空心线圈（共3篇）
空心线圈 篇1
电流变换器是电子式电能表、继电保护设备中极其重要的电流信号转换元件[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10]。本文提出的新型PCB空心线圈电流变换器,体小质轻,动态测量范围大,没有磁饱和问题,与罗氏线圈相比其设计制作更为简单方便,适合应用于各种仪器仪表和装置设备中。
1 电流变换器传感头工作原理
PCB空心线圈可制作成单层或多层板来调节所需的互感系数和其他参数的大小。以2层板为例,其次级线圈的结构如图1所示。
PCB次级线圈采用对称设计,每个线圈的匝数、匝间距相同,每层的4个线圈按横向和纵向对称分布。在图1中处于中间位置的2个线圈(2、4)为一组,靠边的2个线圈(1、3)为另一组,这2组线圈反相串联。当外界存在变化的磁场干扰时,2组线圈产生的感应电动势相抵,以尽可能地减小外部干扰因素造成的误差。
2种初级导线摆放方式如图2所示,初级导线应尽量靠近中间2个线圈(2、4)边缘,以增大初级导线与这2个线圈的互感,且此时通过另一组的一个线圈(线圈3)的磁通正好与其他3个线圈相反,因此,总感应电势是线圈2、3、4正向叠加再减去线圈1的感应电势,这样就能够保证在减小外部干扰的同时获得较大的输出电压信号。初级导线可以直接印制在PCB上,也可以使用螺钉将其紧贴固定在PCB上。由于导线之间的相对位置是固定的,因此初、次级间的互感系数能够保持恒定。
2 互感系数的计算
互感系数的计算参照图3,图中参数a为最外层次级线圈的宽度,b为最外层次级线圈的长度,c表示相邻次级线圈的间距,d表示初级导线与次级线圈最外层的距离。在只有单条初级导线穿过PCB的某个位置的情况下,其互感系数M计算公式如下:
M(d)=d乙2πd+aμ0x×bd x+乙dd++ca2-cμπ0x×(b-2 c)d x+
其中,n为单个螺旋线圈匝数,μ0为真空磁导率。
设S(d,k)和M(d)分别为
若将初级电流导线放置3号线圈与2、4号线圈正中(图1(a)中虚线位置),则图1所示的双层面板(正、反面各4个螺旋线圈)总的互感系数为
当PCB参数为a=3 cm,b=6 cm,c=0.6 mm,d≈0.01 mm时;由式(4)计算得到的双层板与单独一匝初级导线的互感系数M1=2.29×10-6H。实测过程如下:将一根电流导线放置于一块双层PCB的3号线圈与2、4号线圈正中间,通入17 A/50 Hz的电流,测得PCB次级线圈开口电压为0.012017 V;得实测值为M1=2.25×10-6H。可见理论计算与实际测量相当。
为增大互感系数,可将多个双层面板顺次串联,则组合后线圈末端的感应电动势等于每块面板输出感应电动势的累加。但根据实际效果看,互感系数并不是随着PCB层数的增加而线性增加,其原因在于每块PCB有一定的厚度,随着厚度的增加通过下层板的磁通比最上层的磁通会小很多。因此,为了增加互感系数,初级导线方面,可以增加其匝数,且导体应尽量紧贴PCB;还可将初级导线绕成图2(b)的形式;而PCB最好能制成多层板以在单位厚度范围内尽量增加次级线圈数目。
若忽略PCB的厚度,则多个PCB板串联后的总互感系数为
由于PCB每层线圈的几何参数相同,因此多块板串联后的自感L和杂散电容C为
将式(6)(7)代入固有频率计算公式,则组合后PCB线圈的固有频率为
可见,n层PCB面板组合以后的等效互感系数增加为原来的n倍,而固有频率不变,从而可以极大地提高空心线圈灵敏度,有利于小电流测量。
3 信号处理电路
信号处理电路由差分放大电路、积分器、调相环节、高通滤波器和集成功率放大器组成[11]。
差分输入电阻非常大,其放大后的输出电压可以根据芯片给出的公式计算得到,设差分放大倍数为G。信号经过积分后的输出值为
式中Rf、R1、Cf为积分参数。
由此可得整个装置的传递函数:
其中,R2、C2为相位校准参数;R3、C3为滤波参数。参数值设置如下:M=5.414×10-6 H,G=41.17,R1=51 kΩ,Rf=1 MΩ,Cf=0.047μF,R2=100Ω,C2=1μF,R3=1 MΩ,C3=10μF。根据处理电路的上述参数,可以描绘出整个电流变换器的幅频、相频特性,如图4所示。从图中可以看出在工频附近,整个电流变换器的输出幅值、相位是比较稳定的。而且可以通过优化电路参数进一步改善变换器的相频特性,减小输出信号受频率波动的影响。
4 温度的影响
4.1 温度对传感头的影响
在被测电流恒定的情况下,设线圈骨架随单位温度变化(即ΔT=1 K)造成的电压偏移为Δu(t),则
其相对误差为
其中,η为描述温度变化对线圈测量准确性影响的参数。
目前PCB板的热膨胀系数可以做得非常小,因此其受温度的影响可以忽略。温度对传感器的影响主要体现在对初级导线因热胀冷缩原因引起其在PCB板上相对位置的变化[12]。当环境温度由T0变化到T1,初级导线相对其初始位置变化了Δd,则由此造成的误差为
若Δd=1%d,按照前述参数,由式(4)(12)得δ≈-0.03%。由此可知,温度引起初级导线位置变化对测量准确度有相当影响。
4.2 温度对信号处理电路的影响
尽管积分电容和电阻的阻抗很大,但积分器仍存在漏电流,从而导致积分器产生零漂[13,14]。为此,积分电路采用了一种简单的人工调零方式,可以有效地减小积分误差,如图5所示。
若输入信号U1为正弦信号,则积分器输出电压的幅值为
式中K1是与R1、Cf、Rf相关的系数。
则K1的温度系数为
设R1=51 kΩ,Rf=1 MΩ,Cf=0.047μF,电阻温度系数为10-5/℃,电容温度系数为2×10-5/℃,温度变化100℃,则d K1/K1≈0.3%。可知环境温度变化对积分器影响很大。
由式(12)(14)知,若使温度引起的积分误差与PCB空心线圈产生的误差相抵,将有助于减弱温度变化对电流变化器测量精度的影响。
4.3 温度对调相(滤波)电路的影响
若输入信号为正弦信号,图6所示滤波器输出电压幅值为
其中,K2是与R、C相关的系数。
K2的温度系数为
设R=100Ω,C=1μF,ω=314 rad/s,则
式(17)表明,温度变化对低通滤波器的影响可以忽略。
同理,可推得高通滤波器的K3的温度系数为
设R=1 MΩ,C=1μF,ω=314 rad/s,则
式(19)表明,温度变化对高通滤波器的影响可以忽略。
5 实验结果
对制作的PCB电流变换器进行了测试。将VENUS-330测试仪输出电流作为被测电流。在常温下,将变换器输出的电压信号与0.01级标准电压变换器(额定初级电流为2 A)输出电压引入HWW99全功能互感器校验仪中进行比对,得到的测量精度如图7所示。
由于标准电流变换器初级额定电流过小,无法进行更大电流的比较,因此采用惠普多功能表六位半表测得其输出电压随输入电流的变化规律如图8(a)所示,可以看出其在较大范围内具有良好的线性度。对于其角差的测量则将PCB变换器输出电压比照VEUS-330输出的一相稳定不变电压,测得角差如图8(b)所示。
在实际应用中,对电流变换器的暂态响应是有一定的要求的[15]。在稳态情况下,VENUS-330输出电流为2 A,通过控制被测电流的通断得到PCB变换器输出电压波形(Ch1)与标准电流变换器次级输出电压波形(Ch2)如图9所示。从图中可以看出PCB电流变换器有良好的暂态特性,跟随性好。
6 结论
PCB电流变换器的初级导线为手工绕制,工艺比较粗糙,存在不可避免的误差;实验用的PCB板均为2层板,叠加后增加了整个板子的厚度,不利于互感系数的稳步提高;因此本文提出的电流变换器测量精度还有待提高。实验表明,虽然变换器在工艺上存在一些问题,但仍达到了一定的精度,因此完全可以通过进一步改进工艺提高精度。由前述理论分析和实验结果还可以得到以下结论:
a.将次级线圈制成多层板,而将初级导线印制或紧贴固定在板上,可以增大互感系数;
b.PCB空心线圈电流变换器结构简单,体积和表面积小,抗干扰能力强,且制作组装方便,适合应用于需要电流变换器的仪器设备中;
c.PCB空心线圈电流变换器受环境温度影响小,通过优化处理电路参数可进一步其提高准确度。
