脉宽调制

脉宽调制（精选7篇）

脉宽调制 篇1

1 引 言

由于矢量控制对转速和转矩有良好的控制特性,速度调节精度好,因而成为交流调速领域中的高性能技术。传统的控制技术多采用正弦波脉宽调制(SPWM)的电压源逆变器,而如果能将其中的逆变器部分采用电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)控制技术,对电压源逆变器的输出状态及电压矢量控制,可得到逼近圆形的磁量轨迹,这样就能大大减小电机转矩和谐波电流等[1]。

2 SVPWM控制技术的实现

典型的三相逆变器驱动异步电动机系统主电路如图1所示,假设电机定子三相绕组星型联接,中性点为N。逆变器直流侧电容电压为Ud,中点设为O。三相开关函数分别为SA,SB和SC(上桥臂导通时为1,下桥臂导通时为0)。

空间矢量脉宽调制以三相对称正弦波供电时交流电机的理想磁通圆为目标,用逆变器不同的开关状态所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通,逼近的程度决定逆变器开关状态[2]。

空间电压矢量[3]的定义为:

$\overline{u}=\frac{2}{3}(u{}_{A{\rm N}}+\alpha u{}_{B{\rm N}}+\alpha {}^{2}u{}_{C{\rm N}})(\alpha =e{}^{\text{j}2\text{π}/3})(1)$

三相桥臂一共有8个开关状态,包括6个非零矢量和2个零矢量。在三相无中线系统中,由式(1)可以得到8种基本空间矢量,如表1所示。

为了得到8个基本电压空间矢量之外的矢量,必须进行时间上的合成。如图2所示,将圆平面分为6个扇区,选择相邻两个电压矢量用于合成每个扇区内的任意电压矢量[3,4]。在Ⅰ区时,由伏秒平衡的原则:

$\overline{u}{}_6{\rm T}{}_6+\overline{u}{}_4{\rm T}{}_4+\overline{u}{}_0{\rm T}{}_0=\overline{u}{\rm T}(2)$

式中:T——PWM周期;Tn——相应基本电压矢量作用的时间。

将$\overline{u}$4和$\overline{u}$6的表达式查表1后带入式(2),可以得到矢量作用的时间:

${\rm T}{}_4=\frac{\sqrt{3}u{\rm T}}{U{}_d}\sin \left(\frac{\text{π}}{3}-\theta \right)(3)$

${\rm T}{}_6=\frac{\sqrt{3}u{\rm T}}{U{}_d}\sin \theta (4)$

T0=T-T4-T6 (5)

在每个TPWM期间都改变相邻基本矢量作用的时间,并保证所合成的电压空间矢量的幅值都相等,当TPWM足够小的时候,电压空间矢量的轨迹就变成了一个近似的圆形。

3 扇区划分与计算的新方法

在逆变器-交流电机系统中,通常不接中线,电路中无零序电流流通。因此,电机的三相物理量中只有两个自由度,可以利用平面直角坐标系中的一个点来表示它们,如静止αβ坐标系。

逆变器的三个桥臂共有6只开关管,其开关状态组合总共只有8种,即000、001、010、011、100、101、110、111。对于给定直流电压,每个开关状态对应的输出电压都可以用αβ两相坐标系下的一个点或者从原点出发的一个矢量来表示,从而8种开关状态对应8个基本矢量,分别记为V0～V7,其中V0和V7为零矢量,见图3。这8个基本矢量只能输出静止αβ两相坐标系下7个离散的点。但是,如果将一段时间内所输出的不同开关状态按照它们的占空比加权平均,则可以表示的点就大大增多,可以覆盖这7个点之间两两连线所限定的所有范围。

注:①～⑥——扇区号

为分析和计算方便,文中假设直流母线电压$V{}_{\text{d}\text{c}}=\sqrt{3}$。按照每60°一个扇区,可以将六边形划分为六个扇区。这里采用类似格雷码的一种编码方法,见图3。这种扇区划分规则如下:

首先,将矢量分解到xyz三相坐标系,得到x,y,z三个分量,其分解所得分量均与基本矢量的作用时间有关。注意这里的三相坐标系不同于普通的ABC三相坐标系(但可以认为它们恰好一一垂直)。从图3不难得到:

$\{\begin{array}{l}x=V{}_{\beta }\\ y=\frac{-\sqrt{3}V{}_{\alpha }-V{}_{\beta }}{2}\\ z=\frac{\sqrt{3}V{}_{\alpha }-V{}_{\beta }}{2}\end{array}(6)$

式中:Vα,Vβ——α,β坐标系下的基本电压矢量。

可以矩阵的形式完整地写成:

$\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}0& 1& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{1}{2}& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{1}{2}& \frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}V{}_{\alpha }\\ V{}_{\beta }\\ V{}_o\end{array}\right](7)$

其逆形式为:

$\left[\begin{array}{c}V{}_{\alpha }\\ V{}_{\beta }\\ V{}_o\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}0& -\frac{1}{\sqrt{3}}& \frac{1}{\sqrt{3}}\\ \frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}\\ \frac{\sqrt{2}}{3}& \frac{\sqrt{2}}{3}& \frac{\sqrt{2}}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}x\\ y\\ z\end{array}\right](8)$

然后引入三个变量A,B,C,令:

$\{\begin{array}{l}A=4\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(x)\\ B=2\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(y)\\ C=\text{s}\text{i}\text{g}\text{n}(z)\end{array}(9)$

则扇区号为:

sect=A+B+C=A|B|C (10)

将这三个二进制数进行组合,代表了不同的扇区。

可以结合图3这样理解:当x=1时,矢量可能在4、5、6扇区;当x=0时,矢量可能在1、2、3扇区;当y=1时,矢量可能在2、3、6扇区;当y=0时,矢量可能在1、4、5扇区;当z=1时,矢量可能在1、5、3扇区;当z=0时,矢量可能在4、2、6扇区。那么,xyz的每一种组合方式就唯一确定了一个扇区。比如:xyz=001,确定了扇区1,其它确定扇区情况同理可得。

4 SVPWM改进算法下的矢量分解

SVPWM根据等效原理,利用两相静止坐标系下的矢量分解与合成,得到不同基本矢量作用时间,即:

$V{}_x=k{}_{1}V{}_4+k{}_{2}V{}_6+k{}_0\frac{V{}_0+V{}_7}{2}(11)$

式中:kn——某个基本矢量的占空比,kn=tn/tPWM;tPWM——PWM周期。

要想得到基本非零矢量的作用时间,即t1,t2,可以先计算得到k1,k2。事实上,其数值就是前面所得的xyz分量的某两个值,只需要按照扇区来查表决定是哪两个非零矢量即可。由上面可以看出,扇区判断和k1、k2的计算不必重新进行,新的算法计算量很小。

