转矩检测

转矩检测（精选5篇）

转矩检测 篇1

0 引言

船舶的主推进装置主要以柴油机作为动力源。柴油机作为一个曲柄连杆机构必然导致船舶推进系统工作的不连续性。船舶推进主轴输出转矩是一个周期性的交变转矩。同时也由于螺旋桨不均匀的推力以及轴系旋转的陀螺效应, 会导致船舶轴系在正常运行中会出现一系列的振动。传统柴油机转矩测试系统主要以水力和电力测功器间接测得, 且只适用于校正和整修环节[1]。对于柴油机推进轴系转矩实时检测系统, 它受到风浪、螺旋桨、扭振等客观因素的影响较多, 由于转矩测量的准确性和可靠性直接关系到主动力装置的故障诊断和船机桨的匹配情况, 设计一套可行的柴油机主动力推进装置轴系转矩的实时在线监测系统就显得尤为重要。

目前, 在转矩测量方面比较成熟的技术主要是应变片式和磁电相位式。由于磁电相位式转矩测量系统需要将测量单元介入到轴系环节, 显然不适用于大型船舶推进装置。应变片式以其结构简单、可操作性强、灵敏度高、适应性强等特点在大型转矩测量系统中得到广泛应用[2]。本文即选用应变片作为实时转矩监测系统的主要传感器。

1 在线转矩监测系统的整体方案

该在线转矩监测系统主要有非接触供电模块、转矩测量模块和数据采集输出模块组成, 如图1 所示。

非接触供电模块通过电能短距离无线传输, 在最大可能降低对轴系旋转影响的前提下, 为传感器测量模块提供持续电能。转矩测量模块固定在柴油机曲轴上, 采用应变片组成惠斯通差动全桥电路。数据发送端将检测到的转矩信号经过模数转换后, 无线发送给连接在工控机上的接收模块。在工控机上采用VS2010 开发环境、C#.NET设计图形化界面, 以实现数据分析和处理, 并将柴油机曲轴转矩以动态化的曲线实时显示。

2 检测系统具体模块的实现

2.1 转矩检测电路

传统轴功率的测量采用能量转换法, 而在实时监测系统中, 通常采用的是传递法。传递法的优点在于能最大限度地减小检测模块对轴系旋转的影响[3]。应变片法就是一种最常用的检测转矩的传递法。它的基本原理是将应变片紧贴于扭轴表面, 扭轴表面的变形将直接影响应变片的电阻。只要测得应变片电阻的变化, 根据转矩与形变程度的对应关系就可以得到实时转矩的变化。具体的实现原理图如图2 所示。

根据力学理论, 转矩作用在转轴之上, 表面主应力方向与轴向成45°和135°。故在贴设应变片时, 应在轴向45°和135°方向各固定两片应变片。然后将它们 (R1、R2, R3、R4) 连接成图2 中的全桥电路。U0为直流激励输入信号, U1为测量信号输出。

由应变片传感器的基本原理, 形变 ε 影响应变片电阻的变化 ΔRi, 它们之间的关系为

一般应变片比例系数K=2~2.5, R=100~500Ω, ΔRi<<R, 桥式电路略去高阶微分, 可推出

即由应变片组成的差动全桥电路信号输出与应变成近似的线性关系

差动全桥一方面可以补差温度影响, 另一方面可增大信号检测的灵敏度。RS为可变电阻, 用于模数转换的电桥灵敏度调节, 调整系统标定和仪表尺度之间的便利关系。

2.2 非接触供电模块

传统的便携式轴功率测试仪器, 大部分采用的是电池供电, 在需要实时检测转矩的环境中, 不适用于采用电池作为数据采集和发送的电源。非接触式供电主要采用旋转感应式供电。所谓旋转感应式供电就是将传统变压器的原副边分离, 磁路通过气隙较小的空气耦合, 达到传送电能的目的。转轴在振动较小的情况下, 可以近似认为旋转感应式变压器原副边距离不变。

如图3 所示旋转感应式供电模块, 原边和副边铁芯均设计为圆形。原边固定在底座上, 磁路在铁芯通过空气耦合。尽管转轴旋转, 但磁路基本不变, 所有对转轴形成阻力也微乎其微。相对于普通变压器, 由于存在气隙, 会有部分磁感线泄漏, 效率会稍微降低。但可以通过高频逆变器控制原边充磁电流的磁场频率来提高效率, 如图4 所示。

对于高频逆变放大的频率并不是越高越好, 尽管可以提高幅边感应电势, 但磁场频率也会使电涡流增大, 发热量会增加, 同时电力电子开关的电力损耗、开关噪声也会大大增加, 使电磁场畸变, 严重影响电能的传输质量。为达到效率和电能质量最优化, 需要在高频放大模块采取微控制器控制的软开关技术, 搭建和优化供电系统的谐振频率, 已达到降低输入交变磁场的频率和实现真正高效供电的目的。