摘要：目前,微机保护装置以及电子式电能表采用的都是传统的带铁心的电流变换器,传统的电流变换器存在磁饱和问题,测量动态范围窄,为此提出了一种PCB空心线圈电流变换器,该PCB空心线圈电流变换器的次级线圈采用了对称设计,最大限度地消除了外界电磁干扰造成的误差;初级线圈可视情况绕制成多匝,并可通过位置的调整改变与次级线圈的耦合程度,从而改变传感头的互感系数。电流变换器制作简单方便,体小质轻,测量频带宽;对制作的样板进行了实验验证,结果表明PCB电流变换器达到了一定的测量精度,在较大的动态范围内具有良好线性度,且响应速度快。
关键词：PCB空心线圈,电流变换器,积分器,温度系数,暂态特性
空心线圈 篇2
电感线圈是一种由一圈靠一圈的导线绕在绝缘管上而制成的,依靠电磁感应原理进行工作的电气元件,导线之间彼此互相绝缘。电感线圈在电路中主要起着一个稳流作用,抑制电流的变化,防止电流突变。
电感线圈的电特性正好与电容器相反,即“通低频,阻高频”。高频信号通过电感线圈时会遇到很大的阻力,很难通过;而对低频信号通过它时所呈现的阻力则比较小,即低频信号可以较容易的通过它。因此,电感线圈对交流电的电阻是随着频率的增加而变大的,而对直流电的电阻几乎为零。而对于电感线圈在电路中所表现出的对交流电的阻碍作用,我们称之为线圈的感抗,与电容的容抗以及电阻的阻抗相对应。感抗的单位是欧姆,其大小由电流的频率和线圈的电感量决定。其中电感量作为线圈本身的固有特性,可以用来衡量线圈产生电磁感应能力的大小,是电感器工业生产中的关键参数。所以,如何准确计算电感线圈的电感量对于电感元件的发展有着极为重要的意义。
因此,为进一步了解线圈电感量的变化规律以及计算方法,本文设计了一个实验用以探究空心线圈电感量与各参数之间的变化关系,并且在这些变化关系的基础上对空心线圈电感量的计算公式进行了推导与验证。
1 实验方案
为设计一个探究空心线圈电感量的变化规律的实验,首先,需要确定本实验中所涉及的实验变量以及所采用的实验方法;其次,需要选用相应的实验器材以及设计实验电路;最后,需要确定实验的测试原理。
1.1 确定实验变量
通过对现有资料的查阅,可以发现空心电感线圈电感量主要与线圈的匝数N、线圈的直径D以及线圈的长径比(线圈长度l与线圈直径D的比值,i=L/D)i有关。因此,本实验中所研究的实验变量分别为线圈的匝数N、直径D以及长径比i。
1.2 选取实验方法
为分别研究上述3个变量对空心线圈电感量的变化规律,本文采用控制变量法。即保持其中两个变量不变,通过改变另一个变量的方式来研究此变量对空心线圈电感量的影响规律。
1.3 选用实验器材
由于线圈电感量不方便直接测量,所以本文通过间接测量线圈感抗的方式来计算线圈的电感量。因此,本实验所需要的器材如下:
(1)一个5V的交流电源,电源频率为100k Hz;
(2)一根横截面为4mm2,长度为3m的铜芯导线;
(3)一个量程为3V的电压表;
(4)一个量程为0.6A的电流表;
(5)阻值范围为0~50Ω的滑动变阻器一个;
(6)开关一个,导线若干。
1.4 设计实验电路
针对上述所选用的实验器材,本文所设计的实验电路图如图1所示。
1.5 阐述实验原理
影响空心线圈电感量的参数主要有线圈的匝数N、直径D以及长径比i,本文研究这3个参数分别对线圈电感量的影响规律,并推导出空心线圈电感量的计算公式,本文所设计的实验原理如下:
(1)依据控制变量法设定实验数值,即在研究某一参数对线圈电感量的影响规律时,保持另外两个参数不变,仅改变此参数的大小;
(2)用一根横截面为4mm2,长度为3m的铜芯导线按上述实验参数绕制出相应电感线圈,并将绕制成的电感线圈接入如图1所示的实验电路中;
(3)通过图1中的电压表以及电流表,计算出空心线圈的感抗,其计算过程如公式(1)所示。
式中:XL———空心线圈的感抗(Ω);
U———电压表的示数(V);
I———电流表的示数(A)。
(4)依据所得的感抗值进一步计算出线圈的电感量,其计算过程如公式(2)所示。