图4是在三相坐标系下对空间矢量分解的原理图。选择规律为:如以逆时针为序,则第一个基本矢量为指令电压矢量所在扇区顺时针边缘矢量,相应占空比k1为其顺时针相邻扇区内的xyz分量;第二个基本矢量为指令电压矢量所在扇区逆时针边缘处矢量,相应占空比k2为其逆时针侧相邻扇区内的xyz分量,如图4所示。

如:Vx在⑤区,V4的作用时间为z,V6的作用时间为x。也就是说kn都是对应非零矢量外侧第一个xyz分量的绝对值。然后,k0=1-k1-k2,相应的作用时间tn用DSP中计数器的定时值就可以比较容易地计算出来。设tPWM/2对应的计数器值为2 000,则t1/2和t2/2对应的计数器值需要再乘以4 000/tPWM。

在DSP中,诸如上面的4 000/tPWM等参数可加以合并,都合并到式(6)的一次计算中去。这样,由电压指令值Vα和Vβ,差不多只需要一次计算和一次查表。进而可以使用空间矢量机(TI2000系列DSP中内置)来发出PWM波形[5]。

5 SVPWM技术的仿真及结果分析

利用Simulink仿真工具,并且根据前面扇区计算和划分的新方法建立SVPWM技术的仿真模型,如图5所示[6,7]。

为了验证模型的正确性,输入三相脉冲正弦波信号,经3/2变换,一路信号通过demux模块将一个量分为极坐标下幅值和角度两个值,即xyz坐标各矢量的占空比。另一路信号用扇区选择器选择扇区号,然后把扇区选择器作为条件用一个多路开关器,其ABC三相坐标用矩阵表示如下:

[1 1 0.5;0 1 0.5;0 0 0.5],

[1 0 0.5;1 1 0.5;0 0 0.5],

[0 0 0.5;1 1 0.5;0 1 0.5],

[0 0 0.5;1 0 0.5;1 1 0.5],

[0 1 0.5;0 0 0.5;1 1 0.5],

[1 1 0.5;0 0 0.5;1 0 0.5]。

可以选择相应的扇区号和xyz坐标各矢量的占空比相乘得到三相占空比0～1,然后和设置的增益2相乘,再通过求和运算器减去1,得到-1～1的SVPWM波形,如图6所示,该仿真结果表明SVPWM波的直流电压利用率高。

得到的SVPWM波形和三角波(载波)相比较得到三相PWM波,如图7所示。图中自上而下分别为A、B、C三相电压脉冲波形。

6 结 论

本文提出的扇区划分和计算的新算法,将αβ两相坐标系基本矢量分解到xyz三相坐标系,通过判断该坐标系下x,y,z矢量符号实现扇区及基本矢量作用时间的确定。该方法通过一次计算和一次查表就能得到基本矢量作用时间,减少了计算量,并利用Simulink对所提出的算法进行仿真,验证了该算法谐波含量低、直流电压利用率高的优点。

参考文献

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[5]高学军,周志华,温世玲,等.基于TMS320F2812DSP的SVPWM算法研究[J].重庆邮电大学学报:自然科学版,2007,19(4):510-514.

[6]梁春慧,杨向宇,肖如晶.基于SVPWM的异步电机矢量控制调速系统仿真[J].防爆电机,2007,(5):41-44.

[7]毛清海,王振民,张国钧.基于MATLAB 5.2的电力传动控制系统仿真[J].电子工艺技术,2000,21(4):177-179.

脉宽调制 篇2

新型电力电子器件和高性能微处理器的出现和发展使得脉宽调制PWM (Pulse Width Modulation) 技术已成为电力电子技术中非常重要的组成部分。正弦波脉宽调制SPWM (Sinusoidal Pulse Width Modulation) 是在PWM的基础上改变了调制脉冲方式, 脉冲宽度时间占空比按正弦规率排列, 这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。SPWM常用的实现方法主要有:a.利用分立元件, 采用模拟、数字混和电路生成SPWM波。此方法电路复杂, 实现困难且不易改进;b.由SPWM专用芯片SA828系列与微处理器直接连接生成SPWM波, SA828是由规则采样法产生SPWM波的, 相对谐波较大且无法实现闭环控制;c.利用CPLD (复杂可编程逻辑器件) 设计, 实现数字式SPWM发生器;d.基于单片机实现SP-WM, 此方法控制电路简单可靠, 利用软件产生SPWM波, 减轻了对硬件的要求, 且成本低, 受外界干扰小[1]。

作者提出了一种基于DSP Builder实现SP-WM波形的设计方案, 具有很高的灵活性和可控性。其主要特点有:

a.基于DSP Builder软件环境, 使设计简单化。DSP Builder可以将行为级模型转化成可以综合的硬件描述语言VHDL, 避免了传统FPGA实现SPWM时编写的复杂VHDL语言源程序。因此避免了因编程引起的设计错误, 提高了设计效率。

b.多层次仿真验证, 保证了设计的正确性。本设计分为3级仿真。首先, 在Matlab的simulink中对所建模型进行行为级仿真;然后, 在modelsim环境中对转换得到的VHDL代码进行RTL级仿真;最后, 在Quartus II中对代码进行编译、综合, 进行时序仿真。

1 SPWM调制原理

SPWM波形, 是与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形。它的原理是:把正弦波分成n等份, 然后把每一等份的正弦曲线与横轴包围的面积用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替。其中矩形脉冲的幅值是不变的, 各脉冲的中点重合于每一等分的中点。这样, 由n个等幅不等宽的矩形脉冲组成的波形与正弦波等效, 称作SP-WM波形。

SPWM控制技术根据控制信号极性的不同可分为单极性和双极性两种。在单极性SPWM调制方法下, 由于其中两个开关管的工作频率为低频, 要求较低的低频开关管, 虽然开关损耗也大约只有双极性调制方式的1/2, 但是当负载比较轻的时候, 可能出现电感电流断续现象, 而在双极性调制方式下则不会出现电流断续。本设计实现双极性SPWM波形。

2 整体模型的建立

在DSP Bulider中建立的SPWM模型如图1所示, 其中根据DDS原理可以得到频率幅值可调的正弦波和三角波, 将得到的三角波和正弦波相比较, 即可得到可以控制的SPWM波形。

3 模型到VHDL的转化

DSP Builder最为关键的一步, 仿真正确后, , 双击Signalcompiler图标, 将此Simulink的模型文件转换成通用的硬件描述语言VHDL源程序。转换后获得HDL文件是基于RTL级 (寄存器传输级, 即可综合语句格式) 的VHDL描述。