2.3 数据无线传输模块

旋转机械的参数检测, 数据传输的方式有两种:集流环式和无线传输。集流环式不适用于无间歇的长期在线监测[4]。在本课题中, 采用基于Zigbee的无线数据传输技术。Zigbee是一种主要用于工业物联领域的无线通信技术。它具有可靠性高、超低功耗、实现简单、成本较低等优点, 缺点是有效传输距离短和数据传输速率低, 但作为旋转轴系的转矩测量对传输距离的要求并不高, 且数据流量也并不太大, Zigbee技术的低功耗可以有效减轻非接触供电的负担, 高可靠性可以有效克服轴系振动、环境潮湿、电磁干扰等困难。

无线收发数据的核心模块采用的是支持Zigbee协议的TI公司的CC2530 芯片。CC2530 具有极高的接收灵敏度和抗干扰能力。无线数据的传输过程主要是应变片测量电路获得转矩信号, 经过数模转换后, 经过串口通信端口传送给数据处理部分, 相应数据经过简单处理后交由虚线数据发送端发出。接收端固定在底座上, 接收芯片接收到信号后将完整数据经过串口通信线传递给工控机, 然后由工控机上的数据分析和处理软件存储或动态图形显示出来。

特别需要指出的是Zigbee模块的配置, 在通信时, 应变检测模块上的数据发射的CC2530 频点务必要与连接在工控机上的数据接收模块的频点一致, 整个系统才可以正常工作。

3 实验分析

转矩监测系统的实验台架, 实际是选用电动机代替柴油机作为主动力。电动机有变频器控制, 以达到调速输出, 并在电动机的输入端连接功率表, 用功率除以转速可得输出转矩, 用以复核监测系统误差。试验台架结构示意图如图5。

在轴系的中间试验轴上贴设应变片。贴设应变片之前应严格清洁转轴表面, 并严格按照轴向45°和135°的方向固定。贴设完毕后, 需用万用表测量是否出现短路或断路的情况。如果出现上述情况, 应变片的实际电阻将会改变, 测量的准确性会受到很大影响, 需要重新贴设应变片。

将各处连接准确无误地完成后, 就可以开始通电进行检测试验。经实验测试, 实验结果与计算转矩的相对误差不超过3%。工控机图形界面输出如图6 所示。

根据实验结果可知, 系统在实验环境下可以相对准确地完成对转矩的在线监控, 并绘出反映转矩变化的动态曲线。

4 结语

整个船舶曲轴转矩测量系统3 个组成模块中, 应变片转矩测量方法虽然对应变的安装和校正要求比较高, 但它是目前公认较为成熟的一种转矩测量方法[5];Zigbee无线通信技术在工业控制和物联网领域应用十分广泛, 技术也相对成熟。只有非接触供电技术目前处于发展阶段, 目前比较先进的无线充电技术要求用电设备和充电设备充分接近, 对于旋转的船舶轴系做不到这一点, 但可以通过加装环形铁芯减小磁阻, 提高供电的效率。系统经过实验验证是可以稳定、可靠运行的。在整个实验研究中同时也存在一些不足, 例如船舶推进轴系存在较大振动, 轴系振动会导致旋转变压器的磁阻发生变化, 影响供电质量, 从而影响监测系统稳定性。不足之处还有待进一步完善。

参考文献

[1]朱建元.船舶柴油机[M].大连:大连海事大学出版社, 2008.

[2]徐筱欣.船舶动力系统[M].大连:大连海事出版社, 2007.

[3]李利瑶.船舶轴功率测量系统的误差分析与应用研究[D].武汉:武汉理工大学, 2012.

[4]陈峻.船舶动力装置测试技术[M].上海:上海交通大学出版社, 2006.

[5]陈曦, 瞿懂林, 戚培芸, 等.现场扭矩测试技术与方法[J].船舶工程, 2012 (34) :22-23.

转矩检测 篇2

开关磁阻电动机特殊的定、转子双凸极结构,以及多变量耦合且工作于磁饱和状态等特征,使得电磁转矩的解析计算十分困难[1]。如何在满足工程精度要求的前提下,以近似的方法获取开关磁阻电动机的转矩特性是开关磁阻电动机研究中的一项重要内容。通常开关磁阻电动机的电磁转矩可利用有限元分析法或基于磁链模型计算得到。有限元分析法先通过电动机的定、转子几何尺寸等相关物理参数计算出定、转子极附近的磁场分布,再进一步求解得到电磁转矩[2]。磁链模型计算法则依据开关磁阻电动机的基本能量转换规律,先将各角度上的磁链对电流积分得到磁共能,再将各电流对应的磁共能对角度微分得到电磁转矩[3]。

本研究首先分别采用基于暂态电流和稳态电流的实验方法,对一台4相8 /6极开关磁阻电动机的转矩特性进行检测,并根据转矩的实测数据用曲线拟合的方法得到转矩关于相电流和转子位置角的解析函数T( θ,i) 。最后,为了提高拟合精度,提出一种基于区间分段的拟合方法对转矩特性进行拟合,最终所得转矩模型具有较高的拟合精度。

