直接转矩控制系统

直接转矩控制系统（精选7篇）

直接转矩控制系统 篇1

引言

本文通过对开关磁阻电机分析, 提出通过对SRM转矩特性分析提出通过磁链幅值和矢量速度有效控制电机转矩的方法。结果表明, 这种控制策略可有效简便地抑制SRM转矩脉动。

一、开关磁阻电机的结构及运行原理

开关磁阻电机是一种定子单边激励, 定、转子两边均为凸极结构的磁阻电机。由于定子电流有变频电源供电, 电机必须在特定的开关模式下工作, 所有通常称为“开关磁阻电机”。其调速系统由以下部分组成:控制器、功率变换器、双凸极磁阻电机和转子位置检测器。

1. 开关磁阻电机结构

开关磁阻电机的电机结构:SRM由定子、转子构成双凸极铁心结构, 由普通硅钢片或其它导磁材料叠压成定、转子的凸极。转子上装有位置检测器, 没有线圈。定子的每个齿极都有一个集中线圈, 两个径向相对的线圈串联形成一对磁极, 称为“一相”。SRM有多种相数结构, 且定子的齿极数可搭配多种转子的齿极数。目前应用较多的是四相8/6结构及三相6/4结构。

2. 开关磁阻电机运行原理

给SRM当绕组某一相通电, 相绕组中也产生电流, 定子产生磁场, 且磁通总要沿着磁阻最小的路径闭合。由于电磁转矩有磁阻的性质, SRM的转向仅取决于相绕组通电的顺序, 从而简化了功率变换电路。通过改变相绕组的通电顺序来改变SRM转向从而改变电机转向;通过控制相绕组通电电流的大小和通断时间, 可以改变电机的速度和转矩。

3. 开关磁阻电机直接转矩控制

控制和调节电机转速的关键是如何有效的控制和调节电机的转矩。本文采用直接转矩控制方法对开关磁阻电机进行控制, 对转矩直接控制后, 输出相应的电压信号。调节绕组相电压控制更为直接有效, 对转矩脉动和噪声将会有很好的效果。

开关磁阻电机直接转矩控制的的理论基础

(1) 为了最大化地利用定子磁链, 电机的定子磁通向量要保持一个恒定的幅值;

(2) 通过调整定子磁链与转子磁链的相角的方法实现对转矩的直接控制的目的。对于假设 (1) , 开关磁阻电机的直接转矩控制也可以通过选取适当的电压向量来实现。对于假设 (2) , 开关磁阻电机转矩的控制通过控制定子磁链的加、减速实现。

开关磁阻电机的数学模型

(1) 电压方程:定子每相绕组两端的电压, 等于定子电阻压降和因磁链变化而产生的磁阻电势之和, 即:

式中, u、R、i依次是电机定子相电压、相电阻和相电流, θ是电机定、转子的相对位置角, ψ (θ, i) 是电机定子的相绕组磁链。

当忽略相电阻R时, 式 (3-1) 可简写为:

(2) 磁链方程:开关磁阻电机每相绕组磁链与绕组相电流和转子位置角相关, 磁链方程一般可相应表示为电感和电流的乘积:

(3) 机械方程:按照力学定律, 在电动机电磁转矩Te和负载转矩TL作用下的转子机械运动方程:

式中, J--开关磁阻电机的转动惯量

kω--摩擦系数

在某一时间dt内, 传输到磁场的有功功率为磁共能We=Pedt, 其中

一部分要输出给负载转矩, 转换成机械能Wm做功, 另一部分作为磁场能Wf储存在磁场中。我们假设在控制器的一个周期内, 电机的绕组电流恒定不变。并且由于开关磁阻电机的磁饱和性很高, SRM的磁场储能Wf在转子转动时无损失。所以瞬时转矩公式为:

SRM的每相电流通过开关磁阻电机每相绕组的单极性驱动保证都为正值。

对于磁链模型, 由SRM的数学模型及电压的平衡方程可知, 磁链可以写成关于绕组电压和电流的函数, 当忽略相电阻R时, 即

开关磁阻电机电压空间矢量的选择

通过前文的分析可以发现, 电机的定子磁链和转矩可通过电机定子绕组相上的电压空间矢量进行控制。基于不对称半桥型功率变换器, 下面重点分析三相开关磁阻电机电压空间矢量。

对于三相开关磁阻电机, 它的电压矢量有33共27种。另外, 按照“两步换相”法, 也就是电压只能按照+l↔0↔-1的次序进行切换, 而不能直接在+l和-1间切换。按照以上规则, 最终确定开关表如表1所示。

各电压矢量依次相差60°, 分别以6个电压矢量为分界, 将圆周分为6个区, 依次设定为N1到N6, 且每个区为60°。电机在实际运行中, 任意时刻的三相绕组在取得非零电压时, 相对应的功率开关器件的状态只能取上述6种。

电压空间矢量对磁阻电机转矩的作用

这样, 在定子磁链所属的区间内, 根据转矩和磁链的变化情况, 功率开关器件就可通过选择合适的电压矢量实现正确开关状态, 从而把转矩和磁链的波动控制在一定的幅值内。

坐标变换

相互独立的三相磁链矢量可通过正交变换, 即α-β坐标变换合成一个定子磁链矢量, 从而得到电机的磁链幅值和转子位置角。

当α-β坐标系为静止坐标系, 该坐标系是固定在定子上的直角坐标系, 选择A相绕组的轴线为α轴 (实轴) , 从α轴沿旋转磁场方向旋转90作为β轴方向。用坐标变换的方法我们可以很容易得到关系式

幅值和磁链矢量的角度定义为

其中函数arctan 2, 它与反正切函数arctan的功能相同, 只不过arctan值域为[-π/2, π/2], arctan 2的值域为[-π, π]。

在开关磁阻电机的直接转矩控制理论中, 必须有子磁链矢量的空间位置, 才能判断如何选择电压矢量, 从而计算出磁链矢量与α轴的夹角θ。

结论

本文分析开关磁阻电机的仿真模型, 推导开关磁阻电机的基本方程。对直接转矩控制的结构原理, 将直接转矩控制移植到四相开关磁阻电机的方法进行详细的介绍。利用Matlab-Simulink软件中提供的模型及模块对直接转矩控制系统建立数学模型, 结果表明, 直接转矩控制可有效减小转矩脉动, 使电电流、磁链波形光滑平稳, 空间定子磁链运行轨迹为圆形。此方法简单易行, 成本低廉, 可认为是一种较好的控制系统。

摘要：针对开关磁阻电机的一般控制方法 (电流斩波的控制、角度位置的控制和电压的控制) 抑制转矩脉动和降低电机振动噪声有缺陷, 本文将探讨直接转矩控制方法。

关键词：开关磁阻电机,直接转矩控制,空间电压矢量

参考文献

[1]汤蕴缪.电机学[M].北京:机械工业出版社, 2011:73-93.