4 仿真验证

在Quartus II环境下, 选择目标器件, 对VHDL代码进行编译综合后, 进行仿真, 结果与DSPBuilder中仿真结果在相位、频率和幅度上基本一致。利用FPGA能输出较高质量的信号, 虽然内部数字信号有一定的抖动, 但通过采用抖动注入技术、延时叠加法等方法, 通常也能将误差保持在允许范围之内。该仿真加入了具体器件的延时信息, 属于时序仿真[5]。正弦波的相位字为0, 频率字为50000000幅值为480, 三角波的相位字为10, 频率字为200000000幅值为500时的仿真波形, 调制深度m=4。其结果如图2所示。

5 性能指标

器件:EP1C12Q240C8

共计逻辑单元:577/12, 060 (5%)

总存储位:20, 480/239, 616 (9%)

时钟频率:89.42MHz

频率切换率:87.32k Hz

6 结论

本文利用DSP Builder来设计SPWM发生器, DSP Builder具备一个友好的开发环境, 并且和Quartus l I交互性强, 易于使用。设计者只需简单了解VHDL描述语言, 就可以直接调用已经建立好的设计流程, 通过Simulink的图形化界面进行建模、系统级仿真, 并自动调用QuartusⅡ进行综合、网表生成和适配, 最后完成向FPGA的配置下载过程。仿真结果表明, 该设计方案原理正确, 行之有效。只要改变控制参数, 就可以实现频率调谐、相位调谐。具有设计简单可靠、调谐方便等优点。

本设计可以进一步设计采用片上可编程系统 (SOPC) , 通过生成Nios II处理器实现SPWM模块的各种参数的软件控制, 进而实现高速的电力电子控制。

参考文献

[1]陈晓萍, 王念春, 马玉龙.基于PIC单片机的SPWM控制技术[J].电源技术应用, 2006, 3.[1]陈晓萍, 王念春, 马玉龙.基于PIC单片机的SPWM控制技术[J].电源技术应用, 2006, 3.

[2]王书勋.基于SOPC可重构DDS信号发生器的设计与实现[D].华北电力大学, 2008.[2]王书勋.基于SOPC可重构DDS信号发生器的设计与实现[D].华北电力大学, 2008.

基于单片机的数字脉宽调制器 篇3

脉宽调制器PWM (Pulse Width Modulator) 在各种控制系统中有着广泛的应用, 例如电动机调速、电磁阀驱动等。目前, 实现PWM的方法有模拟电路、数字集成电路、可编程逻辑器件 (CPLD) 、可编程定时器/计数器接口 (如Intel8253) 和直接数字合成技术 (DDS) [1,2,3,4], 这几种方法各有特色, 应用在不同场合。随着单片机的普及应用, 可编程定时器/计数器成为单片机的标准配置, 如何使用单片机定时器实现PWM以及对单片机CPU效率的影响值得探讨。

1 PWM信号特点

PWM信号是指频率保持不变、占空比可调的矩形脉冲信号[1], 其波形如图1所示。

图1中, A为PWM信号的幅值;T为PWM信号的周期, 在特定应用中一般是不变的;t1为高电平持续时间;t2为低电平持续时间;占空比为undefined;信号的均值为undefined。可见, 只要改变t1就可以调节PWM信号的均值, 从而达到对某种对象进行控制的目的。

使用定时器实现PWM需要2个定时器:一个用于周期T的固定定时, 另一个用于t1的变化定时。在单片机中, 一般有2～3个可编程定时器/计数器, 如果使用2个定时器/计数器实现PWM, 对于某些应用来说定时器/计数器就不够了。而使用1个定时器/计数器, 就可解决这一问题。

2 单片机定时器/计数器的特性

下面以典型的MCS―51介绍定时器/计数器的特性。MCS―51单片机配置了2个可编程定时器/计数器, 它们的结构基本相同, 如图2所示。

图2中, Tn中的n=0/1, 表示定时器/计数器T0或T1, 它们有定时和计数2种工作模式、4种工作方式。定时模式时, 计数脉冲CP来自单片机时钟的12分频, 工作方式1、2常用于定时。

工作方式1为16位计数器, 最大计数值为65 536, 其工作过程:给计数器装入初值, 打开K1使计数器得到CP;随着CP的到来, 计数器不断进行加1计数;当计数器溢出时, 设置溢出标志TFn;若允许中断, 则发出中断请求;如果要求计数器重新从初值开始计数, 必须重新装入初值 (称为软件重装) 。工作方式1用于定时的优点是定时时间长;缺点是初值必须软件重装而影响定时精度。

工作方式2为8位计数器, 其配置如图3所示, 其中TLn为8位计数器, THn用于存储计数初值。工作方式2的工作过程:给TLn、THn装入相同的初值, 打开K1使计数器得到CP;随着CP的到来, TLn不断进行加1计数; 当TLn溢出时, 设置溢出标志TFn;若允许中断, 则发出中断请求;溢出时, 自动将THn中的初值装入TLn, TLn继续从初值开始计数, 如此往复不断。工作方式2的最大计数值为256, 用于定时的优点是初值自动重装而能保证定时精度;缺点是定时时间短。

3 基于单片机定时器的PWM

简单分析图1, 可以发现:t1+t2=T, 即t2=T-t1。也就是说, 对于某个具体的t1, t2是可计算出来的。这样, 通过可编程定时器/计数器的特性, 动态地改变计数初值, 就能够使用1个定时器/计数器实现PWM。下面通过一个控制液压比例阀的PWM实例介绍具体实现方法。

已知T=5 ms (频率为200 Hz) , 单片机时钟频率fosc=12 MHz。

(1) 计数器输入脉冲CP的周期为

undefined

(2) T (5 ms) 定时所需要的计数器初值为

undefined

则定时器/计数器必须工作在工作方式1。

(3) 通过MCS―51单片机的P1.7引脚输出PWM信号, 且P1.7引脚作为t1、t2状态标志位。

(4) 在MCS―51单片机内部数据存储器分配2个字节存放T、2个字节存放t1;

(5) 在主程序中完成定时器/计数器的初始化工作, 在中断服务程序中完成PWM信号输出。

(6) 采用定时器/计数器T0实现的PWM的程序如下:

4 PWM性能分析

上述程序产生的PWM信号如图4所示。

图4中, t1=t1a+t1b+t1c, t2=t2a+t2b+t2c, t1a、t2a为计算t1、t2对应初值程序 (①到②之间的指令) 所消耗的时间, 实例中t1a≈14 μs、t2a≈15 μs;t1b、t2b为T0产生的时间, 是可变的;t1c、t2c为中断响应时间, MCS―51单片机中断响应时间为3～8个机器周期 (MC) , 实例中为3～8 μs。