式中:L———空心线圈的电感量(H);
f———交流电源的频率(Hz)。
(5)分别绘制出电感量L随匝数N、直径D以及长径比i变化的关系曲线,并通过相应曲线得出匝数N、直径D以及长径比i与电感量L之间的函数关系式分别公式(3)所示。
(6)综合分析这3个参数与线圈电感量之间的函数关系式,并从中推导出空心线圈电感量的计算公式公式(4)所示。
2 实验分析与数据处理
采用控制变量法做三组实验分别分析线圈匝数N、直径D以及长径比i对线圈电感量的影响规律:
2.1 线圈匝数N
保持线圈的直径D为10mm,长径比i为10不变,令线圈匝数N在20~60圈的范围内变化,步长为5圈。根据上述数据绕制线圈,并将线圈接入电路中可以得到实验数据如表1所示。
以线圈匝数N为横坐标,电感量L为纵坐标将表1中实验数据描于网格图上,并以一条平滑的曲线将数据连接起来,如图2所示。
通过观察图2中的数据与曲线,可以发现本次试验结果接近一条二次曲线。这说明当线圈直径D与线圈长径比i保持不变时,线圈电感量L与线圈匝数N之间是一种二次函数关系,即L∝N2。因此,电感量L与线圈匝数N之间的函数关系式可以表述如下:
2.2 线圈直径D
保持线圈匝数N为15圈,长径比i为5不变,令线圈直径D在10~50mm的范围内变化,步长为5mm。根据上述数据绕制线圈,并将线圈接入电路中可以得到实验数据如表2所示。
以线圈直径D为横坐标,电感量L为纵坐标将表2中实验数据描于网格图上,并以一条平滑的曲线将数据连接起来,如图3所示。
通过观察图3中的数据与曲线,可以发现本次试验结果与一条通过零点的直线相接近。这说明当线圈匝数N与线圈长径比i保持不变时,线圈电感量L与线圈直径D之间是一种正比例函数关系,即L∝D。因此,电感量L与线圈匝数N之间的函数关系式可以表述如下:
2.3 长径比i
保持线圈匝数N为20圈,线圈直径D为10mm不变,令长径比i在1~10的范围内变化,步长为1。根据上述数据绕制线圈,并将线圈接入电路中可以得到实验数据如表3所示。
以线圈长径比i为横坐标,电感量L为纵坐标将表3中实验数据描于网格图上,并以一条平滑的曲线将数据连接起来,如图4所示。
式中:a、b———常数。
由公式(5)~(7)可以推导出,空心线圈电感量L的计算公式如下:
其中i=L/D,所以公式(8)可以进一步表述如下:
式中:l———线圈长度(mm)。
为确定公式(8)中常数a、b的具体数值,选取两个已知参数的标准空心线圈接入实验电路进行测量。为提高实验结果的准确性,采用多次测量取平均值的方法降低实验误差。两标准空心线圈参数如表4所示。
将两线圈分别接入电路进行多次测量,并取平均值得到结果如表5所示。
将表5中的测量平均值代入公式(9)中可以得到常数a、b的具体数值分别为a=0.47,b=0.0011。将常数a、b的数值代入公式(9)中可以进一步得到空心线圈电感量L的计算公式如下:
式中:N———线圈匝数;
l———线圈长度(mm);
D———线圈直径(mm)。
通过查找现有关于空心线圈电感量L计算公式的资料,可以发现现在对于空心线圈电感量L的计算有一个较为准确的经验公式如下:
式中:N’———线圈匝数;
l’———线圈长度(mm);
D’———线圈直径(mm)。
将本文所推导出的空心线圈电感量L的计算公式(10)与现有的空心线圈电感量L的经验公式(11)对比,可以发现本文所推导的公式与现行经验公式极为接近。这表明本文的推导过程具有较高的可信度,所得出的结论具有一定的理论价值。同时,本文所推导出的计算公式也反过来验证了现行经验公式的准确性。
3 结论
在本文推导空心线圈电感量L计算公式的过程中可以得到以下结论:
(1)当线圈直径D与线圈长径比i保持不变时,线圈电感量L与线圈匝数N之间是一种二次函数关系,即L∝N2;
(2)当线圈匝数N与线圈长径比i保持不变时,线圈电感量L与线圈直径D之间是一种正比例函数关系,即L∝D;
