双频激光测量仪（精选4篇）
双频激光测量仪 篇1
摘要：提出一种基于分布布拉格反射式(DBR)光纤激光传感器用于液体环境中的双频超声测量系统。选用3MHz和7MHz的双频超声信号,通过改变调频指数,获得了四种不同情况下DBR光纤激光器的频谱输出,与理论分析相一致。结果证明,DBR光纤激光传感器可以用来检测双频超声信号。
关键词：光纤激光器,水听器,偏振外差法,双频超声测量
0 引言
近些年来,双频超声已经在临床医学和有效成分提取领域得到了广泛的应用。文献[1]指出双频超声诊断在肝占位病变组织定征分析特别是在肝血管瘤与肝细胞癌和肝转移癌的鉴别中具有重要的价值。文献[2]指出可以利用双频复合超声的空化效应来提取天然药物中的有效成分。并且研究结果表明,相对于单频超声信号来说,双频超声信号更加适合在上述领域的应用。传统的用于检测液体环境中超声信号的装置大多是基于PZT水声传感器,但是目前大部分商用的PZT超声测量装置会受带宽较窄的限制。为了解决带宽受限的难题,一种常用的方法是采用传感器阵列,但是这仍然会面临体积大,不容易制造的问题。并且PZT水听器还极易受电磁干扰的影响。
目前,光纤激光传感器受到了广泛的关注。相对于传统的传感器来说,其具有免电磁干扰,精度高,体积小,长期稳定性,以及复用能力强等优点[3]。关柏鸥等提出了一种采用偏振外差法的基于分布布拉格反射式(DBR)结构的光纤超声水听器[4]。当超声信号施加到水听器上时,会引起光纤双折射的变化。通过测量拍频信号上下边带的频率和幅值,可以获得超声信号的频率和幅值的相关信息。与传统的压电水听器相比,该水听器不仅可以探测更高的频率,还具有更高的空间分辨率[5]。
本文提出了一种基于DBR光纤激光传感器用于液体环境中的双频超声测量系统。首先理论分析了双频超声信号与DBR偏振拍频信号之间的关系,然后进行相关实验。将双频超声信号施加到DBR光纤激光水听器上,通过调整超声探头相对于光纤偏振轴的辐射方向和超声驱动电压来改变调频指数,分别验证了超声信号可能出现的四种情况,获得了与理论分析一致的结果,从而表明DBR光纤激光水听器可以用来进行双频超声测量。
1 DBR光纤激光传感器的工作原理
图1给出了DBR光纤激光器的示意图。它沿径向从里到外分为纤芯、包层和涂覆层,其中DBR腔体结构是由一段掺铒光纤以及写制在其上的两个波长匹配的光纤布拉格光栅(FBG)组成的。
由于光纤在制作过程和光纤激光器紫外曝光过程中都将引入双折射,因此DBR光纤激光器通常会工作在两个正交偏振模状态。当用高速的光电检测器和电子频谱分析仪来检测激光器的输出时,可以观察到一个在射频频域内的偏振拍频信号。拍频频率可以表示为:
其中,c是真空中的光速,B=|nx-ny|是双折射,n0≈nx≈ny是光纤的平均折射率,λ0=2n0Λ≈λx≈λy是光纤光栅的布拉格波长。
当超声信号施加到DBR光纤激光器上时,由于弹光效应,声压会引起折射率沿x方向和y方向各向异性的变化,从而引入额外的双折射,使拍频频率发生变化。由频谱分析仪检测到的光纤激光器输出的电场可以表示为[6]:
其中,wb是拍频信号的频率,kf是调频灵敏度,它依赖于光纤分别沿x和y方向的应变张量,δ(t)是拍频信号的瞬时频率,定义如下:
其中,Ui,ωi,Ψi,y=1,2,…,n分别是超声信号的幅度、频率和相位常数。根据公式(2)和(3)可以得到由超声信号调制的电场为:
在双频超声测量中,DBR光纤激光器输出的电场来自于每个超声探头的复合作用,从而公式(4)可以表示为:
其中,,i=1,2是调频指数。
当,为窄带调频,此时公式(5)可以化简为:
公式(6)表明当声压施加到激光器上时,将会在拍频信号上下两边分别产生两个边频分量,其中边频分量的幅度与声压的强度近似成正比。
当时,为宽带调频,又可以分为三种情况。第一种情况是,并且
此时,在拍频信号上下两边将分别产生四个边频分量。
第二种情况是
公式(8)表明,当超声信号δ2(t)不满足窄带调频条件时,会产生无穷多个关于该频率的倍频分量,且边频分量的幅度不再与声压成正比,而是由第一类贝塞尔函数Jm(mf2)决定。
第三种情况是。在这种情况下,公式(5)可以化简为:
此时关于两个超声频率都将出现倍频分量。
2 实验装置和结果分析
图2给出了实验装置的示意图。DBR光纤激光器的写制是通过利用193nm的准分子激光器和相位掩模板直接将两个波长匹配的布拉格光栅写制到一段掺铒光纤上实现的。两个光栅的长度分别为20mm和15mm,反射率分别为30d B和20d B,它们之间的有效腔长为12mm。