对于t1a、t2a, 修正指令是确定的, 对PWM信号频率和相位的精度与稳定度没有影响, 但必须从T0初值中扣除;对于t1c、t2c, 则存在不确定性, 将使PWM信号的频率和相位发生抖动, 也必须从T0初值中扣除, 扣除量可取中间值, 即4 μs。

考虑到中断服务程序返回后才能响应新的中断请求, t1b和t2b应大于初值重装后到中断服务程序返回之间所有指令消耗的时间 (实例中为4 μs) , 即t1b、t2b≥4 μs, T取值范围为8～65 536 μs;中断响应时间取最长的8 μs, 可得到实例中PWM信号的最小周期Tmin|μs=14+15+8+8+8=53, 最大周期Tmax|μs=14+15+65 536+8+8=65 581, 最小占空比为undefined, 最大占空比为undefined

必须注意:PWM信号的周期越接近最小值, 占空比的调节范围就越小, 应用中必须给t1b留出足够的调节范围。

为了降低t1a、t2a对δ和CPU的影响, 可采用定时器/计数器的16位初值重装方式, 例如8052系列单片机中的T2。

5 结语

介绍的使用单个定时器/计数器设计数字脉宽调制器的方法完全可行, 在一般应用中可解决单片机中定时器/计数器资源不足的问题。但单片机中断响应时间对PWM信号的频率、相位精度与稳定度有一定的影响, 动态地改变定时器/计数器的初值要占用CPU的一点时间。

参考文献

[1]赵学, 金岭.用Intel8253定时器产生PWM调宽脉冲[J].甘肃工业大学学报, 1998, 24 (2) :63-65.

[2]路明礼, 赵顺东.应用中规模数字集成电路实现PWM脉冲[J].洛阳工业高等专科学校学报, 2003, 13 (2) :27-28.

[3]田玉利, 高伟, 宋宗玺.CPLD在PWM电路设计中的应用[J].科学技术与工程, 2007, 7 (7) :2060-2063.

脉宽调制 篇4

仿真软件Multisim 8的元器件库有数千种电路元器件及模块可供实验选用。但随着电子技术的飞速发展, 元器件厂家的新产品不断涌现, 而原有的Multisim元器件库不能满足用户的需求, 这就需要对新元器件进行Spice模型的编辑, 如果利用元器件厂家已在其网站上公布的相应器件的仿真模型, 这样就可快速地在Multisim 8软件中建立新元件。美国Maxim (美信) 公司在其网站http://www.maxim-ic.com.cn/tools/Spice提供了模拟开关和多路复用器、比较器、电流检测/仪表放大器、高频/光纤通信产品、LED Drivers、运算放大器、电源和电池管理等大量元器件的Spice模型[1]。下面以Maxim公司的高压、3通道、高亮度LED驱动器MAX16823为例, 说明利用Multisim仿真软件在其元器件库建立MAX16823新元件及对电路进行仿真分析的方法。

1 MAX16823新元器件的建立

进入美国Maxim (美信) 公司的网站, 打开LED驱动器MAX16823的宏模型文件MAX16823.LIB, 将其另存为文本文件格式 (*.txt) , 如MAX16823.txt, 这就得到了MAX16823的Spice模型文件。进入Multisim 8主菜单, 选择Tools/Component Wizard, 出现元器件编辑对话框, 创建一个新的元器件共需8个步骤。其中的第6步应在元器件编辑器中选择仿真模型对话框中的“Load from File”按钮[2], 并将MAX16823.txt文件载入;第7步应将元器件原理图符号引脚与元器件仿真模型引脚进行映射, 这样在仿真时就可实现其预定的电路功能, 最后将编辑的元器件存放于“User”库中。元器件编辑器的详细使用方法请参考Multisim 8主菜单的“Help”。

2 脉宽调制高亮度LED驱动电路的仿真分析

2.1 高亮度发光二极管

高亮度发光二极管 (High-Brightness LED) 是指其发光强度可达几百至上千mcd (毫坎德拉) 。一般小功率LED的最大工作电流仅30～70 mA, LED的发光强度与其工作电流IF成正比, 超过最大工作电流则会过流而烧坏。

下面介绍的日亚化学工业株式会社 (网址http://www.nichia.com/cn/product/index.html) 生产的NSSW100DT (白色) 、NSSR100BT (红色) 、NSSG100BT (绿色) 和NSSB100BT (蓝色) 等LED产品[3,4,5,6,7,8], 它们均是表面实装型发光二极管 (SMD Type LED) , 其主要性能见表1。

表1中测试条件Ta=25 ℃, IF=20 mA, 脉冲电流IFP脉宽≤10 ms, 占空比≤1/10;正向电压VF为典型值;工作温度范围-30～+85 ℃。

2.2 MAX16823的主要特性

MAX16823芯片的外围引脚排列如图1所示, 各引脚的功能见表2[9]。MAX16823是3通道、高亮度LED驱动器。该器件主要特性:输入电压范围为5.5～40 V;具有3个亮度调节 (DIM) 输入, 可在宽范围内实现独立的PWM调光以及输出通/断控制;每个通道的电流都可通过与LED串联的外部检流电阻调整, 其可调的恒定输出电流为5～70 mA, 采用外部BJT时可高达2 A;提供±5%的LED输出电流精度;LED开路检测;较低的203 mV精密电流检测基准;内置3通道具有极低压差 (最大值0.7 V) 的调整元件;具备4 mA输出电流能力的+3.4 V (±5%) 稳压输出、以及欠压锁定、短路保护和热保护等特性;同时外部元件少;工作温度范围-40～+125 ℃。

MAX16823非常适合要求高电压输入的汽车应用, 并能承受高达45 V的抛负载电压。其主要应用领域为:建筑、工业及环境照明, 汽车组合尾灯 (RCL) 和雾灯, 仪表盘指示灯, LCD背光照明, 汽车紧急事件报警灯, 光生物反应器及道口警示灯等。

2.3 脉宽调制高亮度LED驱动电路的仿真分析

利用Multisim 8进行仿真时, 从元器件库中选择所需的器件拖放到工作区, 拖动引脚可进行连线操作。图2是由555定时器及MAX16823驱动器组成的脉宽调制LED驱动电路。图2左半部分是由555定时器组成的输出脉冲宽度可调 (即占空比可调) 的方波发生器电路;右半部分是由LED驱动器MAX16823组成的LED驱动电路。