摘要：为准确计算空心线圈电感量,本文采用控制变量法的思路设计了一个实验,分别分析线圈匝数N,线圈直径D以及线圈长径比i对空心线圈电感量的影响规律,并在此基础上进一步推导并验证了空心线圈电感量计算公式。
关键词：线圈匝数,线圈直径,线圈长径比
参考文献
空心线圈 篇3
电子式电流互感器经多年的研究完善[1,2,3,4,5,6,7,8],已广泛地应用于智能变电站[9,10]。目前,国内在网运行的多数电子式电流互感器为空心线圈电子式电流互感器,且多数采用硬件积分器。由于硬件积分器输入端容易受直流偏移影响,为了防止输入端的微小直流偏移导致硬件积分器输出产生直流失真甚至饱和,必须在硬件积分器的积分电容两端并联一个放电电阻。但如此便会导致在系统扰动时,硬件积分器的输出出现暂态失真问题。考察近几年电子式电流互感器现场出现的问题,发现大多数问题仍包含直流失真。直流失真对继电保护短数据窗算法及采样点算法(如采样点差动)影响非常大。
由于数字积分器由软件实现,这就为消除直流失真提供了较大的研究空间。文献[11]提出的数字积分器通过验证对标准正弦信号的响应,取得了理想的结果。但电力系统中存在各种扰动,运行工况非常复杂。在有些扰动影响下,一次电流本身会含有直流分量,且不一定是正弦信号,这就为数字积分器的应用带来了严峻挑战。比如系统故障时,故障电流中可能含有直流分量;空充主变时的励磁涌流本身也含有直流分量,且波形与标准正弦波相差甚远。本文设计了一种双修正环数字积分器,可消除由元器件特性及环境因素产生的直流偏移,同时能区分并保留一次电流本身的直流分量。通过样机研制和实验验证,证明了双修正环互相配合消除直流分量,在正常运行、系统扰动等各种工况下,所设计数字积分器均能够正确跟随原始一次电流。
1 空心线圈电子式互感器结构
空心线圈电子式互感器包含空心线圈传感头、采集器及合并单元,其组成及安装布局如附录A图A1所示。空心线圈电子式互感器根据积分方案的不同,可分为3种:第一种是目前应用最多的,采用硬件积分器,如图1(a)所示;第二种采用数字积分器,积分器在采集器中实现,如图1(b)所示;第三种也是采用数字积分器,积分器在合并单元中实现,如图1(c)所示。
2 数字积分器算法设计
2.1 数字积分器基本算法
数字积分器基本算法有矩形算法、梯形算法、Simpson算法等多种。考虑到矩形算法相频特性不理想,Simpson算法所需数据窗较长,算法复杂,本文选择梯形算法作为基本积分算法。按每工频周期200点的采样速率,梯形算法如下:
式中:i为第i个采样点;k为不大于i的第k个采样点;f(i)为积分器输出采样值;Ts为采样时间间隔;u(k)为AD转换输出采样值。
基本积分算法未考虑前端电子元器件输出直流偏移及数据精度误差影响,因此其输出的采样值往往会有直流误差,且该直流误差会随时间累积,最终导致数据严重失真甚至溢出。因此数字积分器需要采取措施滤除前端直流偏移,同时还要防止正确的直流分量被误滤除。
2.2 双修正环数字积分器算法
为了自适应消除直流误差,双修正环数字积分器在基本积分算法基础上增加了两个直流修正环节:第一个环节在AD转换的输出端,用于自适应消除AD转换前端元器件直流偏移导致的直流误差,该直流误差往往为固定值或随温度缓慢变化值;第二个环节在积分器输入端,用于自适应消除积分器输出端的直流误差,主要包含环节1遗留直流误差、数据精度导致的直流误差等。双修正环数字积分器结构如图2所示。
图中i为第i个采样点,u(i)为AD转换输出采样值,eu(i)为AD转换输出直流分量修正值,u1(i)为u(i)滤除直流误差后的采样值,e1(i)为积分环节直流分量修正值,f(i)为积分器输出采样值。
图2中“直流分量修正1”用于修正AD转换前端由电子元器件及环境因素产生的直流偏移,其具体算法如下:
式中:C1为常数,其值应大于前端电子器件直流输出偏移及AD精度误差之和;e(i)为AD转换输出采样值的直流分量;N为一周期采样点数;mod(i-1,N)表示(i-1)除以N的余数,余数为0时,更新e(i),否则不更新e(i)。