双频超声测量的工作原理如下:980nm的半导体激光器作为泵浦光源,由波分复用器的980nm端口进入到980nm/1550nm波分复用器,再由波分复用器的公共端口进入到DBR光纤激光水听器中。1554nm的激光由低反射率的布拉格光栅末端射出,直接进入到波分复用器的1550nm端口中。在偏振控制器前放置的光隔离器可以有效地防止反射的光返回到激光器中,实现激光信号的单向传输。通过调整偏振控制器和起偏器,可以使两组激光信号具有相同的偏振方向,以获得较强的激光信号。然后这两组激光信号进入光电探测器中完成光电转换,并进行拍频,最后由射频频谱分析仪记录拍频信号的变化,从而可以解调出双频超声信号的信息。
DBR光纤激光水听器和两个聚焦的源超声探头都放置到了盛有蒸馏水的水槽中。本实验中,选用了中心频率分别为3MHz和7MHz的超声探头,聚焦长度为20mm,由信号发生器驱动来产生双频超声信号。另外,为了获得最大的灵敏度,DBR水听器放置在探头的聚焦平面内,且与超声波的传播方向垂直。
接下来,使超声探头工作在中心频率处,并将产生的双频超声信号施加到DBR光纤激光水听器上,通过调整超声探头相对于光纤偏振轴的辐射方向和超声驱动电压来改变调频指数。图3给出了随着双频超声信号调频指数的改变,DBR光纤激光水听器的频谱输出。
当由双频超声信号产生的复合信号满足窄带调频条件时,输出频谱如图3(a)所示。此时可以明显地看出拍频信号的中心频率为305MHz,在其上下两边各有两个边带信号,中心频率分别为fb±3 MHz和fb±7MHz,与双频超声信号的频率相对应。
然后缓慢地增加双频信号的调频指数,使其分别满足窄带调频条件,但复合信号不满足窄带调频条件,得到如图3(b)所示的频谱输出。可以看到,在上述频谱的基础上出现了中心频率为fb±4 MHz和fb±10 MHz的边频分量,即fb±3MHz±7MHz。
然后固定3MHz的超声信号,继续增加7MHz超声信号的调频指数,使其不满足窄带调频条件,此时频谱分析仪得到的频谱如图3(c)所示。可以看到边带个数继续增加,又相继出现了中心频率为fb±1 4MHz和fb±1 7MHz等边频分量,即关于7MHz的倍频。
继续增加3MHz超声信号的调频指数,使其也不满足窄带调频条件,得到了如图3(d)所示的频谱输出。可以看到,此时出现了更多的边频分量,包括关于3MHz的倍频以及3MHz和7MHz组合的谐波分量。
由图3可以看出,随着双频超声信号调频指数的变化,DBR光纤激光器可以给出四种不同的频谱输出,与前面的理论分析相对应。结果表明,DBR光纤激光水听器具有测量双频超声信号的能力。
3 结束语
本文提出并实验性地验证了一种用于双频超声测量的光纤激光传感系统。该系统的核心单元为基于单纵模双偏振工作原理的DBR光纤激光传感器,通过改变施加到传感器上的双频超声信号的调频指数,得到了四种不同的频谱输出,证明该传感器具有检测不同类型的双频超声信号的能力。虽然目前将DBR光纤激光器用于双频超声测量还只是处于实验室研究阶段,但是由于该传感器自身体积小,易复用等优点,势必会成为将来医疗应用的发展趋势。
参考文献
[1]张华斌,贾建文,陈文,等.双频超声在肝占位病变组织定征中的应用价值[J].中国超声医学杂志,2001,17(10):752-755.
[2]贲永光,丘泰球,李康,等.单频超声和双频复合超声的空化效应实验研究[J].声学技术,2009,28(3):257-260.
[3]Guan B O,Jin L,Zhang Y,et al.Polarimetric heterodyning fiber grating laser sensors[J].Journal of Lightwave Technology,2012,30(8):1097-1112.
[4]Guan B O,Tam H Y,Lau S T,et al.Ultrasonic hydrophone based on distributed Bragg reflector fiber laser[J].IEEE Photonics Technology Letters,2005,16(1):169-171.
[5]谭彦楠.偏振外差法光纤光栅激光传感器技术[D].大连:大连理工大学,2012.
[6]Lyu C G,Wu C,Tam H Y,et al.Polarimetric heterodyning fiber laser sensor for directional acoustic signal measurement[J].Optics express,2013,21(15):18273-18280.
