置大约出现了40度滞后,而1200Hz信号则出现了65左右的相位超前。双调制波信号经过带通滤波器以后,两组信号间会产生大约105度的相位偏移,此时原有的标准识别判据就已经失去了准确性,需要对数据进行修正。
4 系统软件设计
为了使电力电缆识别技术发挥出更大功效,我们设计了系统软件,该系统主要采用FFT技术。在设计信号发送端模块时,需要通过逆变器SPWM波形进行DSP控制。该系统主要有6个模块,每个模块中都有2个输出端口。
针对全桥逆变中同组桥臂(上下位置)2个开关管自身驱动问题,可实施互补驱动方法进行。但是,开关管在关闭和中断过程中往往需要一段时间,若上下位置的2个开关管同时进行翻转和驱动,易出现两管同时导通现象,这个过程虽然非常短暂,同样能导致管路出现短路,并烧坏2个开关管。因此,在开通管道时,应分别为上下两管增加一定延时,在此期间2和管道均处于关闭状态。
5 结束语
基于双调制波的电力电缆识别技术在电力系统中发挥重要作用,我们要对该技术给予足够重视。在日常工作中,需要加强对电力电缆识别技术的研究与应用,注重系统设计,发挥出电力电缆识别技术的作用,规范电缆管理工作,为大规模电力电缆普查工作提供保障。
摘要：进入21世纪以来,随着信息技术的发展,人们对于电力的需要越来越强。基于社会大背景下本文对基于双调制波的电力电缆识别技术进行了探讨,介绍了双调制波识别技术,分析了发射端与接收端设计要点,总结概括了系统软件设计流程,希望对相关研究领域提供借鉴意义。
关键词：双调制波,电力电缆,识别技术
双调制波 篇2
关键词：复式晶格,光子晶体,直接耦合,双波长,太赫兹波,调制器
0 引 言
THz波是一种电磁波,它的频率范围为0.1~10 THz(即波长范围为3 000~30 μm ),位于电子学过渡到光子学的区域,具有极其重要的学术价值和应用价值。THz波调制器是一种重要的功能器件,是THz系统中不可缺少的一部分。
光子晶体具有光子禁带和光子局域态的特性。通过在光子晶体中填充可调谐物质,利用可调谐物质随温度、电场、磁场和强激光场等变化做出的响应,从而控制THz波出射强度的变化,可以制成基于光子晶体的THz波调制器。李九生等[1]、陈鹤鸣等[2]设计出了多种电控、磁控和光控的光子晶体THz波调制器。2011年陈鹤鸣等[3]设计了一种双波长的光子晶体THz波调制器,但该调制器需要同时引入一个圆形点缺陷和一个椭圆点缺陷,通过这两个不同的点缺陷分别调制两个不同的THz波,不便于操作。
本文提出了一种基于复式晶格光子晶体直接耦合结构的双波长THz波调制器。该调制器在复式晶格光子晶体基础上,采用点、线缺陷组合的直接耦合结构,在圆形点缺陷处引入光控GaAs (砷化镓)[4]作为可调谐物质,利用此点缺陷可同时对双波长THz波进行调制。仿真结果表明:对于两个不同的波长,调制器的插入损耗分别为0.31和0.43 dB,消光比分别为和58.9和67.8 dB,最高调制速率分别为2.22和1.54 GHz。与点、线缺陷组合的同类侧耦合结构调制器相比,直接耦合结构的调制器在调制“断”状态时对光波的束缚能力更强,具有更高的消光比。
1 结构模型和调制机理
1.1 调制器结构
本文中调制器采用二维嵌套复式正方晶格、硅介质柱光子晶体,方形介质柱边长为b=9 μm,圆形介质柱半径为r=5 μm,折射率均为3.4,晶格常数为undefined;背景为空气,折射率为1.0。首先改变光子晶体中心处圆形介质柱的半径,使其成为点缺陷(R=2.3r),然后分别去除点缺陷上方和下方的一部分介质柱来引入线缺陷,点缺陷上下剩余的介质柱作为牵引区,
牵引光波模式,用于导光。光子晶体直接耦合结构是将点缺陷放置在线缺陷中的某一部分所构成的耦合结构,如图1所示。
1.2 调制机理
在图1所示的调制器结构中,点缺陷处填充光控GaAs材料,当没有外部泵浦光时,GaAs的折射率实部为n=3.55,虚部为n′=0,点缺陷处存在两个不同的缺陷模,此时符合谐振频率的THz波耦合入点缺陷,并在点缺陷处谐振,不断积累能量,最终耦合至另一条点缺陷,从调制器出射口输出,调制器表现为“通”;当在点缺陷处外加一定光强和波长的泵浦光时,GaAs的折射率的实部不变,虚部为n′=2.55,此时点缺陷处的两个缺陷模消失,符合原缺陷模频率的THz波就无法在点缺陷处谐振,不能通过调制器,调制器表现为“断”。
2 仿真结果分析
利用2D-FDTD(二维时域有限差分)法来仿真所设计的THz波调制器的性能。调制器由21×23个硅介质柱组成,厚度设计为5个晶格常数,晶格常数a=undefined,调制器四周设有PML(完全匹配层)。
2.1 可调谐点缺陷处的缺陷模特性分析
(1) 当点缺陷处的调制光场强度为0时,GaAs处于基态,其折射率实部n=3.55,虚部n′=0,此时点缺陷处存在两个缺陷模,分别位于4.79 THz(62.691 μm)和4.54 THz(66.076 μm),品质因子分别为922和1785,如图2所示。
(2) 当点缺陷处施加波长为810 nm、入射强度为0.4 μJ/cm2的泵浦光(调制光源)时,GaAs处于光激发态,其折射率实部n=3.55,虚部n′=2.55,此时点缺陷谐振腔处的缺陷模消失,如图3所示。
对比图2和图3可见,随着施加在点缺陷处的泵浦光从无到有,GaAs材料的折射率发生了变化,原本处于4.79 THz(62.691 μm)和4.54 THz(66.076 μm)处的缺陷模消失了,入射光在点缺陷处不能谐振,因而不能耦合入点缺陷,调制器表现为由“通”状态到“断”状态的转变。
