铁路功率调节器

铁路功率调节器（共7篇）

铁路功率调节器 篇1

0 引言

由于铁路牵引网的单相供电方式会给供电网引入大量的负序电流和谐波电流[1,2,3],将直接威胁供电网的安全运行。随着高速铁路的大规模建设和电力机车发车密度的增大,由此给电网带来的电能质量问题会越来越突出。

针对电气化铁路的负序、谐波电流等电能质量问题,国内外学者已进行了一定的研究。文献[4,5]将静止无功补偿器(SVC)安装在牵引变压器的两供电臂进行系统的无功和负序电流补偿,但是其动态补偿能力有限且会产生谐波。采取混合型有源滤波器能够实现对电气化铁路的无功和谐波电流补偿[6,7],但不能有效补偿负序电流。为此,一些高压大容量的静止同步补偿器(STATCOM)装置[8,9]被安装在牵引系统的三相高压侧进行负序和谐波电流的综合补偿,但其容量大、成本高。针对铁路供电系统的两相供电特性,日本学者提出了铁路功率调节器(RPC)[10,11,12,13],包括背靠背式两三电平H桥逆变器和一个共用的直流电容,直流电容给两逆变器提供稳定直流电压。两逆变器通过输出电抗和降压变压器连接到牵引变压器的两牵引供电臂。RPC的两逆变器通过采用合理的控制方法,能够实现两供电臂间功率的双向流动,并且能进行无功补偿和谐波抑制。文献[14]提出一种三相有源电能质量补偿器(APQC),采用Scott变压器将两单相电压变换为三相平衡电压,再将一个普通三相逆变器通过输出电感与三相平衡电压连接,通过对三相逆变器的控制,实现有功转移、无功和谐波电流补偿。与RPC相比,利用三相逆变器取代两单相逆变器,减少了一个开关臂。

本文综合RPC与APQC的优点,提出一种简化型三电平铁路功率调节器(STRPC)。该系统保留了APQC中逆变器开关器件少的优势,采用一个两相三线制三电平逆变器,与RPC和APQC相比,结构上更为精简。同时,采用一种直流侧电容的均压电路[15,16],来维持两电容电压的平衡。本文提出了该逆变器的电流无差拍控制方法,并构建了系统的电压和电流双环控制框图,最后通过仿真和实验证明了本文提出的拓扑结构和控制方法的正确性。

1 新型STRPC的结构分析

为了改善高速铁路的电能质量水平,保证牵引网的高效、可靠运行,本文研究了一种基于两相三线制逆变器的新型RPC,如图1所示。由于三相V/V牵引变压器具有结构简单、容量利用率高等优点,被国内高速铁路供电系统广泛采用,故本文的补偿对象选择V/V牵引供电系统。定义图1中V/V变压器副边右端为α相供电臂,另一边为β相供电臂。

图1中,简化型功率调节器通过2个单相变压器的原边分别与两供电臂连接,且调节器的直流侧电容中点通过降压变压器与原边铁轨的接地相耦合。为了实现直流侧电容的均压并减少逆变器控制上的复杂性,本文采用了一种直流侧均压电路,由2个容量很小的功率开关管和1个平衡电感组成。因此,这种结构与APQC比较,在完成相同功能的前提下,其只需要一对功率开关臂,减少了硬件电路,而且能有效保证直流侧电容电压的均衡与稳定,降低了成本。

两相三线制三电平逆变器见图1。功率开关管所承受的电压为直流母线电压的一半。根据三电平逆变器的开关控制原理,在每个开关臂中,有3个有效的开关状态,并可以在交流侧产生3种电压[17,18,19]。3种开关功能对应的各桥臂输出状态为:

$g{}_x=\{\begin{array}{l}1\text{如}\text{果}\text{Τ}{}_{x1}\text{和}\text{Τ}{}_{x2}\text{闭}\text{合}\\ 0\text{如}\text{果}\text{Τ}{}_{x1}´\text{和}\text{Τ}{}_{x2}\text{闭}\text{合}\\ -1\text{如}\text{果}\text{Τ}{}_{x1}´\text{和}\text{Τ}{}_{x2}´\text{闭}\text{合}\end{array}(1)$

式中:x为a或b。

如果假设直流侧两电容电压是相等的,则交流端输出电压如下:

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{a}\text{o}}=v{}_{\text{a}}-v{}_{\text{o}}=g{}_{\text{a}}\frac{u{}_{\text{d}\text{c}}}{2}\\ v{}_{\text{b}\text{o}}=v{}_{\text{b}}-v{}_{\text{o}}=g{}_{\text{b}}\frac{u{}_{\text{d}\text{c}}}{2}\\ v{}_{\text{a}\text{b}}=v{}_{\text{a}\text{o}}-v{}_{\text{b}\text{o}}=(g{}_{\text{a}}-g{}_{\text{b}})\frac{u{}_{\text{d}\text{c}}}{2}\end{array}(2)$

式中:va,vb,vo为三电平逆变器的交流端输出电压;udc为直流电压。

由于2个开关臂的控制相互独立,不会相互影响各自开关臂的输出电压,故该三电平逆变器共有9种状态输出。根据图1的拓扑结构,有如下电压和电流关系:

$\{\begin{array}{l}L\frac{\text{d}i{}_{\text{C}\text{a}}}{\text{d}t}=v{}_{\text{S}\text{a}}-v{}_{\text{o}}-v{}_{\text{a}\text{o}}=v{}_{\text{S}\text{a}\text{o}}-v{}_{\text{a}\text{o}}\\ L\frac{\text{d}i{}_{\text{C}\text{b}}}{\text{d}t}=v{}_{\text{S}\text{b}}-v{}_{\text{o}}-v{}_{\text{b}\text{o}}=v{}_{\text{S}\text{b}\text{o}}-v{}_{\text{b}\text{o}}\end{array}(3)$

式中:vSa和vSb分别为交流电源电压。

2 参考信号检测及补偿原理分析

为了治理高速V/V牵引系统的负序和谐波电流等电能质量问题,必须首先求取补偿系统的负序与谐波电流参考信号。根据文献[20]所述的V/V牵引系统下的RPC补偿器的参考信号检测方法,可以求得补偿器的参考指令信号为:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{C}\alpha }=i{}_{\alpha \text{e}}-i{}_{\alpha \text{L}}\\ i{}_{\text{C}\beta }=i{}_{\beta \text{e}}-i{}_{\beta \text{L}}\end{array}(4)$

式中:iαL和iβL为两供电臂的负载电流;iαe和iβe为补偿后期望的两供电臂稳态电流;iCα和iCβ分别为给定的基波与谐波电流。

通过采用合适的控制方法来控制新型STRPC的两相输出电流,使其完全跟踪iCα和iCβ,就可以实现负序、无功与谐波电流的完全补偿和控制。为深入分析STRPC的有功转移、无功和谐波电流补偿原理,建立STRPC的单边供电臂等效模型,如图2所示。将机车负载等效成阻抗Zd和谐波电流源idn。由于电网阻抗较小,此处忽略其影响。设牵引供电臂的n次电压为uSn,为了补偿n次电流,逆变器交流侧的输出电压为uNn,流入逆变器的电流为iCn。

假设uSn=USnsin nωt,uNn=UNnsin(nωt-θn),其中,θn 为uSn和uNn的相角差,ω为基波角频率。根据LdiCn/dt=uSn-uNn,可以推得:

$i{}_{\text{C}n}=\frac{1}{n\omega L}(U{}_{\text{Ν}n}\cos (n\omega t-\theta {}_n)-U{}_{\text{S}n}\cos n\omega t)(5)$

则逆变器吸收的基波有功和无功功率分别为:

$\overline{{\rm P}}{}_1=\frac{1}{{\rm T}{}_1}{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_1}U}{}_{\text{S}1}(\sin \omega t)i{}_{\text{C}1}\text{d}t=\frac{U{}_{\text{S}1}U{}_{\text{Ν}1}\sin \theta {}_1}{2\omega L}(6)$

$\overline{Q}{}_1=\frac{1}{{\rm T}{}_1}{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_1}U}{}_{\text{S}1}(\cos \omega t)i{}_{\text{C}1}\text{d}t=\frac{U{}_{\text{S}1}U{}_{\text{Ν}1}\cos \theta {}_1-U{}_{\text{S}1}^2}{2\omega L}(7)$

式中:T1为基波周期。

由式(6)可知,当0°<θ1<180°时,有$\overline{{\rm P}}{}_1>0$,表示能量由逆变器的交流侧向直流侧电容传送;当-180°<θ1<0°时,有$\overline{{\rm P}}{}_1<0$,表示能量由逆变器的直流侧向交流侧电网传送。同时根据式(7)可知,通过合理控制逆变器的输出电压,可以控制逆变器向电网发出或吸收对应的无功功率。

关于谐波电流补偿,由于牵引供电网的谐波电压畸变率一般很小,忽略电网谐波电压,根据式(5)则可以计算出逆变器补偿的谐波电流为:

$i{}_{\text{C}n}=\frac{U{}_{\text{Ν}n}\cos (n\omega t-\theta {}_n)}{n\omega L}(8)$

可知,通过采用合理闭环控制方法将逆变器在谐波域控制成一个受控电流源,跟踪补偿负载谐波电流idn,则装置可以实现负载谐波电流的补偿。

3 STRPC的控制方法

针对该STRPC,为了实现系统有功转移、无功和谐波电流的补偿,并维持系统的安全可靠运行,本文提出了电压和电流的双环控制方法,电网外环采用比例—积分(PI)调节来稳定电压,电流内环采用基于开关模型的无差拍控制方法来实现电流的快速跟踪。最后通过采用三电平正弦脉宽调制(SPWM)方法驱动开关管以获得期望的电压和电流信号。由于直流侧是由2个电容串联在一起构成,如果开关管控制不合理或者没有配合好,则两直流侧电压不相等,这样会引起输出电流的畸变,甚至更大的电压不平衡,将会影响装置的补偿效果和安全可靠运行。这里采用了一种直流侧均压电路,并提出了一种动态均压控制方法。