1转矩特性的测量实验

由于开关磁阻电动机的各相绕组完全相同且相互独立,只需对其中的任意一相进行测量[4]。转矩特性T( θ,i) 是相电流i和转子位置角 θ 的二元函数,因此实验将先对每一个特定角度的转矩-电流特性T-i进行测量,再得到全周期完整的转矩特性T( θ,i) 。实验过程中转子将会被固定在某一特定位置,并向绕组供以直流脉冲电压。通过用数字示波器记录实验中的转矩和电流波形及其对应的数值T( t) 和i( t) ,如此便可得到该位置的转矩-电流特性T - i。要得到整个周期的转矩特性T( θ,i) ,需要对各转子位置进行上述实验。

实验电路原理图及实验平台如图1所示。

L,R—待测开关磁阻电动机任意一相绕组的等效电路,分别代表相电感和相电阻

绕组经过功率开关元件IGBT连接电源[5]。为了避免交流电源的谐波和电路中的RLC振荡所引起的误差,该实验采用一种精密可调直流稳压电源供电。 续流二极管D在IGBT关断时为绕组提供释放能量的通道,其通断由信号发生器来控制[6]。

本研究的实验对象为一台四相8 /6极开关磁阻电动机,其厂家给出的基本参数如表1所示。在实验之前需要对绕组阻值进行测量[7]。

1. 1基于暂态电流法的转矩测量

为了测量特定位置的转矩-电流特性,实验需要使用分度卡盘固定电动机的转子位置,此外还需要使用转矩测量仪来测量具体转矩数值。转矩测量仪输出为高频数字信号,为了便于通过示波器观察,需要通过数模转换模块将频率信号转化为电压信号。本研究在一个绕组周期上从对齐位置到非对齐位置进行了30组实验,其主要步骤如下:

( 1) 用分度卡盘固定好转子位置,并用配置好的电源和触发信号去激励电路;

( 2) 用数字示波器观测并记录一个脉冲周期的电流-转矩波形及各采样点采样数据;

( 3) 解除分度卡盘的锁定,将转子往非对齐位置转动1°的机械角度,并重复( 1) 和( 2) 的操作;

当转子转动到非对齐位置时便完成了转矩特性的检测。部分位置的实验波形如图2所示。

上方曲线为测量电阻R1上的电压波形( 1 V/div) ,用来描述绕组电流,下方曲线为用来描述转矩的电压波形( 1 V/div) ,示波器采样周期为1 ms

通过实验波形可直观地体现各变量之间的变化趋势,但要建立精确的数学模型来找到各变量间的解析关系还需借助于具体的实验数据。示波器在记录实验波形的同时也采集了31组对应电流和转矩的离散数据序列,为了获取各位置转矩与电流的对应关系,实验选取各位置上电流和转矩从零增长到最大值的单调区间内的采样值,其余的值舍弃。笔者根据实验数据用Matlab在二维坐标中绘制出部分位置的转矩-电流波形,如图3所示。图中每一条曲线代表一个位置的电流-转矩特性。

本研究将各位置的电流-转矩特性所组成的转矩值矩阵转置,可得到不同电流值对应的位置-转矩特性

如图4所示。

可见,随着电流的上升转矩值有明显波动,这是由于在暂态过程中示波器采样存在着电磁干扰,与此同时转子和转矩测量仪连接处的细微相对位移以及系统转动惯量和摩擦都会对转矩产生影响。该实验所采用的转矩测量仪是高精度仪器,这些机械干扰信号均会被转矩测量仪所捕获,因此实验结果的精确度并不理想。

1. 2基于稳态电流法的转矩测量

暂态电流法是一个动态采样过程,一方面电流和转矩采样序列中各采样点难以一一对应,另一方面在动态过程中采样电流和转矩总会有误差被示波器捕获。为了消除上述两种误差来源,本研究现采用基于稳态电流的方法进行转矩测量。稳态电流法将不对上升阶段的电流和转矩进行采样,而是等电流达到最大值并保持一定时间待其进入稳定状态后再分别对稳态电流和转矩进行采样,并分别取平均值。为了能够得到足够多的稳定状态下的数据采样点,需要将实验的采样周期和占空比增大,如此便可测得特定角度、特定电流所对应的转矩数值。实验方法在做出此改进之后,首先采样时间上的误差被消除,因为电流和转矩都已经处于稳定状态,它们的采样值在时间上总是对应的。其次对稳定阶段的值进行采样并取平均进行滤波也减小了实验误差对结果的影响。

采用稳态电流法所得前半周期部分位置部分电流对应的实验波形如图5所示。其中图5( a ~ c) 对应5°位置,图5( d ~ f) 对应15°位置,图5( g ~ i) 对应25°位置。

此时通过对称性可得后半周期的转矩特性,其对应的二维和三维曲线如图6所示。

图中所示曲线完全由实验结果直接描点绘图所制成,没有经过滤波或拟合的处理,从图中可以看出由原始数据所绘图形已经十分连续光滑,没有明显的波动和干扰,可见基于稳态电流法的实验效果良好,系统误差源被有效地抑制。根据所得转矩曲线可知,该实验所测得的转矩特性与开关磁阻电动机的基本理论相符合[8,9]。