式(2)分支1主要用于一次系统有扰动时,维持扰动前的修正值,防止将系统扰动产生的直流分量误判为直流误差而进行错误的修正。条件1 判据为:最近20个周期直流分量有突变,或最近3个周期的直流分量不稳定。
当满足|e(i)-e(i-N)|>C2时,判为一次系统有突变,将修正环1突变量计数器k1清零,该计数器每来一个新的采样点自动加1。C2为突变判别门槛,取2倍C1和0.02倍电流互感器额定电流的最大值。条件1可表示为:
In为电流互感器额定电流。
式(2)分支2主要用于限制修正速率,降低由修正引起的数据误差,改善整个算法的稳定性。条件2判据为:条件1不满足,同时|e(i-N)|>C1,C1前面的符号与e(i-N)符号一致。
式(2)分支3为正常运行时的修正算法,采用一周期之前的误差值进行修正,防止扰动初始阶段尚未达到扰动判别门槛时误修正。条件3判据为:条件1和2均不满足。
图中“直流分量修正2”用于修正环节1遗留的直流误差及数据精度导致的直流误差,算法如下:
式中:C3为额定电流的6%;d(i)为积分器输出采样值的直流分量;mod(i-1,N )为(i-1)除以N的余数,余数为0时,更新d(i),否则不更新d(i)。
式(4)分支1作用同式(2)分支1。条件4为扰动判别条件,判据为:最近20个周期直流偏移有突变或2次谐波含量过大。
当满足|d(i)-d(i-N)|>Iset时,将修正环2突变量计数器k2清零,该计数器同修正环1突变量计数器k1一样,每来一个新的采样点自动加1。Iset为突变量判别门槛:Iset=max(0.02In,min(0.06In,0.2I1)),I1为基波测量电流。 条件4 可表示为:k2<4 000或I2rd>C4,其中:I2rd为二次谐波测量电流;C4为二次谐波电流判别门槛,C4=max(0.15I1,0.01In)。
式(4)分支2作用同式(2)分支2,用于限制修正速率。条件5判据为:条件4不满足,同时|d(i-N)|>C3。C3前符号与d(i-N)的符号一致。
式(4)分支3为正常运行时的修正算法,采用一周期前的直流分量进行修正,由于主要滤除修正环节1遗留直流误差及数据精度导致的直流误差,正常工作时修正值应非常小。条件6判据为:条件4和5均不满足。
根据以上分析,修正后的积分器算法如下:
式中:u1(k)=u(k)-eu(k);C5为积分器输出直流分量调整系数,用于控制修正速率,其值不应大于1/N,否则可能造成算法发散,导致直流分量越修正越大。
3 试验样机研制
3.1 试验样机硬件系统
为了验证本文设计的数字积分器算法的正确性,运用公司合并单元研发平台进行了样机研制。合并单元样机硬件框图如图3所示。
合并单元样机硬件系统采用PowerPC处理器加高性能大规模可编程门阵列(FPGA)构架。PowerPC处理器作为中央处理单元,主频可达777 MHz,内含浮点处理单元以及快速以太网通信接口,浮点运算速度快,内部以太网接口方便对外通信设计。FPGA用于接收外部FT3数据采集报文,并实现报文诊断及解析,将采样值取出并打包,通过PCI express总线发给中央处理器;PCI express总线数据传输速率可达2.5Gbit/s,完全满足采样实时性要求。采样值(SV)输出采用以太网控制器加信号扩展模块实现,可扩展8个SV输出口,同时输出8路同样的SV报文。
样机开入开出模块主要用于外部隔刀状态及母线互联状态输入,以及输出装置故障告警及失电告警状态。
3.2 试验样机软件开发
样机软件通过在现有合并单元软件平台上增加数字积分器算法实现。数字积分器算法程序包含数字积分器初始化程序和数字积分器中断处理程序。
数字积分器初始化程序流程如图4所示。
数字积分器初始化程序仅在装置上电初始化时运行一次,主要完成数字积分器修正环节1及修正环节2所用到的变量、系数、门槛等的初始化。具体初始化内容包含:基波系数、二次谐波系数、基波及二次谐波实虚部、基波及二次谐波幅值、环节1直流分量数组、环节2 直流分量数组、环节1 修正值数组、环节2修正值数组、采样点计数器、环节1突变量计数器、环节2突变量计数器、采样数据缓冲区偏移量、当前计算直流分量数组下标、当前应用环节1修正值下标、当前应用环节2修正值下标、各电流判别门槛等。