3.1 电压和电流双环控制

为了维持直流侧电压的稳定并弥补功率开关管的损失,采用一个PI调节器来实现直流侧电压的稳定控制:

Iout=kP1Δudc+kI1∫Δudcdt (9)

式中:kP1和kI1分别为比例和积分系数;Iout为电压调节器输出电流的幅值。

如果开关管功率损失由各自的开关臂共同承担,则将Iout分别乘以各自的同步信号,可以得到两开关臂的调压指令信号:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{d}\text{a}}={\rm I}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}\sin (\omega t-30°)\\ i{}_{\text{d}\text{b}}={\rm I}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}\sin (\omega t-90°)\end{array}(10)$

假设降压变压器的变比为KS。根据式(4),则可以推得新型STRPC两开关臂的负序、谐波电流指令信号:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{C}\text{a}}^{*}={\rm K}{}_{\text{S}}i{}_{\text{C}\alpha }\\ i{}_{\text{C}\text{b}}^{*}={\rm K}{}_{\text{S}}i{}_{\text{C}\beta }\end{array}(11)$

根据式(10)和式(11),则可以求得电流内环总的参考信号为:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{a}\text{r}}=i{}_{\text{C}\text{a}}^{*}+i{}_{\text{d}\text{a}}\\ i{}_{\text{b}\text{r}}=i{}_{\text{C}\text{b}}^{*}+i{}_{\text{d}\text{b}}\end{array}(12)$

为了实现内环电流的快速无差跟踪,本文推导一种无差拍的电流控制方法,具有能够快速、准确跟踪指令信号的能力。根据式(2)和式(3)所述逆变器的电压和电流关系,可以得到如下的无差拍公式:

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{a}\text{o}}=d{}_{\text{a}}\frac{u{}_{\text{d}\text{c}}}{2}=v{}_{\text{S}\text{a}\text{o}}-L\frac{\text{d}i{}_{\text{C}\text{a}}}{\text{d}t}=v{}_{\text{S}\text{a}\text{o}}-L\frac{i{}_{\text{a}\text{r}}-i{}_{\text{C}\text{a}}}{{\rm T}}\\ v{}_{\text{b}\text{o}}=d{}_{\text{b}}\frac{u{}_{\text{d}\text{c}}}{2}=v{}_{\text{S}\text{b}\text{o}}-L\frac{\text{d}i{}_{\text{C}\text{b}}}{\text{d}t}=v{}_{\text{S}\text{b}\text{o}}-L\frac{i{}_{\text{b}\text{r}}-i{}_{\text{C}\text{b}}}{{\rm T}}\end{array}(13)$

式中:da和db为两开关臂的占空比信号;T为控制周期。

由式(13)可以推导出da和db的表达式如下:

$\{\begin{array}{l}d{}_{\text{a}}=\left(v{}_{\text{S}\text{a}\text{o}}-L\frac{i{}_{\text{a}\text{r}}-i{}_{\text{C}\text{a}}}{{\rm T}}\right)\frac{2}{u{}_{\text{d}\text{c}}}-1<d{}_{\text{a}}<1\\ d{}_{\text{b}}=\left(v{}_{\text{S}\text{b}\text{o}}-L\frac{i{}_{\text{b}\text{r}}-i{}_{\text{C}\text{b}}}{{\rm T}}\right)\frac{2}{u{}_{\text{d}\text{c}}}-1<d{}_{\text{b}}<1\end{array}(14)$

根据式(14),通过采用三电平SPWM方法,驱动三电平开关管可获得期望的电压和电流信号。STRPC双环控制框图如图3所示。图中,Sa1和Sa2分别为开关管Ta1和Ta2的脉宽调制驱动信号,其他以此类推。

3.2 直流侧电路的均压控制方法

为了维持两电容电压的动态平衡,保证补偿系统的正常稳定运行,本文采用了一种均压电路,由小容量的开关管T1,T2和储能电感Lb构成。通过采用基于电流闭环的控制方法来调节开关管T1和T2的导通实现直流侧电压平衡。均压控制方法如图4所示。

首先检测两直流侧电容电压差,通过一个低通滤波器(LPF)滤除交流成分,得到电容电压差的直流成分。然后通过PI控制器调节输出一个值,即为调节电容电压差的期望电流信号i*m,之后与反馈的直流电流信号im作差,进行PI调节后输出占空比信号do。最后利用高频脉宽调制得到T1和T2的开关驱动信号。当vC1>vC2时,do>0.5,使T1导通时间长,将电容C1的能量释放到电感,之后转移到C2,反之亦然。稳态平衡时,有do=0.5。通过电流的闭环控制,直流电流im不会突变,且电压稳定后,直流电流im很小,一般只有几安,所以均压电路的开关管和平衡电感的容量非常小。这样,通过小容量、低成本的均压控制电路,可实现直流侧电压的稳态平衡,提高了逆变器补偿性能和系统可靠性。

4 仿真和实验验证

4.1 仿真验证

为了证明本文所提出的STRPC的拓扑结构和控制方法的正确性,利用PSIM6软件搭建如图1所示的220 kV系统电路图,进行仿真验证。

假设β相供电臂机车负载功率为9.6 MW,α相供电臂机车负载功率为0。高速机车负载采用脉宽调制整流控制方式,功率因数接近1,电流畸变率约为13.6%。本文采用电阻和谐波电流源模拟电力机车。V/V牵引变压器的变比为220 kV∶27.5 kV,降压变压器的变比为27.5 kV∶1 kV,逆变器交流侧电感值为0.5 mH,两直流侧电容为50 mF,均压平衡电感为5 mH,系统的控制频率为15 kHz。

补偿前后系统的电流和电压变化波形如图5所示。从图5中可以看到,在投入STRPC以前,即0.2 s前,只有β相供电臂有电流,α相供电臂电流为0,高压电网侧只有B,C相有电流且互为反相,如图5(a)中0.1～0.2 s所示。此时三相电流的不平衡度约为100%,含有大量的负序电流。在0.2 s时投入STRPC,α相供电臂通过STRPC转移一定的有功功率到β相供电臂,并根据指令信号在相应供电臂补偿指定量无功和谐波电流来补偿负序电流并抑制谐波电流。根据无差拍控制方法,功率调节器能快速响应和跟踪指令信号,输出相应的基波和谐波电流,实现两牵引臂的有功转移、无功和谐波电流的补偿,补偿后原边三相电流几乎完全对称,如图5(a)中0.2 s后所示。三相电流不平衡度由原来的100%下降为4.3%。由于死区时间、检测精度和开关频率的影响和限制,电流闭环控制不可能实现完全跟踪和完全补偿。STRPC投入前后的两相输出电流如图5(b)所示。图5(c)为直流侧两电容电压的动态变化波形。在STRPC投入前,两电容电压不相等,通过采用电流闭环的均压控制方法,电压差迅速减小至0。在STRPC投入后,两电容电压稳持稳定在2.5 kV左右,实现了直流侧电压的稳态平衡。

β相供电臂的电网电流和负载电流的对比如图6所示。可以看出,补偿前负载电流畸变严重,谐波含量大。通过STRPC的补偿,谐波电流明显减少,从频谱图可以看到补偿后电网电流谐波含量低于负载电流谐波含量,牵引臂电流畸变率从补偿前的13.6%下降到5.8%,补偿效果明显。

4.2 低压实验平台验证

为了进一步验证所提出补偿系统的有效性,搭建了380 V电压等级的高速铁路功率补偿模拟实验平台。采用2台容量均为100 kVA的单相降压变压器连接的方式模拟V/V牵引变压器。研制了一台容量为40 kVA的模拟实验机车,用不可控整流负载代替高速铁路机车负载,功率因数接近1。假设只有β相供电臂有负载,其他实验参数如下:V/V牵引变压器的变比为380 V∶220 V,降压变压器的变比为220 V∶220 V,逆变器交流侧电感及其电流为0.5 mH/200 A,两直流侧电容及其电压为20 mF/400 V,均压平衡电感及其电流为5 mH/10 A,系统的控制频率为15 kHz。本文首先利用软件搭建仿真模型进行验证,仿真波形如图7所示。

仿真首先通过三相不可控整流器将功率调节器直流侧充电到534 V,然后在0.2 s时利用功率调节器的α相开关臂进行脉宽调制整流充电到800 V,如图7(a)所示。直流侧电压稳定后,在1.2 s时联合2个逆变器并网,进行一个开关臂的整流稳压,另一个开关臂的逆变输能,并补偿相应的无功和谐波电流,从而实现系统的负序和谐波电流补偿,如图7(b)和图7(c)所示。装置投入前后直流侧电压变化波形如图7(d)所示,稳态时两电容电压稳定在400 V左右。可以看到,装置补偿后,三相电流几乎平衡,系统的不平衡度和β相供电臂电网电流畸变率分别从100%和13.2%下降到3.8%和4.4%。

实验平台控制系统采用TI2812 数字信号处理器(DSP)作为核心处理器,控制周期为15 kHz,检测和控制算法在DSP中数字实现。现场采集的实验数据波形如图8所示。

从图8(a)可以看出,补偿前由于只有β相供电臂有负载,三相电流中A相电流为0,三相电流严重不对称,负序电流含量很大。在投入STRPC之后,调节器能迅速跟踪期望的有功、无功和谐波电流参考信号,并可实现对负序和谐波电流的快速补偿,如图8(a)和图8(b) 所示。从图8(c)可以看出,补偿稳定后,三相电流波形基本对称,负序和谐波电流含量明显减少,两直流电容电压稳定在400 V左右,如图8(d)所示。三相电流的不平衡度和β相供电臂电网电流畸变率分别从100%和12.6%下降到7.3%和5.8%。可以看出,补偿装置具有较好的动态补偿效果。

