直接调节（通用4篇）
直接调节 篇1
1 直接空气冷却系统在运行中的调整
直接空气冷却系统在运行中调整的任务:1) 汽轮机组的排汽背压应保持在最佳值。2) 所采用的风机应保持最小的电能消耗。3) 汽轮机组的凝结水温度应保持一定值。
以上这些任务要求必须达到, 那么我们应采取两种方法, 分别是蒸汽流量控制和空气流量控制。现在工程上广泛采用的, 比较方便实现的空气流量控制一般采用百叶窗, 调频风机等送风设备。而蒸汽流量控制需要选择正确的大型切断阀门, 这些阀门要求处于真空条件下, 因此需要正确的安装和保护, 确保机组安全稳定运行。在实际的工程上这种方式很难被采用。
从汽轮机组安全稳定运行的角度考虑, 在夏季大气温度较高时, 提高冷却能力应采用大风量;而在冬季大气温度较低时, 较低的管间风速比较适宜。从对汽轮机组安全运行防冻的角度考虑, 在大气温度比较低的情况下, 蒸汽流量应保持大于最小蒸汽流量, 这是很重要的。直接空气冷却系统在运行中的调节实际上就是对空气流量的一个调节控制。
在工程上应用比较广泛的调节汽轮机组背压的方法一般是指喷湿和调整空气流量, 但在直接空气冷却系统中, 则要求先确定热交换面积。
调整空气流量实际上就是对空气流量起到一个控制的作用, 一般我们采用的设备有百叶窗和调频风机等。在工程实际应用中最有效的设备是调频风机, 它能够很好的控制空气流量, 风机可在20% ~100% (110%) 的速度下能良好运行。同时在夏季大气温度较高时, 可以有效的防止热风再循环现象的产生。在冬季大气温度较低时大风对空气散热器的影响是很大的, 因此应设置防风墙。增加空气湿度以及冷却表面加湿相结合的方法我们通常称为喷湿。不同的系统装置它的方式也不同。增加空气湿度可加大传热温差, 以此来降低入口空气温度。而冷却表面加湿则可以提高换热效果。曾经有工程上采用喷湿在空气冷却系统中使汽轮机组的排汽背压降低3Kpa左右。
2 汽轮发电机组中直接空冷系统在运行中的自动调节控制
A C C控制系统控制汽轮机排汽背压。并保护系统管束的出口不过冷。排汽压力由风机转速的变化控制。这种变化是连续的。有可能从满速降到最小速度, 也有可能从量小变到满速。但产生谐振的频率在长期不变的运行时是要避免的。临界速度应被尽快地过渡, 大于或低于临界转速而长期运行的风机转速是自动调节的, 可以运行在差别不大的转速。
3 控制变量
1) 控制系统在过程控制时感应以下信号:排汽压力、凝结水温度、抽汽温度、抽汽压力、环境温度、风机速度、风机功率消耗。2) 三个压力传感器测量排汽管道压力。通过改变风机转速和蒸汽隔离阀的位置可以控制直接空冷系统的性能, 主要是汽轮机组冷凝器换热片中通过的空气流量发生了改变, 一般在机组正常运行中, 汽轮机组的排汽压力是主要的控制变量。3) 汽轮机组的排汽压力作为主要的控制变量时, 要求它必须在设定值得范围内, 否则它的控制是没有效的。为了防止发生汽轮机组凝结水过冷现象, 汽轮机组排汽压力作为控制变量会自动被凝结水温度或者是抽汽温度所取代。4) 汽轮机组的排汽压力由压力传感器测量得到, 风机频率由压力控制器控制, 风机转速的改变随着压力的变化而变化, 保证了运行工况的安全。
注意:如果凝结水温度或抽汽温度降到提前设定值以下, 其相应的凝结水或抽汽温度变为临时主控变量。这种温度控制意味只有受影响的才是温度控制, 其它的还是压力控制模式。
4 汽轮机组中直接空冷系统自动控制调节的要求
随着机组负荷的变化, 大气温度的变化, 以及轴流风机转速调节的变化, 汽轮机组空气冷却散热器的冷却能力必需适应排汽背压的变化, 保证汽轮机组安全温度运行。
汽轮机组空气冷却系统的自动运行方式根据环境温度的不同分为两种:
4.1 夏季运行模式
当环境气温高于设计气温时, 空冷系统的调节控制既进入夏季运行方式。此时空冷风机在额定转速的转速下运行, 控制系统不再调节风机转速。如果汽轮机的排汽背压超过规定值, 汽轮机只能降低热负荷来保证其安全性。