2基于解析法的转矩特性数学建模

在测得转矩特性之后便可通过查表的方式得到特定电流和位置所对应的转矩大小,然而实验法所得转矩数据存在一定的局限性。一方面,实验法得到的均是离散数据,不能精确定位到任意位置、任意电流所对应的转矩,难以满足控制精度较高的场合。另一方面, 在实际应用中查表的方式也将大量消耗控制器的资源。虽然可以通过减小实验的步距角增加实验次数来提高精度,但这对实验仪器有着严苛的精度要求,也将耗费更多的人力物力。因此连续的转矩-电流-位置的函数关系对于高精度的开关磁阻电动机控制至关重要,这需要得到转矩特性的解析表达式[10]。然而开关磁阻电动机的高度非线性导致没有现有的物理公式来描述这3个变量间的非线性耦合关系,因此要得到转矩特性的解析函数,需要基于转矩的实测数据,通过曲线拟合的方式得到一个经验公式来近似。

2. 1基于最小二乘拟合的转矩模型

转矩特性的曲线拟合需要先拟合出各电流对应的转矩T关于位置角 θ 的函数T( θ,P) ( 其中P为拟合系数) ,再拟合出各转子位置对应的P关于电流i的系数函数P( i) ,从而得到转矩的解析函数T( θ,P( i) ) , 即T( θ,i) 。本研究以实测转矩数据为基础,使用最小二乘法分别尝试了7 ~ 12阶多项式的曲线拟合,拟合效果如图7所示,拟合的精度指标如表2所示。

从波形中可以看出,9阶多项式在后半区间内的拟合效果最为平滑稳定,曲线的波动程度最小,但其在小角度区间上的明显波动影响了整体的拟合效果,故其平均相对误差最大,达到了28. 47% 。按照最小二乘法的原则,应选择均方误差最小的10阶多项式作为拟合函数,然而在得到多项式系数后还需将各多项式系数对电流再一次进行拟合,每增加一个多项式系数便增加一次曲线拟合,这就增加了整体的计算复杂度。 因此在考虑均方误差和平均相对误差的同时还需权衡整体的拟合难度,应尽量减少拟合函数的多项式系数。 各阶多项式拟合结果中,12阶多项式从4次方项到常数项的多项式系数均为0,因此实际的系数为8个,在各阶多项式拟合结果中个数最少。与此同时,12阶多项式拟合的平均相对误差和均方误差分别为14. 99% 与0. 010 9,与9阶多项式的对应精度指标仅有微小差别,因此本研究选择12阶多项式作为拟合函数,即:

以式( 1) 作为转矩的拟合函数,分别对电流为1 A ~ 7 A时所对应的7组转矩-角度特性进行拟合,可得7组多项式系数。由于P9~ P13均为零,实际的转矩函数如下式:

得到各电流对应的多项式系数P1~ P8后,还需对各系数Pi( i = 1 ~ 8) 再进行一次关于电流的拟合,以得到最终的转矩函数,即:

经试验,5阶多项式拟合的结果精度较高,这将会产生新的8组多项式系数,将各组多项式系数分别代入其对应多项式函数即可得到要求的8个多项式系数函数P1( i) ~ P8( i) 。最后将P1( i) ~ P8( i) 代入式( 3) 便得到了最终的转矩拟合函数T( θ,i) ,其对应的二维曲线及其整个周期的三维曲面如图8所示。拟合的总体平均相对误差为14. 89% ,均方误差为0. 011 0。 由此便完成了转矩特性解析模型的建立。

2. 2基于区间分段的转矩拟合模型

转矩函数的平均相对误差达到了14. 89% ,与实际转矩特性已经有了较为明显的误差。这是由于转矩函数的波形具有强烈的非线性,难以找到能反映其变化规律的基本初等函数作为拟合函数。与此同时,转矩波形在其周期内的单调性也有变化,在前三分之一周期内为增函数,后三分之二周期内为减函数,且转矩增加的速度很快,减少的趋势却较为平缓,中间还有一段接近水平的区域。若使用同一种函数来进行拟合, 对转矩特性的跟踪将顾此失彼,难以同时准确地拟合出两种相反的变化趋势。因此本研究将针对此问题对转矩特性以分段的方法进行拟合,也就是将拟合的区间从转矩增减性发生改变的位置附近分开成两个单调区间,前半区间为增区间,后半区间为减区间。然后再分别对这两个单调区间上的转矩特性进行拟合,分别得出两个区间上的解析函数,最后通过分段函数的形式给出转矩特性的解析函数。

由转矩的实测波形可知,从非对齐位置到8°位置附近的区间内转矩单调增加,其后到对齐位置的区间内转矩单调减少,因此本研究首先以8°位置为分界点,将角度区间分为增区间和减区间两个部分。与此同时将转矩的实测数据也以8°为分界点分前、后两个部分,并依此数据为基础,分别对增减区间的转矩数据进行拟合。拟合仍然采用最小二乘的方法,并以多项式函数作为拟合函数。经试验,增、减区间的拟合函数分别选取7阶多项式和5阶多项式可以得到较高的拟合精度,其拟合效果图如图9所示。

