高精度音频信号分析仪（共6篇）
高精度音频信号分析仪 篇1
人耳所能听到的音频信号频率范围是20Hz~20KHz, 模拟音频信号的编码主要是实现对音频信号的压缩, 之所以模拟音频信号能够被压缩, 主要是因为:一、声音信息中存在着多种冗余;二、听觉器官的不敏感性;三、采样的标本中存在着相关性。
一、声音信息中存在着以下冗余:1、幅度分布的非均匀性;2、样值间的相关性;3、周期间的相关性;4、话音间隙冗余。
二、听觉器官的不敏感性也就是专业语言所说的听觉的掩蔽效应, 它主要表现在以下两个方面:
1.频谱掩蔽效应
比如在一个频率1KHz, 强度为70d B的声音背景下的掩蔽门限线图如下
2.时间掩蔽效应
声压强度大的声音信号出现之前和之后的短暂时间内已存在的弱音信号也会被强音信号掩蔽掉, 分别称为前掩蔽 (20ms) 和后掩蔽 (100~200ms) 。
音频的编码技术通常会用到MPEG-1、MPEG-2标准。MPEG即Moving Picture Experts Group是国际电联ITU标准专家组制定的音频编码标准。MPEG强调人的听觉心理声学模型的利用。可利用估计听觉掩蔽阈值、量化精度、尺度化等各种压缩手段进行压缩编码。
MPEG-1音频 (ISO/IEC 11172-3) 描述了具有如下属性的三层音频编码:
层次Ⅰ, 将音频信号输入按一定格式固定分割成32个子带, 子带系数的量化精度为4bit, 比例因子为6bit, 单声道码率为192k bit/s.
层次Ⅱ, 采用自适应的比特分配, 子带低频量化精度为4bit, 中频段为3bit, 高频段为2bit;比例因子为6bit;高保真度码率为128k bit/s.
层次Ⅲ, 用混合带通滤波器提高频率分配率, 采用非均匀量化、自适应分段和量化值熵编码技术。每通道64k bit/s.
MPEG-2音频是在1994年11月为数字电视而提出来的, 其发展分为三个阶段:
第一阶段是对MPEG-1增加了低采样频率, 有16KHZ, 22.05KHZ, 以及24KHZ。
第二阶段是对MPEG-1实施了向后兼容的多声道扩展, 将其称为MPEG-2BC。支持单声道, 双声道, 多声道等编码。并附加“低频加重”扩展声道, 从而达到五声道编码。
第三阶段是向后不兼容, 将其称为MPEG-2 AAC先进音频编码。采样频率可以低至8KHZ;而高至96KHZ范围内的1-48个通道可选的高音质音频编码。
摘要：通过对声音信号特点和人耳听觉特性的理解来分析音频信号数字化的编码方式。
关键词：声音冗余,掩蔽效应,MPEG-1,MPEG-2
参考文献
[1]数字音频技术.作者: (美) 波尔曼 (Pohlmann, K.C)
[2]数字音频技术及应用.作者:韩宪柱
高精度音频信号分析仪 篇2
关键词：音频信号,DSP,FFT,DSPIC30F6014A
0 引 言
目前, 大多数音频信号处理仪不但体积大而且价格贵, 在一些特殊方面难以普及使用, 而嵌入式系统分析仪具有小巧可靠的特点, 所以开发基于特殊功能单片机的音频分析仪器是语音识别的基础, 具有很好的现实意义。
信号分析原理是将信号从时间域转换成频率域, 使原始信号中不明显特性变得明显, 便于分析处理。对于音频信号来说, 其主要特征参数为幅度谱、功率谱。该音频信号分析仪的工作过程为:对音频信号限幅放大、模数转换、快速傅里叶变换 (FFT, 时域到频域的转换) 、特征值提取;从到音频信号的幅度谱, 进而得到音频信号的功率谱[1]。
1 硬件设计
“智能家居” (Smart Home) 也称智能住宅。家居网络智能控制系统就是利用先进的计算机技术、通讯技术和嵌入式技术, 将家中的各种设备通过家庭网络连接成系统。整个智能家居系统的构成如图1所示。在该系统中, 对于某些家用电器设备的监测与控制需要进行音频信号的分析[2]。
本设计选用Microchip公司的DSPIC30F6014A单片机为核心处理器, 该芯片是MCU技术与DSP技术的结合, 既包含了16位MCU的控制功能, 又融合了DSP的高速运算技术, 实际上就是数字微处理器、可方便地实现音频信号分析的各种功能。音频系统框图如图2所示, 包括电源模块、预制电路、A/D转换模块、DSP模块、LCD显示模块等几个部分。各模块以及接口的具体设计和实现功能如下:
(1) 电源模块:采用直流三端稳压电源设计, 220 V交流电经降压、整流、滤波和稳压后, 转换成系统需要的±5 V、±12 V电源电压。
(2) 预制电路:为保证输入频宽在音频范围, 前端直流偏置电路采用OP07放大器, 第一级的加法器将输入信号与2.5 V电压值相加, 第二级的反相器将信号转移到A/D转换能处理的0～5 V范围。因输入端50 Ω电阻的接地, 故系统输入阻抗近似为50 Ω[3]。