2.2 双波长THz波调制器的透射谱分析
在双波长THz波调制器的出射口处设置探测器,仿真出调制器的输出透射谱,如图4所示。
由图4可知,“通”状态时,禁带中出现两个透射峰,而“断”状态时禁带中的透射峰消失。因此,当入射调制器THz波的频率为4.79和4.54 THz时,只要控制外加泵浦光的有无,就可以实现对这两个THz波的通、断调制。
2.3 THz波调制器的性能分析
(1) 将THz波源设置为连续波,波长设为62.691
μm,幅度为1,在调制器的出口处设置监视器。图5(a)所示为点缺陷处不加泵浦光,调制器表现为“通”状态时的时域稳态响应图。图5(b)所示为点缺陷处加泵浦光,调制器表现为“断”状态时的时域稳态响应图。
由图5可知,调制器“通”状态稳定时,THz波的透过率为0.932;调制器“断”状态稳定时,THz波的透过率为1.2×10-6。因此当入射波长为62.691 μm时,调制器的插入损耗为0.31 dB,消光比约为58.9 dB。GaAs材料折射率的响应时间约为100 ps,调制器系统稳定时间约为0.35 ns,因此调制器的整体响应时间为0.45 ns,调制速率最高能达到2.22 GHz。
(2) 将THz波源设置为连续波,波长设为66.076
μm,幅度为1,在调制器的出口处设置监视器。图6(a)所示为点缺陷处不加泵浦光,调制器表现为“通”状态时的时域稳态响应图。图6(b)所示为点缺陷处加泵浦光,调制器表现为“断”状态时的时域稳态响应图。
由图6可知,调制器“通”状态稳定时,THz波的透过率为0.905;调制器“断”状态稳定时,THz波的透过率为1.5×10-7。因此当入射波长为66.076 μm时,调制器的插入损耗为0.43 dB,消光比约为67.8 dB。GaAs材料折射率的响应时间约为100 ps,调制器系统稳定时间约为0.55 ns,因此调制器的整体响应时间为0.65 ns,调制速率最高能达到1.54 GHz。
3 结束语
本为提出了一种基于复式晶格光子晶体直接耦合结构的双波长THz波调制器。通过对点缺陷处施加泵浦光场,改变其非线性材料的折射率,从而使其对应的两个不同缺陷模发生改变,达到一个点缺陷同时控制两个不同THz波长“通”、“断”调制的目的。仿真结果表明:该调制器插入损耗小、调制速率高。与侧耦合结构调制器相比,直接耦合结构调制器在调制“断”状态时对光波的束缚能力更强,消光比更高,在对消光比要求严格的THz通信系统中具有重大的应用价值。
参考文献
[1]Li Jiusheng.Terahertz wave switch based on siliconphotonic crystals[J].Applied Optics,2007,46(22):5034-5037.
[2]Chen He-ming,Su Jian.Optically-controlled high-speed Terahertz wave modulator based on nonlinearphotonic crystals[J].Optics Express,2011,19(4):3599-3603.
[3]陈鹤鸣,徐妍.二维正方晶格光控太赫兹波调制器[J].南京信息工程大学学报,2011,3(1):58-61.
双调制波 篇3
Lamb波是一种在板、壳结构中传播的声波,其波长与板厚处于同一数量级。由于对结构中的裂纹、脱层等微小损伤敏感,Lamb波损伤监测技术成为近20年来结构健康监测领域的研究热点之一[1,2,3,4]。然而,Lamb波的传播特性很复杂,存在多模及频散效应,在某一频率下往往存在多种模式,因此监测信号的分析和处理往往十分困难。为了克服这一问题,研究者往往尝试在结构中激发出单一模式的Lamb波信号,然而,结构类型和尺寸千变万化,只能依靠经验进行尝试,这对损伤监测带来了的不便。
压电材料由于具有正反压电效应,被广泛应用于Lamb波损伤监测研究中。本文根据压电片(PZT)激励与传感模型,对Lamb波激励与采集过程中的模式调制方法进行了分析和研究,给出了Lamb波模式选择性激励与传感的基本原理。
1 Lamb波频散方程
Lamb波是在自由边界条件下,固体结构中传播的弹性波,由上世纪H Lamb先生研究无限大板中正弦波问题而得名。Lamb波传播模式可分为两种,即所谓的对称模式(symmetric modes)和反对称模式(anti-symmetric modes),两者都可独立地在板结构中传播。假设板结构厚度为2d,则在其中传播的两种模态Lamb波波动方程为[5]:
式中,p2=ω2/cL2-k2,k为波数,q2=ω2/cT2-k2,cL和cT分别为纵波和横波波速。
对上述方程组进行求解可以得到多个解,分别对应对称模式S0,S1,S2,……,和反对称模式A0,A1,A2,……,根据Lamb波波动方程,不同频率、不同模式的Lamb波信号的传播速度是不同,即多模及频散效应。图1显示了铝板结构的Lamb波相速度频散曲线,实线为对称模式,虚线为反对称模式,从图中可以看出,Lamb波传播速度不仅与模式有关,而且与信号频厚积也相关。
2 Lamb波模式调制方法
2.1 激励Lamb波模型