[2]谭建成.永磁无刷直流电机技术[M].北京:机械工业出版社, 2011:191-215.

[3]王卫东.开关磁阻电机直接转矩控制[J].四川:西南交通大学, 2009.

[4]邵凌凌.开关磁阻电机的直接转矩控制系统的仿真研究[J].安微:安微叉车集团有限公司, 2012.

[5]Yong Li, A New Torque and Flux Control Method forSwitched Reluctance Motor Drives[J].IEEE TRANSACTIONS ONMAGNETICS, 2002, 44 (9) .

[6]WANG Mian-hua.Analysis in Start-up performance of SRMBased on Direct Instantaneous Torque Control[J].IEEE TRANSAC-TIONS ONMAGNETICS, 2003, 39 (6) .

直接转矩控制系统 篇2

直接转矩控制(Direct TorqueControl, DTC)在定子静止坐标系下,以空间矢量概念,对定子磁链定向,通过检测电压和定子电流,经3/2变换直接计算出电机的磁链和转矩,并利用两个滞环比较器,直接实现对定子磁链和转矩的解耦控制 [1]。

三相电流、电压采样信号由3/2坐标转换得到两相电压、电流[2,3],经磁链电压模型,确定定子磁链后,通过转矩模型,即可观测到定子磁链和转矩。转矩受给定负载的影响,负载的变化影响电流的大小幅值,电流和电压矢量共同作用于磁链,影响着磁链的大小和方向。磁链的变化改变磁链电压矢量。电压空间矢量控制定子磁链的旋转速度和电磁转矩。

基本原理

电压型磁链观测器是基于异步电机电压方程得到的。三相电流、电压采样信号经过3/2坐标变换得到isα 、i sβ和u sα、usβ :

由式(1)和式(2),分离出磁链ψs 和转矩Tei,两相静止坐标系下定子的磁链和转矩的表达式为:

磁链观测公式:

转矩观测公式:

而电气传动控制系统都满足基本运动方程式:

利用式(5)和式(4)可知,电磁转矩要克服负载转矩,负载的变化带动电磁转矩幅值的变化,负载越大,电磁转矩的幅值越大。如图1所示:

在同一转速下,由式4,电磁转矩的大小受负载的大小的影响,磁链的幅值是给定的,在一定的容差范围内波动,当负载变大时,为了保持电磁转矩的稳定,定子电流的幅值随之增大。电流的大小,是根据电压控制,施加正电压矢量,电流是随时间上升的,施加负电压矢量,电流随时间而降低,施加零电压矢量,电流呈反方向运动。欲在同一周期内,增加定子电流的幅值,则定子电压矢量应在保证磁链和转矩稳定的前提下,相应减少定子电压的切换次数越少,减少零电压作用时间,增大工作电压作用时间。

如式1,2所示,3/2变换将三相电流、电压采样变换得到i sα、i sβ和usα 、usβ ,由式(3),磁链的大小与电压和电流有关,根据式1和式3,在电压矢量的作用下,电流的大小,影响磁链变化的大小。由式(3)(4)(5)可知, 负载越大,定子电流的幅值越大,isα 同一周期内的上升幅度变大,磁链随电流变化的幅度也就越大,在相同时间内, 定子电压的切换次数越少,零电压作用次数越少,工作电压作用时间越长,磁链随工作电压作用下降的时间变长,如图2所示,负载(b)TL2>TL1(a)。图3所示为转矩随负载的变化,转矩受工作电压影响上升时间增加。

仿真结果

仿真模型主要参数 : 为功率P=2.3kW,电压U=220V ,频率f=60HZ ,极对数p=2,定子电阻Rs=435.0Ω ,转子电阻Rr=0816.0Ω ,定子电感Ls=2mH , 转子电感Lr=2mH , 定、转子互感 Lm=69.31mH,转动惯量J=089.0 kgm2。

为了验证速度不变时,转矩和磁链随负载的变化,将图6~8进行比较。图6 (a)~(c)分别为定转速为500rad/s,负载转矩0.5秒时输入时,定子磁链、定子电压对各量的影响、转矩的系统仿真结果。图7为增加负载转矩0.5秒时输入5N*m时,定子磁链、定子电压对各量的影响、转矩的系统仿真结果。图8为增加负载转矩5.0秒时输入10N*m的系统仿真结果。

图6~8(b)进行比较可知,当负载增加时,定子电压矢量的切换次数减少,非零电压矢量时间增,影响转矩和磁链上升下降的时间。

结论

基于电压跟踪的直接转矩控制系统 篇3

1、传统观测方法的缺陷

文献[1]提出定子磁链的三种估算方法:电压-电流模型法(u-i),电流-速度模型法(i-n),电压-速度模型法(u-n)。

电压-电流模型法是通过定子电压矢量方程对磁链进行估计,这种估计定子磁链的方法尚存以下问题:

(1)低频情况下,定子电压很小,定子压降占主要地位,因此电阻参数变化对积分结果影响很大,定子电阻要随温度的变化进行修正。

(2)在实际检测定子电压、电流时,要产生幅值、相位偏差;积分器存在误差积累和直流温漂,这些问题在低速运行时将非常突出。

对于电流-速度模型法(i-n),电压-速度模型法(u-n),要利用电机的转子时间常数、定子转子电感值,还要精确测量转子电角度,这些参数的准确性及电角度测量的精度对估计结果都有较大影响,同时参数也会随温度及磁路饱和程度变化而变化。