正交偏振双频激光拍频检测的研究 篇2
基于正交偏振双频激光的有源传感技术是目前光纤传感领域中的热点。外界传感信息作用于激光腔的增益光纤中,进而改变该激光器的两个正交偏振态的频率。通过光电探测器,将这两个光频进行混频后,得到其拍频[1]。通过检测拍频即可反推知外界传感信息的大小,因此,拍频检测解调成为正交偏振双频激光有源传感技术中的关键技术[2,3]。
由光栅光纤传感器产生的拍频信号频率较高,中心频率为1 000 MHz,频带宽度为500 MHz左右,一般的频谱仪无法满足实时测量显示的需求,而专业的射频频谱仪也不能一次性观察400 MHz以上频带的信号,并且价格昂贵。针对这一难题,我们采用集成化电路设计了一种适用于光纤光栅正交偏振激光器拍频检测解调的频谱分析仪,通过扫频外差法和快速傅里叶变换[4]相结合的解调方式,实现了800 MHz到1 300 MHz范围内的拍频信号检测,检测分辨率为10 kHz,检测精度可达100 kHz。
1 拍频检测
本文的拍频检测频率范围宽(800～1 300 MHz)、中心频率较高(1 050 MHz),若直接使用扫描外差法,要求本振的频率变化至少有500 MHz的范围,这一点使用现有的集成电路难以实现。现有的PLL(镇相环)一般都属于窄带PLL,且频率切换速度慢,这样会使频谱仪的扫描周期很长。综合考虑,采用了先将输入信号下变频,再和DDS扫频信号混频之后进行数字处理的模数混合频谱分析的方案。本系统的框图如图1所示:输入信号经低噪声放大器放大,并经过800～1 300 MHz滤波器BPF1滤除带外干扰之后,分两路分别输入到Mixer1、Mixer2中与本振信号LO1、LO2进行混频。混频之后,第一路信号中800～1 050 MHz信号被搬移到70～320 MHz,第二路中1 050～1 300 MHz信号也被搬移到70～320 MHz。两路信号由RF开关控制轮流输入到70～320 MHz带通滤波器BPF2进行滤波,滤波之后的信号与DDS产生的信号(70～320 MHz,步进10 kHz)进行混频,混频后的信号经过截止频率为5 kHz的低通滤波器滤波,然后由高速ADC采样后送到FPGA进行处理[4]。
1.1 带通滤波器的设计
带通滤波器采用分立元件搭建,为了获得较平稳的幅频特性,设计了一个通频带为800～1 300 MHz的7阶巴特沃兹带通滤波网络,其原理图见图2,图中电感和电容元件均采用0402的小贴片封装,电感采用Q值较高的绕线电感,这样可以减少高频旁路电容对滤波器性能的影响。
经filter solution仿真后的幅频特性见图3,可见,采用分离元件搭建的带通滤波器结构简单,成本低,通带平坦度非常好,完全适用于本系统。
1.2 本地振荡器的设计
本地振荡源一般采用频率合成的技术实现,到目前为止,最普遍的频率合成方法是使用锁相环。传统的锁相电路的缺点是使用器件多且为分离元件,电路复杂度高,占用空间大, 调试费时费力,难以产生所需的频率。
因此,选用集成化的PLL是解决这一难题的有效方法。ADI公司片内带压控振荡器(VCO)的频率合成器ADF4360-7,集成了整数N合成器和VCO,中心频率由外置电感决定,允许频率范围从350 MHz到1 800 MHz。ADF4360-7对芯片上寄存器的控制使用一个简单的3线控制[5]。
ADF4360-7内部存在前置P/(P+1)分频器、A、B计数器、R计数器共4个计数器,其输出频率为:
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其中,P、A、B、R分别代表P/(P+1)分频器、A、B、R计数器的当前值。fREFIN为外部输入基准信号的频率,我们采用了10 MHz有源晶振作为基准信号,鉴相频率设置为1 MHz,较高的鉴相频率有利于缩短环路的捕捉时间以及降低环路的相位噪声。
1.3 混频器的设计
1.3.1 混频器的硬件设计
混频模块是实现宽带拍频检测的关键模块, 混频的作用是将800～1 300 MHz的拍频信号变换到较低的频率上,从而与DDS产生的扫频信号进行混频后能够得到低频(5 kHz)信号,便于通过ADC进行采样。要求混频电路的混频线性好,动态范围大,内部噪声小。
混频器输出信号包含了两输入信号频率之和、之差和其它两者组合的频率。输入频率fi和来自本地振荡器的本振频率flo经混频器作用后,输出频率变为fo它们的关系可用fo=|p×fi±q×flo|表示,其中p和q是任意正整数。
系统共进行了3次混频,对应的混频器分别为Mixer1,Mixer2和Mixer3;,其混频器原理图见图4,混频器RF输入和本振输入采用了4.5～3 000 MHz带宽的传输线变压器TC1-1-13M实现单端信号转差分信号,混频器输出端采用了3～800 M的传输线变压器TC4-1实现差分信号转单端信号。
AD8343是一个高截取性能的混频器,信号都是差分和直流耦合的,这样就可在很宽的频带上实现高性能操作[6]。AD8343的输入1 dB压缩点的最大值是2.8 dBm,本文所设计的射频电路在应用时,输入的射频信号功率为10 dBm,超过了AD8343输入1 dB压缩点。所以,为了使Ad8343正常工作,本文还设计了衰减网络来降低信号功率。