通过仿真和实验验证可知,本文所提出的补偿结构及其方法能有效抑制高速铁路供电系统三相电流中的负序和谐波电流。

5 结语

本文研究了一种基于两相三线制三电平逆变器的STRPC。与APQC相比,减少了功率开关器件的数量和硬件复杂度,降低了系统成本。在分析逆变器开关模型的基础上,本文推导了一种电流内环的差拍控制方法,可以实现电流的快速无差跟踪。为了实现直流侧电容均压,本文研究了一种小容量低成本均压电路,提出了一种基于电流闭环的控制方法,实现了直流侧动态均压,提高了补偿系统的稳定性能。由于功率调节器的主电路参数设计涉及装置的成本高低和补偿性能好坏,有必要进一步研究主电路参数的多目标优化问题,使系统成本和性能优化。

摘要：为了治理电力系统负序、无功和谐波电流等电能质量问题,研究了一种简化型三电平铁路功率调节器,它由1个两相三线制逆变器、2个输出电感和2个单相降压变压器组成。与三相有源电能质量补偿器相比,该调节器只需要一对三电平开关臂,减少了器件数量、降低了装置成本。通过分析两相三线制逆变器的开关控制原理,提出了一种电压外环比例—积分控制和电流内环无差拍控制的双环控制方法。为了实现直流侧动态均压,研究了一种低成本、可靠性高的均压电路,并提出了一种基于电流闭环的均压控制方法。最后,仿真和实验结果验证了所提出补偿结构及方法的正确性。

关键词：高速铁路,两相三线逆变器,负序补偿,均压电路,电能质量

铁路功率调节器 篇2

随着环境和能源问题的日益严峻,人们对铁路交通运输工具提出更高的要求。由于高速铁路具有快速、安全、环保、高效等特点,受到世界各国的青睐。但与此同时,电铁机车是大功率单相整流负荷,会产生大量的谐波和负序分量等电能质量问题,严重影响公用电网质量[1,2,3]。因此,为了维持一个清洁绿色的智能电网,并提高电网的安全稳定性能,有必要对牵引供电网的电能质量问题进行分析和治理。

为了解决牵引供电网的电能质量问题,国内外都采用了一些相应的措施[4,5]。文献[6]采用混合型有源滤波器进行牵引供电网的谐波电流补偿,并同时补偿一定量的无功功率。文献[7]采用大容量的静止同步补偿器(STATCOM)来补偿无功功率和负序电流,但是其一般安装在三相高压侧,需耐高压,装置的成本较高。20世纪90年代,日本学者提出了一种铁路功率调节器[8](RPC)的装置,安装在牵引变压器的二次侧,它能够进行无功功率、负序和谐波电流的综合补偿,正受到世界高铁网络的青睐。日本、澳洲、德国等国家率先对RPC进行研究,并在RPC的拓扑结构、信号检测方法[9,10]及其补偿原理方面取得了一定的成果。关于RPC的控制方法,大多采用常规的比例—积分(PI)控制方法和正弦脉宽调制(SPWM)策略,其动态跟踪性能和补偿性能都值得改进。

与其他常用脉宽调制(PWM)控制方法相比较,单周控制方法[11,12]不仅结构简单、稳定性好,而且误差小,具有很好的鲁棒性,由此可以被用来提高RPC的控制效果。

本文首先分析了在Scott牵引供电网下RPC的负序和谐波电流补偿原理,之后提出一种基于等效负载电阻电压前馈的改进单周控制方法。通过采用单周控制方法对直流侧电压进行闭环PI控制,可以实现直流侧电压的稳定并维持系统的正常运行。针对高速铁路机车的快速性,本文提出一种等效负载电阻电压前馈控制方法,能快速跟随系统机车负载的变化,这无疑可以增强RPC的响应速度和补偿效果。考虑到死区时间会影响RPC的输出波形和补偿精度,采用一种死区补偿方法来有效消除死区时间的影响。最后,通过仿真和实验验证了本文所提出控制方法的有效性与正确性。

1 RPC的结构和补偿原理分析

如图1所示,三相220 kV高压经三相Scott变压器变为2个电压等级为27.5 kV的单相电压,给2个供电臂机车供电。RPC通过2个降压变压器连接于2个牵引供电臂。2个背靠背结构电压源逆变器通过1个共用的直流电容连接在一起,并通过滤波电抗连接到2个降压变压器。RPC可以通过采用合适的控制方法,联合2个逆变器来实现有功功率的转移,同时能各自进行无功功率与谐波电流补偿。

Scott变压器以其结构简单、容量利用率高、能有效减少负序含量、降低三相不平衡程度等优点[13]为国内电气化铁路牵引供电系统所采用。根据RPC的原理[14],只要Scott牵引变压器的2个牵引供电臂的输出电流幅值相等且全为有功电流,则牵引变压器原边侧三相电流完全对称,且三相功率因数全为1,实现了牵引供电网无功功率、负序和谐波电流的综合补偿。

设Scott牵引系统原边A相的单位电网电压uA(t)=sin ωt,则牵引供电臂α和β的单位电压为uα(t)=sin ωt和uβ(t)=sin(ωt-π/2)。设2个牵引供电臂的负载电流为iαL和iβL,用傅里叶级数表示为:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\alpha \text{L}}={\rm I}{}_{\alpha p}\sin \omega t+{\rm I}{}_{\alpha q}\cos \omega t+{\displaystyle \sum _{n=2}^{\infty }{\rm I}}{}_{\alpha n}\sin (n\omega t+\phi {}_{\alpha n})\\ i{}_{\beta \text{L}}={\rm I}{}_{\beta p}\sin \omega t+{\rm I}{}_{\beta q}\cos \omega t+{\displaystyle \sum _{n=2}^{\infty }{\rm I}}{}_{\beta n}\sin (n\omega t+\phi {}_{\beta n})\end{array}(1)$

式中:Iαp和Iβp分别为2个牵引供电臂负载电流的有功分量的幅值; Iαq和Iβ q分别为2个牵引供电臂负载电流的无功分量的幅值;ω为基波角频率;Iαn和Iβ n分别为2个牵引供电臂的n次谐波电流;φαn和φβ n分别为2个牵引供电臂的n次谐波电流的相角。

根据前面分析的补偿原理,实现无功功率、负序和谐波电流完全补偿之后的2个牵引供电臂的电流为:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\alpha }(t)={\rm I}{}_{\text{m}p}\sin \omega t\\ i{}_{\beta }(t)={\rm I}{}_{\text{m}p}\sin \left(\omega t-\frac{\text{π}}{2}\right)\end{array}(2)$

式中:Imp=(Iαp+Iβp)/2。

只要采用合适的控制策略来控制RPC,使之能把α和β这2个牵引供电臂的负载电流分量iαL(t)和iβL(t)补偿为iα(t)和iβ(t),那么就达到了无功功率、负序和谐波电流综合补偿的目的。

为了深入分析RPC的有功转移、无功功率和谐波电流补偿原理,建立了RPC的单相等效模型,如图2所示。设牵引供电臂的n次电压为uSn,为了补偿n次电流,逆变器交流侧的输出电压为uNn,流入逆变器的电流为iCn,L为滤波电抗值。

假设uSn=USnsin nωt,uNn=UNnsin(nωt-θn),θn 为uSn和uNn的相角差。根据LdiCn/dt=uSn-uNn,可得

$i{}_{\text{C}n}=\frac{1}{n\omega L}(U{}_{\text{Ν}n}\cos (n\omega t-\theta {}_n)-U{}_{\text{S}n}\cos n\omega t)(3)$

则牵引供电臂输出的基波功率为:

$\overline{{\rm P}}{}_1=\frac{{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_1}U}{}_{\text{S}1}\sin (\omega t)i{}_{\text{C}1}\text{d}t}{{\rm T}{}_1}=\frac{U{}_{\text{S}1}U{}_{\text{Ν}1}\sin \theta {}_1}{2\omega L}(4)$

$\overline{Q}{}_1=\frac{{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}{}_1}U}{}_{\text{S}1}\cos (\omega t)i{}_{\text{C}1}\text{d}t}{{\rm T}{}_1}=\frac{U{}_{\text{S}1}U{}_{\text{Ν}1}\cos \theta {}_1-U{}_{\text{S}1}^2}{2\omega L}(5)$

式中:T1为基波周期。

由式(4)可知,当0°<θ1<180°时,有$\overline{{\rm P}}{}_1>0$,这表示基波能量由逆变器的交流侧向直流侧传送,直流侧电容充电;0°<-θ1<180°时,有$\overline{{\rm P}}{}_1<0$,基波能量由逆变器的直流侧向交流侧传送,直流侧电容放电。同时通过观察式(5)可知,通过合理控制逆变器的输出电压,逆变器可以向牵引供电臂发出或吸收对应的无功功率。

关于谐波电流的补偿,由于牵引供电网的谐波电压一般可以忽略不计,则根据式(3)可以计算出逆变器补偿的谐波电流为:

$i{}_{\text{C}n}=\frac{U{}_{\text{Ν}n}\cos (n\omega t-\theta {}_n)}{n\omega L}(6)$

如果逆变器输出电流与机车负载产生的谐波电流大小相等、方向相反,则RPC可以实现系统谐波电流的补偿。

2 RPC的改进单周控制方法

本文提出了一种等效负载电阻电压前馈的单周控制方法,通过加入牵引系统的等效负载电阻电压来实现RPC的前馈快速响应。通过直流侧电压的闭环PI控制,维持直流侧电压的稳定与能量的平衡。单周控制不需要检测RPC的指令参考电流,通过自身内部的算法和规则进行自校正,计算出每个控制周期的占空比来控制2个逆变器输出期望的基波和谐波电流。通过背靠背的2个逆变器来实现有功能量从一个牵引供电臂转移到另外一个牵引供电臂,并分别补偿相应的无功功率和谐波电流,最终达到系统有功转移、负序和谐波电流综合补偿的目的。RPC的总体控制框图如图3所示。图中:sgn表示符号函数,当iCx>0时输出1,否则输出-1;LPF表示低通滤波器。