2、定子磁链观测的改进方法

为解决纯积分器在电压电流法磁链估计中产生的实际问题,Jun Hu和Bin Wu[6]提出以纯电压模型和低通滤波器模型为基础的改进新模型,通过引入闭环对磁链幅值及相位进行补偿,原理公式如下:

X—输入信号;Y—输出信号;Z—补偿信号。

通过调节Z,使积分处于纯积分和低通滤波之间,相当于截止频率可调的低通滤波积分,这实质上是一种改良的低通滤波积分。如果输入误差使积分器输出发生漂移,反馈的限幅作用就体现出来,磁链幅值及相位得到补偿,提高了磁链观测精度。传统的磁链估计有:

在静止α、β坐标系中,建立磁链观测器,框图如图1。

3、传统直接转矩控制仿真模型的搭建

采用matlab7.4/simulink自带的模块和编写m文件,能够很方便地构建出DTC仿真模型,模型如图2所示。

二、基于空间矢量调制技术的D T C改进策略

1、S V P W M的实现方法

典型的SVPWM实质上是在三相正弦波中注入零序分量调制波进行规则采样的一种变形的P W M。实现S V P W M的步骤[5]:首先判断扇区,然后计算三个公用值X、Y、Z,再根据电压矢量所在的区间计算出电压空间矢量切换点T c m 1、T c m 2、T c m 3。

1.1电压矢量扇区的判断

从图3表示的电压矢量空间位置可得出以下关系:

(1)如果,Uβ>0,A=1,否则A=0;

(2)如果,,B=1,否则,B=0;

(3)如果,+Uβ<0,C=1,否则,C=0;

1.2计算公用值

Ud c是直流侧电压,T是采样周期,各扇区的矢量作用时间对应关系如表2所示。

在实际情况下,会遇到T1+T2>T的情况,为了保证合成电压矢量在空间矢量的圆轨迹中,做如下处理:

1.3电压空间矢量切换点

用m文件编写程序可实现SVPWM的仿真,仿真框图如图4。设置采样周期为0.01s,加三相工频交流电压,仿真结果如图5。

2、基于S V P W M的电机D T C方案

采用S V P W M,实质上是通过有限多个电压矢量来合成无穷多个电压矢量,从根本上改变传统DTC只能用有限个电压矢量控制的局面,从而能够获得优良的控制性能。为保证D T C系统结构简洁的优点,我们采用电机观测的转矩、磁链参数和估计的转矩、磁链参数,通过P I调节及坐标变换,得到需要跟踪的Uα、Uβ,改进后的系统框图如图6。用磁链量的PI调节及坐标变换获得Uα,用转矩量的PI调节及坐标变换获得Uβ。

3、系统仿真

设置电机的仿真参数,额定电压380V,额定功率为2.5KW,极对数n=2,Rs=0.435Ω,Rr=0.816Ω,Ls=0.006H,Lr=0.006H,Lm=0.08931Ω,转动惯量J=0.089Kg.m2,转矩滞环宽度为1N.m,磁链滞环宽度为0.02wb。估计Uα的PI调节参数为Ki=35,Kp=200;估计Uβ的PI调节参数为Ki=350,Kp=400。仿真结果如图7。

三、结论

从仿真结果来看,传统D T C的转矩脉动大于5,采用改进后的DTC后,转矩脉动保持在2的范围内,转矩控制性能得到明显改善;同时,磁链脉动明显减少,说明本系统提出的方案能够显著减少转矩脉动,改善磁链波形,在控制精度和稳定性上均比传统D T C方案有所提高。

摘要：对感应电动机直接转矩控制(DTC,direct torque control)的磁链观测方法进行改进,减小观测误差,同时采用电压空间矢量调制技术(SVPWM)对DTC加以完善,提出了一种基于电压跟踪来实现直接转矩控制的方案。通过matlab7.4/simulink对改进前后的感应电机直接转矩控制系统进行仿真,从仿真结果来看,转矩、磁链脉动明显减少,本文提出的方案能够取得较好的控制效果。

关键词：直接转矩控制,SVPWM

参考文献

[1]王成元,夏加宽,杨俊友,孙宜标.电机现代控制技术[M].北京:机械工业出版社,2006

[2]尚重阳.无速度传感器直接转矩控制[D].西北工业大学硕士学位论文.2007

[3]黄永安,马路,刘慧敏.matlab7.0/simulink6.0建模仿真开发与高级工程应用[M].北京:清华大学出版社.2005

[4]李维波.Matlab在电气工程中的应用[M].北京:中国电力出版社.2006

[5]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社.2003

永磁同步电动机直接转矩控制 篇4

内置式永磁同步电动机 (IPMSM) 由于具有高功率密度和宽调速范围的优点, 非常适合作为电动汽车的驱动电机[1]。而出于降低成本以及电动汽车空间受限的考虑, 无传感器控制技术无疑是电动汽车驱动电机非常合适的控制策略。内置式永磁同步电机无传感器控制方法主要分为适用于启动、低速的方法和适用于中、高速的方法两大类[2]。启动时的初始位置检测以及低速阶段基本上都采用的是高频信号注入方法[3,4], 而中高、速无传感器技术可采用的方法很多, 如磁链估计法[5]、模型参考自适应 (MRAS) 法[6]、状态观测器法[7]、滑模变结构法[8]等。

根据无传感器和直接转矩的优点, 将两者结合起来进行IPMSM直接转矩的无传感器控制研究, 并进行仿真得出结论。

1 IPMSM数学模型

旋转坐标系下的常用IPMSM电压方程可表示为:

其中, ud (t) 、uq (t) 、id (t) 、iq (t) 分别为d-q轴系的电压和电流, Ld、Lq分别为d-q轴系的电感, R、ωr分别为绕组电阻和转子转速, p为微分算子。

假设电机的参数不随温度变化, 忽略磁滞、涡流损耗, 转子无阻尼绕组, 那么定子磁链方程可表示为:

转矩方程为:

其中, np为极对数。

运动方程为:

其中, TL为负载转矩, J为电机转动惯量, B为阻尼系数。

2 直接转矩控制原理

相对于矢量控制, 直接转矩控制只需要采用定子磁链定向控制, 便可以在定子坐标系内实现对电动机磁链、转矩的直接观察和控制。由于只需要检测定子电阻即可准确观测定子磁链, 解决了矢量控制中系统性能受转子参数影响的问题。

根据式 (2) 、式 (3) , 并用定子电流矢量is表示, 得:

其中, β为定子电流矢量is与ψf间的夹角, 称为转矩角。

如果定义δsm为定子磁链矢量ψs与永磁体励磁磁链矢量ψf间的电角度, 则有:

将式 (2) 、式 (6) 带入式 (3) , 整理可得:

上式表明:电机参数确定后, 电磁转矩的大小与励磁磁场磁链矢量和定子磁链矢量的幅值以及两者之间的空间相位移有关。

3 IPMSM无传感器直接转矩控制系统

在实施直接转矩控制时, 将磁链、转矩观测值与给定值之差经两滞环控制器条件后便获得磁链、转矩控制信号, 再综合考虑定子磁链的当前位置来选取合适的电压空间矢量, 形成对电机转矩的直接控制。

控制系统根据电机的三相电流和电压, 利用磁链和转矩估计算法估计出实时磁链和转矩大小以及磁链所在扇区, 之后分别与转矩和磁链给定值进行滞环比较, 最后根据比较值的控制要求合理选择逆变器的开关矢量, 使电机按控制要求调节输出转矩, 最终达到调节速度的目的。控制系统结构如图1所示。

4 控制系统仿真

为验证上述控制方法的性能, 在Matlab7.0的Simulink平台上进行仿真实验, 控制系统仿真图如图2所示。

图3给出了永磁同步电机启动至设定值转速时的转矩和估计转矩的变化曲线;图4给出了永磁同步电机启动至设定值转速时的转速和A相定子电流的响应曲线。仿真时初始负载转矩设定为1N·m, 在0.2s给电机突然加到2N·m。

从仿真情况可以看出, 整个控制系统有非常好的动态性能和稳态性能。

5 结语

仿真结果表明, 这种方法能够有效地估计永磁同步电机的转子位置和速度, 电机的各种性能能够满足实际工作的需要。

参考文献

[1]A.Consoli, G.Scarcella, G.Scelba, et al.Steady-state and torque operation of IPMSMs under maximum-torque-per-ampere control[J].IEEE Trans.Industry Applications, 2010, 46 (1) :121-129

[2]谷善茂, 何凤有, 谭国俊, 等.永磁同步电动机无传感器控制技术现状与发展[J].电工技术学报, 2009, 24 (11) :14-20

[3]缪学进, 李永东, 肖曦.高频信号注入无速度传感器永磁同步电机控制系统[J].电气传动, 2007, 37 (3) :10-14, 25

[4]Ji-Hoon Jang, Jung-Ik Ha, Motomichi Ohto, et al.Analysis of Permanent-Magnet Machine for Sensorless Control Based on High-Frequency Signal Injection[J].IEEE Trans.Ind.Applicat., 2004, 40 (6) :1595-1604

[5]邓青宇, 廖晓钟, 冬雷.一种基于定子磁场定向矢量控制的异步电机磁链观测模型[J].电工技术学报, 2007, 22 (6) :30-34

[6]齐放, 邓智泉, 等.基于MRAS的永磁同步电机无速度传感器[J].电工技术学报, 2004, 22 (4) :53-58

[7]Shih-Chin Yang, Robert D.Lorenz.Surface Permanent-Magnet Machine Self-Sensing at Zero and Low Speeds Using Improved Observer for Position, Velocity, and Disturbance Torque Estimation[J].IEEE Trans.Ind.Applicat., 2012, 48 (1) :151-160

直接转矩控制系统 篇5

1 预前控制方案

基于预前控制策略的异步电动机直接转矩控制方案的基本思路:由于单一周期内,工作电压矢量的不连续性造成了转矩的急剧增加或减少,那么可以缩短这个工作矢量的作用时间,并在剩余时间内施加零矢量,从而使转矩刚好达到给定转矩值。其基本原理框图如图1所示。

在异步电机定子磁链定向中,对于三相对称的交流电源,可以利用Clarke变换将三相静止坐标系向两相静止α,β坐标系变换。而要得到三相交流电源,在电压重构的时候,并不是采样逆变器输出的三相电压,而是理想地通过开关函数确定逆变电压。相关理论推导在此不再表述,以下将重点放在如何确定预测时间及控制策略的仿真实现上。

根据当前转矩滞环、磁链滞环和磁链所在的扇区,确定下一周期的电压矢量us。以下为如何确定非零矢量的作用时间。

设转矩误差ΔT=Te*-Te,施加的非零电压矢量的作用时间为t,零电压矢量的作用时间为。

在0～t期间内:

在t～T时间内:

如果在一个周期内令:ΔTem1+ΔTem2=ΔTem。

则可以得到预估测时间为:

其中:

式中:Ls为定子自感,Lr为转子自感,Lm为激磁电感,Rs为定子电阻,Rr为转子电阻。

2 空间电压矢量的选择与相应PWM的发生

由参考文献[3]的分析可知,当中点电位向下偏移时,选择N组矢量;当中点电位向上偏移时,选择P组矢量。

由预估测算法计算出来的矢量作用时间有两种情况。当t≥T时,当前转矩值与给定的转矩值相差较大,工作矢量作用整个开关周期,转矩都达不到给定值,这时必须一直施加非零矢量;当t

用上述过程中计算出来的各电压矢量作用时间来构成每相开关管驱动脉冲,其优点就是摒弃了比较复杂的各个矢量的作用时间的计算。在非零矢量作用的时间内,不需要考虑开关管的占空比。然而在整个开关周期T内,开关管的占空比是时刻都在变化的,这样就必须建立一个模型,使其占空比可变,以达到预估测的目的。

3 基于Simulink的仿真及结果分析

对上述预估测算法,利用MATLAB7.0中的Simulink仿真软件进行仿真,研究采用该控制方法的有效性和系统的动、静态性能。仿真中直流侧母线电压为514 V,以三相交流电动机为负载,仿真电机参数如下:Pn=1.1 kW,U=380 V,np=2,Rs=4.533Ω,Rr=3.467Ω,Ls=Lr=313.4 mH,Lm=290.6 m H,J=0.02 kg·m2,负载转矩为5 N·m,磁链给定为0.8 Wb。当给定转速ωr为148 rad/s,电机空载起动,在0.3 s时突加5 N·m负载,得到仿真波形如图3、4所示。