增区间和减区间所对应的拟合转矩和实际的对比图如图9( a) 、9( b) 所示。从图中可以明显看出采用分段的方法拟合转矩较为精确地跟踪了实测转矩,前半区间与后半区间的总体平均相对误差减小到了3. 61% ,均方误差减小到了5. 82 × 10- 4。因此对于从非对齐位置到对齐位置的完整区间,固定电流的转矩- 角度的解析函数是一个以8°为分段点的分段函数,两个区间上都为多项式函数,阶数分别为7阶和5阶,即:

式中: P1~ P8—增区间转矩函数的多项式系数; Q1~ Q6—减区间转矩函数的多项式系数。与完整区间上的转矩拟合一样,此时需要进一步完成各多项式系数对电流的拟合,以得到各多项式系数关于电流的函数, 并最终求出转矩关于角度和电流的二元函数,即:

经试验,前、后半周期均采用7阶多项式可达最佳拟合精度效果。将拟合所得关于电流的多项式系数分别代入前、后半周期的各多项式函数,便得前半周期的多项式系数函数P1( i) ~ P8( i) 以及后半周期的多项式系数函数Q1( i) ~ Q6( i) 。最后分别将式P1( i) ~ P8( i) 和式Q1( i) ~ Q6( i) 代入式( 5) ,便得到了使用区间分段拟合法的解析函数。现在本研究根据解析函数绘制出整个周期的转矩拟合曲线和转矩实测曲线的二维曲线,以及经对称化处理后的转矩三维曲面图形,分段拟合法的转矩曲线及转矩曲面如图10所示。

从图中可以看出使用分段的方法后拟合转矩对实测转矩的拟合效果较为理想,从图像中已难看出明显误差。拟合的平均相对误差为6. 14% ,均方误差为0. 024 5,精度较高。因此,使用基于区间分段拟合法的效果要明显好于完全区间拟合法。

3结束语

本研究针对开关磁阻电动机转矩特性难以获取的问题,首先分别用基于暂态电流和稳态电流的方法对一台4相8 /6极开关磁阻电动机进行了转矩测量实验,其中使用稳态电流法所测得转矩精度较高; 接着在实验测得的转矩数据的基础上,对实验样机的转矩特性进行了数学建模。建模主要使用基于最小二乘的曲线拟合方法,得到了实验样机转矩关于相电流和转子位置角的函数解析式。

转矩检测 篇3

直接转矩控制(Direct TorqueControl, DTC)在定子静止坐标系下,以空间矢量概念,对定子磁链定向,通过检测电压和定子电流,经3/2变换直接计算出电机的磁链和转矩,并利用两个滞环比较器,直接实现对定子磁链和转矩的解耦控制 [1]。

三相电流、电压采样信号由3/2坐标转换得到两相电压、电流[2,3],经磁链电压模型,确定定子磁链后,通过转矩模型,即可观测到定子磁链和转矩。转矩受给定负载的影响,负载的变化影响电流的大小幅值,电流和电压矢量共同作用于磁链,影响着磁链的大小和方向。磁链的变化改变磁链电压矢量。电压空间矢量控制定子磁链的旋转速度和电磁转矩。

基本原理

电压型磁链观测器是基于异步电机电压方程得到的。三相电流、电压采样信号经过3/2坐标变换得到isα 、i sβ和u sα、usβ :

由式(1)和式(2),分离出磁链ψs 和转矩Tei,两相静止坐标系下定子的磁链和转矩的表达式为:

磁链观测公式:

转矩观测公式:

而电气传动控制系统都满足基本运动方程式:

利用式(5)和式(4)可知,电磁转矩要克服负载转矩,负载的变化带动电磁转矩幅值的变化,负载越大,电磁转矩的幅值越大。如图1所示:

在同一转速下,由式4,电磁转矩的大小受负载的大小的影响,磁链的幅值是给定的,在一定的容差范围内波动,当负载变大时,为了保持电磁转矩的稳定,定子电流的幅值随之增大。电流的大小,是根据电压控制,施加正电压矢量,电流是随时间上升的,施加负电压矢量,电流随时间而降低,施加零电压矢量,电流呈反方向运动。欲在同一周期内,增加定子电流的幅值,则定子电压矢量应在保证磁链和转矩稳定的前提下,相应减少定子电压的切换次数越少,减少零电压作用时间,增大工作电压作用时间。

如式1,2所示,3/2变换将三相电流、电压采样变换得到i sα、i sβ和usα 、usβ ,由式(3),磁链的大小与电压和电流有关,根据式1和式3,在电压矢量的作用下,电流的大小,影响磁链变化的大小。由式(3)(4)(5)可知, 负载越大,定子电流的幅值越大,isα 同一周期内的上升幅度变大,磁链随电流变化的幅度也就越大,在相同时间内, 定子电压的切换次数越少,零电压作用次数越少,工作电压作用时间越长,磁链随工作电压作用下降的时间变长,如图2所示,负载(b)TL2>TL1(a)。图3所示为转矩随负载的变化,转矩受工作电压影响上升时间增加。