常见的射频衰减网络有T型和π型衰减网络。本文采用了T型电阻衰减网络实现信号的衰减并保证输入阻抗不变,如图5所示。该网络的最小衰减量:
undefined
其中,Z1、Z2分别为衰减网络的输入、输出阻抗。根据匹配网络的输入和输出电阻以及网络最小衰减量,可以按如下计算出衰减电阻的取值:
undefined
1.3.2 混频器的频率特性测试
混频器的特性直接影响着拍频检测的性能,混频器最重要的性能指标是它的频率特性。对第一混频器Mixer1,在输入信号中心频率为900 MHz,本振频率为730 MHz的情况下进行实际测试。
1)
保持输入信号幅度150mV,混频器输出信号频率与输入信号频率对应关系如图6所示。
由图6可见,输入信号在700～1 300 MHz频率范围内变动时,经70～320 MHz带通滤波后输出信号的频率与输入频率保持了良好的线性关系。
2)
保持输入信号幅度分别为150mV,输出信号幅度与输入信号频率关系如图7所示。由图7可以看出,在输入信号为900 MHz处混频器输出信号幅度最大,混频效果最好,在900 MHz周围,输出信号幅度大致呈线性下降。通过测量混频器的频率特性,在后端FPGA处理时可以用数字方式进行相应的补偿,从而达到系统总体频率特性一致的效果。
1.4 扫频模块的设计
为满足扫描范围70～320 MHz,步进不超过10 kHz的要求,扫频点数为500 MHz/10 kHz=50 k,所以要求扫频速度至少要达到50 k点/s,这样才能在1 s内完成频率扫描,从而实现实时检测。
综合考虑,选用了采样为1 G点/s的DDS芯片AD9910。AD9910采样速度达到1 GSPS,其内部主要包括DDS核、14bitDAC、时钟倍频电路、调制参数寄存器,以及串行/并行输入寄存器、时序控制单元等。芯片内部的DDS核由内部的锁相环提供达1 GHz的采样时钟,其频率控制参数、相位控制参数和幅度控制参数由核外各模块来提供。对芯片的操作只需要选择相应的模式,并写入相应的控制字即可。控制字可以是固定值,也可以是线性和非线性变化,给DDS核连续送数。
为实现很好的线性扫频信号源,我们采用DRG调制模式进行70～320 MHz的线性扫频,该模式利用累加器来对DDS所需的参数进行调节,可设置的参数包括扫频起止频率、频率步进间隔、步进时间等。其DDS电路如图8所示,AD9910的外围电路主要包括外部振荡源输入电路、单端-差分转换电路以及输出信号400 MHz低通滤波器的设计。
经实验验证,本文设计的DDS扫频模块具有低杂散、相位噪声良好的特性。图9所示为输出频率为204.36 MHz时的窄带频谱图,可以看出,杂散信号非常的小。
1.5 FFT算法在本文中的应用
DDS模块以10 kHz的步进频率扫频后的信号经过混频器Mixer3、低通滤波器LPF之后,得到5 kHz的低频信号。对该信号的处理可采用以下两种方式:
1) 通过真有效值转换电路得到信号的有效值,根据该有效值得出对应频点的输入信号幅度。使用这种方法最多只能达到10 kHz的分辨率,且对真有效值转换电路的频率响应要求比较高,一般电路难以满足拍频信号频率范围宽、扫频速度快的要求。
2) 通过FPGA控制高速AD进行采样,然后进行FFT变化得到5 kHz信号的频谱信息。采样点越多,得出的频谱信息越精确。因此在扫频速度允许的范围内尽可能增加采样点数,从而提高系统的频率分辨率。
2 系统测试
系统的控制单元采用一片CycolneII EP2C70芯片实现,FFT部分采用现有FFT IP核,其它部分的控制采用FPGA中的NiosII软核实现。软件总体流程见图10。
系统上电后,首先根据默认参数分别初始化本地振荡器LO1、LO2,使其在730 MHz和1 370 MHz稳定起振;然后初始化DDS扫频源AD9910,使其工作在自动线性扫频(DRG)模式下,每次频率步进后,FPGA控制ADC进行高速AD转换并通过FFT IP核进行FFT运算,运算结果暂存在缓存区, 待一个周期的扫频完成后将缓存区数据发送到上位机进行显示。
在扫频间隔为10 kHz,输入已知拍频信号频率为868 MHz和1 068 MHz的条件下得到的频谱图如图11所示。
可以看出,虽然存在一定的噪声(峰峰值约30 mV),但可以很清晰地检测到频率为868.1 MHz和1 086.1 MHz的两个拍频信号,检测精度达到100 kHz。
3 结 论
本文将扫频外差法和FFT算法有机结合,将模拟与数字相结合,实现了一种宽频带、高精度、低成本、实时性好的拍频检测的方案。经实际测试,系统工作稳定、正常,完全能够满足拍频检测的要求。
摘要：采用扫频外差法和快速傅里叶变换(FFT)相结合的解调方式,实现了一种宽带、检测精度高、性价比高且能进行实时分析的拍频检测仪,可实现800 MHz到1 300 MHz范围内的拍频信号的实时检测,检测分辨率为10 kHz,检测精度可达100 kHz。
关键词：正交偏振双频激光,拍频检测,数字频率合成
参考文献
[1]Guan B O,Tam HY,Lau S T,et al.Ultrasonic hydrophonebased on distributed Bragg reflector fiber laser[J].IEEEPhotonics Technology Letters,2005,17(1):169-171.