由图3和图4可以看出,在高速状态下,预前控制算法对减小转矩脉动是有影响的。

当给定转速ωr为45 rad/s,电机空载起动,在0.3 s时突加5 N·m负载。得到如图5、图6所示的仿真波形。

由图5和图6可以看出,在30%额定转速下,预前控制算法能够较好地减小转矩脉动,转矩脉动平均值得到减小,脉动得到改善。

4 结语

仿真结果清楚表明,在基于合成矢量的三电平直接转矩控制中,预前控制策略在30%电机额定转速以上时可以很好地减小转矩脉动,本系统采用的是比较简单的SVPWM合成12个方向电压矢量。如果要更加精准,则需要合成任意角度的电压矢量。

参考文献

[1]李永东.交流电机数字控制系统[M].北京:机械工业出版社,2003.

[2]谢红军,张庆范,张琪君.基于预前控制的异步电机直接转矩控制方案的研究[J].电气传动,2006,36(8).

[3]王建渊,蔡剑,钟彦儒.一种新的合成矢量三电平PWM方法的仿真研究[J].系统仿真学报,2008,20(1):147-150.

直接转矩控制系统 篇6

直接转矩控制摒弃了解耦的思想, 取消了复杂的旋转坐标变换, 以系统的转矩误差、磁链误差以及定子磁链所在的扇区为参考量, 通过查询开关表的方法选择所要施加的参考电压矢量, 来达到对异步电机的电磁转矩和定子磁链进行直接控制的目的。尽管其转矩动态响应快, 但是也存在一些缺点。由于在一个开关周期内, 工作矢量一直作用于异步电机, 当转矩达到给定的时候, 工作矢量却还在作用, 造成了转矩的过大或过小, 这就是转矩脉动大的原因。

基于以上的分析, 提出转矩预前控制的方法。该方法已经可以成功应用于两电平逆变器中;而在三电平逆变器中, 该方法还只是用于基于单一矢量的直接转矩控制中。因此本文在基于合成矢量的三电平逆变器的基础上, 提出转矩预前控制的方法, 希望能很好地改善电机的性能, 减少电机的转矩脉动。

基于预前控制异步电动机直接转矩控制方案的基本思路:在一个工作周期内, 工作矢量的不连续性造成了转矩的急剧增加或减少, 以至于要么比给定转矩大, 要么比给定转矩小, 那么我们完全可以使这个工作矢量的作用时间缩短, 而在剩下的时间内作用零矢量, 从而使转矩刚好达到给定的转矩值。其基本原理框图如图1所示。

2 预前控制方案

2.1 带幅值和相位补偿的定子磁链观测

在异步电机定子磁场定向中, 对于三相平衡的交流电源, 可以利用Clarke变换将三相静止坐标系向两相静止α-β坐标系变换。而要得到三相交流电源, 在电压重构的时候, 并不是采样逆变器输出的三相电压, 而是理想地从开关函数确定逆变电压。在两相静止坐标系下, 电机定子磁链Ψs与电压空间矢量的关系为

Ψs=∫${}_0^{\tau }$ (Vs-isRs) dτ=∫${}_0^{\tau }$Vdτ

其频域表达式为

$\Psi {}_{\text{s}}=\frac{V{}_{\text{s}}-{\rm I}{}_{\text{s}}R{}_{\text{s}}}{\text{j}\omega {}_{\text{e}}}$

采用低通滤波器代替纯积分环节, 得到磁链估计值为

${\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}=\frac{V{}_{\text{s}}-{\rm I}{}_{\text{s}}R{}_{\text{s}}}{\text{j}\omega {}_{\text{e}}+\omega {}_{\text{c}}}$

式中:ωe为电机的同步频率;ωc为低通滤波器的截止频率。

因此可得到下式:

$\frac{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}}{\Psi {}_{\text{s}}}\angle {\theta }^{\prime }-\theta =\frac{\omega {}_{\text{e}}}{\sqrt{\omega {}_{\text{c}}^2+\omega {}_{\text{e}}^2}}\angle \phi$

其中$\phi =\frac{\text{π}}{2}-\arctan (\frac{\omega {}_{\text{e}}}{\omega {}_{\text{c}}})$

因而可得到如下推导:

$\begin{array}{l}\Psi {}_{\text{s}\alpha }=\Psi {}_{\text{s}}\cos ({\theta }^{\prime }-\phi )\\ =\Psi {}_{\text{s}}(\cos {\theta }^{\prime }\cos \phi +\sin {\theta }^{\prime }\sin \phi )\\ =\frac{\sqrt{\omega {}_{\text{c}}^2+\omega {}_{\text{e}}^2}}{\omega {}_{\text{e}}}{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}(\frac{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}\alpha }}{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}}\cos \phi +\frac{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}\beta }}{{\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}}\sin \phi )\\ ={\Psi }^{\prime }{}_{\alpha }+\frac{\omega {}_{\text{c}}}{\omega {}_{\text{e}}}{\Psi }^{\prime }{}_{\beta }\end{array}$

同理可得到如下的推导结果:

$\Psi {}_{\text{s}\beta }={\Psi }^{\prime }{}_{\beta }-\frac{\omega {}_{\text{c}}}{\omega {}_{\text{e}}}{\Psi }^{\prime }{}_{\alpha }$

上面两个推导给出了定子磁链的补偿公式, 其在Matlab中可以很好地实现其模型, 如图2所示。

在两相静止坐标系下, 异步电机所产生的电磁转矩表示为

${\rm T}=\frac{3}{2}p{}_{\text{n}}(\Psi {}_{\text{s}}\times i{}_{\text{s}})=\frac{3}{2}p{}_{\text{n}}(\Psi {}_{\text{s}\alpha }i{}_{\text{s}\beta }-\Psi {}_{\text{s}\beta }i{}_{\text{s}\alpha })$