数字积分器中断处理程序在初始化完成后投入,用于进行数字积分器算法运算及判别。为了提高数字积分器算法的效率,程序将相对复杂的算法平均分配到每个采样点中进行运算,如附录A图A2所示。
数字积分器中断处理程序流程如图5所示。
图中,数字积分器中断处理程序首先判断全局变量初始化是否完成,如流程③。若初始化未完成,则中断程序直接结束;否则,进入流程④进行数据运算处理。流程④完成本文所设计数字积分器的主要数据运算,具体运算公式见附录A式(A1)。
流程⑥用于判别采样是否满周期,若采样未满周期,则不进行环节1,2修正值判别及更新,修正值不变,将采样点计数器加1;否则,采样满周期后,环节④所计算的数据满窗,进行流程⑧环节1修正值的判别更新及流程⑨环节2修正值的判别更新。
4 实验验证
4.1 实验系统
为验证样机设计正确性,搭建了完整的样机实验系统。实验系统包含一次电流发生器、空心线圈传感头、电流采集器、合并单元样机、精密电流互感器、电子式互感器校验仪、录波装置、光纤及电缆若干。实验系统如图6所示。
实验系统实物图如附录A图A3所示。实验系统中,一次电流发生器包含变流器及升流器,用于产生一次电流。一次电流同时流经精密电流互感器及空心线圈传感头,空心线圈传感头输出电压小信号至采集器,经采集器转换为光数字信号,发送至合并单元样机;合并单元样机输出采样值报文,一路接至录波设备,一路接至电子式互感器校验仪。电子式互感器校验仪通过比较精密电流互感器及合并单元样机输出的电流测量信号,得出合并单元样机电流测量误差数据。
4.2 实验结果
不加一次电流时,拷机运行24h,合并单元输出无零漂;施加稳态额定电流,运行3h,合并单元输出无直流偏移。在施加不同一次电流时,样机输出精度测试结果如表1所示。
注:In为被测空心线圈传感头的额定电流,为1 200A。
表1所示误差中包含了传感头、采集器、合并单元的整体误差。从测试结果看,完全满足保护用电流互感器精度要求[12]。
为了验证一次系统扰动时数字积分器的输出特性,将图6样机验证系统中一次电流发生器更换为继电保护测试仪,同时将空心线圈传感头更换为定制的小电流空心线圈传感头。采用继电保护测试仪对各种动态仿真波形进行回放,样机输出波形与原始波形完全一致,未出现直流分量的误修正,样机输出波形与原始波形对比如附录A图A4、图A5、图A6所示。
5 结语
本文在分析空心线圈电子式电流互感器结构及其在网运行中所出现问题的基础上,设计了一种双直流修正环数字积分器。以梯形积分算法为例,对两个修正环节的作用及算法中各分支判别条件进行了详细说明。为了验证所设计数字积分器算法的正确性,进行了样机的研制,并搭建了完整的实验系统。实验结果证明,该算法对采样精度基本没有影响,同时具有很强的容错性及稳定性,对系统的动态扰动能够精确跟踪,有利于提高智能变电站数据测量的精度,确保二次系统的稳定可靠运行。
附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：目前空心线圈电子式互感器多采用硬件积分器,受硬件元器件输出误差及系统扰动影响,硬件积分器在特定情况下存在失真问题。文中提出了一种数字积分器设计方案,该方案采用两个修正环节来调节积分器输出的直流分量:AD采样输出正向调理环节和积分器输出反馈调理环节。AD采样输出正向调理环节主要用于消除电子元器件输出直流偏移;积分器输出反馈调理环节用于调节最终输出的直流分量,其中包含了前端残余直流分量和数据精度误差经长时间累积产生的直流分量。为防止系统扰动时对一次直流分量误修正,对信号调理限定条件进行了分析。通过实验验证,表明该数字积分器对正常电流及各种扰动电流均能够精确跟踪,保证了电流数据的测量精度。
关键词：电子式电流互感器,数字积分器,硬件积分器,数据采集,直流分量
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