2.3.1 555定时器组成的占空比可调的方波发生器

按照图2搭建好电路[10,11], LMC555CH与R4, R5, RP, D1, D2, C4组成无稳态多谐振荡器, 通过调节RP使第3脚输出占空比可调的方波信号, D1, D2使电容C4的充电和放电电流流经不同的路径, 充电电流只流经R4和RP左, 放电电流只流经R5和RP右, 因此电容C4的充电时间T1和放电时间T2分别为:T1=0.693 (R4+RP左) C4, T2=0.693 (R5+RP右) C4, 方波周期:T=T1+T2=0.693 (R4+R5+RP) C4=0.693 (6.8+6.8+100) ×103×0.033×10-6=2.6×10-3 s, 与RP的调节无关, 方波频率f=1/T=385 Hz, 通过调节RP可改变输出方波信号的占空比D=T1/T= (R4+RP左) / (R4+R5+RP) 。

2.3.2 脉宽调制高亮度LED驱动电路的仿真分析

图2中R1, R2, R3分别是3个输出通道的检测电阻。MAX16823采用检测电阻设置各通道的输出电流, 给输出电流期望值所需的检测电阻可用下面的公式计算:

$R{}_{\text{c}\text{s}}=V{}_{\text{c}\text{s}}/{\rm I}{}_{\text{Ο}\text{U}\text{Τ}}$

式中:Vcs为203 mV;IOUT =ILED (平均电流) ;ILED与PWM的占空比D有关, ILED=IFpeakD (IFpeak为脉冲电流幅值) 。若D=100%时, ILED =IF=20 mA, 可计算出R1=R2=R3=Rcs=203 mV/20 mA=10.15 Ω。将LED1, LED4, LED7的参数设置为与NSSB100BT (蓝色) 的参数相同;将LED2, LED5, LED8的参数设置为与NSSR100BT (红色) 的参数相同;将LED3, LED6, LED9的参数设置为与NSSG100BT (绿色) 的参数相同。按动Multisim 8的仿真开关, 图2中右边的红、绿、蓝发光二极管会发亮、熄灭、再发亮、再熄灭, 其亮、灭时间的长短随LMC555CH第3脚输出方波信号的占空比的变化而变化。通过按键盘上的A键或Shift+A键可调节RP的大小, 从而改变输出方波信号的占空比。再用Multisim 8仿真示波器检测MAX16823任一输出端的脉冲信号波形, 可知其峰值电压为9.203 V, 即VFB+VFR+VFG+Vcs=3.6+1.9+3.5+0.203=9.203 V, 与设置值相符。这均说明所建立的MAX16823新元器件的电路功能是正确的。

3 结 语

从以上实例可以看出, 利用Multisim 8仿真软件可以方便地建立新元器件以及各种设计电路, 并可通过改变元器件的参数等对电路性能指标进行仿真分析以满足设计需要。

摘要：新的电子器件不断涌现, 当需要新器件的模型进行仿真或制作印制电路板时, 原有的Multisim元器件库就不能满足用户的需求, 需建立与编辑新元器件。介绍利用Maxim公司高亮LED驱动器MAX16823的Spice模型在Multisim 8中建立MAX16823新元器件的方法;并以555定时器及MAX16823驱动器组成的脉宽调制高亮度LED驱动电路为例, 通过设置高亮LED参数, 以及调节电阻RP即改变555定时器输出方波信号的占空比等对电路进行仿真分析, 验证了所建立的MAX16823新元器件的功能是正确的。结果表明利用该方法可以快速、高效地在Multisim中建立新元器件。

关键词：Multisim8,脉宽调制,MAX16823,LED驱动器

参考文献

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脉宽调制 篇5

永磁同步电机具有体积小、质量轻、效率高、惯性低以及转子无发热等优点,因此一经出现,便在高性能伺服控制领域得到广泛应用,特别是在工业机器人、数控机床及柔性制造系统等领域。随着电力电子技术、微电子技术和高性能电机控制技术的不断更新发展,脉宽调制技术在交流调速系统中得到了广泛的应用。经典的SPWM控制主要着眼于使逆变电路的输出电压尽量接近正弦波,并未顾及输出电流的波形,且电压利用率低。而SVPWM控制(电压空间矢量PWM控制)则把逆变器和交流电机视为一体,按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器工作,与传统的SPWM相比,其开关器件的开关次数可以减少1/3,直流电压的利用率可提高15%,能明显减少逆变器的输出电压的谐波成分及电动机得谐波损耗,降低了转矩脉动,且控制算法简单,易于实现数字化。

本研究给出一种基于STM32和智能功率模块(IPM)的永磁同步电机控制系统的方案,并在该系统上,通过软件编程实现SVPWM波的输出。

1 SVPWM原理和实现

电压空间矢量是按照电压所加在绕组的空间位置来定义的。电动机的三相定子绕组可以定义一个三相平面静止坐标系,如图1所示,它有3个轴,互相隔120°,分别代表3个相。三相定子相电压Va,Vb,Vc分别加在三相绕组上,形成3个相电压空间矢量Va,Vb,Vc。它们的方向始终在各相的轴线上,大小则随时间按正弦规律变化。因此3个相电压空间矢量相加所形成的一个合成电压空间矢量V是一旋转的空间矢量。可以证明,电压空间矢量的方向是电动机的定子磁链空间矢量的切线方向。当磁链矢量在空间旋转一周,电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动,其运动轨迹与磁链圆重合。所以,控制电机的旋转磁场的问题,就转化为控制电压空间矢量的问题。

一个典型的三相电压源逆变器电路结构图如图2所示,Va,Vb,Vc为输给电机的三相定子相电压,其中Q1～Q6为6个功率开关器件,共有3个桥臂,且每个桥臂中上、下两个桥臂不能同时开启,即当上桥臂开关器件状态为“开”时,下桥臂必为“关”。若将此开关状态设为1;则当下桥臂开关器件状态为“开”时(此时上桥臂开关器件状态必为“关”),开关状态为0,则3个桥臂共有8种开关状态组合;即000、001、010、011、100、101、110、111。其中000、111开关组合使逆变器输出电压为零,所以这两种组合无效。这些开关组合与相电压的对应关系如表1所示。

表1中的相电压值是在图2中的三相平面坐标系中,为了计算方便,要将其转换到正交的αβ平面坐标系下。这里就需要用到Clarke变换:

$\left[\begin{array}{l}V{}_{\alpha }\\ V{}_{\beta }\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{l}\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\end{array}\\ \begin{array}{ccc}0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\end{array}\right]\left[\begin{array}{l}V{}_a\\ V{}_b\\ V{}_c\end{array}\right](1)$

根据式(1),可以将三相ABC平面坐标系中的相电压转换到αβ平面坐标系中。对应的Vα,Vβ值如表1所示。由此可得到8个基本电压空间矢量,如图3所示,分别为O0、U0、U60、U120、U180、U240、U300、O111。其中O0、O111为零矢量。这6个非零基本电压空间矢量将αβ平面坐标系分成6个扇区。