式中:pn为电动机的磁对数;T为电动机的电磁转矩;isα为定子电流α轴分量;isβ为定子电流β轴分量。

将电磁转矩离散化得到:

$\text{Δ}{\rm T}=\frac{3}{2}p{}_{\text{n}}(\text{Δ}\Psi {}_{\text{s}\alpha }\text{Δ}i{}_{\text{s}\beta }-\text{Δ}\Psi {}_{\text{s}\beta }\text{Δ}i{}_{\text{s}\alpha })$

2.2 预测时间的确定

根据当前转矩滞环、磁链滞环以及判断的所在扇区, 确定了下一周期的电压矢量us。现在必须确定非零电压矢量的作用时间。

设此时的转矩误差ΔT=T*m-Tm, 施加的非零电压矢量的时间为t, 零电压矢量的作用时间为t0。

在0～t时间内

$\text{Δ}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}\uparrow =\frac{p{}_{\text{n}}(\Psi {}_{\text{s}\alpha }u{}_{\text{s}\beta }-\Psi {}_{\text{s}\beta }u{}_{\text{s}\alpha })-R{}_{\text{m}}{\rm T}-p{}_{\text{n}}\omega \Psi {}_{\text{s}}^2}{L{}_{\sigma }}t$

在t～T时间内

$\text{Δ}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}\downarrow =\frac{-R{}_{\text{m}}{\rm T}-p{}_{\text{n}}\omega \Psi {}_{\text{s}}^2}{L{}_{\sigma }}({\rm T}-t)$

而如果在一个周期内, 令

ΔTem↑+ΔTem↓=ΔTem

则可以得到预估测时间为

$t=\frac{L{}_{\sigma }\text{Δ}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}+(R{}_{\text{m}}{\rm T}{}_{\text{e}\text{m}}+p{}_{\text{n}}\omega \Psi {}_{\text{s}}^2){\rm T}}{p{}_{\text{n}}(\Psi {}_{\text{s}\alpha }u{}_{\text{s}\beta }-\Psi {}_{\text{s}\beta }u{}_{\text{s}\alpha })}$

其中$L{}_{\sigma }=\frac{L{}_{\text{s}}L{}_{\text{r}}-L{}_{\text{m}}^2}{L{}_{\text{m}}}$

$R{}_{\text{m}}=\frac{L{}_{\text{r}}}{L{}_{\text{m}}}R{}_{\text{s}}+\frac{L{}_{\text{s}}}{L{}_{\text{m}}}R{}_{\text{r}}$

式中:Ls为定子磁感;Lr为转子磁感;Lm为漏感;Rs为定子电阻;Rr为转子电阻。

3 空间电压矢量的选择与相应PWM的发生

3.1 空间电压矢量的了解

三电平空间电压矢量PWM逆变器示意如图3所示。

图3中, 逆变器每相有4个开关, 当上两个管子导通时, 定义为P;当中间两个管子导通的时候, 定义为O;当下两个管子导通的时候, 定义为N。由此可见, 三相桥可以输出27个状态, 每个状态对应一个空间矢量。其中有3个零矢量, 24个非零矢量;非零矢量包括6个大矢量, 6个中矢量, 6个正小矢量, 6个负小矢量。三电平电压矢量如图4所示。

3.2 关于PWM的作用

由参考文献[3]的分析已知, 当点电位往下偏移时, 选择N组矢量 (如图5所示) ;当中点电位向上偏移时, 选择P组矢量 (如图6所示) 。

由预估测算法计算出来的矢量作用时间有两种情况。当t≥T时, 当前转矩值与给定的转矩值相差较大, 工作矢量作用整个开关周期, 转矩都达不到给定值, 这时必须一直施加非零矢量;当t<T时, 非零矢量作用不到一个开关周期转矩就能达到给定值, 因而在剩下的T-t的时间内施加零矢量。然而由于中点电位的影响, 使得逆变器交替的选择P组和N组, 这就使得在T-t这段时间内零矢量的形式必须有两种, 否则会导致P组和N组切换时导致开关管发生直通现象。经过仔细的分析, 当P组矢量作用时, 零矢量的作用形式为PPP;当N组矢量作用时, 零矢量的作用形式为NNN。以某个采样周期发的P组矢量V2为例 (如图6所示) , 采用中心对称的7段式合成该矢量。设PPO矢量作用时间为t0, PON矢量作用时间为t1, ONN矢量作用时间为t2, 则PPP矢量的作用时间为T-t。如参考文献[3]的开关矢量表, 我们可以得出各个矢量的作用时间:t0=0.33t, t1=0.33t, t2=0.33t。

用计算出来的矢量作用时间代替原来的开关周期发非零矢量, 其优点就是抛弃了比较复杂的各个矢量的作用时间的计算。在非零矢量作用的时间t内, 并不需要考虑开关管的占空比。然而在整个开关周期T内, 开关管的占空比是时刻都在变化的, 这样就必须建立一个模型, 使其占空比可变, 来达到预估测的目的。

4 基于MATLAB7.0的仿真及结果分析

对上述预估测算法, 利用Matlab7.0中的Simulink仿真软件进行仿真, 研究采用该控制方法的有效性和系统的动、静态性能。仿真中直流侧母线电压为514 V, 以三相交流电动机为负载, 仿真电机参数如下:Pn=1.1 kW, U=380 V, np=2, Rs=4.533 Ω, Rr=3.467 Ω, Ls=Lr=313.4 mH, Lm=290.6 mH, J=0.02 kg·m2 , 负载转矩为5 N·m, 磁链给定为0.8 Wb。

仿真条件:当给定转速ω=148 rad/s时, 电机空载启动, 在0.3 s时突加5 N·m负载, 得到图7、图8仿真波形。

由图7b、图8b可以看出, 在高速状态下, 预前控制算法对减小转矩脉动是有影响的。

当给定转速ω=45 rad/s时, 电机空载启动, 在0.3 s时突加5 N·m负载, 得到图9、图10的仿真波形。

由图9b、图10b可以看出, 在30%额定转速下, 预前控制算法能够较好地减小转矩脉动, 转矩脉动平均值得到减小, 脉动幅值得到很好的减小。而不管高速还是低速运行, 从图9a、图10a可以看出, 预前控制算法并没有影响电流的光滑性和正弦性。

5 结论

仿真证明, 在基于合成矢量的三电平直接转矩控制中, 预前控制方法在电机30%的额定转速以上是可以减小转矩脉动的。由于本系统采用的是比较简单的SVPWM合成12个方向电压矢量。如果要更加精准, 则需要合成任意角度的电压矢量。

参考文献

[1]李永东.交流电机数字控制系统[M].北京:机械工业出版社, 2003.