根据RPC补偿原理,通过RPC实现负序和谐波电流的完全补偿后,2个牵引供电臂只含有大小相同的基波有功电流。故当逆变器补偿稳定后,2个牵引供电臂负载为纯电阻性负载,电源侧无功和谐波电流输出为0,网侧电流波形完全跟踪电压波形。单独考虑2个单相电路,可以得出理想的控制目标表达式为:

ux=ixRe (7)

式中:ux为逆变器装置接入点牵引供电臂电压,x∈{α,β};ix为牵引供电臂电流;Re为经控制补偿后的等效负载电阻。

设单周控制的开关周期为T,占空比为D。根据电感能量平衡原理,采用双极性调制时,逆变器稳定工作后ix与D的关系如下:

2Dudc=udc-Reix (8)

式中:udc为逆变器直流侧电压。

由补偿原理可知,在稳态运行,即Re为常数时,电容电压保持不变。然而Re是随负载变化的未知量,为了消除这个未知量的影响,一般单周控制方法是通过检测储能电容上的电压变化来确定的。由此引入中间变量Um,令

$U{}_{\text{m}}=\frac{R{}_{\text{s}}}{R{}_{\text{e}}}u{}_{\text{d}\text{c}}(9)$

式中:Rs为电流采样电阻值。

由此式(8)可以改写为:

2DUm=Um-Rsix (10)

当系统功率不平衡时,变流器的直流电容将提供电网与负载间的功率差,这将导致直流电容平均电压的变化。则对于负载电流中的有功电流变化,即Re发生变化时,单周控制器需改变占空比来适应这种变化。为了动态跟踪Re的变化,一般单周控制方法中的Um是由直流侧电压的PI调节得到,即

Um=kP(U*DC-udc)+kI∫(U*DC-udc)dt (11)

式中:U*DC 为直流侧电压参考值;kP和kI分别为比例和积分系数。

这样,单周控制器不仅可以动态跟踪Re的变化,而且可以维持电容电压的稳定。但是这种方法调节慢,不能实时响应高速机车(即Re)的快速变化。为此,本文提出了一种基于等效负载电阻电压的前馈控制方法,即Um由2个部分组成:一部分由等效电阻变换而来,实时响应机车负载的变化,另一部分由直流侧电压的PI调节得到,维持直流侧电压稳定和RPC的正常运行,如图3所示。

根据RPC的补偿原理,首先检测2个牵引供电臂的负载电流,然后分别乘以各自的单位同步信号并相加,得到2个牵引供电臂的平均有功电流瞬时值,最后通过LPF滤除交流成分,得到有功电流的直流平均值Imp。由此,可以推得经RPC补偿稳定后的2个牵引供电臂的等效阻抗为:

$R{}_{\text{e}}=\frac{\sqrt{2}E}{{\rm I}{}_{\text{m}p}}(12)$

式中:E为牵引供电臂的电压有效值。

通过式(12)可以计算得到Re,再利用式(9)可以计算得到中间变量Um,这样就完成了等效负载的前馈控制。同时,可以计算出2个逆变器相应吸收的有功电流大小为Ixp-Imp。当Ixp-Imp<0时,表示逆变器要吸收能量,能量从牵引供电臂流向直流侧电容;当Ixp-Imp>0时,表示逆变器要释放能量,能量从直流侧电容流向牵引供电臂。这样,RPC通过单周控制方法就可以完成有功电流的转移。

根据单周控制的原理,考虑到开关频率远大于电网电压频率,且在一个开关周期内Um基本不变,式(10)可通过单周控制的方式实现,如下:

$\begin{array}{l}\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{i}}}{\displaystyle {\int }_0^{D{\rm T}}U}{}_{\text{m}}\text{d}t=\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{i}}}D{\rm T}U{}_{\text{m}}=\\ 2DU{}_{\text{m}}=U{}_{\text{m}}-R{}_{\text{s}}i{}_x(13)\end{array}$

式中:单周积分常数Ti=T/2。

控制电路在每个开关周期均对Um进行积分,当积分值符合式(13)时,开关信号翻转,得到满足式(13)的D,同时积分电路复位,等待下一控制周期重新积分。

考虑到死区时间将引起占空比的改变,使得逆变器输出的电流包含大量的其他谐波分量,从而影响RPC的补偿效果。为此,本文采用文献[15]提出的一种改进单周控制方法。有效工作时,有如下关系:

(ux+udc)D=(udc-ux)(1-D) (14)

考虑死区效应的影响,对其进行补偿。当逆变器输出电流iCx为正时,将开关周期的占空比增大k(k=td/T,td为死区时间),则可得出:

(ux+udc)(D-k)=(udc-ux)(1-D+k) (15)

联立式(8)可得此时的单周控制方程为:

2DUm=(1+2k)Um-Rsix (16)

同理可推出,当逆变器输出电流iCx为负时,将开关周期的占空比减小k,单周控制方程为:

2DUm=(1-2k)Um-Rsix (17)

由此可知,通过检测逆变器输出电流的极性,在比较环节增加或者减去一个校正值2kUm,即可以实现对死区时间的校正和补偿。改进的单周控制原理图如图3所示。

3 仿真与实验验证

3.1 仿真结果

为了证明本文所提出控制方法的正确性,利用PSIM6软件进行了仿真验证。搭建了220 kV等级Scott牵引供电系统,机车负载模型的功率为8 MW,电流畸变率为14.4%且以3次谐波为主。RPC控制频率为12.8 kHz,死区时间td为6 μs,其他参数如下:三相电源电压为220 kV;Scott牵引变压器变比为220 kV/27.5 kV;输出阻抗为0.02 Ω/0.5 mH;采样电阻为1 Ω;直流侧电容为20 mF;降压变压器变比为27.5 kV/1 kV。

以牵引供电臂β有机车负载为例,采用上述控制方法来说明装置的补偿功能。通过RPC来转移有功电流,补偿无功功率与谐波电流来实现负序和谐波电流的综合补偿。从图4(a)和(c)中可以看出,在补偿以前,三相电流不对称,A相电流为0,负序电流不平衡度约为50%。在0.1 s时投入RPC装置。图4(a)和(b)为采用一般单周控制方法时的RPC补偿波形图;图4(c)和(d)为采用本文所提出的改进单周控制方法时的RPC补偿波形图。通过RPC的补偿,RPC的逆变器分别向电网吸收或者释放相应的有功电流到直流侧电容,维持两侧功率的平衡,完成牵引供电臂有功能量的转移,并分别补偿对应的无功功率和谐波电流。补偿之后,原边三相电流基本对称,负序和谐波电流含量大大减少。稳态时的三相电流波形见图4(a)和(c)。

从图4(a)和(b)可知,当采用一般的单周控制方法时,由于指令信号全部来源于直流侧电压的PI调节,所以RPC的电流调节和补偿就得跟随直流侧电容电压的变化。然而,直流侧电容是一个很大的惯性环节,响应速度很慢,所以RPC的电流补偿和调节相对较慢。当采用本文所提出的改进单周控制方法时,由于采用等效负载电阻电压的前馈控制,能够实时响应系统的变化,不完全依赖于直流侧电压的PI调节,使得单周控制器的响应明显变快,结果如图4(c)和(d)所示。同时,通过直流侧电压的闭环调节,维持了直流侧电压的稳定和RPC的正常运行。通过补偿,三相电流的不平衡度变为3.6 %,牵引供电臂β的电流畸变率由14.4%下降到3.4 %,从而实现了负序和谐波电流综合补偿的目标。

图5为采用2种不同控制方法时的谐波电流补偿效果图,具体的补偿结果见表1。图中:ILb和ISb分别为牵引供电臂β的负载电流和电网电流。

A

从表1可以看到,当采用一般改进单周控制方法时,由于死区时间的存在,谐波补偿的残余量较大。然而采用改进单周控制方法时,通过采用死区时间补偿算法,可以更加精确地计算出每个控制周期的占空比,并消除死区时间对输出补偿波形的影响,其谐波补偿残余量明显减少,RPC补偿精度得到提高。

3.2 实验结果

为了验证前面理论分析的正确性,在实验室搭建380 V电压等级的RPC的硬件平台,用40 kW的不可控整流源来模拟机车负载,电流畸变率为13.5%,其他系统参数如下:三相电源电压为380 V;Scott牵引变压器变比为380 V/220 V;输出阻抗为0.02 Ω/0.2 mH;采样电阻为 1 Ω;直流侧电容为5 mF;降压变压器变比为220 V/220 V。采用TI28335数字信号处理器作为控制器,检测和控制算法在数字信号处理器中实现,控制周期为12.8 kHz,死区时间为6 μs。以牵引供电臂β有机车负载为例,现场测到的实验数据与波形如图6所示。

从图6(a)可以看到,RPC投入前原边三相电流不对称,A相电流为0,此时负序电流含量较高。在投入RPC装置后,从图6(b)和(c)电流和电压波形可以看到,通过采用改进单周控制方法,经过RPC的补偿,三相电流基本平衡,直流侧电压通过闭环控制稳定在500 V左右。模拟供电系统的三相电流不平衡度由49.2%下降到5.3%,三相电流基本对称,同时牵引供电臂β电流畸变率由原来的13.5%下降到5.4%,系统的负序和谐波电流大大减少。可见,本文所提出的改进单周控制方法,能够实现RPC的有功转移,无功功率和谐波电流补偿功能,可以大大改善供电系统的电能质量。

4 结语

本文针对高速铁路电网中的电能质量问题,讨论了一种先进的RPC,通过背靠背的2个逆变器来进行负序和谐波电流的综合补偿。本文重点探讨了一种改进的单周控制方法,为了提高单周控制器的响应速度,提出了一种等效负载电阻电压前馈控制的方法,实时跟随牵引供电网机车负载的变化。通过直流侧电压的闭环控制,维持了直流侧电压的稳定和RPC的正常运行。

铁路功率调节器 篇3

This paper proposes a double-fed induction machine (DFIM) with a flywheel energy storage system called the multi-functional flexible power conditioner (FPC) . It consists of a DFIM with very large rotating inertia and a voltage-source pulse width modulation (PWM) rectifier-inverter used as an AC exciter[1,2,3]. FPC incorporates the flywheel energy storage technology and synchronous condenser to perform multi-functions, including energy storage, active and reactive power generation when used in power system[4,5,6].