在设计气温与无效低温之间, 空冷风机在额定转速下运行, 汽轮机的负荷随着环境温度的变化而变化。当环境温度处于无效低温以下时, 空冷风机的转速随着环境温度的变化而变化, 既开始调节空冷系统的特性, 以维持汽轮机的排汽背压不随着气温的下降而继续下降。
4.2 冬季运行模式实际上就是汽轮机组在冬季运行中的自我保护模式
这种保护方式只有在大气温度低于3摄氏度的时候才会被启动运行。A C C系统在自动控制程序在大气温度低于3摄氏度时, 同时在限定的40分钟之内启动结束后, 冬季保护模式才将启动, 开始对A C C系统的控制。
1) 顺流冷凝单元保护控制投入条件。a.在逆流冷凝器保护不启动的条件下, 既逆流风机保持当时转速不变。b.凝结水温度低于34摄氏度时。c.环境温度低于3摄氏度时。2) 顺流冷凝单元保护控制操作。当顺流冷凝单元风机保护被启动时, 为了保持转速不变, 将锁定逆流冷凝单元风机。顺流冷凝单元风机将被停止, 是由于顺流冷凝风机将按照规定的曲线下滑, 转速持续降低, 最终为零。需要引起重视的是, 保持逆流冷凝单元风机的转速不变对于顺流冷凝单元风机保护运行时是很重要的。因为在顺流冷凝风机转速下降的同时, 顺流冷凝单元的冷凝能力将下降, 汽轮机的排汽背压将升高, 这时候如果逆流冷凝单元风机转速升高, 将导致逆流管束出现进一步的过冷情况。如果要对顺流冷凝单元风机保护进行复位, 要求风机重新控制相关参数的话, 汽轮机组的冷凝水的温度要大于34摄氏度。3) 逆流冷凝单元的保护控制投入条件。a.顺流冷凝单元的保护控制未被再次启动。b.逆流冷凝单元的抽汽温度低于20摄氏度。c.当环境温度低于3摄氏度。4) 逆流冷凝单元的保护控制操作。当逆流冷凝单元风机保护被启动时, 那么此时顺流冷凝单元风机的转速要保持不变, 顺流冷凝单元风机此时应被锁定。最终逆流冷凝单元风机将被停止, 是由于逆流冷凝风机将按照规定的曲线下滑, 转速持续降低, 最终为零。
需要引起重视的是, 保持顺流冷凝单元风机的转速不变对于逆流冷凝单元风机保护运行时是很重要的。因为在逆流冷凝风机转速下降的同时, 逆流冷凝单元的冷凝能力将下降, 汽轮机的排汽背压将升高, 这时候如果顺流冷凝单元风机转速升高, 将导致顺流管束出现进一步的过冷情况。
如果要对逆流冷凝单元风机保护进行复位, 要求风机重新控制相关参数的话, 汽轮机组的逆流冷凝单元的抽汽温度应大于25摄氏度。
参考文献
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[2]武俊.600MW机组直接空冷系统在国内的应用.电力技术, 2005.
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直接调节 篇2
直接转矩控制充分利用电压型逆变器的开关特点, 通过不断变化电压状态使定子磁链轨迹为六边形或近似圆形, 并通过零电压矢量的穿插调节来改变转差频率, 以控制电机的转矩与磁链的变化, 从而控制异步电动机的磁链和转矩按要求快速变化。
在电机启动时, 定子磁链处于空间原点位置, 给出一个初始开关工作状态, 使其脱离原点位置, 通过对电流和电压采样信号进行3/2相变换, 计算出在其坐标下的投影矢量isa、isβ、usa和usβ。将这些量通过电磁转矩计算模块和矢量分析器分别得到转矩反馈值和磁链反馈值。转矩反馈值与转速PI调节器输出量通过转矩调节器得出转矩开关信号, 同理可得到磁链开关信号, 这两个开关信号和磁链所在扇区共同选择下一个周期的开关状态, 对逆变器进行控制, 从而完成一个控制周期。系统控制框图如图1所示。