仿真结果

仿真模型主要参数 : 为功率P=2.3kW,电压U=220V ,频率f=60HZ ,极对数p=2,定子电阻Rs=435.0Ω ,转子电阻Rr=0816.0Ω ,定子电感Ls=2mH , 转子电感Lr=2mH , 定、转子互感 Lm=69.31mH,转动惯量J=089.0 kgm2。

为了验证速度不变时,转矩和磁链随负载的变化,将图6~8进行比较。图6 (a)~(c)分别为定转速为500rad/s,负载转矩0.5秒时输入时,定子磁链、定子电压对各量的影响、转矩的系统仿真结果。图7为增加负载转矩0.5秒时输入5N*m时,定子磁链、定子电压对各量的影响、转矩的系统仿真结果。图8为增加负载转矩5.0秒时输入10N*m的系统仿真结果。

图6~8(b)进行比较可知,当负载增加时,定子电压矢量的切换次数减少,非零电压矢量时间增,影响转矩和磁链上升下降的时间。

结论

转矩检测 篇4

1 预前控制方案

基于预前控制策略的异步电动机直接转矩控制方案的基本思路:由于单一周期内,工作电压矢量的不连续性造成了转矩的急剧增加或减少,那么可以缩短这个工作矢量的作用时间,并在剩余时间内施加零矢量,从而使转矩刚好达到给定转矩值。其基本原理框图如图1所示。

在异步电机定子磁链定向中,对于三相对称的交流电源,可以利用Clarke变换将三相静止坐标系向两相静止α,β坐标系变换。而要得到三相交流电源,在电压重构的时候,并不是采样逆变器输出的三相电压,而是理想地通过开关函数确定逆变电压。相关理论推导在此不再表述,以下将重点放在如何确定预测时间及控制策略的仿真实现上。

根据当前转矩滞环、磁链滞环和磁链所在的扇区,确定下一周期的电压矢量us。以下为如何确定非零矢量的作用时间。

设转矩误差ΔT=Te*-Te,施加的非零电压矢量的作用时间为t,零电压矢量的作用时间为。

在0～t期间内:

在t～T时间内:

如果在一个周期内令:ΔTem1+ΔTem2=ΔTem。

则可以得到预估测时间为:

其中:

式中:Ls为定子自感,Lr为转子自感,Lm为激磁电感,Rs为定子电阻,Rr为转子电阻。

2 空间电压矢量的选择与相应PWM的发生

由参考文献[3]的分析可知,当中点电位向下偏移时,选择N组矢量;当中点电位向上偏移时,选择P组矢量。

由预估测算法计算出来的矢量作用时间有两种情况。当t≥T时,当前转矩值与给定的转矩值相差较大,工作矢量作用整个开关周期,转矩都达不到给定值,这时必须一直施加非零矢量;当t

用上述过程中计算出来的各电压矢量作用时间来构成每相开关管驱动脉冲,其优点就是摒弃了比较复杂的各个矢量的作用时间的计算。在非零矢量作用的时间内,不需要考虑开关管的占空比。然而在整个开关周期T内,开关管的占空比是时刻都在变化的,这样就必须建立一个模型,使其占空比可变,以达到预估测的目的。

3 基于Simulink的仿真及结果分析

对上述预估测算法,利用MATLAB7.0中的Simulink仿真软件进行仿真,研究采用该控制方法的有效性和系统的动、静态性能。仿真中直流侧母线电压为514 V,以三相交流电动机为负载,仿真电机参数如下:Pn=1.1 kW,U=380 V,np=2,Rs=4.533Ω,Rr=3.467Ω,Ls=Lr=313.4 mH,Lm=290.6 m H,J=0.02 kg·m2,负载转矩为5 N·m,磁链给定为0.8 Wb。当给定转速ωr为148 rad/s,电机空载起动,在0.3 s时突加5 N·m负载,得到仿真波形如图3、4所示。

由图3和图4可以看出,在高速状态下,预前控制算法对减小转矩脉动是有影响的。

当给定转速ωr为45 rad/s,电机空载起动,在0.3 s时突加5 N·m负载。得到如图5、图6所示的仿真波形。

由图5和图6可以看出,在30%额定转速下,预前控制算法能够较好地减小转矩脉动,转矩脉动平均值得到减小,脉动得到改善。

4 结语

仿真结果清楚表明,在基于合成矢量的三电平直接转矩控制中,预前控制策略在30%电机额定转速以上时可以很好地减小转矩脉动,本系统采用的是比较简单的SVPWM合成12个方向电压矢量。如果要更加精准,则需要合成任意角度的电压矢量。

参考文献

[1]李永东.交流电机数字控制系统[M].北京:机械工业出版社,2003.

[2]谢红军,张庆范,张琪君.基于预前控制的异步电机直接转矩控制方案的研究[J].电气传动,2006,36(8).

[3]王建渊,蔡剑,钟彦儒.一种新的合成矢量三电平PWM方法的仿真研究[J].系统仿真学报,2008,20(1):147-150.