The DFIM is widely used in wind energy generation system, hydropower energy generation and pump station. The attractiveness of the DFIM stems primarily from its ability to handle large speed variations around the synchronous speed, and the excitation converter between the rotor winding and the grid handles only a fraction of the total power to achieve the full control of the system. So the application of DFIM makes big sense for FPC to be used in power systems. The control method and application technology of DFIM proposed in literature are also suitable for FPC[7,8,9,10,11,12,13,14,15].

A 10 kW prototype of FPC is developed, the figure and the corresponding parameters of the prototype are given in Appendix A. With these parameters, a detailed simulation model for FPC is built up. It consists of DFIM and voltage-source PWM rectifier-inverter. The excitation control system of the prototype, which is proposed in Reference [1], is modeled in detail. They are all simulated in some operating states, such as subsynchronous, supersynchronous, phase modulation and so on. The prototype is also experimented in these proposed operating states. It is concluded that the FPC is an effective way to compensate the unbalanced power and enhance the system stability.

1Modeling of the FPC’s Prototype

As shown in Reference [4], the DFIM mathematical model is obtained by following equations in the direct (d) and quadrature (q) axis reference frame, which is rotating at synchronous speed (ω1=2πf1) .

1) Stator flux and rotor flux

$\{\begin{array}{l}\phi {}_{\text{s}d}=L{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}d}-L{}_{\text{m}}i{}_{\text{r}d}\\ \phi {}_{\text{s}q}=L{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}q}-L{}_{\text{m}}i{}_{\text{r}q}\\ \phi {}_{\text{r}d}=L{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}d}-L{}_{\text{m}}i{}_{\text{s}d}\\ \phi {}_{\text{r}q}=L{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}q}-L{}_{\text{m}}i{}_{\text{s}q}\end{array}(1)$

where: φ is the flux linkage; L is the reactance; i is the current; Subscripts s, r, m indicate the stator, rotor and mutual quantities respectively; Subscripts d and q indicate the direct and quadrature axis components under the rotation synchronizing reference frame.

2) Stator voltage and rotor voltage

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{s}d}=-R{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}d}-\text{D}\phi {}_{\text{s}d}+\omega {}_1\phi {}_{\text{s}q}\\ u{}_{\text{s}q}=-R{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}q}-\text{D}\phi {}_{\text{s}q}-\omega {}_1\phi {}_{\text{s}d}\\ u{}_{\text{r}d}=R{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}d}+\text{D}\phi {}_{\text{r}d}-\omega {}_{\text{s}}\phi {}_{\text{r}q}\\ u{}_{\text{r}q}=R{}_{\text{r}}i{}_{\text{r}q}+\text{D}\phi {}_{\text{r}q}+\omega {}_{\text{s}}\phi {}_{\text{r}d}\end{array}(2)$

where: u is the voltage; R is the resistance; ω1 and ωr are the synchronous and rotor electrical angular speed respectively, ωs=ω1-ωr;D is the operator d/dt.

3) Electromagnetic torque and rotor swing equation

$\begin{array}{l}{\rm T}{}_{\text{e}}=n{}_{\text{p}}L{}_{\text{m}}(i{}_{\text{s}q}i{}_{\text{r}d}-i{}_{\text{s}d}i{}_{\text{r}q})(3)\\ {\rm T}{}_{\text{m}}-{\rm T}{}_{\text{e}}=-{\rm T}{}_{\text{e}}=\frac{J}{n{}_{\text{p}}}\frac{\text{d}\omega {}_{\text{r}}}{\text{d}t}+\frac{D{}_{\text{a}}}{n{}_{\text{p}}}\omega {}_{\text{r}}(4)\end{array}$

where: Te is electromagnetic torque; Tm is the mechanical torque, which equals to 0; Da represents the damping torque coefficient which is proportional to the rotor angular speed; np and J are the number of pole-pairs and the rotor inertia respectively.

4) Stator power

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{s}}=u{}_{\text{s}d}i{}_{\text{s}d}+u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}q}\\ Q{}_{\text{s}}=u{}_{\text{s}q}i{}_{\text{s}d}-u{}_{\text{s}d}i{}_{\text{s}q}\end{array}(5)$

where: Ps and Qs are stator active and reactive power respectively.

By neglecting Rs and the derivatives of stator and rotor flux, the steady state equations are deduced with φsm and Usm representing the magnitude of the stator flux and voltage respectively:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}\phi {}_{\text{s}d}=\phi {}_{\text{s}\text{m}}\\ \phi {}_{\text{s}q}=0\end{array}(6)\\ \{\begin{array}{l}u{}_{\text{s}d}=0\\ u{}_{\text{s}q}=-\omega {}_1\phi {}_{\text{s}d}=-U{}_{\text{s}\text{m}}\end{array}(7)\end{array}$

The relationship of the stator power, the rotor current and the voltage are given by following equations:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{s}}=-U{}_{\text{s}\text{m}}i{}_{\text{s}q}\\ Q{}_{\text{s}}=-U{}_{\text{s}\text{m}}i{}_{\text{s}d}\end{array}(8)\\ \{\begin{array}{l}i{}_{\text{r}d}=\frac{-\phi {}_{\text{s}\text{m}}+L{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}d}}{L{}_{\text{m}}}\\ i{}_{\text{r}q}=\frac{L{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}q}}{L{}_{\text{m}}}\end{array}(9)\end{array}$

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{r}d}=(R{}_{\text{r}}+b\text{D})i{}_{\text{r}d}-b\omega {}_{\text{s}}i{}_{\text{r}q}=u{}_{\text{r}d}´+\text{Δ}u{}_{\text{r}d}\\ u{}_{\text{r}q}=(R{}_{\text{r}}+b\text{D})i{}_{\text{r}q}-a\omega {}_{\text{s}}\phi {}_{\text{r}\text{m}}+b\omega {}_{\text{s}}i{}_{\text{r}d}=u{}_{\text{r}q}´+\text{Δ}u{}_{\text{r}q}\end{array}(10)$

where:$a=\frac{L{}_{\text{m}}}{L{}_{\text{s}}}$; b=Lr$1-\frac{L{}_{\text{m}}^2}{L{}_{\text{s}}L{}_{\text{r}}}$; Δurd=-bωsirq; Δurq=-aωsφsm+bωsird.

In this way, the control system is designed, which adopts decoupled excitation control for active and reactive power. Because a small amount of power flow exists between the rotor windings and the grid, the active and reactive power flow is compensated by Pref and Qref. Besides, delivering more or less reactive power to the grid will increase or decrease the terminal voltage. So the reactive power control can be replaced by the terminal voltage control.

The proposed control assumes that Equations (6) and (7) are always satisfied. It means that the terminal voltage is constant. However, the terminal voltage isn’t constant in practical cases. Equations (6) and (7) are no longer satisfied for the reason that the stator flux derivative cannot be completely neglected. This will worsen the control performance and possibly result in an unstable control system. The improved control is used in prototype, as proposed in Reference [1].

For these parameters of prototype, a detailed simulation model for FPC is built up, as shown in Fig.1. It consist of the DFIM and the voltage-source PWM rectifier-inverter.

2Simulation of FPC’s Prototype

Various operation states of FPC are defined in Reference [6]. The proposed model is simulated in some operating states, including subsynchronous, supersynchronous, phase modulation and so on. The grid voltage is 380 V.

2.1Subsynchronous

The FPC operates in subsynchronous state in the following manner. Initially, the active power exchange is 4 kW. Then, it is switched to -4 kW. Later, it is switched back to 4 kW. Fig.2～

Fig.5 are the simulation results of FPC’s prototype in subsynchronous state.

During the whole subsynchronous process, by P changing, Isq and Irq change correspondingly, and by Q changing, Isd and Ird change correspondingly, as shown in Figs.2, 3 and 4.

In subsynchronous, the speed of FPC is slow to synchronous speed, as shown in Fig.5.

2.2Supersynchronous

The FPC operates in supersynchronous state in the following manner. Initially, the active power exchange is -4 kW. Then, it is switched to 4 kW. Later, it is switched back to -4 kW. Fig.6～

Fig.9 are the simulation results of FPC’s prototype in supersynchronous state.

During the whole supersynchronous process, by P changing, Isq and Irq change correspondingly, and by Q changing, Isd and Ird change correspondingly, as shown in Figs.6, 7 and 8.

In supersynchronous state, the speed of FPC is fast to synchronous speed, as shown in Fig.9.

2.3Phase Modulation

The FPC operates in phase modulation state in the following manner. Initially, the reactive power exchange is 2 kvar. Then, it is switched to -2 kvar. Later, it is switched back to 2 kvar. Fig.10～

Fig.13 are the simulation results of FPC’s prototype in phase modulation.

During the whole phase modulation process, by P changing, Isq and Irq change correspondingly, and by Q changing, Isd and Ird change correspondingly, as shown in Figs.10, 11 and 12.

In phase modulation state, the speed of FPC almost keeps up the initial speed, as shown in Fig.13.

From Fig.2～Fig.13, it can be concluded that the FPC has satisfactory characteristics in power regulation and dynamic response.

3Experiment of FPC’s Prototype

The FPC’s 10 kW prototype is developed, and the corresponding parameters of the prototype are given in Appendix A.

The FPC’s 10 kW prototype is experimented in these proposed operating states, including phase modulation, subsynchronous and supersynchronous.

3.1Subsynchronous

The subsynchronous operation state is as same as the proposed simulation. Initially, the active power exchange is 4 kW. Then, it is switched to -4 kW. Later, it is switched back to 4 kW.

The experimental results of FPC’s prototype in subsynchronous state are shown in Fig.B1～Fig.B3 in Appendix B.

The results show that the range of active power exchange from 4 kW to -4 kW is 100 ms and the range of reactive power exchange from -4 kW to 4 kW is 100 ms.