由8个基本电压空间矢量可以合成任意定子电压矢量。如图4所示,以U0、U60扇区为例,若在一个PWM周期T内,同时输出T1时间U0矢量和T3时间的U60矢量,则由矢量(T1/T)U0,(T3/T)U60可以合成任意给定的参考电压矢量Uout。将Uout,(T1/T)U0,(T3/T)U60矢量分别往αβ平面坐标系投影,由式(2)便可计算得到T1,T3。

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{b}\text{e}\text{t}\text{a}}=\frac{{\rm T}{}_3}{{\rm T}}\left|\mathit{U}{}_{60}\right|\sin 60{}^o\\ U{}_{\text{a}\text{l}\text{f}\text{a}}=\frac{{\rm T}{}_1}{{\rm T}}\left|\mathit{U}{}_0\right|+\frac{{\rm T}{}_3}{{\rm T}}\left|\mathit{U}{}_{60}\right|\cos 60{}^o\end{array}(2)$

SVPWM的具体实现步骤:

(1)扇区号的判断

首先,需要判断参考电压矢量Uout所在的扇区,定义变量Vref1、Vref2、Vref3 如式(3),由式(5)便可计算得到参考电压矢量所处扇区。

$\{\begin{array}{l}V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}1}=U{}_{\text{b}\text{e}\text{t}\text{a}}\\ V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}2}=-\frac{1}{2}U{}_{\text{b}\text{e}\text{t}\text{a}}+\frac{\sqrt{3}}{2}U{}_{\text{a}\text{l}\text{f}\text{a}}\\ V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}3}=-\frac{1}{2}U{}_{\text{b}\text{e}\text{t}\text{a}}-\frac{\sqrt{3}}{2}U{}_{\text{a}\text{l}\text{f}\text{a}}\end{array}(3)$

$\{\begin{array}{l}V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}1}>0‚a=1‚\text{否}\text{则}a=0\\ V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}2}>0‚b=1‚\text{否}\text{则}b=0\\ V{}_{\text{r}\text{e}\text{f}3}>0‚c=1‚\text{否}\text{则}c=0\end{array}(4)$

Sector=4×c+2×b+a (5)

(2)变量X、Y、Z计算

为了计算扇区内两相邻电压矢量的作用时间,本研究定义变量X、Y、Z为:

$\{\begin{array}{l}X=U{}_{\text{b}\text{e}\text{t}\text{a}}\\ Y=\frac{1}{2}(\sqrt{3}U{}_{\text{a}\text{l}\text{f}\text{a}}+U{}_{\text{b}\text{e}\text{t}\text{a}})\\ {\rm Z}=\frac{1}{2}(-\sqrt{3}U{}_{\text{a}\text{l}\text{f}\text{a}}+U{}_{\text{b}\text{e}\text{t}\text{a}})\end{array}(6)$

(3)矢量作用时间t1,t2计算

各个扇区中相邻两个基本电压空间矢量的作用时间与所在扇区的对应关系如表2所示。

(4)6路PWM开关切换时间Ta、Tb、Tc的计算

由式(7)并根据参考电压矢量Uout所在扇区与切换时间的对应关系,如表3所示,就可得到各矢量切换点的时间。

$\{\begin{array}{l}t{}_{a\text{o}\text{n}}=\frac{{\rm P}W{\rm M}{\rm P}RD-t{}_1-t{}_2}{2}\\ t{}_{b\text{o}\text{n}}=t{}_{a\text{o}\text{n}}+t{}_1\\ t{}_{c\text{o}\text{n}}=t{}_{b\text{o}\text{n}}+t{}_2\end{array}(7)$

2 系统硬件

系统主控芯片采用意法半导体32位的STM32F103RE微控制器,系统框图如图5所示。系统采用STM32和IPM的方式,主电路采用交-直-交的结构,三相交流电通过整流滤波电路变成直流电供给IPM模块,STM32通过输出6路PWM控制IPM内部的6个开关器件,从而控制电机产生定子圆形电压矢量。系统主要由STM32F103RE控制电路、整流滤波电路、IPM驱动部分、电流检测部分、速度位置检测部分等组成。

2.1 STM32主控制板

STM32系列32位闪存微控制器是意法半导体公司生产的基于Cortex-M3内核的处理器。STM32系列产品得益于Cortex-M3在架构上进行的多项改进而拥有更高的性能,1.25 DMIPS/MHz的处理性能及优化代码密度的Thumb-2指令集和大幅度提高中断响应的紧耦合嵌套向量中断控制器。STM32还具有面向电机控制的丰富外设:16位的高级定时器,时钟频率最高为72 MHz,可以产生6通道三相互补PWM,带硬件死区,每个通道的极性可单独设定,并带有紧急故障输入端口,可异步地关断PWM的输出,另外还能触发ADC事件;16位的通用定时器有霍尔、编码器的硬件接口;带有12位精度的ADC,每个通道的采样时间可单独编程。STM32的高性能完全可以满足电机的实时控制,且具有很高的性价比。为了提高系统的抗干扰能力和可靠性,STM32与外部电路接口均采用光耦进行隔离。

2.2 IPM驱动部分

逆变器部分采用三菱公司生产的IPM(智能功率模块)PS21865,其内部不仅集成有功率开关器件和IGBT驱动电路,还内置有过载保护,控制电源欠压保护功能。使用IPM模块来构建主逆变电路,可以极大地简化电路结构,同时也提高了电路工作的可靠性与稳定性。该模块由STM32输出的6路SVPWM信号来驱动,在STM32与IPM之间信号传输部分均用高速光耦HCPL-M600进行隔离,如图6所示。另外由于IPM内部是高有效,还需加一反向器74HC14D,使经过光耦后输入IPM模块的控制信号为高电平。

2.3 检测部分

检测部分主要包括电流检测和位置检测部分。

速度位置检测部分: STM32内部有4个16位的通用定时器,内部有与霍尔或编码器的硬件接口。STM32的大部分引脚都可以承受5 V的信号输入,因此正交编码器反馈的差分信号经过一个差分接收器DS3486,可直接输入给STM32相应的引脚。定时器能对编码器脉冲进行计数,并能依据两个输入信号的跳变顺序,决定计数器向上或向下计数。本研究通过读取计数器的值便可知道电机转子的位置信息。

电流检测部分:STM32F103内有3个12位的ADC转换器,1 μs转换时间,可实现较高精度的电流采样。电流检测采用Allegro公司的ACS712传感器,该器件内置有精确的低偏置的线性霍尔传感器电路,能输出与检测的交流或直流电流成正比的电压。电流检测电路如图7所示。

3 SVPWM的软件实现

该系统的程序主要由主程序和定时器下溢中断子程序组成。主程序和定时器中断程序流程图如图8所示。主程序主要的工作是初始化,对系统各个模块进行初始化设置,设置完成后,开启定时器中断,等待定时器中断产生,进入定时器中断程序。每个PWM周期进一次中断。进入中断程序后,读转子位置信息,进行SVPWM算法计算,并产生SVPWM控制信号。