由于对方向不敏感,在应用中一般采用圆形压电片作为激励器与传感器。粘贴压电片的结构剖面图如图2所示,其中压电片为圆形,半径为a,厚度为ta,胶层厚度为tb,粘贴结构板厚为2d。压电片在作为激励元件使用时,所加电场一般施加在y方向(压电陶瓷方向3)上,压电片与结构之间采用胶层耦合,二者由此胶耦合层产生的应力相互关联,应力大小由压电陶瓷和结构的各自变形情况决定。从图2可以清晰地得出激励过程中剪应力τ的作用要远大于正应力σ,同时考虑到通常使用的压电陶瓷片为圆形,且d31=d32,所以仅需要考虑压电应变常数d31。
根据Victor Giurgiutiu以及Edward F.Crawley的研究成果[6,7],压电片对结构的剪应力由剪切延迟参数Γ以及压电片半径a的乘积决定,当该乘积较小时,剪应力分布在压电片直径上且比较小,而该乘积较大时,剪应力会集中于压电片的边缘,当理想胶层为无限薄时,剪应力τ(x)完全集中在压电片边缘,可表示为
式中,τ0为作用在压电片边缘的剪应力,a为压电片半径,如图2所示。
根据式(2)给出的压电片激励下的边界条件,利用弹性力学对Lamb波波动方程进行求解,可以得到压电片激励下的Lamb波波动方程位移解[7]:
式中
式中G为剪切模量;kS,kA分别表示对称模式和反对称模式波数。式(3)右端第一部分为对称模式位移解,第二部分为反对称模式位移解。
从式(3)可以发现,不论是对称模式还是反对称模式,其幅值项当中都包含了一正弦函数sin(ka),不论幅值项的其他部分如何变化,各模式的幅值将遵循该正弦函数的变化趋势。而该正弦函数与压电片半径以及波数有关,而波数又和频厚积相关,因此,可以通过调整压电片半径或频厚积(板厚确定时该参数可变为频率)来控制激励出的Lamb波模式。简言之,当ka=(2n+1)π/2时,该模式的幅值达到最大,当ka=nπ时,该模式的幅值为最小。
2.2 压电片传感模型
根据Lamb波群速度的不同,可以分为2种情况。
(1)当Lamb波群速度波长远小于压电片直径时,在传播路径方向上,单个波长所覆盖的压电片区域可以看作是一矩形,波峰与波谷的能量正好抵消,不会引起压电片的反应。因此,在这一情况下,压电传感器的输出与直径和波长的比值有关,其归一化关系AS可表述为[8]
式中,a为压电片半径,λ为群速度波长。从式中可以看出,当压电片直径是波长的整数倍时,传感器得到的信号值达到最小,当压电片直径与波长之比的余数为1/2时,传感信号达到最大。
(2)当Lamb波群速度波长大于压电片直径时,单个波长所覆盖的压电片区域不能看作是一个矩形,因此就不能按照第一种情况进行估计,此时的情况较为复杂。为了简化处理,可以对传感器作一简化,即将压电片简化为内切正方形,再按照式(4)进行估计,只不过将参数a换成。
将激励模型与传感模型整合,最终得到的Lamb波各模式幅值的估计值为
3 实验
对上述Lamb波模式调制方法进行了实验验证,实验试件为6061铝板结构,尺寸为600 mm×600 mm×1.5 mm,实验中主要考查了常用的S0模式和A0模式调制情况。选择的压电片半径为3.45 mm,厚度为0.5 mm,激励信号的中心频率由从30 k Hz变化到430 k Hz,中间以10 k Hz为间隔。为兼顾时间分辨率和频率分辨率,激励信号采用了5波峰正弦调制窄带信号,表达式如下
式中fc为激励信号的中心频率,H(t)为Heaviside阶梯函数,N为sin调制信号的波峰数(文中取5),其时域波形图如图3所示。
实验中,激励信号由Agilent E1441A板卡产生,通过PIEZO EPA-104功率放大器放大后加载到激励压电片上,同时为了便于采集,传感信号由OLYM-PUS V303超声探头(传感机理等同于压电片)传感后通过Agilent DSO9064A数字式存储示波器采集得到,采样频率设定为25 MHz。借助铝板中Lamb波传播群速度频散曲线实现对传感信号中Lamb波模式的选取。
对实验得到的A0模式和S0模式幅值变化情况进行统计,图4,5分别显示了压电片激励并采集到的不同频率下A0和S0模式信号幅值变化趋势,并与式(5)理论计算结果进行对比。从图中可以看出,除A0模式在80 k Hz附近有所差异外,激励出的两种模式信号幅值变化趋势与理论计算结果基本吻合,证明可以采本文所提出的方法对模式进行调制和选择。因此,当压电片尺寸确定后,各模式幅值将惟一决定于信号中心频率,此时可以通过调整激励信号的中心频率来获取期望的Lamb波模式,如图4,5所示。当激励信号中心频率为60 kHz时,可以得到单一的A0模式,而需要较为突出的S0模式时,将中心频率调整到230 kHz左右即可;同时,在频率(频厚积)确定的条件下,可以选择压电片半径参数来获得幅值最大化的期望模式信号,这样的应用事例在Lamb波非线性研究中具有很好的应用价值。
需要指出的是,由于只考虑了激励模型中的正弦项,而没有考虑其他幅值项,因此幅值大小和计算结果会有所区别,但并不影响对幅值变化趋势的判断。
4 结束语
本文在Lamb波频散方程基础上,对压电片激励与传感模型进行了分析和研究,根据压电片激励Lamb波方程位移解,得出Lamb波模式激励调制机理,结合压电传感器尺寸与信号波长的关系,给出完整的Lamb波模式调制方法,并在铝板结构上进行了实验验证。结果表明,借助于结构频散曲线,通过调节激励信号频率(频厚积)或压电片半径可以有效实现Lamb波模式的调制,为Lamb波技术应用过程中的模式选取提供了简单可行的依据。
参考文献
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[5]Rose JL.固体中的超声波[M].何存富,吴斌,王秀彦,译.北京:科学出版社,2005.