The experimental results of the prototype in the supersynchronous mode are same as that of the proposed simulation.

3.2Supersynchronous

The supersynchronous operation is as same as the proposed simulation. Initially, the active power exchange is -4 kW. Then, it is switched to 4 kW. Later, it is switched back to -4 kW.

The experimental results of FPC’s prototype in supersynchronous state are shown in Fig.B4～Fig.B6 in Appendix B.

The results show that the range of active power exchange from -4 kW to 4 kW is 70 ms and the range of reactive power exchange from 4 kW to -4 kW is 70 ms.

The experimental results of the prototype in the supersynchronous mode are same as that of the proposed simulation.

3.3Phase Modulation

The phase modulation operation state is as same as the proposed simulation. Initially, the reactive power exchange is 2 kvar. Then, it is switched to -2 kvar. Later, it is switched back to 2 kvar.

The experimental results of FPC’s prototype in phase modulation state are shown in Fig.B7 in Appendix B.

The results show that the range of reactive power exchange from 2 kvar to -2 kvar is 60 ms and the range of reactive power exchange from -2 kvar to 2 kvar is 50 ms.

From the experimental results, it can be concluded that the proposed simulation results are verified and the decoupling control of FPC model machine is very well realized.

4Conclusions

In this paper, the FPC’s 10 kW prototype is developed and experimented in these operating states, including phase modulation, subsynchronous, supersynchronous and so on. For these parameters of the prototype, a detailed simulation model for FPC is built up and simulated in same operating states. From the experimental and simulation results, it can be concluded that the FPC has satisfactory characteristics in power regulation and dynamic response. The decoupling control of FPC’s prototype is very well realized and FPC is an effective way to compensate the unbalanced power and enhance the system stability.

Appendices in this paper are available online at website of Automation of Electric Power Systems (http: //www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx) .

铁路功率调节器 篇4

随着我国的经济高速发展, 能源已经成为发展的基础和动力。据显示, 我国能源消费目前占到全球的25.4%, 居世界之首。而我国能耗的损失较为突出, 能源利用率低。变频调节方法为我国的节能发展奠定了良好的基础。变频技术已经在各个领域得到了广泛的应用, 包括空调系统的调节、供热系统的调节、大型机械设备、小型的家用电器等, 受到了各行各业的青睐, 取得了良好的节能效果。通过研究变频调节的功率及效率随转速的变化情况, 来掌握变频调节技术的原理, 并能够把变频调节技术与实际调节进行良好的匹配, 达到节能效率最大化, 保证节能降耗工程能够有力的实施。

如今, 建筑能耗占总能源消耗的比重越来越大, 而建筑能耗又以供热系统能耗为主。我国供热系统的调节水平落后, 主要以质调节为主, 质调节的方法操作简单, 运用这种方法调节时, 供热系统的循环水量不需要调节, 而只针对供回水的温度进行调节, 这种调节方法导致水泵的耗电量很大, 并且能耗损失较为严重。

采用变频调节技术对供热系统的调节具有很大的节能意义, 掌握良好的变频调节技术将更有助于供热系统的节能, 使用变频调节方法, 对负荷变化的响应速度很快, 通过改变水泵的转速使系统的流量发生变化, 达到调节效果的同时又节省水泵的耗电量。

1 变频调节的原理分析

在供热系统中, 变频调节的方式就是改变水泵的转速。水泵转速改变, 其性能曲线也跟着改变。根据相似原理可得, 水泵在不同的转速下, 流体的流动是相似的, 也就是说水泵在不同的转速下, 其性能曲线是相似的。变频水泵的流量Q、转速n、扬程H及功率N有以下关系:

它的特性曲线图见图1。从图1中得出, 当阀门开的较大时, 水泵的特性曲线③与管网特性曲线②交于B点, 水泵轴功率可以用面积BH1OQ2表示, 此刻水泵的流量为Q2, 而扬程为H1。如果流量想要减小到Q1, 可以采用两种调节方法:通过调节阀门来改变管网的特性曲线, 使得管网特性曲线①与水泵的特性曲线③交于C点, 从而满足了所需的流量Q1, 但是扬程变为了H2, 水泵轴功率用面积H2CQ1O表示;如果改变水泵的转速, 降低水泵的转速, 根据相似理论, 水泵特性曲线将由③变为成曲线④, 但管网的特性曲线不变仍为②, 与水泵的特性曲线④交于A点, 也可以满足流量Q1的要求, 不同之处是扬程变成了H3, 与H2相比大幅下降, 水泵的轴功率可由面积H3AQ1O表示。

两种调节方法都可以达到同样的效果, 但是, 采用阀门调节所消耗的轴功率要远高于通过降低水泵转速调节需要的轴功率, 从图1中可以得出, 变频调节要比阀门调节节省的功率ΔP可用阴影面积H2CAH3表示。可得知采用变频泵调节方式比定频泵调节更节能, 而且节能效果十分显著。

变频水泵其实是通过变频器来改变电机的转数, 从而实现非满负荷工况下的调节, 上述分析了变频水泵的节能原理, 下面对变频水泵的效率及电耗进行理论分析。

变频水泵是由电动机、变频器和水泵组成, 输入的总功率Nin先通过变频调速器变为Nm;再经过变频调速器传到电机, 变为Ns;最后由电机控制水泵的运行, 最终, 水泵实际输出的有效功率为Nt。在每个过程中都有能耗的损失, 假设变频调速器的效率为ηv, 水泵的效率为ηp, 电动机的效率为ηm。下述分析变频水泵不同功率的关系式及电耗的计算式:

1) 水泵有效功率Nt由下式计算得出:

其中, Nt为水泵有效输出功率, k W;H为水泵的扬程, m;g为重力加速度, m/s2;G为水泵的质量流量, kg/h。

2) 水泵的轴功率Ns计算式:

其中, Ns为水泵轴功率, k W;ηp为水泵效率。

3) 电机输入功率Nm计算式:

其中, Nm为电机的输入功率, k W;ηm为电机的效率。

4) 总的输入功率, 表示为:

其中, Nin为变频器输入功率, k W;ηv为变频器的效率。

因此, 变频器的输入功率即总的输入功率计算表达式为:

通过上式可以得出, 效率是影响水泵电耗的重要因素之一, 下面分析水泵效率ηp、变频器的效率ηv、电机效率ηm及总效率对水泵功率的影响。

2 变频调节的效率及功率分析

通过理论研究分析, 额定工况水泵的效率ηp最高, 但随着管网流量的降低, 水泵的效率也随之降低, 且降低程度与水泵性能有很大关系。

随着电机转速的改变, 电机的效率ηm也会发生改变, 经过研究, 可以总结出电机效率的理论计算式:

其中, φ为电机的运行转速与额定转速比, 称之为电机相对转速, 可表示为:

其中, n为电机的额定转速, r/min;n'为电机的实际运行转速, r/min。

变频器的效率ηv在水泵运行过程中也会随着电机转速的变化而变化, 它的效率与电机的转速关系为:

对上述公式电机的转速比赋值, 可绘制成平滑的曲线, 见图2。

从图2可看出, 在额定的工况下, φ=1时, 变频器的效率及电机的效率全部都在95%左右, 而不是100%;它们的效率都随转速比的降低而降低;随着转速比的降低, 起初效率衰减缓慢, 但随着转速比降到0.3时, 电机效率ηm和变频器效率ηv都大幅下降。

由理论公式可得, 功率比与转速比是三次方的关系。这里的功率N是输出功率即有效功率Nt, 实际的电耗是, 因此, 水泵的总耗电功率与转速的关系通过公式推导可得如下关系:

整理得:

通过研究分析, 在定频水泵的特性曲线中, 水泵效率ηp特性曲线是不变的, 水泵的效率随着流量的改变而改变的;在变频水泵运行时, 水泵的特性曲形状不变, 效率曲线也不变, 位置随转速的变化而变化, 但水泵效率ηp与ηp'的比值是不变的, 因此, 上式可以化简为:

其中, ηz为变频器效率ηv和电机效率ηm的积, 通过上面电机效率计算式 (7) 和变频器效率的计算式 (9) , 拟合出效率ηz的曲线图, 并根据电机转速比的不同, 绘制出总耗功率比曲线图, 水泵在不同转速比状态下的耗功率比见图3, 考虑效率与不考虑效率的耗电功比见图4。

3 结果分析

1) 通过上图可以看出, 随着转速比的降低, 水泵的总效率也降低, 特别是当转速比降至0.3时, 变频水泵的效率已经小于70%, 也就是说, 当在转速比小于0.3的运行下, 所提供的总功率中, 就至少有30%的电耗由于效率低导致能耗损失。因此, 在供热系统采用变频调节时, 转速比最好要控制在0.3以上, 从而可以减少电耗损失;

2) 总电功率比随转速比的降低而降低, 开始时降低幅度大, 但随着转速比的减小, 幅度减缓, 因此, 采用变频调节时, 在高转速比范围调节下, 节能效果显著;

3) 考虑效率影响的电功率比要大于不考虑效率影响的电功率比;

4) 在转速比较高时, 效率对电功率比影响并不大, 随转速比的降低, 水泵总效率降低幅度增大, 对电功率比的影响增大, 当转速比从0.3继续降低, 水泵电功率比降低幅度较小, 节能效果不明显, 而效率对水泵电耗影响继续增大, 导致电耗损失增大。

4 结语

通过分析研究变频水泵的节能原理、变频水泵的组成以及变频水泵效率和功率的影响因素, 达到对变频水泵调节系统更深入全面的了解, 从而更好的掌握变频调节技术, 并能够在实际工程中得到高效的应用, 达到显著的节能效果。

摘要：针对变频调节的技术原理及效率的影响因素进行了研究, 分析了变频水泵效率的影响因素、影响效果以及变频调节的效率随转速的变化情况, 绘制出了转速与效率的变化曲线图, 并对变频调节的效率和功率进行了探讨, 绘制了效率对功率的影响曲线图, 总结了变频调节效率、转速比与功率的关系, 为之后变频技术的运用奠定良好的基础。