4 实验结果

本研究根据前述SVPWM的实现方法,在设计的基于STM32的试验平台上进行调试,SVPWM波的载波频率为10 kHz,死区时间设为3 μs。用示波器测得的两相和一对互补SVPWM波形如图9～10所示。由图可见:SVPWM波形的谐波含量低,电压利用率高。同时本研究将该试验平台在一台永磁同步电机上进行速度控制实验。电机参数为:额定功率630 W,额定电压220 V,额定电流4 A,额定转速3 000 rpm,电机极数4。位置反馈元件采用电机自带的增量式光电编码器(2 500 ppr)。实验测得电机在额定转速范围内运行性能良好,速度偏差小于±4 r/min。

5 结束语

本研究在介绍了SVPWM的原理和实现方法的基础上,设计了以STM32微控制器为核心的永磁同步电机伺服控制系统,并在试验平台上进行了速度控制试验。试验结果表明,通过采用SVPWM控制技术能有效减少逆变器输出电压的谐波成分,电压利用率高,控制精度高;STM32微控制器和IPM的方案具有系统结构简单、实现方便、低成本、更高的可靠性等优点,具有很好的实用价值,并为进一步研究永磁同步电机伺服控制系统的全数字化打下基础。

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脉宽调制 篇6

1发射机的故障规律

TS-03C全固态PDM中波发射机采用脉宽调制,高频末级装有四只功率放大器,经功率合成后输出,基本参数为:工作频率范围为531～1602 kHz间的特定频率;发射电波类型为A3E;输出功率为3000 W;输出阻抗为2307550;调制方式为脉宽调制或PDM;副载波频率为72 kHz;电声指示为频率响应与<±1dB;失真度<2%;噪信比>60 dB;音频输入阻抗为600Ω;音频输入电平为+4 dB;冷却方式为强迫冷风;电源为交流380三相四线。

全固态PDM中波发射机电子元件及设备难以准确预测,但有规律可循[2]。全固态PDM中波发射机电子元件及设备的寿命分为早期失效期、正常使用期及衰老期[2]。全固态PDM中波发射机为无线电重型设备,因此任何型号的电子元件及设备故障规律均遵循此规律,只是各阶段的长短有所差异。早期失效期是从发射机初次出现高故障率到故障率降至特定水平的时间段,约0.5～1年;正常使用期是故障率保持低水平的时间段,约为8～15年;发射机从使用期故障率逐年攀升至衰老期,时间约为3～5年,若维修工作落实到位,可维持更长时间。故障分类是全固态PDM中波发射机故障分析的重要步骤,如从故障稳定性可分为软故障及硬故障;从出现的电路位置可分为外部故障、本机故障及电源部分、控制部分、安全保护、功率合成、前级驱动、电路板故障;从故障成因可分为人为故障及自然故障[3]。全固态PDM中波发射机故障的处理过程,考虑到驻波的灵敏度比保护更高,因此应先判定故障是本机故障或外部故障[3]。

2发射机故障的分析判断

发射机故障检修是极具专业性的技术工作,且对设备安全、安全播出及人身安全起着重要的作用,因此故障检修工作的落实过程必须做到及时准确及有序有步骤。发射机故障检修的实现步骤为:根据故障现象,对故障假象进行排除→根据工作原理、线路图及实践经验,对故障成因进行分析→采用相应方法缩小故障范围→查找故障源及确定故障点→修复受损部件及更换失效器件→复查加电试机→清理现场→做好事故记录[4]。发射机故障检修过程,技术人员必须做到思路清晰、仔细认真、分析透彻、检测手段科学、处理方法得当、故障判断准确及故障排除及时。

2.1摸清故障现象是故障检修的首要步骤。发射机故障现象是故障发生期间的非正常表现,即人的感官所能感受到的所有异常现象。不同的故障往往表现出不同的现象,但需注意:某些不同的故障却表现出大体相同的现象;某些故障的表面现象大体相同,但故障点却不同[5]。多数故障的现象仅指明故障点的可能范围,而仅有少数故障的现象能准确反映出故障点的确切位置,因此发射机故障检修过程难以发现的故障现象多为故障的关键点[5]。总之,发射机表现出的任何异常现象均为故障的表象,间接或直接指明故障的范围,能为故障检修提供重要的依据。因此,发射机故障分析及处理过程,必须全面掌握故障的现象。

2.2故障分析作为故障检修的重要步骤,能为发射机故障监修提供可靠的参考依据。发射机故障分析方法为:根据发射机的工作原理、故障现象、工作参数、运行参数及实测数据,借助线路原理图及实际电路逐步缩小故障范围,以判定故障点及受损器件[6]。

2.3故障排除作为故障检修的最后环节,即修复受损部件及更换失效器件。若发射机的受损部件为配备备用件,则可选用替代品,但替代品的电气参数应比原器件低,安装尺寸须合适[6]。若故障点较为集中,则更换受损器件便可排除故障;若故障点多且分散,则应采取下列步骤进行排除:排除故障本源→分析、查找及排除故障本源引起的相关故障点,特别是电源过流及过压故障,此种故障多会出现多处器件受损,如就过压故障来说,应先确定过压成因,再排除过压所致的器件受损;就过流故障来说,应先排除输出电路或负载短路,再查找电源是否受损,最后决定如何予以解决[6]。不同的故障往往需要以不同的方法进行排除,因此发射机故障排除过程,应以确保设备安全、播出安全及人身安全为前提,积极采取可操作的办法来排除故障。

3案例分析

3.1故障现象

TS-03C全固态PDM中波发射机全部调制功放器的调制输出功率、调制输出指示灯及播出均时有时无。

3.2故障分析与检修

根据发射机故障规律与故障类型的理论知识及故障现象的表现形式判定,TS-03C全固态PDM中波发射机无功率输出应由调制功放器不能工作所致,而导致调制功放器不能工作的成因有三:(1)调制推动器输出被封锁;(2)调制功放器发生故障;(3)监控器发生故障。

为此,应分步骤分析与排查故障。(1)调制推动器封锁端的电平测量结果为低电平,因此判定调制推动器的输出无故障。(2)分步检查发射机的调制功放器。①检查调制功放器的供电电源。功放器共设2个供电电压,主电源-140V从第20-23脚并接处输入,电源+18 V从第27脚处输入,采用万用表对各输入端进行测量,测量结果均显示为正常值。②检查功放器的保护电路。保护电路由外来封锁信号、过热保护及不平衡保护三部分组成。检查结果显示,所有保护电路的元件均正常无故障,但调制功放器封锁端7XS-12出现不稳定的低电平,由此可判定故障点应为监控器。调制功放器的工作原理图详见图1。