[2]Jeunhomme B L.Single-mode Fiber Optics Principles andApplications[M].2th ed.New York:CRC Press,1989.
[3]罗建花.光纤光栅有源传感技术的研究[D].天津:南开大学,2008.
[4]Banerjee A,Sundar D A,Banerjee S,et al.FPGA realizationof a CORDIC based FFT processor for biomedical signalprocessing[J].Microprocessors and Microsystems,2001,25(3):131-142.
[5]ADF4360-7 datasheet[EB/OL].[2010-04-10].http://www.analog.com/en/index.html.
双频激光测量仪 篇3
关键词：双频激电,磁耦合效应,地下地质体
0前言
双频激电法具有设备轻便、抗干扰能力强、工作效率高等优点,自20世纪80年代以来,双频激电在我国得到广范的应用,并收到良好的地质效果。但使用双频激电仪工作时,常出现负的FS值。其原因主要在两个方面:一类是由于电磁感应耦合效应(包括电容耦合和电磁耦合),主要表现观测数据不稳定、起伏比较大,其干扰程度随地下电阻率降低或频率升高或极距加大而增大;二类是由于地下地质体的客观存在,主要表现为小面积负值、数据较为稳定,情况复杂,应仔细分析,提取其中隐含的有用信息。
1电磁感应耦合效应
电磁感应耦合效应与激电效应同时存在,叠加在一起,这给探测结果带来干扰,给资料的正确解释带来困难,所以必须判别和消除(或削弱)野外实测结果中的电磁耦合效应,以提高探测数据的质量,更好地反映有价值的地质信息。电磁耦合效应分为两类:电容耦合和电磁耦合。
1.1电容耦合
电容耦合是指通过线-地之间或线-线之间的分布电容进行电能量转移,从而在测量回路中引起与探测目标无关的畸变信号的效应。根据电容分布的部位,可分为:供电导线与大地之间的分布电容;测量导线与大地之间的分布电容;供电导线与测量导线之间的分布电容。采用图1所示的等效电路来代替电容耦合中的一系列小电容:RA(RB)是供电电极A(或B)的接地电阻,CA(或CB)为电极A(或B)一侧的总分布电容,r是供电线AB自身的电阻为.为简便计算不妨取:
图1中供电回路一侧分布电容C和接地电阻R的并联阻抗是:
很明显,当计入电容偶合时,阻抗ZCR是一个与电流频率ω、接地电阻R和分布电容C有关的复量。实际工作中可认为:ωRC≪1,ω2R2C2≪1
故可近视认为:
整个供电回路的串联阻抗是:
总电流是流经接地电阻R的电流IR和流经分布电容C的电流IC的和:
式中:
C0是单位长度供电线上的分布电容。
测量电极MN上观测到的电位差ΔVMN,是流经接地电阻的电流IR产生的电位差ΔV
电容耦合引起的假幅频率:
由前可知: IR=I
故近似有:
从而
电容耦合引起的假幅频率:
由于电容具有隔直流,通高频的特征,使得:
所以电容耦合引起的假幅频率FS是负值。
因此,在激电过程中,为了克服电容耦合的影响,以保证观测质量,应保持导线干燥,防止潮湿;选择内阻小、绝缘好的导线作电线,以减小供电导线的内阻;尽量改善供电极的接地条件以降低接地电阻。
1.2电磁耦合
电磁耦合即电磁感应,发生在电流接通和断开的瞬间,感应产生二次电流,总是反抗、抵消一次电流的变化。针对野外工作常用的中梯装置,主要讨论无限长直导线(AB≫MN)供电引起的电磁耦合效应。
均匀大地表面沿x轴方向设的无限长线电源产生的电场只有Ex分量,没有Ey分量,其时间域表达式为:
式中:
由上式可知。两端接地并载有恒定电流的无限长线电源,在有限远的观测点处产生的电场为0。也就是说,载有恒定电流的无限长线电源的电场并不存在,只要考虑当tⓒ∞便可以理解这点,当t→∞时:
相应的,任意布设的MN(当MN极距不是很大时)观测的电位是:
所以该表达式的电位完全是电磁耦合效应的结果。令
该函数表示阶跃激励下无限长线电源电磁耦合的全部时间特点,可称为线电源电磁耦合的时间特性函数。分别取大地电导率σ为0.1、0.01、0.001 s/m;观测点到电源线的距离y为1、10、100 m;时间t从10-10～10-2s。μ=4π×10-7H/m,计算 函数如图2所示。
电流切断时表示为:阶跃电流切断后的时间特性函数f
所对应的曲线如图3所示。