[2]谢红军, 张庆范, 张琪君.基于预前控制的异步电机直接转矩控制方案的研究[J].电气传动, 2006, 36 (8) :12-15.

[3]王建渊, 蔡建, 钟彦儒.一种新的合成矢量三电平PWM方法的仿真研究[J].系统仿真学报, 2008, 20 (1) :147-155.

[4]杨家强, 黄进.基于转矩预测的异步电机直接转矩控制研究[J].浙江大学学报, 2005, 39 (9) :1277-1281.

异步电机直接转矩控制的仿真研究 篇7

直接转矩控制(DTC)技术是上世纪80年代中期发展起来的新技术。它是继矢量控制技术之后发展起来的一种新型的高性能交流调速传动控制技术。直接转矩控制技术采用空间矢量的分析方法,直接在定子坐标系下计算和控制交流电机的转矩,采用定子磁场定向,借助两点式(Band-Band)调节产生PWM信号,直接对逆变器的开关状态进行控制,以获得转矩的高动态性能。该控制系统的转矩响应迅速,是一种具有高静动态性能的交流调速方法[1,2]。

随着经济的发展,在诸多领域里利用高性能的交流调速逐步替代价格较高的直流调速是一个趋势。而直接转矩控制是高性能交流调速技术中潜力最大的一种,而且其控制方法本身非常适合全数字化实现,这一点正和现在飞速发展的电子技术相适应,所以对其进行深入的研究具有良好的现实意义[3]。本研究着重分析如何根据磁链滞环调节和转矩滞环调节结果,以及磁链所在扇区进行最优的逆变器开关选择,通过灵活运用Matlab的强大仿真功能建立直接转矩控制仿真系统,对直接转矩控制方法的特点及其存在的问题进行仿真分析研究。

1 异步电动机的数学模型

异步电动机是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统,为了便于分析,在建立其数学模型时,将做些允许范围内的假设[4,5]。在α-β静止坐标系下,异步电动机的磁链方程、标准状态方程、转子运动方程及转矩方程如下:

(1)标准状态方程:

其中,δ=LsLr-L2m。

(2)磁链方程:

(3)转子运动方程:

式中J—电动机的转动惯量;Pn—电动机的极对数;TL—电动机外加的负载转矩。

(4)电磁转矩方程:

异步电动机的电磁转矩方程有多种表达形式,本研究建模所使用的数学模型如上式所示。

2 直接转矩控制系统原理与建模

直接转矩控制系统结构如图1所示,主要包括转矩计算、磁链计算、转矩、磁链滞环调节器及转速PI调节等,通过转矩和磁链环选择合适的电压矢量,调节电机转矩和定子磁链快速跟踪给定值,以达到通过电机定子磁链控制电磁转矩的目的[6,7]。

2.1 异步电动机建模

Simulink是一个开放的编程环境,并带有大量的功能模块,用户可以通过简单的操作建立自己的模型,然后直接进行仿真。

由式(1)可知,异步电机电压电流模型是4阶时变的状态空间模型,本研究通过编写S函数生成了电机模型,如图2所示。根据式(3)可得到电机转子转速模型,如图3所示。

2.2 磁链和转矩观测器模型

异步电动机的定子磁链模型有多种,如电压-电流型、电流-转速型和电压-转速型等,本研究采用电压-电流定子磁链观测器模型,其数学表达式为:

根据式(4)、式(5)可以得到异步电动机的磁链和转矩观测器的仿真模型,如图4所示。

2.3 磁链和转矩调节器模型

磁链调节是使定子磁链幅值在给定值所允许范围内波动,而此波动范围就是给定的容差±εψ。磁链调节器的结构实际上是施密特触发器,对磁链幅值进行两点式调节。

为了控制转矩,转矩控制必须具备两个功能:一个功能是转矩控制器直接调节转矩;另外一个功能是在调节转矩的同时,控制定子磁链的旋转方向,以加强转矩的调节。这里转矩调节器采用双滞环控制器,对转矩进行三点式调节,其输入为ΔTe,输出值为转矩控制信号0、1、2,其仿真模型需要两个施密特触发器。

2.4 磁链所在扇区判断模型

判断定子磁链所在扇区的方法很多,本研究采用一种很简单的判定方法。为便于判断定子磁链当前的空间位置,可将三相轴线旋转成如图5所示,变为a0、b0、c0,那么磁链在这3个坐标上的投影为:

定义开关函数如下:

通过Sk就可以很容易判断定子磁链所在的扇区,设4Sa0+2Sb0+Sc0=N,则定子磁链在SN扇区(N=1,2,3,4,5,6)。据此可以得到磁链所在扇区判断的仿真模型,该模型主要用m文件编写的程序。

2.5 转速PI调节器模型

转速比例积分调节器将反馈回来的转速当前值和转速给定值进行比较,通过比例-积分调节器的调节得到转矩给定值,恰当的选择比例和积分部分的系数可控制输出的超调量[8],较快地调节最大转矩,其仿真模型如图6所示。

2.6 逆变器开关状态选择模型

逆变器6个可能的工作电压状态输出6个工作电压空间矢量,即U1(001)、U2(010)、U3(011)、U4(100)、U5(101)、U6(110)。而定子磁链空间矢量的运动方向由电压空间矢量的方向确定,因此磁链只能在这6个方向上运行。用6个电压空间矢量组合的方法,就可以实现近似圆形磁链轨迹的运行方式。只要每个区间中电压状态数目足够多,磁链轨迹就能足够逼近圆形。这就要求根据转矩调节器、磁链调节器和磁链空间矢量所在扇区等控制单元综合考虑,选择相应的电压空间矢量。最优的电压空间矢量的选择不但可以得到最好的磁链轨迹,减小转矩脉动,而且能减小开关器件的动作频率[9,10]。所以正确合理的开关状态选择在直接转矩控制系统中至关重要。