如图1所示,若一路或多路保护取样信号出现异常,则U233 2、3、4、5、9、11、12脚内定会出现多脚位高电平。为此,可采取下列调制功放器封锁程序:U233 1脚高电平→U205 13脚高电平→U205 11脚低电平→发送封锁信号至功放器封锁端7XS-12→封锁调制功放器。至此或许难以发现哪路保护取样信号或保护信号发生故障,且处理起来难度相当大。然而,初步处理结果显示,U205能对调制推动器的封锁实现同步控制,另外考虑到调制推动器封锁端4XS-18的电平原测量值为低电平,由此可判定U205 8脚为低电平,从而推断出所有取样信号均未出现故障[7]。但是,U205 10脚与13脚的并接处(输入端)及U2058脚与11脚(输出端)的电平却出现异常现象,由此便可确定具体故障点为U205 (CD4041集成块)。待推断出故障的根源后,应排除故障,即更换CD4041集成块→重新开机→发射机调制功放器及调制输出指示灯均工作正常,从而实现正常播放。

4结语

随着人类文明的进步,广播技术也能实现同步发展。未来的中波调幅广播定能发展成为高智能化、高稳定性、高效率及高质量的大众传媒工具,而若要实现播出的高效性、优质性及安全性,则必须切实提高现代化广播设备的维护水平及加强对日常管理与维护技术的创新研究。本文分别讨论了全固态脉宽调制中波发射机故障的规律、故障的分析判断,并以TS-03C全固态PDM中波发射机为例做了补充说明。总之,全固态PDM中波发射机故障处理是极具专业性的科学技术工作,同时也是专业技能与专业科学理论结合较紧密的开拓性实践工作,因此必须做到分析合理、思路清晰,由此方能提高故障处理的可靠性,从而确保播出工作的正常推进。

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脉宽调制 篇7

空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 技术在电机控制方面得到了广泛的应用, 与传统的正选脉宽调制 (SPWM) 相比, 具有直流电压利用率高、电机转矩脉动低、电流波形畸变小等优点。本文介绍了SVPWM的基本原理及其在Simulink环境下的实现方法, 并且从理论上进行了深入分析, 最后给出了将SVPWM应用于凸极同步电机调速系统的仿真结果。

1、空间脉宽调制原理

通常的三相电压型逆变器采用6个功率晶体管;逆变器的工作状态共有8种, 分别对应8个电压矢量, 其中有6个基本矢量模长等于2Udc/3, 另外2个分别对应于 (000) 和 (111) 状态SVPWM以三相对称正弦波电压供电时交流电动机产生的理想圆形磁链轨迹为基准, 通过这8个空间矢量去等效参考矢量从而使电机的实际气隙轨迹逼近理想的圆形。

如图1所示, 以第Ⅰ扇区为例, 以相邻的两个电压矢量U1、U2以及零矢量来合成参考矢量Uref, 根据伏秒平衡原则可得:

式中:T1——U1作用的时间;

T2——U2作用时间;

T0——零矢量作用的时间;

T——脉宽调制周期。

式 (1) 的意义是矢量Uref在Ts时间内所产生的积分效果和U1、U2及零矢量合成作用的积分效果相同。

将U1、U2代入式 (1) , 可以得出

随着参考电压空间矢量Uref的增加, 输出电压的基波电压幅值也线性增加, T0逐渐减小, 但应满足

2、SVPWM算法的仿真实现

首先由Uref根据式 (4) 和式 (5) 确定A、B、C和S, 然后根据S值查表1确定此时所在的扇区。

然后, 根据式 (6) 和表2确定各扇区相邻两矢量作用时间T1、T2, 并结合式 (3) 进行饱和判断。

得到T1和T2后, 采用七段式PWM控制方式, 由式 (7) 和表3得到矢量切换点

最后利用TAon﹑TBon﹑TCon和三角波进行比较就可以得到SVPWM的输出时序。

3、SV P W M的仿真和结果分析

仿真时三角载波周期Ts取0.0002s, 幅值取Ts/2 (即0.0001) , Uref的频率为5 0 H Z, Ud c取3 1 0 V, 并定义调制度。下面给出各仿真模块。

下面分析不同调制度值下的调制信号并进行分析:

(1) 当时, 参考电压矢量幅值在6个基本电压矢量组成的六边形内切圆上, 可以计算得到

同理和计算出TBon和TCon图6 (a) 为调制信号TAon。可以看出调制信号为马鞍型波, 此时调制度M=1。

(2) 当时, 参考电压矢量幅值在6个基本电压矢量组成的六边形内切圆内, 调制信号仍为马鞍波, 如图6 (b) , 调制度M<1。

(3) 当时, 参考电压矢量幅值在6个基本电压矢量组成的六边形内切圆与外接圆之间, 调制信号为切顶马鞍波, 如图6 (c) , 调制度M=1。

(4) 当时, 参考电压矢量幅值在6个基本电压矢量组成的六边形外接圆之外, 调制信号变为梯形波, 如图6 (d) , 调制度M=1。

4、SVPWM在电机系统中的应用

本文建立了基于SVPWM算法的凸极同步电动机矢量控制系统仿真模型。利用TDZBS3500-12型同步电机的参数, 对负载突变过程进行仿真。同步电动机的额定参数如下:型号:TDZBS3500-12, 功率:3500KW, 电流:1358.4A, 电压:1570V, 功率因数:0.9874, 频率:5/12HZ, 转速:50/120/r/min, 极对数:6, 三相Y形接法, 绝缘等级:F/F, 技术条件:OA512.697。仿真时, 前1.6秒, 电动机空载启动。在t=1.6s时刻, 系统达到稳定后, 突加负载转矩0.2.仿真结果如图7 (a) ～ (c) , 可以看出电磁转矩和转速响应快, 定子电流接近正弦波, 速度经过约0.6秒即恢复稳定, 负载突变时, 转速约有0.1%的下降, 经过0.4秒即恢复稳定。

5、结语

本文在SIMULINK环境下对SVPWM算法进行了分析和应用, 结果显示符合电机调速系统的仿真要求。近年来, 淮南矿务局引进了A B B公司的多套驱动电机为4000kw凸极同步电机的煤矿主井提升机, 本问为消化吸收国外先进技术提供了理论参考和仿真指导。

摘要：在简要介绍空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 原理的基础上, 给出了在Simulink环境下实现的方法, 对SVPWM进行了深入的仿真分析。最后给出了SVPWM算法应用于凸极同步电动机矢量控制系统的仿真结果。

关键词：空间脉宽调制,凸极同步电动机,SIMULINK

参考文献

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