由图2和图3可以看出无限长线电源可以引起负的幅频率:在电流接通时,短时间的场(相当于高频)远远超过长时间的场(相当于低频);而在断电后待测的二次电位是负值。所以我们在野外利用中梯装置测量时,在满足工作的要求下,可以尽量的减小极距的大小,或利用偶极装置代之。
迄今为止,通过各国地球物理工作者的不懈努力,对于电磁耦合的校正方法已取得一定的成就,总体上讲分为三种方法:第一种是认为激电效应和电磁效应分别满足不同的随频率变化规律,高频激电效应弱而电磁效应强,低频相反,利用多频测量进行校正;第二种是将野外实测数据减去层状介质的电磁感应耦合的理论值进行修正;第三种是根据电磁耦合的规律所设计的对激电接收的波形进行斩波,削去电磁耦合的同时保留激电信息的方法,即斩波去耦法。
2地下地质体的影响
在野外工作时,由于地下构造复杂及介质分布的不均匀,也会出现负的FS,主要表现小面积的、且数据较为稳定,分为三种情况讨论。
(1)当极化体向下延伸不大,埋藏不深,围岩的背景FS又比较低,在极化体的两侧会出现数值不高范围不大的负的FS(如图4),倾斜的板状体在反倾向的一侧会出现负的FS(如图5)。
(2)在激电测深时,由于存在体积或旁测影响,随着AB增加,除探测深度增加外,四周范围对测深点的影响也增加。测深点在矿体上方时,若AB极不跨过矿体,曲线呈两层形态。若有一个电极跨过矿体,则曲线呈K型,尾支可能出现负的FS(如图6)。
(3)由于高阻(或低阻)地质体的客观存在,以偶极装置为例,当供电电极AB与测量电极MN之间存在高阻体(或低阻体)或MN落在高阻体上方时,由于电荷被屏蔽(或转移),使得电流强度比较小、信噪比差,也出现数据不稳定负的FS(如图7、图8)。解决这一问题,只有增大供电电流。
3结论
(1)当FS出现负值是由电磁耦合效应引起时,除保持导线干燥、减小接地电阻、采用偶极装置等措施外,还可以采用多频取耦、斩波取耦及一些经验公式进行校正,以达到理想效果。
(2)当FS出现负值是由地下地质体的客观存在引起时,应结合地质资料,仔细分析,提取其中所隐含的关于目标体形状、规模、产状、埋深等信息。
参考文献
双频激光测量仪 篇4
随着我国人口的不断增加、社会经济的高速发展城市生活污水问题日益严重。为了改善环境污水问题了解水污染情况,水质检测成为了监控和治理水资源中不可缺少部分,而以电导率为核心的水质监测在这一方面有着极其重要的地位。长期以来如何快速而准确的测量出水电导率,一直都是科研人员和相关生产厂家所关注的问题。
传统的电导率测量法分为直流测量法和交流测量法。直流测量法在测量过程中会出现一定程度的极化现象, 而且这种测量方法需要定标次数过多, 因此很少有人会用此方法。目前常见的测量方法是正弦交流测量法[1], 通过产生正弦单一的频率信号, 能在一定意义上抑制了极化效应,但是电容效应仍会影响电导率测量精度。为了克服电容效应的影响,最常见的做法是采用动态脉冲法[2],该方法虽然能较好地解决电容效应,但是该方法对激励源要求较高,同时要求测量电路具有较高的速度和精度。由于激励频率输出范围是有限的,测量时有必要根据不同的电导率测量范围,选择具有相应电极常数的电导率电极, 为测量造成不便, 所以该方法不适用于实时性要求高的场合。同时该方法需要产生动态脉冲,又造成了设备制造难度和成本的增加。通过对上面两种方法进行了仔细的研究和认真的对比,本文提出了一种双频率电导率测定方法,该方法依据电导率交流测量法,从理论上解决了电极的电容效应对电导率测量的干扰, 而且在测量中使用交流激励源, 不存在极化效应问题,能够得到精确的测量结果。
2双频率电导率测量原理
2.1电导率交流测量法
交流电导率测量原理[3,4]如图1所示,激励源产生幅值稳定的电压加在电极两端上,这时流过电导池的电流取决于电导池的电阻, 所以通过测量电导池的电流, 计算出电导池的电阻,再通过已测量好两极板距离和极板截面积就可以推算出电导池的电导率。图中V为正弦信号源,电导池可视为电阻R,其倒数即为电导G,Rf为反馈电阻。
根据运算放大器的工作原理有:
公式(1)中Vi和V0分别是输入正弦电压和输出正弦电压的有效值,因电路中输入电压Vi和反馈电阻Rf是定值, 所以只要测出V0, 就可以通过公式得到电导G,而且G与V0是线性比例,因此由电导G可计算出电导率σ
公式(2)中K为电导池常数,也为电极常数。
2.2双频率电导率测量原理
双频电导率测量原理: 如图所示, 在电导池上分别施加正弦频率为f1和f2的信号,其中f1=10f2,通过测出两种正弦频率下的阻抗的模,由处理单元计算出电导池的实际电阻值, 再通过计算公式得出溶液的电导率。 控制单元通过单片机控制DDFS芯片产生双频正弦信号f1和f2,保证两个频率精确十倍关系。