图1为典型的直接转矩控制系统框图, 整个系统是一个磁链转矩双闭环系统。速度给定ωr*与电机的速度观测值ωr进行比较后经过一个PI调节器输出转矩给定信号Te*。另一方面系统检测三相定子电流和电压, 经坐标变换转化到静止坐标系, 由此计算电机的电磁转矩Te、磁链幅值ψe和磁链所在的扇区N。磁链和转矩的给定和反馈信号送入转矩和磁通比较器, 其差值经控制器输出转矩和磁链控制信号。开关状态选择器根据不同的扇区、转矩和磁链控制信号确定下一个时刻逆变器的开关状态。首先异步电机定子相电压、相电流的采样值经3/2坐标变换, 得到α-β坐标下的分量, 再按照异步电机的定子磁链和转矩模型计算出实际转矩Te和定子磁链ψs的两个分量ψsα、ψsβ, 这样就可以计算出定子磁链ψs的幅值和磁链位置θ。将测量得到实际转速和给定转速输入到转速调节器, 转速调节器根据给定转速和实际转速的差值输出给定转矩Te*。将给定转矩Te*和观测到的Te送入转矩调节器, 得到转矩控制信号TQ, 磁链调节器根据给定子磁链ψs*幅值和转子磁链ψs幅值的差值输出磁链控制信号ψφ。最后开关状态选择单元根据磁链控制信号ψQ、转矩控制信号TQ和磁链位置θ, 查逆变器开关状态表, 输出正确合理的开关状态来控制逆变器驱动电机正确运行。
由此, 可以得到直接转矩控制系统的结构:磁链自控制单元选择定子磁链所在的正确区段位置, 以形成是圆形磁链;转矩和磁链调节环节分别实现转矩和磁链的直接自控制;通过开关信号选择得到正确的电压开关信号, 以实现对电压空间矢量的正确选择。
2 磁链调节
磁链的调节通过磁链滞环比较器实现, 其作用是保证实际磁链ψs*与给定磁链ψs的差值在±εψ的范围内, 例如, 在低速时由于定子电阻压降的影响, 定子磁链幅值将减小。为避免定子磁链幅值的减小, 引入磁链调节闭环。调节采用施密特触发器来实现, 对磁链进行两点式调节, 触发器的容差宽度为, 是定子磁链幅值相对于给定值所容许的波动范围。磁链误差为, 作为调节器的输入, 将误差进行滞环比较, 当误差超过允许值就进行电压切换。输出时磁链量开关信号ψq, 如图2所示。
在图2中, 当△>ψs>εψ时, ψq=1, 此时选择电压矢量使ψs增加;当△>ψs<-εψ, ψq=0, 此时选择电压矢量使ψs减小;当│△>ψs│<εψ则电压矢量不变。
3 转矩调节
转矩的大小可以通过改变定子磁链运轨迹的平均速度来控制。要改变定子磁链运轨迹的平均速度, 就要引入零电压空间矢量来进行控制。
转矩控制部分由转矩调节器组成, 转矩调节器的输入为△Te=Te*-Te, Te*是给定转矩, Te是电动机的实际观测出的转矩。转矩给定值Te*是通过对电机转速进行PI调节所得。输出量是转矩开关量TQ, 调节器的容差是±εψ, 决定了逆变器开关频率的大小。
在转矩调解时, 采用离散的两点式调节方式, 把转矩波动限制在给定值的容差范围内。当理想空载转速一定时, 转矩容差越小, 开关频率越高。转矩的两点式调节器如图3所示。
当Te*>Te时, 若电机的转矩Te在增加且TQ=1, 则只有Te增加到Te*时, 调节器的输出TQ才能变为“0”;若电机的转矩在减少且当TQ=0, 则只有等到Te减小到Te*-△εψ时, 调节器的输出TQ才能变为“l”。而当Te*<Te时, 若电机的转矩Te在增加且TQ=0, 则只有等Te增加到Te*-△εψ时, 调节器的输出TQ才能变为“-1”, 若电机的转矩在减少且TQ=-1, 则只有使Te减小到Te*时, 调节器的输出TQ才能变为“0”。
结合上述分析, 可以定义转矩调节器的输出TQ取不同值时的含义:
(1) TQ=1———控制定子磁链正转;
(2) TQ=0———采用零电压向量控制定子磁链不动;
(3) TQ=-1———控制定子磁链反转。
4 总结
异步电机控制的理想状态是控制电动机的磁链和转矩, 使磁链轨迹近似为圆形。本文从直接转矩在交流电机的控制领域的地位出发, 介绍了直接转矩控制系统的基本控制原理。
本文所介绍的直接转矩系统是在理想的环境下实现的, 没有考虑电机自身发热而使电机内阻变小, 从而对电机磁通产生影响, 实际应用中还需改进。
参考文献
[1]陈亚爱, 周京华.电机与拖动基础及MATLAB仿真[M].北京:机械工业出版社, 2011:50-54.