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[7]Crawley EF,de Luis J.Use of piezoelectric actuators as ele-ments of intelligent structures[J].AIAA Journal,1987,25(10):1373-1385.
双调制波 篇4
关键词：雷达信号分选和识别,小波变换特征提取
1 概述
雷达信号脉内分析作为电子侦察的重要内容, 受到广泛关注。其中, 脉内调制类型作为一个重要参数, 一直是研究热点。随着雷达信号复杂程度的提高, 单从传统的时域或频域无法完成对脉内调制类型的识别。于是, 越来越多的研究人员将目光投向时频域。目前比较经典的时频分析手段有瞬时自相关法、短时傅里叶变换、Wigner-Ville分布、S变换、小波变换等。其中, 小波变换能够灵活地调节时、频分辨率, 实现对突变信号的良好检测, 是一种重要而有效的信号分析方法。
本文首先构造了时频分辨率调节函数对Morlet小波形状参数进行优化, 再通过Morlet小波变换提取出信号小波脊线, 然后根据瞬时频率与伸缩因子的关系得到时频曲线, 最后基于时频曲线形状识别出信号调制类型。
1.1 小波变换原理
小波函数的定义为:设φ (t) 为平方可积函数, 即φ (t) L2 (R) , 若其傅里叶变换 (ω) 满足条件:
则称φ (t) 为一个基本小波或小波母函数, 并称 (1) 式为小波函数的可容许性条件。将小波母函数φ (t) 进行伸缩和平移, 设其伸缩因子 (又称尺度因子) 为, 平移因子为τ, 令其平移伸缩后的函数为, 则有:
称 为依赖于参数∂, τ的小波基函数, 由于尺度因子、平移因子是取连续变化的值, 因此称为连续小波基函数。
用 对输入信号s (t) 进行分析, 故称 为分析小波或连续小波, 分析的结果称为小波变换。在实际应用中, 小波变换常用的定义有下列两种:
式中:表示共轭。式 (3) 表示小波变换是输入信号s (t) 和小波函数的相关积分;式 (4) 用卷积代替了相关积分。两种定义在本质上是一致的。小波变换通常分别在时间尺度平面的离散网络上 (对应于连续基函数的离散集合) 计算。所以连续小波变换在进行数值计算时, 需将信号和小波都进行离散化。设输入信号s (t) 是实函数, 以采样间隔Ts对s (t) 进行采样, 所得离散序列为s (i Ts) , i, 将式 (3) 中的, t离散化, 即令k Ts及ti Ts, 得连续小波变换公式的离散形式为:
一个能量有限的信号g (t) , , 如果满足相容性条件:
则g (t) 就可称为小波, 其中G (X) 为g (t) 的傅里叶变换所采用的离散小波变换。
2 小波调制识别
常见的小波形式有Haar小波、高斯小波、墨西哥草帽小波、morlet小波等, 其中因为Haar小波只有2个值, 易于计算, 所以选用Haar小波来分析。
Haar小波定义为:
式 (7) 是连续Haar小波, 式 (8) 是离散Haar小波。为了将小波与输入信号采样对齐, 离散Haar基中有0.5的时间偏移。
对式 (9) 取模值得到:
在ni Tp时信号的相位变化突变, 此时小波变换的模值为:
从式 (11) 可以明显地看出, 在一个码元之内, 信号的小波变换幅度是常数;信号的相位发生突变处, 小波变换的幅度会明显不同。
如果a取一个比较小的值 (一个窄小波) , 则在相位发生突变的时候, 信号的小波变换幅度会因为 而出现一个明显的尖峰。
对于FSK信号, 在 (i£1) Tp k i Tp内, 可以得到其变换模值为:
在一个码元期间内, 信号的小波变换幅度是常数。由于FSK信号各子码内的频率不同, 所以其小波变换的幅度值将会出现不同高度的直流电平。
3 结束语
小波算法具有很强的灵活性, a是尺度因子, 是平移参数。这相当于一个可变的窗函数, 它随信号频率的升高而降低, 这样, 持续时间短的高频基函数就可获得很高的频率分辨率。因此, 小波变换是一种理想的瞬态特征分析和提取的工具。小波算法运算速度快, 但是对信号的质量要求较高, 特别是在针对PSK信号时, 在SNR5 d B时已经很难判断信号的编码信息和调制方式。
参考文献
[1]刘波, 文忠, 曾涯.MATLAB信号处理[M].北京:电子工业出版社, 2006.
[2]刘东霞.脉内调制信号的分析与自动识别[D].西安:西安电子科技大学, 2003.