转矩检测 篇5

关键词：异步电机,直接转矩控制,低通滤波,三点式转矩调节

20世纪80年代,德国Depenbrock和日本Takahashi相继提出直接转矩控制。在很大程度上解决了矢量控制中计算复杂、特性易受电动机参数变化影响等问题。利用空间矢量的分析方法,直接在定子坐标系中计算电机磁链和转矩,采用定子磁场定向,借助于离散的两点式调节(bang-bang控制)产生PWM信号,对逆变器的开关状态进行最佳选择,以获得转矩的高动态性能。其新颖的控制思想,简洁明了的系统结构,优良的静、动态性能得到了普遍关注和发展[1]。

1 直接转矩控制的原理

直接转矩控制的特点就是直接控制电机的输出转矩,使其紧密跟随转矩给定。图1为典型的直接转矩控制系统框图,整个系统是一个磁链、转矩双闭环系统。速度给定ωr*与电机的速度观测值ω进行比较后经过一个PI调节器输出转矩给定信号T*e。另一方面系统检测三相定子电流和电压,经坐标变换转化到静止坐标系,由此计算电机的电磁转矩Te、磁链幅值Χs和磁链所在的扇区N。磁链和转矩的给定和反馈信号送入转矩和磁通比较器,其差值经砰-砰(bang-bang)控制器输出转矩和磁链控制信号。开关状态选择器根据不同的扇区、转矩和磁链控制信号确定下一个时刻逆变器的开关状态,从而确定电机的端电压,保证电机在定子磁通不变情况下转矩满足负载的要求[2]。

在直接转矩控制系统的实际控制过程中,首先确定定子磁链所处位置,即定子磁链的所在的扇区。其次判断磁链的开关信号,然后再判断转矩的开关信号,综合这三个方面的要求,最后才能确定所使用的空间电压矢量,从而达到调速的目的。

2 定子磁链的估算方法与补偿

直接转矩控制的磁场定向采用的是定子磁链轴,只要知道定子电阻就可以把它观测出来。电压模型的定子磁链估计(定子电路的反电动势)物理概念明确,实现简单,所以成为使用最广泛的磁链观测模型。磁链幅值为:

$\psi {}_{\text{s}}={\displaystyle \int \begin{array}{c}(\end{array}}u{}_{\text{s}}-i{}_{\text{s}}R{}_{\text{s}})\text{d}t$ (1)

然而针对其用于定子磁链估计的纯积分器带来的直流补偿或量测噪声引起的积分漂移问题,一个低通滤波器[3]代替了原先的纯积分器,其正弦稳态形式为:

$\Psi {}_{{\text{s}}^{\prime }}=\frac{V{}_{\text{s}}-{\rm I}{}_{\text{s}}R}{\text{j}\omega {}_{\text{e}}+\omega {}_{\text{c}}}$ (2)

(2)式中ωc为低通滤波器的截止频率,ωe 为定子磁链同步频率,Ψs′为低通滤波器估计的定子磁链。同步频率大于截止频率,等式相位图如图2所示。

基于低通滤波器的被估定子磁链与基于纯积分器的被估定子磁链关系如下。

$\frac{{\psi }^{\prime }{}_{\text{s}}}{\psi {}_{\text{s}}}\angle \left({\text{ϑ}}^{\prime }-\text{ϑ}\right)=\frac{\omega {}_{\text{e}}}{\sqrt{\omega {}_{\text{e}}^2+\omega {}_{\text{c}}^2}}\angle \Phi$ (3)

Φ=π/2-arctan(ωe/ωc) (4)

当系统处于稳态时,仅在工作频率点对被估定子磁链进行数值和相位补偿,提高了DTC的稳态特性。除了在工作点频率,低通滤波器在其他所有频率点都能发挥有效作用。

低通滤波器对直流补偿是行之有效的,由于在工作点频率点补偿了定子磁链的数值和相位误差,因此在保持系统稳定性的同时也避免了积分漂移问题。在固定的参考坐标系中,先由被估定子磁链得出实际定子磁链的表达式,然后在工作点频率点对定子磁链的d、q轴分量进行补偿。

$\psi {}_{\text{s}\text{q}}=\left({\psi }^{\prime }{}_{\text{q}}-{\psi }^{\prime }{}_{\text{d}}\frac{\omega {}_{\text{c}}}{\omega {}_{\text{e}}}\right)$ (6)

$\psi {}_{\text{s}\text{d}}=\left({\psi }^{\prime }{}_{\text{d}}+{\psi }^{\prime }{}_{\text{q}}\frac{\omega {}_{\text{c}}}{\omega {}_{\text{e}}}\right)$ (7)

代入实测终端变量,算出同步速度ωe

$\omega {}_{\text{e}}=-\frac{\left(V{}_{\text{s}}-{\rm I}{}_{\text{s}}R{}_{\text{s}}\right)}{\left|\psi {}_{\text{s}}\right|{}^2}\text{j}\Psi {}_{\text{s}}$ (8)

3 三点式转矩调节

传统的直接转矩控制对转矩实行离散的两点式调节(单滞环调节),问题是当电机处于低速或需要大幅度调节时,会使零电压矢量所加的时间较长,从而使定子磁链产生畸变,偏离圆形轨迹,还会使电机减速时间大大延长,电磁转矩脉动加大。