直接调节 篇3
近年来, 直接转矩控制 (DTC) 感应电机作为具有快速、良好动态转矩响应和磁场定向控制技术而被广泛使用。DTC方案, 基本结构包括控制器、转矩观测器、磁链观测器和电压源逆变器 (VSI) 。该结构简单且多用于启动转矩大、转矩动态反应要求比较快的场合。
1986年直接转矩控制技术被引进国内, 在大量文献中主要讨论如何提高系统的性能, 其中一种方法是使用模糊逻辑控制器 (FLC) , 该控制器可以提高传统直接转矩控制的电磁转矩脉动问题。模糊逻辑在直接转矩控制的低转速区域进行电阻补偿, 比传统DTC提高了精度。但是, 它需要遵循许多的规则以提高精度, 还需要很长的计算时间。本文提出了减少转矩脉动的模糊PI控制器, 并对其进行仿真分析。
1 传统的DTC感应电机驱动器
传统的直接转矩控制驱动器包括一对滞后比较器、定子磁链和转矩观测器、电压矢量开关表和一个电压源逆变器 (VSI) , 如图1所示。其中, |Ψs*|为磁链参考值, |Ψs|为磁链观测值, ΔΨs为磁链误差, Te*为转矩参考值, Te为转矩观测值, ΔTe为转矩误差, ρz为定子磁链区间判断信号。
在传统的直接转矩控制 (DTC) 中, 电压源逆变器中的开关状态控制定子磁链的调节量和电机的输出状态, 这种适当的开关状态由最佳的三维状态转换表决定, 其中磁通和转矩滞后比较器的输出以及空间电压矢量位置的输出作为三维状态转换表的输入。通过选择最佳的电压矢量开关, 切换适当的电压矢量, 使得定子磁链的调节量在它们容差范围内变化, 且能使电机输出转矩快速跟随给定值变化, 从而使调速系统有较高的动态性能。
2 AC4Simulink模型
AC4模型是一个200HP DTC的感应电机驱动模型, 如图2所示。DTC感应电机驱动模型是图1结构框架中的重要组成部分, 包含有速度调节器、电压源逆变器 (VSI) 和感应电动机 (IM) 。
3 基于模糊PI的转矩控制器
在图2中包含磁链调节器和转矩调节器。本文的目的是减少转矩脉动, 因此只在转矩调节器中加入了模糊PI控制器。
在感应电机驱动模型内部模块中, DTC感应驱动器的输入分别为转矩参考值Te*和磁链参考值|Ψs*|, 通过迟滞比较器计算输出转矩值和磁链值。图3为转矩和磁链的调节器。
在图3 (a) 中加入模糊PI控制器, 构成模糊PI转矩调节器。图4为模糊PI转矩调节器仿真模型, 图5为模糊PI转矩调节器的结构框图。其中, G1为转矩误差比例放大系数, G2为转矩误差变化率的比例放大系数, G3为控制信号比例放大系数, TEn=G1·TE, dTEn=G2·dTE, dTcn=G3·dTc。
由图5可以看出, 模糊PI控制器有两个输入, 一个是转矩误差信号TE=Te*-Te, 一个是转矩误差改变率dTE。两个输入在输入模糊控制器之前都加入了比例环节G1和G2, 以使控制器获得更好的输入数据。
控制器的输出是控制信号变化量dTc, 实际的变化量dTcn的获得是通过增加了控制信号变化增益G3获得的。
在模糊PI控制器中, 将输入精确量的取值范围定义成模糊语言变量的论域, 在论域上将模糊语言变量离散化, 分为7个模糊子集, 如表1所示, 每一个模糊子集确定一个隶属度函数。表2为模糊控制规则表, 模糊控制规则表的制定是在仿真结果中不断学习和修正得到的。
4 仿真结果分析
在传统的DTC和以模糊PI为基础的转矩控制器的仿真图中所用的感应电机的参数见表3, 仿真结果见图6、图7。从图6中可以看出传统DTC产生的波峰和波谷之间的纹波差值为220Nm;而图7中基于模糊PI控制器的转矩纹波中波峰和波谷之间的差值为80Nm, 因此该电磁转矩的脉动纹波减小了。
5 结论
在传统DTC中, 低速转矩脉动问题和器件开关频率的差异是两个主要的问题。本文提出了减少转矩脉动的模糊PI控制器。虽然转矩增量的增益参数仍然需要讨论, 但在本文中感应电机低速运行时转矩的脉动减少是非常明显的, 所以基于模糊PI转矩控制器可最大限度地减少转矩脉动。
参考文献
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[5]王玲芝.改进的永磁同步电机直接转矩控制系统仿真实现[J].电力系统保护与控制, 2009 (19) :65-68.