关键词：变频调节,耗电量,效率

参考文献

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铁路功率调节器 篇5

1风电场介绍

风电场位于黑龙江省东南部,所处区域属寒温带大陆季节风气候,风资源较好。总装机容量为99.6 MW,共安装54台电机容量为1.8 MW和2 MW的丹麦维斯塔斯V90型风电机组,配套建设一座220 kV升压站,接入系统变电所并网。在风电场的35 kV侧安装有额定容量为12 MVA的滤波电容器和额定容量为6 MVA的SVG,主接线示意图如图1所示。测试期间,滤波电容器因故障退出运行,SVG正常运行,风机全部正常运行。

注:本次测试没能测试到有功功率80%以上的数据。

2测试分析

测试地点为风电场升压站220 kV出线,测试仪器为奥地利公司DEWE5000数据采集仪。测试内容包括:风电场有功功率变化测试、风电场无功功率调节能力测试和风电场电能质量测试。测试期间风速变化和有功功率变化如图2和图3所示。

2.1有功功率变化测试

2.1.1 风电场正常运行工况

1) 有功功率0.2 s平均值。风电场连续运行时,在风电场并网点采集三相电压和三相电流,采样频率不低于800 Hz。输出功率从0至额定功率的100%,以10%的额定功率为区间,每个功率区间、每相至少应采集风电场并网点5个10 min时间序列瞬时电压和瞬时电流值的测量值;通过计算得到所有功率区间的风电场有功功率的0.2 s平均值。风电场正常运行时有功功率0.2 s平均值测试结果如表1所示。

2) 1 min和10 min有功功率变化。以测试开始为零时刻,计算零时刻至60 s时间段内风电场输出功率最大值和最小值,两者之差为1 min有功功率变化;同样计算0.2 s至60.2 s时间段内风电场输出功率最大值和最小值,得出1 min有功功率变化,依此类推,计算出1 min有功功率变化,测试结果如表2所示。10 min有功功率变化的计算方法与1 min有功功率变化的计算方法相同,测试结果如表3所示。

由表2和表3可以看出,风电场正常运行情况下,1 min和10 min有功功率变化满足标准[4]要求。

2.1.2 风电场并网工况

当风电场的输出功率达到或超过额定容量的75%时,切除全部运行风电机组;之后风电场重新并网,此时为测试开始零时刻,用与正常工况相同的方法计算出1 min和10 min的有功功率变化,测试结果如表4所示。风电场并网时有功功率曲线如图4所示。

2.1.3 风电场正常停机工况

当风电场的输出功率达到或超过风电场额定容量的75%时,切除全部运行风电机组,此时为测试开始零时刻,用与正常工况相同的方法计算出1 min和10 min的有功功率变化,测试结果如表5所示。风电场正常停机时有功功率曲线如图5所示。

2.2风电场无功功率调节能力测试

设置风电场按照并网点电压恒定方式运行,在风电场并网点采集三相电压和三相电流,采样频率不小于800 Hz。输出功率从0至额定功率的80%,以额定功率的10%为区间,每个区间至少收集10个1 min有功功率和无功功率数据系列。计算风电场输出有功功率和无功功率,其有功功率和无功功率为1 min平均值,测试结果如表6所示。风电场的无功功率、有功功率相对于并网点电压的变化曲线如图6-图13所示。

由文献[5]可知,当公共电网电压处于正常范围内时,风电场应当能够控制风电场并网点电压在额定电压的97%～107%。即对于220 kV电压等级,风电场应当能够控制风电场并网点电压在213.4～235.4 kV。

由图6～图13可以看出,风电场正常运行情况下,在0～80%的有功功率范围内,均可以保证并网点电压在标准允许范围内。

2.3风电场电能质量测试

2.3.1 谐波测试

1) 背景谐波测试。风电场内的风电机组全部停机时,测试背景电压总谐波畸变率、各次谐波电压和间谐波电压,测试周期为24 h,测试结果如表7所示。

2) 正常运行谐波测试。风电场正常运行时,测试谐波电流、电压总谐波畸变率、各次谐波电压和间谐波电压,测试结果如表8和表9所示。

由表8和表9可以看出,风电场正常运行情况下,所产生的5、7、11和13次谐波电流超出国家标准[6]规定的允许值要求,间谐波电压满足国标[7]限值要求。

2.3.2 闪变测试

1) 背景闪变测试。

风电场内的风电机组全部停机时,测试背景长时间闪变值Plt0,测试周期为24 h,测试结果如表10所示。

2) 正常运行闪变测试。

风电场正常运行时,测试长时间闪变值Plt1,测试结果如表11所示。

根据文献[4,8]的规定,波动负荷单独引起的长时间闪变值为

undefined

式中:Plt2为波动负荷单独引起的长时间闪变值;Plt1为波动负荷投入时的长时间闪变测量值;Plt0为背景闪变值,是波动负荷退出时一段时期内的长时间闪变测量值。测试结果如表12所示。

由表12可以看出,正常运行情况下,风电场单独引起的长时间闪变值满足国家标准[8]规定限值要求。

3结束语

通过对风电场的测试,掌握了风电场的有功功率特性、无功调节能力和电能质量等参数,同时,在测试中发现谐波电流超标,因此,建议将滤波电容器检修后尽快投入运行或改变SVG的控制策略,使其具有有源滤波的功能,务必使电能质量合格,保证电网的安全稳定运行。

参考文献

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[5]国家电网公司标准Q/GDW392-2009风电场接入电网技术规定[S].

[6]国家标准GB/T14549-1993电能质量.公用电网谐波[S].

[7]国家标准GB/T24337-2009电能质量.公用电网间谐波[S].

铁路功率调节器 篇6

随着能源危机的出现,新能源的研究开发具有战略意义,而太阳能作为清洁可再生能源已成为研究热点。光伏发电是将太阳光能直接转换为电能的一种重要形式[1]。传统的光伏并网系统对电网注入有功,要求并网电流与电网电压同频同相[2,3],而电网中存在大量的非线性负载,向电网注入无功和谐波,在电网末梢对电压影响很大。考虑到有源滤波器主电路及控制与光伏并网逆变系统的相似性,将光伏并网与有源滤波器进行统一控制,使系统具有光伏有功注入、无功补偿和谐波抑制的功能。这样既能改善电网电能质量,也从一定程度上节省了设备。

对光伏功率调节系统,得到与电网正序基波同频同相的注入有功电流和准确的谐波电流检测是关键。从目前研究现状来看,文献[4-6]研究了具有谐波抑制和无功功率补偿的光伏并网系统,但都仅限于单相电路,控制方法不能扩展到三相系统。文献[7-9]研究了光伏并网功率调节系统,将有源滤波器与光伏并网统一控制,利用检测a相电网电压同步相位进行谐波、无功电流检测,但所得光伏有功电流不是与电网正序基波同相。文献[10-12]采用幅值积分法提取正序基波,得到同步正、余弦,但未对幅值积分的频率特性及参数K设计进行分析。

本文研究了基于幅值积分的光伏并网功率调节系统,考虑实际电网电压存在畸变、不平衡和频率偏差,为得到准确的正序基波电压和与其同频同相的光伏有功电流,深入分析了幅值积分法提取正序基波频率偏移与参数K及相位偏移的联系,推导出K与频率偏差和正序基波相位偏移的关系式,以便合理选取K值。利用α-β轴系下的正序基波运算得到同步同相正、余弦信号,无需锁相环。采用ip-iq法检测谐波及无功电流并结合光伏有功电流形成并网功率调节系统电流指令信号。引入2个标准选择器,通过选择性地合成电流指令信号,实现具有光伏有功注入与谐波抑制、无功补偿任意组合功能的光伏并网功率调节系统。

1 光伏并网功率调节系统原理

本文讨论的光伏并网功率调节系统主电路及控制结构如图1所示。图1中的光伏并网系统为2级式结构:前级为光伏电池阵列和Boost DC/DC电路,光伏电池经1个隔离二极管和稳压电容C1接入电路,Boost电路实现升压功能和最大功率点跟踪(MPPT)[13]控制;后级为三相电压型逆变器,经电抗器L接入电网,电网末端接有交流非线性负载。由于光伏并网逆变器直流侧电压控制和有源滤波器直流母线电压控制方式相同[6],都通过控制并网有功电流大小和方向来稳定直流侧电压,因此,可对光伏并网与有源滤波进行统一控制,实现光伏并网功率调节。

2 基于幅值积分的光伏功率调节系统指令电流合成分析

2.1 幅值积分法正序基波提取分析

在实际电网中,三相电压畸变且不平衡现象普遍存在,电网电压可分解为基波正序、负序、零序分量和谐波正序、负序、零序分量:

其中,ω1为电网实际角频率,φm为电压初相角。

由文献[9]知,可将幅值积分构成闭环控制,控制方法见图2。X(t)=Asin(ω1t+θ),Z(t)=At sin(ω1t+θ),对应的拉普拉斯变换为:

ω1′=2π×50/s,90°移相由s/ω1′表示,则幅值积分的闭环传递函数可表示为:

幅值积分闭环Bode图见图3,从图3可知基频50 Hz处幅值为0 d B,高次谐波呈20 d B衰减,K值选取与相位偏移要求有关,K越大,基频处带宽越宽,滤波效果差,但相位变化更缓慢,相位偏移越小。由相角公式可推导出K与频率、相位偏移的关系式:

GB/T15945—2008《电能质量电力系统频率偏差》规定[14]:电网正常频率偏差允许值为±0.2 Hz,容量较小时可放宽到±0.5 Hz。考虑频率偏差不超过2 Hz时,则:

其中,Δf为工频处频率偏移量。

根据《光伏电站接入电网技术规定》[15],并网光伏系统的功率因数应不小于0.98。考虑一定裕量,以相位偏移为分析指标,使并网光伏系统功率因数理论值达到0.99以上。由式(4)计算K值相对误差不超过1.96%。频率偏差为±0.5 Hz时,相对误差为0.417%,频率偏差越小,相对误差越小。电力系统频率偏差现象普遍存在,利用正弦幅值积分可准确提取不平衡畸变电网电压的正序基波,控制原理图如图4所示,图中ea、eb、ec为电网电压,eα、eβ为三相电网电压转换为两相静止坐标系下得到,e+αf、e+βf为提取的正序基波电压。可采用自适应软件测频方法[16]对K值进行自适应调整,其原理如图5所示。

以相位偏移为分析指标,分别以电网频率偏移为±0.2 Hz、±0.5 Hz、±1 Hz,计算出的K分别为24、60、121。不同频率偏差下正序基波相位偏移结果如表1所示。

2.2谐波和无功电流检测及指令电流合成分析

对于光伏功率调节系统,谐波、无功电流的检测和获得准确的光伏有功指令电流是其关键。将直流母线电压控制得到的光伏有功电流幅值Ip*与ip-iq法中的相加,得到并网指令电流。

图6所示为带光伏有功电流注入的ip-iq法。图中矩阵C32、C23、C表达式如下:

2.1节中已得到正序基波,根据文献[17]可知:

由式(6)直接得到了同步正、余弦。经图6中运算可得式(7)。

其中,I1为负载电流基波有效值,φ1为负载电流基波初相位。

从式(7)运算结果知:负载电流的基波分量与电网电压的初相角无关,且能得到与电网电压正序基波同频同相的光伏有功电流。

经图6中框图的运算得到有功电流参考,即:

在ip-iq法中引入标准选择器[18]Sα、Sβ(如图6所示),可实现对谐波和无功电流的分时检测。选择器均置1导通,置0输出0。按图1所示的电流参考方向和图6的检测方法,检测出的电流可直接形成逆变器的指令电流。表2为4种不同补偿条件下指令电流合成方式。P、H、Q分别表示有功注入、谐波抑制、无功补偿;i*c(abc)和i*p(abc)、i*h(abc)、i*q(abc)分别为三相并网指令电流和光伏有功、谐波、无功指令电流。

3 仿真及实验结果分析

本文研究了具有有功注入和谐波抑制、无功补偿任意组合功能的光伏并网系统,得到了准确的并网指令电流。为了验证理论分析的正确性,本节进行仿真与实验对比分析。

3.1 仿真分析

在MATLAB/Simulink中建立仿真模型,系统参数如下:光伏系统输出有功功率Ppv=4 500 W,Boost电路中C1=200μF,LB=4 m H,直流侧电容C2=2 800μF;直流侧电压Udc=400 V,并网滤波电感L=6 m H,交流电网相电压有效值Es=85 V,经隔离变压器接入220 V电网,开关频率fs=10 k Hz。

畸变的三相电网的频率为50.5 Hz,且含有5、7次谐波。提取的正序基波如图7所示,ea、eb、ec为三相电网电压,e+af、e+bf、e+cf为正序基波电压。K取60,正序基波为标准正弦波。

接入光伏系统电网电流仿真波形如图8所示,由标准选择器的作用,可选择性地进行谐波抑制和无功补偿。在0~0.2 s之间只对电网注入光伏有功功率,没有谐波和无功功率补偿,电网电流中含谐波和无功分量,电网电流呈尖顶波;在0.2~0.3 s之间为有功注入、谐波和无功补偿,电网电流为正弦,抑制了谐波和无功电流,经FFT分析可知电网电流THD为3.23%,各次谐波含量都降到0.6%以下,达到补偿效果;在0.3~0.4 s之间为有功注入和谐波抑制,电网电流为正弦波,但含无功电流;在0.4~0.45 s之间为有功注入和无功补偿,没有抑制谐波,电网电流仍呈尖顶波。

3.2 实验结果分析

本文通过RT-LAB实验平台建立控制模型,处理采样得到的相应电流、电压信号,通过控制模型算法产生主电路的驱动信号。实验参数设计如下:电网相电压为幅值20 V,经隔离变压器接入220 V电网,直流侧电压80 V,光伏注入有功功率108 W,直流侧电容1 120μF,交流侧滤波电感7 m H,开关频率5 k Hz,非线性负载为带阻感负载的三相不控整流桥,电阻为15Ω,电感为17.6 m H。

接入光伏系统后的电网电流波形如图9所示,isa、isb、isc分别为电网a、b、c相电流。图9(a)显示了光伏系统只向电网注入有功功率,无谐波抑制和无功补偿,电网电流波形是畸变的尖顶波,幅值为1.28 A;图9(b)显示了光伏有功注入和无功补偿后的电网电流,也未抑制谐波,电流仍是尖顶波,幅值为1.32 A;图9(c)显示了注入光伏有功和谐波抑制后的电网电流,可见电流为正弦波,幅值为1.16 A,未补偿无功;图9(d)显示了对电网注入有功、抑制谐波和补偿无功,电网电流基本呈正弦波,且与电网电压同相,幅值为1.04 A。

从上述仿真与实验结果分析知,本文的光伏并网系统向电网注入光伏有功的同时,能选择性地抑制谐波和补偿无功。在不同的场合,可任意选择适当的补偿功能进行组合,实现对电网电能质量的调节。

4 结论

本文将谐波抑制与无功补偿和光伏发电并网统一控制,改善了电网的电能质量,提高供电可靠性,同时节省了其他无功或谐波补偿装置。考虑实际电网电压存在畸变、不对称和频率偏移,深入分析了幅值积分正序基波提取法的参数K对提取的正序基波相移的影响,并推导出K与频率偏差、相位偏移的关系式。准确提取出正序基波,利用正序基波计算出同步正、余弦信号。在ip-iq法基础上,推导出光伏并网功率调节系统指令电流的运算方式。引入2个标准选择器,实现光伏有功注入与谐波抑制、无功补偿任意组合功能。最后建立了MATLAB/Simulink模型仿真,并进行RT-LAB实验分析,验证了理论分析的正确性。

摘要：三相光伏并网功率调节系统控制的关键之一是谐波、无功电流的准确检测和光伏有功电流指令信号的形成。为得到与电网电压正序基波同频同相的光伏有功电流,分析了幅值积分正序基波提取方法中参数K对输出正序基波电压相位偏移的影响,推导出K与频率偏差和正序基波电压相位偏移的关系式,合理取K值可准确提取正序基波电压。该系统无需锁相环可得到同步正、余弦信号。在ip-iq法基础上,引入2个标准选择器,使光伏有功电流与谐波、无功电流任意组合形成并网指令电流,实现有功注入与谐波抑制、无功补偿的任意组合性功能。MATLAB/Simulink仿真和RT-LAB实验结果验证了理论分析的正确性。

铁路功率调节器 篇7

关键词：感应加热,密度调功,PID控制,逆变器

0 引言

管道运输广泛应用于石油的长距离运输。由于我国石油多产在高寒地区含蜡度较高, 在运输途中极易结蜡凝结。一般管道进行加热处理。但是目前加热炉效率比较低, 消耗大量的煤还会对空气造成污染。感应加热是一种绿色的加热方式。其工作可靠、无污染、效率高是理想的加热方式。但目前对于石油管道的感应加热电源研究较少, 其功率控制及安全性无法得到保证。因此对感应加热电源功率调节方法的研究有重要意义。

1 感应加热电源工作原理与负载分析

电源工作时, 需要在管道上缠绕均匀的负载线圈。其主要应用了感应加热的原理, 由于加热对象是石油管道, 为了保证系统, 因此要对加热温度进行控制。对于加热系统来说加热温度的控制归根结底是系统输出功率的调节, 因此对于石油传输管道感应加热电源来说功率调节算法的研究至关重要。

感应加热系统在工作时需要消耗大量的无功功率, 这就需要增加补偿电容。与并联谐振电路相比较, 串联谐振逆变电路的启动和关断比较容易, 宜使用在负载性质变化不大的场合。对于石油传输管道感应加热系统来说, 加热对象是石油管道, 负载线圈固定不变, 所以选用串联谐振逆变电路。

2 功率控制方法研究

脉冲密度调功通过调节输出脉冲的密度调节输送能量的时间比, 从而控制输出功率。通过改变脉冲密度就可以改变电源的输出功率。由于输出频率跟随负载的谐振频率, 电源一直工作在谐振点附近, 有很高的效率, 很适合在感应加热电源中使用。但是功率闭环情况下工作稳定性较差, 特别在全桥逆变中易使系统失控。为了克服这些缺点提出改进的脉冲密度调功方法。

首先建立系统模型。由于感应加热电源功率的控制归结为加热温度的控制。因此建立系统温度闭环PID模型:

式 (1) 中为期望温度所需PWM脉冲的占空比, 为比例放大倍数, 为积分时间, 为微分时间。

设每隔时间T读取一次温度, 则第次读取的温度值与期望温度值差为, 积分时间, 则第次采样时脉冲的占空比为:

对式 (2) 做差量PID运算, 得第次脉冲的占空比与第次差值为:

通过建立PID模型, 找到了功率调节中占空比与加热温度值之间的关系, 从而实现功率的控制。

根据式 (3) 编写程序并在Keil中仿真输出波形如图1 所示。

脉冲1 为两路占空比为50%、互补带死区时间的方波信号。脉冲2 为高频占空比可变方波。将脉冲信号1 分别与脉冲信号2 进行逻辑与运算, 就得到了用于逆变器的驱动信号。电源工作在谐振点, 有很高的效率。脉冲1 互补且具有死区时间, 能够防止两桥臂同时导通。通过调节脉冲2 高频方波的占空比改变电源的输出功率。既实现了功率的调节功能, 保证了电源的高效性;又克服了脉冲密度调功方式工作稳定性较差的缺点。

3 总结

脉冲密度调功方法是一种良好的的调功方式。但由于存在一定缺陷, 使其在具体应用时有着诸多困难, 本文提出了一种改进的脉冲密度调功方法, 为进一步研究石油管道感应加热电源打下了良好的基础。

参考文献

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