理论证明如下:
在频率为w (w =2πf )的正弦信号作用下,图2中电阻R和电容C并联阻抗为
公式(3)中:R一溶液电阻;C一引线分布电容; 一正弦信号角频率;Z一系统的RC并联阻抗
阻抗的模:
相角:
从公式(4)和公式(5)可以看出,在电阻R和电容C并联时,当ω RC<<1时,|Z|才近似等于R。目前大多电导率仪采用该方法时因为没有考虑电压与电流之间相角的因素,所以测得的电阻都是用|Z|来代替的。但当ω一定时,由于电容C的影响,当电阻R很大,显然将使测量带来较大的误差。
在正弦信号的作用下测得输入和输出正弦波的有效值或峰值,通过公式计算得出的数值就是阻抗模的倒数1/Z。当正弦信号的频率为10 ω时,电阻R和电容C阻抗的模:
由公式(5)、公式(6)联立方程可以解出R。令t= ω2R2C2,r=|Z|/|Z’|,可解得
将其带入阻抗模:
这样就求出了溶液实际电阻R,并且达到了从原理上消除电容效应的影响的效果,最后再对R取倒数后代入公式, 就可以求出溶液电导率, 从而实现了电导率的双频测定。
3硬件电路设计
电导率测量系统组成框图如图3所示,系统主要由STC单片机、复位电路、量程自动变换电路、信号采集及处理电路、A/D和D/A转换电路、温度测量电路、 正弦信号发生电路、RS485电路、人机界面模块、状态指示电路以及辅助IO控制信号输出电路等部分构成。
3.1双频率正弦激励电路
在电导率测量电路设计中,激励电路的设计是十分重要的,因此需要精确而稳定的正弦激励信号。由于在测量电导率中的正弦激励信号的频率较低,因此可采用直接数字频率合成[5](direct digital frequency synthesize, DDFS)产生双频率的正弦激励信号。
测量系统采用ML2035型单片高频精密函数波形发生器。ML2035是Micro Linear公司的一款单片正弦信号发生芯片,是一款基于DDFS技术的单片正弦信号发生芯片,ML2035具有3线SPI兼容性串行微处理器接口, 具有数据锁存功能, 它的输出正弦信号频率可以由16bit的串行数据控制。设计电路如图所示,Y1为12MHz有源晶振,为ML2035提供时钟信号。三线SPI接口有三根信号线,分别为SPI_SCK、SPI_DI和SPI_LAT,分别表示时钟信号, 数据传输信号和锁存信号, 分别连接到STC12单片机的SPI相应端口。SIN_OUT即为所需的正弦信号。
ML2035输出正弦信号频率由16bit的串行数据控制,串行数据在SCK的上升沿移入,当16bit数据都进入移位寄存器后,在LATI的下降沿锁存。根据DDFS的原理可以得出ML2035输出频率关系式为:
fclkin为12MHz,根据D15:D0共16位串行数据值, 来确定实际输出正弦信号频率值fo u t。例如若需产生1 0 0H z的正弦信号, 根据公式计算出串行输入数值为70,转换为16位二进制串行数据即0b0000000001000110。 由单片机控制串行数据输入,即可得到所需100Hz正弦信号。
3.2量程切换电路
本实验选取模拟数据选择 / 分配器CD4052来实现。由于测量电导率的范围比较广,如果只设定单一量程, 无法满足电导率过高或过低的数值, 受到了限制。 因此电导率测量系统在设计时将量程分成4个档位,通过控制模拟开关, 可以针对不同的水质选择合适的量程。每个档位分别对应不同的放大倍数,可以满足测量的需要。S T C单片机通过P 3 . 4和P 3 . 5端口控制CD4052B的选通端口A和B,当A和B取值分别为00、 01、10和11时,分别选通第1、2、3和4通道,分别接入不同的电阻值来选择相应的放大倍数,达到量程切换的目的。电路中所有量程电阻均使用精密电阻(1%),以保证放大倍率的精确性。本设计中量程自动切换电路如图所示:
3.3真有效值转换电路
为了实现对交流信号电压有效值的精密测量,本实验采取真有效值转换技术,它能够测量任何复杂波形而不必考虑波形种类和失真度的优势以及测量准确度高、 频带范围宽、响应速度快的优点而得到广泛推广。选用美国AD公司生产的AD637芯片作为系统的真有效值转换器,其目前是国际上转换精度最高及频带最宽的真有效值转换器。