双调制波 篇5
光子晶体是一种人造周期性结构, 这种将不同介电常数的介质按一定规律周期性排列的结构在微米级尺寸下存在着独特的光学特性, 即光子能量禁带 (PBG) [1,2,3], 频率处在能量禁带中的光子, 不能通过该禁带, 而其它频率的光却能畅通无阻。光子晶体因其能控制光子任意运动, 应用非常广泛, 迄今为止, 已有多种光子晶体全光器件被制造出来, 如光波导[4]、滤波器[5]。而在光子晶体中引入非线性点缺陷, 它的应用更加广泛, 如全光开关[6]、全光二极管[7]、光功率分配器[8]、THz波调制器[9], 这些光学器件的出现使信息处理技术的“全光子化”成为可能, 很可能在不久的将来导致一次信息技术的产业革命。
THz波调制器作为一种光学逻辑开关器件, 它可以通过光功率或电流信号调制光路的开、关状态, 被认为是未来全光通信的核心元件。因为光子晶体控制的光波处在THz (太赫兹) 频率范围段, 所以采用光子晶体制备THz波调制器成为该领域的研究热点。文中选择一维光子晶体点缺陷复合结构, 该结构缺陷模具有较高的品质因数Q, 适合用来制备高性能的THz波调制器。随后采用时域有限差分法对光子晶体结构展开数值模拟, 进一步地分析了消光比、响应时间等重要参数。
1 THz波调制器的物理模型
THz波调制器的物理结构如图1所示, 在一块具有Kerr非线性的介质波导上等间距地钻空气孔形成光子晶体。介质波导可以选择砷化镓 (Ga As) 或铝砷镓 (Al Ga As) 等复合半导体材料, 空气孔的半径决定了光子能量禁带 (PBG) 的频率范围, 尺寸在微米级范围内可以形成THz波段的能量禁带。一般地, 所钻空气孔的粗糙程度会导致波的离散, 但运用现代的蚀刻技术可以使这种离散降到最小因此可以忽略不计。光子晶体的缺陷可以通过改变中间第五个气孔的形状形成, 将最中间的气孔选择为方形的气孔, 方形气孔的边长决定缺陷模的位置。方形气孔的两侧等间距地排列四个空气孔。所选择的平板作为一种非线性材料, 满足公式n (E) =n0+n2E2, 其中n2=0.01μm2/W为非线性系数, 复合波导的宽度为0.6μm。空气孔的半径选择为0.12μm, 空气孔的周期距离为a=0.4μm在该种结构下光子晶体存在频率范围在0.21~0.23c/a之间的能量禁带, 这里的频率取为归一化频率, 即归一化频率f’=fa/c。其中f指光波的实际频率, 频率在太赫兹范围内, c指真空中的光速。
之所以选择方形气孔作为点缺陷, 是因为与目前所报道的结构相比[6], 该结构具有更高的Q (品质因子) 值。品质因子定义为Q=f0/2γ, 其中f0表示中心频率, γ指缺陷模的半高宽。点缺陷的存在使光子能量禁带中出现极窄的缺陷态, 禁带范围内的光只能通过点缺陷传播, 光损耗损失很小。品质因子Q可表征缺陷局域光子的能力, Q值越大, 光损耗越小。
采用基于时域有限差分技术的数值模拟方法来分析THz波调制器的透射特性。图2中给出了缺陷在不同边长下的Q值分布, 取缺陷的边长分别为0.22μm、0.23μm、0.24μm、0.25μm、0.26μm, 从图中可以看出, 其对应的缺陷模Q值分别为514、647、742、712、680。可以看出缺陷边长为0.24μm时Q值最高, 因此, 作为THz波调制器的点缺陷边长取0.24μm, 该点的缺陷模中心频率为0.2154 c/a, 见图3中线性缺陷模。由以上分析可知缺陷模的Q值由调制器的缺陷尺寸决定。
2 THz波调制器的数值模拟分析
在非线性情况下, 调制器的缺陷模受到入射光功率强度的影响, 当入射光的功率强度增大时, 受到自由载流子的影响, 平板的折射率上升, 从而使得点缺陷的缺陷模向低频方向移动。数值模拟中选定频率为f1=0.2149 c/a的光波入射, 如图3中所示。
该频率处在缺陷模中心频率的右侧, 与中心频率有一定的频率失谐。当入射光的功率强度不高时, 缺陷模中心位置没有发生变化, 入射光的透射率很低, 约为0.13, 表现为“断”状态。当入射光的功率强度增大时, 缺陷模向低频移动, 入射光的透射率很高, 实现“通”的状态。这里选用消光比来定义调制器的调制性能, 用公式表示为η=10 log (I1/I0) , 式中I1指调制器“通”状态下输出光强的最大值, I0指调制器“断”状态下输出光强的最大值。由定义可知, 消光比越高, 调制器的调制性能越好。从图中可以看到, 当入射光功率强度很小时, 透射率如图3中实线所示, 入射光波f1在“断”状态下的透射率为0.13, 当入射光功率强度增大后, 可以看到缺陷模向低频方向移动, 同时缺陷模的频谱展宽, Q值减小, 峰值降低, 光波对应“通”状态下的透射率为0.55。消光比计算为6。另外图中也选定更低频率的入射光比较, 图中f2的频率选的更低, 能使“断”状态下的透射率I0更小, 值为0.08, 但与之对应的是, 在“通”状态下, 它的最大透射率I1也会降得更低, 值为0.32, 消光比降为4。这是因为缺陷模向低频移动幅度越大, 峰值降得越明显。
再来分析调制器的调制速率, 调制器的调制速率与入射光在缺陷区域的响应时间有关, 原本处于光子能量禁带中的特定频率的光在缺陷中耦合, 场能不断积累并发生谐振, 最终传播出去, 这个积累过程即响应时间。图4给出了不同缺陷边长的THz波调制器在“通”状态下的时域响应图谱。一般认为, 缺陷模局域能力越强, 缺陷处的场能越大, 那么光子的积累时间越长。也就是说Q值越大的缺陷模对应的调制速率越小, 器件的响应越慢。这里仍取点缺陷的边长分别为0.22μm、0.23μm、0.24μm、0.25μm、0.26μm的点缺陷进行比较。