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直接调节 篇4
关键词：开关磁阻电动机,直接瞬时转矩控制,PID控制,单神经元
0 引言
开关磁阻电动机 ( SRM) 的双凸极结构、非线性的铁心磁路以及脉冲工作方式的相电流, 导致其存在较为明显的瞬时转矩脉动[1]。如图1 所示, SRM直接瞬时转矩控制 ( DITC) 是一种采用转矩闭环控制取代电流闭环控制的转矩脉动抑制策略[2], 其不需要建立转矩逆模型, 易于实现。
由于SRM具有精确建模困难、非线性等特点, 常规PID控制难以获得理想的性能[3]。在SRM DITC的转速外环引入具有自适应功能的单神经元PID控制器[4], 以提高系统的动、静态性能。
1 单神经元PID速度调节器的设计
采用的单神经元PID速度调节器框图如图2 所示, 图中, ω 为角速度给定指令; ωr为实际角速度[5]。
ω, ωr经图2 所示的状态变换环节, 变换为状态变量X1, X2, X3, 即
而单神经元自适应PID算法的输出增量及输出为:
式 ( 2) 中: T ( k) , ΔT ( k) 分别为SRM的指令转矩及其增量;K为比例系数; Wi是状态变量Xi的权值 ( i = 1, 2, 3) , 其按有监督的Hebb学习算法进行在线调整, 即:
式中, ηI、ηP、ηD分别为权值W1、W2、W3的学习率因子。
2 转矩分配函数
所选样机为三相 ( 6/4 极) SRM, 其额定功率为0.75 k W, 转子角周期 τr为90°, 步进角 θstep为30°, 各相转矩分配函数均选用正弦型TSF, 若考虑到开通角可能提前至 θon<0°且一般至多可提前到 θ1处 ( 对样机而言, θ1= -14°) , 则第j相转矩的TSF为:
TSF以 τr= 90° 为周期, 三相TSF依次错开30°, 任一转子位置处, 三相TSF之和均为1, 滞环宽度2ΔT取为0.02 N·m。
3 仿真分析
基于MATLAB Simulink建立的仿真模型如图3 所示。
在常规PID控制器中, 选定参数为KP= 8; KI= 5; KD=0.000 1, 采样时间Ts= 1 × e - 6s。在单神经元PID控制器中, 选定参数为: W10= 0.8; W20= 3; W30= 0. 000 1; K = 0. 12;ηI= 0.000 2; ηP= 4; ηD= 0.01, 采样时间Ts= 1×e-6s。
图4、图5、图6 分别为 ω = 30、60、90 rad/s时的常规PID控制器和单神经元PID的输出转速及转矩。
由图4、图5、图6 可以看出: 由于常规PID控制器参数固定, 不能保证在较宽的调速范围内保持优良的控制性能。就仿真的结果而言, 转速调节器采用常规PID的SRM DITC系统, 给定角速度30 rad / s时的转矩脉动较小, 而给定角速度90 rad/s时的转矩脉动显著增大。由于单神经元自适应PID实质上为变系数的比例积分微分控制器, 具有自适应、自学习的能力[6], 从而可在较宽的调速范围内保持优良的控制性能[7]。就仿真的结果而言, 转速调节器采用单神经元自适应PID的SRM DITC系统, 不仅给定角速度为30 rad/s时的转矩脉动较小, 而且在给定角速度为90 rad/s时的转矩脉动仍然较小。
当ω=60 rad/s时, 在电机运行稳定以后加上一个1 N·m的负载扰动, 图7中 (a) (b) 为常规PID控制器加了扰动之后的输出转速及转矩的变化情况, 可以看出转速和转矩在加入负载的瞬间会产生很大的振荡, 在加入扰动电机稳定运行之后转速依然存在脉动且不能恢复到加入扰动前的值, 转矩也存在较大的脉动。图7中 (c) (d) 为单神经元PID控制器加入扰动之后的输出转速及转矩, 可以看出其转速及转矩在加入负载扰动瞬间, 变化较平缓, 转速在电机再次稳定运行后依然能够恢复到60 rad/s。这说明单神经元PID的抗负载扰动能力较常规PID强[8]。
4 结语
采用基于转矩闭环的SRM直接瞬时转矩控制策略以抑制其转矩脉动, 在转速外环引入了单神经元自适应PID控制器取代常规PID, 仿真表明, 与常规PID比较, 速度调节器采用单神经元自适应PID的SRM直接瞬时转矩控制系统在较宽的调速范围内具有较好的动、静态性能及抗负载扰动能力。
参考文献
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