真有效值转换电路如图所示, 芯片采用正负5V双电源供电,VIN为交流信号输入,OFFSET为输出补偿, 通过滑动变阻器。CAV端外接低通滤波电容,其选择至关重要, 是影响测量准确度和响应时间的重要参数, 增加CA V的容量可以减少纹波电压产生的交流误差,但同时稳定时间也会按比例增加, 使转换时间大为延长。 外围电路通过第9管脚RMSOUT和第6脚DEN设置一个可调电阻来调节,以达到高准确度的要求。AINP为转换完成的直流电压信号,接入A/D转换电路。
3.4A/D转换电路
在电导率测量系统中,需要对被测对象实现高精度的测量,而实现精确测量的一个基本条件是需要有高精度A/D转换器,而且其能够快速地进行数据采集。在对比市面上众多A / D模数转换器, 本实验采用ADS1210作为系统A/D转换部分,图7为A/D转换电路的原理图。
本设计采用三线制实现ADS1210与STC单片机的连接, 通过单片机模拟S P I接口, 分别有三个信号: DRDY、SDIO和SCLK,分别接至STC单片机P1口的P1.0、P1.1和P1.2引脚。DRDY为锁存信号,SDIO为数据输入输出信号,SCLK为时钟信号。两路AD输入信号(电导率检测信号和温度测量信号)分别从A I NP和AINN端输入,经过ADS1210进行转换后,将转换值存于其内部寄存器中,STC单片机通过模拟SPI接口读取寄存器中存储的AD转换值。
3.5温度测量电路
本文使用铂电阻传感器PTl00测量溶液温度.测量电路如图所示。使用包括铂热电阻传感器PT100在内的四个电阻组成普通四臂电桥。另外三个电阻体现在电路中分别是R11、R12和R15。为了克服PT100传感器阻值较小的影响,本文采用三线制测量电路对存在的引线电阻带来的误差进行消除。为了节省元件, 降低成本, 同时增大输出信号的强度, 测量电路使用一个运算放大器, 采用四臂电阻组成差动放大电路, 对温度测量得到的电压信号进行放大。由于采用此种放大方式,电路中的输入电阻将会影响最终的测量结果。输出信号经过放大后送至A/D转换器进行转换。
P T1 00铂电阻, 它的阻值会随着温度的变化而改变。PT后面的数值100表示它在0℃时阻值为100欧姆,在100℃时它的阻值约为138.5欧姆。V1根据PT100电阻值变化,V2为固定值,根据R12和R15电阻分压可计算得出。本设计采用J F E T通用型低噪声运算放大器TL074,根据放大电路原理及运算放大器“虚短”、“虚断”特性可得:
由于V0值根据A/D转换可确定,联合公式(10),可求得V1值,并进一步计算出PT100电阻值。进而根据PT100电阻值和温度变化特性,确定当前检测的温度值
4软件设计
系统的软件设计采用模块化编程思想来实现。本实验测量系统是以STC12C4052为控制核心,采用C语言进行设计,运用模块化编程方法,各自独立调试,将软件分为几个模块, 然后建立各个模块间的联系, 修改源程序中的问题并进行调试, 编译应用程序, 使其协调工作。软件程序设计是整个系统的核心,决定系统的稳定性、可靠性。系统软件部分包括量程切换和激励信号控制模块、AD转换模块、温度补偿模块和串口通信模块。
5测量结果
在进行数据处理时,输出结果和输入数值之间是一种函数关系, 对于一个理想的测量系统, 其中有若干个称为系统系数的常量。但是在实际的测量过程中,由于元件参数的分散性和不确定性等因素,使得输入与输出偏离了理想的函数关系, 所以必须对测量系统进行校正。校正的方法是对若干个“标准样品”进行检测,观察输出数据的误差范围是否符到达要求,如果误差超标就进行修正, 使之达到规定要求, 这种通过对标样进行检测来校正系统的过程称为“系统的标定”。本文将利用Matlab工具采用最小二乘法[6]拟合曲线来完成系统的标定与误差修正。
用本文提出的双频测量法对一组“标准样品”进行测量,因为对电导率的测量就是对电导池等效电阻的测量,因此本文选用精度为0.1% 的标准电阻箱作为“标准样品”进行测量。本文进行5个档位电阻值的测量, 在这里以第3档位为例进行数据处理。
从以上实验数据可以看出,输入与输出的关系线性程度较小。因此可以利用MATLAB中的最小二乘法进行曲线拟合。
通过计算可以得出一次曲线拟合的要更好一些,其拟合图如图10所示,拟合曲线为y=0.9923x+6.8694,将上述拟合公式进行反算,得到反算公式x=1.0056y-6. 1665,将实验测出的数据经式转化后得到的取值经进行验证,可知本实验测量方法的相对误差能控制在 1%, 与市场上主流电导率设备的精度相当。
6结束语
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