从图4中可以看出, 光子晶体结构中的电场经过一段时间达到稳定状态, 透射率在稳定值基本在0.8附近, 品质因子Q值最大的点缺陷b=0.24μm, 对应的响应时间越长约为55皮秒。而品质因子Q值最小的点缺陷b=0.22μm, 具有最短的响应时间约为20皮秒。由此可以看出, 调制器的响应时间与点缺陷的品质因子Q值有关, Q值越大, 响应时间越长, 器件的调制速率越慢。因此, 在设计THz波调制器时, 不能一味地选择高品质因子Q值的点缺陷, 应同时兼顾器件对响应时间的要求。
3 总结
采用一维光子晶体复合结构构建THz波调制器。在介电材料平板上周期性地蚀刻空气孔, 同时中间位置蚀刻方形空气孔引入点缺陷。该结构具有较宽的能量禁带且存在较高Q值的缺陷模。利用基于时域有限差分技术的数值模拟软件对该结构展开分析。分析结果表明, 随着入射光功率的增加, 复合结构的缺陷模会向低频方向移动, 从而使光子的透射实现“通”“断”状态, 利用这一原理实现对THz波的调制。进一步地, 分析了该结构模型的消光比, 发现调制器的消光比与入射光的频率有关, 选择合适的频率入射可以得到最大的消光比。此外, 通过对调制器响应时间的分析得出了缺陷模的Q值越大, 响应时间越长的结论。以上分析结果为设计高消光比、高响应速率的THz波调制器提供重要参考。
摘要：采用时域有限差分技术的数值模拟方法分析光子晶体复合点缺陷结构的响应特性, 研究发现复合点缺陷缺陷模的品质因子比传统光子晶体点缺陷要高且受点缺陷尺寸的影响。分析还发现该复合结构的消光比与入射光的频率有关, 此外还发现该结构的调制速率由缺陷模的品质因子决定, 品质因子越大, 调制速率越慢。该结论为设计THz波调制器提供重要依据。
关键词：光学器件,光子晶体,时域有限差分技术,点缺陷
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双调制波 篇6
软件无线电的思路是构建一个通用的硬件平台, 用软件来实现尽可能多的无线通信功能, 目标是实现多波段、多体制、多制式的接收和发送, 达到通信设备之间的互联互通。通信信号自动调制方式识别是基于软件无线电的通信系统或者通信对抗应用的关键环节, 是软件无线电接收机的必备功能之一[1]。通信信号的调制方式识别是一个典型的模式识别问题, 前人研究比较多的自动识别调制样式一般采用基于决策理论的算法或者基于人工神经网络理论, 决策论方法是用概率和符合假设检验的观点研究调制识别问题, 人工神经网络理论具有模拟人脑识别能力, 这两种方法都有计算量较大的问题[1,2]。小波变换在时频域中用宽度变化的时频窗来观察信号, 对高频有较高的时间分辨率和较低的频率分辨率, 低频则相反, 具有局部分析和细化的能力, 特别适宜于对时频信号的分析, 同样也已经应用于调制方式的自动识别。利用小波分析方法提取调制信号的特征参数来对信号的调制方式自动识别算法具有更优越的性能, 为对接收信号进行解调和进一步分析与处理提供了依据[2]。
1识别理论分析
小波变换能够把任何信号映射到一个由基本小波伸缩、平移而成的一组小波函数上去, 实现信号在不同时刻、不同频带的合理分离而不丢失任何原始信息。尤其是其良好的信号检测和分析特性, 使其在信号的特征分析和信号突变点的检测方面, 得到了更加广泛的应用。
这里通过小波域来提取调制信号的特征参数进行调制样的识别, 识别流程图如图1所示。
小波变换的基本思想是用一簇基函数去表示或逼近一信号。这一簇基函数ϕa, b (t) 称为小波[3], 它是由一母小波函数ϕ (t) 经过平移b、伸缩a得到的, 即:
对于信号f (t) ∈L2 (R) 的连续小波变换 (CWT) 定义为[3]:
式中:符号“*”表示复共轭。
若ϕ (t) 满足容许条件
若取a = a
离散小波变换则表示为:
数字调制信号2ASK, 2FSK, 2PSK广泛应用于数字通信领域中, 对这些信号利用小波变换进行时频分析, 通过小波域中的系数反映出信号的特征, 例如幅度、频率、相位、相似性、间断点等, 本文只选择软件无线电中应用比较多的BPSK/QPSK调制样式号进行分析, 从而得到小波分析用于信号特征提取的结果, 为进一步的数字调制信号识别和分类打下基础, 对数字调制信号时钟同步提供新的方法[4,5]。
2BPSK/QPSK信号的小波域特征参数
在此采用的是对暂态信号和相位信号的变化有较强的检测能力的Haar小波函数, 其表达式如下:
设接收到的数字调制信号进行ADC后输出的信号为:
相位调制是指瞬时相位偏移随调制信号m (nTs) 而线性变化, 即式 (8) , 其中Kp是常数。
则有:
f (n) 的小波变换为:
对BPSK/QPSK信号进行小波变换后, 在码元交界处的幅度取决于前后码元的幅度、频率或相位, 前后幅度或相位相差越大, 小波变换的幅度变化越剧烈。对BPSK/QPSK信号来说, 取其小波分解的高频系数, 再进行希尔伯特变换, 取复信号的模值, 小波分解的高频系数的模值基本上是由一系列冲击脉冲再加上一些尖峰组成, 由此就可以识别出BPSK/QPSK信号来。对BPSK/QPSK信号进行小波分解, 如图2所示是各级分解的高频系数。
从图2可以看出对BPSK/QPSK信号小波变换后, Haar小波函数的几乎分析不到相位突变点, 而且对于相邻相位变化, Haar小波函数并没有检测出来。对于db2, db3虽然得到了一些相位突变点, 但是并没有检测到相邻相位变化较小的相位变化。但是, db7小波函数对BPSK/QPSK信号进行同样的分解, 它的检测特性明显比前几种小波函数好, 从图中可以清楚地看到三个相位跳变点, 而且在相位检测的仿真图中可以看到, 用db7小波函数进行相位检测时效果更好。因为小波函数对频率有很高的灵敏度, 所以可以将不同频率的信号区分开来, 所以利用信号中瞬时相位和瞬时频率的对应关系, 可以检测出BPSK/QPSK调制信号中的相位跳变点。