下面本研究以定子磁链逆时针旋转为例说明如何综合考虑定子磁链和转矩状态来选取电压空间矢量,假设定子磁链位于S1扇区,如图7所示。

当转矩达到下限值时,需要用非零电压矢量来增加转矩,此时分两种情况:(1)定子磁链幅值也达到下限值则用电压矢量U6,以获得同时增加转矩和磁链的效果;(2)定子磁链幅值达到上限则用电压矢量U2,以获得增加转矩和减小磁链的效果。当转矩达到上限时,则采用零电压矢量U0或U7,获得最慢速度减小转矩和维持定子磁链基本不变的目的。总之,在扇区S1,通过U0、U7和工作电压矢量U1、U2、U5、U6间的不断切换,就能实现以转矩控制为中心的转矩和磁链的协调控制,其他扇区分析方法类似[11,12]。此时的开关状态表如表1所示。

据此通过查表的方式,本研究编写了逆变器开关状态选择的仿真模型,其输入为磁链滞环比较器、转矩比较器及扇区判断的模块的输出值,输出为定子两相坐标系下的电压,该模块主要功能用m文件编程实现。

将以上介绍的各个模块封装成简洁的子模块,便可以搭建结构简单明了的异步电动机直接转矩控制系统的仿真模型,如图8所示。

3 仿真结果及分析

仿真中的主要参数如下:Rs=0.4Ω;Rr=0.5Ω;Ls=0.086 m H;Lm=0.089 m H;Pn=2;J=0.088 kg·m2。

在仿真过程中,定子磁链幅值给定值为0.8 Wb,磁链滞环比较器容差为0.01 Wb;转矩滞环比较器容差为1 N·m;在0≤t≤0.4 s范围内,速度给定值ω*=100 rad/s;t>0.4 s时,ω*=150 rad/s。在0≤t≤0.2 s范围内时,负载转矩给定值TL=0 N·m;在t>0.2 s时,负载转矩给定值TL=40 N·m。在以上参数下,得到的仿真结果如图9所示。保持其他参数不变,改变磁链滞环比较器的容差,得到的定子磁链轨迹如图10所示。

从速度和转矩变化波形可以看出,直接转矩控制对转速和负载的突变均有较快的响应速度,且超调量很小,既保证了动态响应的快速性,又保证了静态时的稳定性。同时从波形的初始阶段可见,PI调节器设置积分饱和输出及较大的比例系数能够较快调节转矩为最大值,实现时间最短调节。定子电流波形表明稳态时电流基本上为正弦波,且突加负载时电流无过载情况。图10表明磁链幅值在动静调节中始终保持在容差之内,且磁链滞环容差越小,定子磁链轨迹越接近圆形。

4 结束语

仿真结果证明了本研究所采用的建模方法的正确性。异步电动机采用直接转矩控制具有响应速度快,暂态时间短,负载给定及转速给定突变时变化波动小,磁链幅值保持恒定等优点,并且其控制思想清晰明确,控制结构简单,充分证明了直接转矩控制的优越性和有效性。且随着电力电子开关器件和DSP等控制芯片的不断发展,直接转矩控制将具有越来越广阔的实际应用空间,而本研究的仿真研究正是为其进一步的实验研究打下了良好的基础。但该控制方法也有其不足之处,如稳态时存在较大的转矩脉动,启动时磁链轨迹较差等问题,需要进行大量的进一步研究。

摘要：在异步电动机α-β坐标系下介绍了异步电动机的数学模型、直接转矩控制(DTC)系统的工作原理和基本组成。针对直接转矩控制系统存在的转矩脉动问题,给出了一种新型的定子磁链控制器和转矩控制器,采用新型的电压矢量选择表代替传统的电压矢量选择表。并在Matlab/Simulink平台上搭建了异步电动机直接转矩控制调速系统的仿真模型,并对仿真模型中的主要模块进行了描述,简要说明了空间电压矢量的选择对转矩和磁链的作用和影响。仿真结果验证了该模型的正确性和整个系统的快速动态响应特性。

关键词：异步电动机,直接转矩控制,Matlab/Simulink

参考文献

[1][美]BOSE B K.现代电力电子学与交流传动[M].王聪,赵金,于庆广,等,译.北京:机械工业出版社,2005:24-56.

[2]杨甫,许伯强,杨桂兰.变频器供电下异步电动机转子断条故障仿真研究[J].机电工程技术,2009,38(1):67-69.

[3]李夙.异步电动机直接转矩控制[M].北京:机械工业出版社,1994:1-110.

[4]曹承志,曲红梅,路战红,等.Matlab软件包中simulink环境下直接转矩控制系统的仿真[J].电机与控制学报,2001,5(2):112-114.

[5]孟庆春,叶锦娇,郭凤仪.异步电动机直接转矩控制系统的改进方案[J].中国电机工程学报,2005,25(13):118-122.

[6]CASADEI D,SERRA G,TANI A.Performance analysis ofa speed-sensorless induction motor drive based on a constant-switching-frequency DTC scheme[J].IEEE IA,2003,39(2):476-483.

[7]KLRIS N,YATIM A.An improved stator flux estimation insteady-state operation for direct torque control of inductionmachine[J].IEEE Trans.on Industry Applications,2002,38(1):110-116.

[8]WAHAB H F A,SANUSI H.Simulink model of direct torquecontrol of induction machine[J].American Journal of Ap-plied Sciences,2008,5(8):1083-1090.

[9]BUJA G S,KAZMIERKOWSKI M P.Direct torque control ofPWM inverter-fed AC motors-a survey[J].IEEE Trans.onIndustrial Electronics,2004,51(4):744-757.

[10]廖晓钟,马克明,周乐芳.一种细分空间的PWM波形实时生成方法[J].电气传动,2004,34(3):13-15.

[11]SHYU Kuo-kai,SHANG Li-jen,CHEN Hwang-zhi.Fluxcompensated direct torque control of induction motor drivesfor low speed operation[J].IEEE Trans.Ind.Electron-ics,2004,19(6):545-553.