为此,采取三点式转矩调节器,根据定子磁链反向旋转可使转矩迅速减小的特点,在转矩调节器中引入P/N调节器,控制定子磁链的反向旋转。双滞环同时调节,P/N调节器的输出与两点式的输出组成三种状态如表1所示。其中P/N调节器的容差大于两点式转矩调节器的容差。平稳运行时,P/N调节器不参与调节,由两点式转矩调节器控制。当电机的给定值突变时,P/N调节器和两点式转矩调节器共同控制,不是加零电压矢量,而是加反方向的电压矢量,使定子磁链与转子磁链之间的夹角迅速减小,从而使电磁转矩迅速减小,提高了系统的动态响应时间,其仿真模型将在后面给出。

4 基于Matlab/Simulink环境下控制环节的仿真模型

异步电机直接转矩控制是一很复杂的系统,因此,在仿真系统设计时,首先根据原理图,把直接转矩控制算法按功能模块分成若干个子系统,然后对各个子系统进行建模、封装与调试。最后再把各模块连接起来。从图3可以看出,仿真系统主要包括异步电机模块、坐标变换模块(3 s 到 2 s)、磁链计算模块(Flux cal)、转矩计算模块(Te cal)、扇区选择模块(Sector cal)、磁通调节器模块(Flux compare)、转矩三点调节器模块(Te-relay)、开关表模块(Switch Table)和逆变电源模块(Inverter Source)等。限于篇幅就几方面做简单介绍。

4.1 转矩和磁链滞环比较器模型

依据转矩和磁链滞环调节器的原理,将转矩和磁链的值控制在给定的容差范围内,在仿真系统中要用到施密特比较器——滞环比较器模块。其中转矩采用三值滞环比较器、磁链采用两值滞环比较器[5]。其仿真模型分别见图4。

4.2 逆变器开关输出模型

此模型根据磁链开关量ΨQ、转矩开关量TQ以及磁链区间输出量S(N)制定出电压矢量开关表(略)来确定电压矢量的作用次序和电压开关状态。在构造此模型时采用了Simulink中的查表模块,将电压矢量最优开关表存入两个两维表中。先由磁链调节器输出的两个值和转矩调节器输出的三个值查表输出其组合共六个状态(用1～6表示),再由这六个状态结合磁链的六个扇区组成一个两维查表输出相应的电压矢量信号(用1～8表示,分别对应000～111)。最后经多路选择器还原输出,仿真模型见图5。

5 仿真结果与分析

电机参数不变:四极、2.2 kW、380 V、50 Hz、η=0.88,其中定子Y联接,rs=2.68 Ω,rr=2.85 Ω,Lσs=Lσr=0.012 H,Lms=Lmr=Lsr=0.168 7 H,J=0.02 kg·m2。磁链给定Ψ*s=0.945 Wb(额定电压和频率下,空载运行时定子电流产生的磁场)。ξΨ=0.01 Wb,ξT=1 N·m,直流电源Udc=500 V。给定转速100 rad/s,空载起动后在0.06 s负载转矩突加到15 N·m,在0.28 s时给定转速变到80 rad/s。图6是定子磁链的运动轨迹,图7是各参量的响应波形。

与定子磁链轨迹相对应,定子相电流也为近似正弦波,波形质量较好。对转速和转矩响应曲线,从转矩的的放大曲线可以看出,电磁转矩在负载转矩给定值15 N·m附近波动。波动范围约1 N·m,在给定转矩容限范围内。当给定转速变化,转速向下有超调,经一两个周波调节后稳定到给定转速。可以看出,直接转矩控制系统在变转速给定和变负载给定情况下,系统响应都比较快,系统的动态和稳态的性能优良。

6 结 论

利用Matlab 6.5构造了一种直接转矩控制系统,并进行仿真研究。运用低通补偿及转距三点式根据课题应用的需要,在SCSI总线SCSI磁盘ST373453,ID分别设置为0～ 8,其中ID 7被8212卡占用。在凌华公司开发的软件Stream2Disk的管理下,这8块磁盘形成逻辑上的1块磁盘。Stream2Disk是一套具有类C风格的执行SCSI磁盘文件操作和管理功能的函数集,是整个DAQStreaming系统的核心技术。它基于Adaptec公司提供的ASPI(Advanced SCSI Programming Interface)编写,可以跳过文件系统直接控制SCSI控制器和SCSI磁盘,从而能大幅度地提高数据记录的速度[8]。调节器方案,减小异步电机转矩脉动,提高系统性能。仿真结果证实,该方案合理有效,性能比较令人满意,响应速度快,超调小,可以为以后更深入研究提供参考。

参考文献

[1]李华德.交流调速控制系统.北京:电子工业出版社,2004

[2]Habetler TG,Direct torque control of induction machines using space vector modulation.IEEE Trans on I,A,1992;28(5):1045—1053

[3]韦立祥,刘丛伟.一种消除电压型磁链观测器中直流偏置误差的新方法.清华大学学报,2001;41(9):51—54

[4]陈胜金.电动车用异步电机直接转矩控制系统的建模与仿真.武汉理工大学,硕士论文,2005