3仿真信号识别实验
本实验用Matlab软件进行仿真, 其中基带信号的频率f=10 kHz, 采样频率fs=100 kHz, 取200个码元用来识别, 而且假设识别器没有任何先验知识, 噪声为高斯白噪声, 对基带信号做小波分解来提取信号的特征参数, 对BPSK/QPSK信号在信噪比分别为22 dB, 18 dB, 12 dB, 8 dB, 6 dB, 4 dB情况下, 选择不同的小波函数进行250次独立实验, 结果如表1所示。
从表1中可以看出用db7小波函数做特征提取时得到的识别效果明显优于其他的小波函数。对于用db7小波函数特征提取, 当信噪比不低于8 dB时用小波分解来对信号进行识别的效果较好, 整体的识别正确率不低于98%, 信噪比低于6 dB后BPSK/QPSK的识别正确率降低至90%左右。信噪比继续降低, 信号将不可识别。
4结语
在利用小波分解进行信号识别的方法中, 选取合适的小波函数非常重要, 一般根据需要, 人为地对多种小波函数进行测试, 通过对测试结果的比较来选择小波函数。在选取到合适的小波函数的情况下, 利用小波变换可以对一些信号进行粗分类。本文只对BPSK/QPSK信号进行实验, 其他调制样式的信号ASK或者FSK也可以运用该识别器进行识别。利用小波变换对数字调制信号进行时频分析提取其特征参数, 对数字调制信号识别和分类有着更好的效果。
摘要：讨论基于软件无线电技术的一种数字信号调制样式的自动识别的算法。使用小波分析提取数字调制信号的调制特征参数, 研究了利用小波分析在软件无线电中常用的调制样式 (BPSK/QPSK) 的识别问题, 对高斯白噪声中的通信信号在不同信噪比情况下进行了识别计算机仿真。仿真及实验验证了用小波分析方法针对信噪比较低、对功耗限制严格的通信系统, 具有较为理想的识别能力。
关键词：软件无线电,调制方式,自动识别,小波分析
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双调制波 篇7
评估一种PWM技术有三个方面标准: ①最大输出线电压基波幅值; ②电流谐波总失真度THD; ③PWM实时算法。根据该标准对现有三相PWM技术综述如下。
①SPWM技术因采用正弦调制波使得PWM输出不含有低次谐波,只含有载频及其倍数附近的谐波,其THD值低,但直流电压利用率( 最大输出线电压基波幅值与直流电压之比) 低[1-3],仅为0. 866; ② 电压空间矢量SVPWM技术因其直流电压利用率达到1,比SPWM高15% 而广为应用,但其PWM算法须确定输出电压矢量Uout所在扇区号而较为复杂[4-6]; ③指定谐波消除SEHPWM技术可以消除对负载影响大的低次谐波,使功率器件在较低的开关频率条件下最大限度地消除低次谐波对电机电流、 转矩的影响[7，8],其直流电压利用率可以达到 π/4, 然而其PWM算法因涉及求解超越方程,计算耗时多,尚难达到实时计算的应用要求; ④三次谐波注入法PWM对正弦调制波叠加适当大小的三次谐波分量以提高所包含的基波分量,合成线电压时三次谐波分量相互抵消,其直流电压利用率较SPWM提高15%[1，2],但难以满足进一步提升直流电压利用率的应用要求。
综上所述,提升PWM最大输出基波幅值且具有相对简单的PWM算法和较低的电流谐波总失真度THD一直是人们追求的目标。为此,本文尝试构建一种称之为“准正弦平顶新调制波”,在对三角载波调制后所生成的三相PWM能显著提升最大输出线电压基波幅值,且具有相对简单的PWM实时算法和较低的THD。由数值分析与实验结果证实了新方法的有效性。
2准正弦平顶调制波
为提高调制波所含基波分量,构建一种新型调制波如图1所示。
图1所示调制波Ur是将正弦波顶部削去后得到的波形,其特征为中间部分为平顶波,两腰为正弦波。对该波形的数学描述如下:
式中,M为平顶高,0 ≤ M ≤1 ; α 为两腰宽,0 < α ≤ π/2。因图1中的三角载波幅值取1,所以调制波平顶高M等同于调制度。
由傅里叶分析可知,式( 1) 调制波所含基波分量幅值大于平顶高度M,并随着调制波平顶宽度的增大即 α 角的减小而增大。当 α → 0时,调制波演变为方波,其基波幅值达 π/4 。虽然扩大平顶宽度带来了提高基波分量幅值的好处,但另一方面,所含谐波分量亦随平顶宽度的增大( 即 α 角减小) 而有起伏变化。为获取最佳调制波,必须解决好增大基波与降低谐波影响二者间的矛盾。谐波影响由谐波失真度来衡量,定义如下:
电压谐波失真度
电流谐波失真度
式中,Uk为k次电压谐波幅值; U1为电压基波幅值。因图1调制波具有1/4周波对称而不含偶次谐波,且线电压中也不含有三次及其倍数次谐波,所以k为非三倍次的奇次谐波次数。
图2、图3分别给出了当M =1时基波及有影响的低次电压谐波失真度UTHD与电流谐波失真度ITHD( 累计谐波至53次) 随 α 变化曲线。图4为5、 7、11、13次谐波随 α 变化曲线。
由图2 ~ 图4表明,随着 α 的减小即平顶宽度的增大,必伴生出谐波影响,这是增大基波分量的代价。然而客观上存在着择优空间,可在其间寻求一个最优点,即在提升基波分量的过程中寻求谐波影响相对最小。不难看出,当 α = 0. 658时,ITHD有一个极小值,对应的基波幅值达1. 19,并且UTHD也在该点附近取得极小值。所含有的5、7、11、13等有影响的低次谐波幅值如表1所示,其中影响最大5次谐波为0,7次谐波幅值仅0. 0337。综合所有情况,可认为在 α = 0. 658取值下的调制波为最佳。
3 PWM算法
确定了最佳调制波之后,对三角载波进行调制,所得到的三相PWM的最大输出线电压基波幅值将比SPWM高19%。如采用不对称规则采样法,其PWM脉冲计算公式如下:
式中,ton与toff分别为每半个载波周期TC/2内的脉宽时间与间歇时间;TC=2π/(ωN)为载波周期;N=fC/f为载波比;ω=2πf为调制波角频率;M=Urm/Utm为调制度;t为载波峰顶或谷底采样时刻。不难看出,由式(4)和式(5)所表述的PWM算法只比SPWM增加了调制波采样角所在区间判别以及据此选择不同脉冲计算公式的环节。对公式中的1/sin0.658项可预先求值作为常量处理。由式(4)、式(5)计算出PWM线电压波形如图5所示。
4谐波数值分析
由调制波的波形特征决定了其PWM线电压所含谐波为非3倍数的奇次谐波群,对此可根据以下傅里叶公式加以计算。
式中,A0为直流分量;Ak为k次谐波余弦分量;Bk为k次谐波正弦分量;ω=2π/T为基波角频率。
取载波比N=33,在全电压范围内计算线电压基波及各次谐波。图6示出了准正弦平顶调制波PWM线电压基波及有影响的N±2、N±4、2N±1等次谐波的相对值(幅值/基值)随M的变化关系,各分量均以直流母线电压Ud为基值。为使同一M值下的基波电压与SPWM的相同以便于对比,将横坐标M按图1准正弦平顶调制波含有的最大基波幅值与三角载波幅值的比值予以放大(下同)。
作为对比,给出了SPWM线电压基波及主要谐波分量与调制度M的关系,如图7所示。
图6与图7有相同的载波比N =33,即开关频率相同。对比显示两种PWM的2N ±1次谐波基本相同,且N ±2次谐波有相同变化趋势。但图6的PWM所含谐波相对丰富,有影响的谐波比图7多出了N ± 4次。然而另一方面,在M∈[0,1]范围内,图7的N ± 2次谐波值明显大于图6的同次谐波,当M = 1时, 其幅值比图6同次谐波大43%以上。纵观两种PWM的谐波群,可以看出准正弦平顶调制波PWM的谐波呈现“多而小”的特征,而SPWM则呈现“少而大”的特征。为得出两种PWM谐波总影响,通常办法是按式( 2) 和式( 3) 分别求出UTHD及ITHD。
图 6 N ±2，N ±4，2N ±1、3N ±2、3N ±4 次电压谐波分量与 M 的关系 ( N =33)Fig. 6 Variation of N ± 2，N ± 4，2N ± 1、3N ± 2、3N ± 4 voltage harmonic component with modulationindex M ( N = 33)
图 7 不对称规则采样 SPWM 电压谐波分量与调制度 M 的关系 ( N =33)Fig. 7 Variation of voltage harmonic componentwith modulation index M for asymmetric regularsampling ( N = 33)
图8示出了准正弦平顶调制波PWM与SPWM在载波比N =33的全电压范围的UTHD及ITHD变化曲线( 累计谐波至200次) 。二者UTHD值很接近,而ITHD值对比大体以M = 0. 55为界,当调制度M > 0. 55时,准正弦平顶调制波PWM线电压ITHD值小( 优) 于SPWM的ITHD; 而当M < 0. 55时,其ITHD值转为大于SPWM,但最大增加量不超过2. 2%。因此,二者在M∈[0,1. 19]全电压范围的ITHD指标平分秋色。
5实验验证
为验证新技术有效性, 搭建了以TMS320LF2407A为控制核心的三相电压型逆变系统,按式( 4) 和式( 5) 算法编制了三相PWM的DSP控制软件,其载波频率为1. 65kHz,死区时间4. 2μs。 直流母线电压311V,负载电机功率为1. 1kW。图9为实测的PWM线电压与线电流波形。
图 8 两种 PWM 的 ITHD 及 UTHD 对比 ( N =33)Fig. 8 Comparison of ITHD and UTHD curves with two PWM ( N = 33)
表2示出了图9( b) 的最大输出线电压基波及各次谐波幅值的实测与计算值。其中基波及有影响的载频附近的N ±2、N ±4次主要谐波值具有良好吻合。由于实测PWM存在“死区”,其作用相当于在理想的PWM输出电压上叠加了一系列窄脉冲而使波形发生畸变,出现少量的5次谐波,以及那些数值较小的谐波值也有所变化。除“死区”影响外,母线直流电压的脉动以及DSP器件只能对数据进行定点处理等因素也是引起波形失真的原因。
所述的DSP控制软件在其他调制度M或调制波频率f取值下,均实现良好的输出电流波形,限于篇幅图略。
6结论
( 1) 通过对所构建的准正弦平顶调制波进行优化,使 α = 0. 658,不仅显著增大了调制波所含基波幅值,而且使伴生出的谐波分量得以有效抑制;
( 2) 采用不对称规则采样法对三角载波进行调制,其PWM算法只比SPWM增加了调制波采样角所在区间判别以及据此选择不同脉冲计算公式的环节,因此,仍不失为简单的PWM算法;
( 3) 所得三相PWM基波分量与调制度M间有严格的线性关系,其最大输出线电压基波幅值比SPWM高19% ,比SVPWM高3. 2% ,电流谐波总失真度ITHD在调制度M∈[0. 55,1]区间低于SPWM的相应值,虽然在M∈[0,0. 55]区间高于SPWM,但增量不超过2. 2%。实验结果证实了新技术的有效性。
摘要：为提升三相PWM最大输出基波幅值,构造了一种优化的准正弦平顶调制波,采用不对称规则采样法对三角载波进行调制,所得三相PWM最大输出基波幅值比SPWM高19%,比SVPWM高3.2%,电流谐波总失真度ITHD在调制度M∈[0.55,1]区间低于SPWM的相应值,在M∈[0,0.55]区间虽高于SPWM,但增量不超过2.2%,新技术的PWM算法简单。实验结果证实了新技术的有效性和优越性。