(3) A/D转换模块:因为音频信号的输入只有一路, 所以在12位可配置的A/D模块的16个模拟输入引脚中只用到AN6, 初始化时, 将该引脚配置为模拟输入引脚, 同时, 因为处理后的音频信号电压为0～5 V, 将A/D模块的参考电压设置为0 V, 5 V。转换输出速率高达200 KSPS[4]。
(4) DSP模块:该数字微处理器是改良的哈佛结构设计, 可实时分析, 具有很高的分辨率。通过Microchip公司的MPLAB C30 C编译器调用DSP模块, 该编译器中提供49个DSP处理函数, 可以完成全部的数字信号处理[5]。
(5) LCD显示模块:用于直观显示频谱波形。
(6) ICD2调试接口:选用 Microchip公司的ICD2在线调试器, 为此预留了ICD2调试接口[6]。
(7) RC振荡器:此单片机可工作在外部时钟输入、外部RC输入、内部快速RC振荡器、内部低功耗 (RC) 振荡器四种模式, 以及在低功耗时使用的后分频器。本设计采用内部快速RC振荡器, 它能提供7.37 MHz的时钟, 由于要实现对音频信号实时处理, 所以没有用到后分频器[7]。
2 软件设计
音频系统主循环如图3所示。
(1) 经过采样、A/D转换完成后, 清除A/D使能标志, 得到离散化的数字信号。
(2) 调用周期判定函数, 实现对信号周期性的分析。
(3) 调用FFT变换函数, 对离散信号的快速傅里叶变换, 实现时域到频域的变换。
(4) 显示输入信号的频谱。
(5) 计算信号的功率谱及计算最大功率。
(6) 显示信号的功率谱及最大功率。
2.1 A/D采样
理论分析:因12位的A/D模块, 故量化单位为1/212, 因频率分辨率Δf=100 Hz、FFT的子样本点数N=512, 故采样频率fs=51 200 Hz (fs≤NΔf) 、采样周期Ts=1/51 200 s (采样周期=采样时间+转换时间) 。因振荡频率为7.37 MHz, 故指令周期TCY= (1/7.37) × 4=0.5 μs。
实际控制:转换时间为14个TAD (为正确A/D转换, TAD=333.33 ns) 。所以, 配置A/D自动采样时间为6个TAD, A/D转换时钟为16TCY, 则A/D转换总时间为0.092 ms, 采样频率为10.87 kHz。
A/D模块工作在系统时钟源、自动转换模式, 每完成一次转换进入一次中断。在程序中应该定义一个采样点数的结构体, 用于存放A/D采集到的数据, 每个结构体内包括一个实部和一个虚部。在中断服务子程序中, 由A/D模块采集到的数字量存储到结构体的实部, 共进行采样点数次转换, 中断服务子程序的流程如图4所示。
2.2 周期判定
音频信号的频率分量不但多, 而且不具周期性。测量周期可以在时域也可以在频域, 但是由于频域测量周期性时要求某些频率点具有由规律的零点或接近零点出现, 所以对于较为复杂的、频率分量较多且功率分布较均匀且低的信号就无法正确地分析其周期性。因此, 对于信号的周期性判定, 应该在对信号进行FFT变换之前, 直接调用周期判断函数[8]。周期性判定子程序流程图如图5所示。
2.3 FFT变换
由于直接傅里叶变换的计算量与子样本点数N的平方成正比, 在N较大时, 计算量太大, 不适合在资源有限的嵌入式系统中实现。所以最常用基2 FFT算法, 其主要思想是将N点直接傅里叶变换分解成多个较短的直接傅里叶变换, 再利用旋转因子的周期性、对称性, 在很大程度上节省了系统资源。
MPLAB C30 C编译器内部提供了几乎全部的数字信号处理软件工具, 通过DSPIC30F系列微处理器[9], 只需调用Microchip公司提供的库函数, 即可方便的实现数字信号处理。对于基2 FFT变换来说, 其软件流程图如图6所示。
2.4 特征值提取
对频域分析起决定作用的量包括采样频率、采样点数。通过FFT[10]变换, 得到离散化的幅度谱X (k) , 先将离散化的幅度值平方, 再除于子样本点数N, 就可得到该频率点对应的功率值 (功率=X (k) *X (k) /N) 。
3 结 语
系统的主要性能指标为:输入阻抗50 Ω;输入信号电压范围 (峰-峰值) 100 mV～5 V;输入信号包含的频率成分范围为200 Hz～10 kHz;频率分辨力为100 Hz (可正确测量被测信号中, 频差不小于100 Hz的频率分量的功率值) ;输入信号的总功率和各频率分量的功率, 检测出的各频率分量的功率之和不小于总功率值的95%;各频率分量功率测量的相对误差的绝对值小于10%, 总功率测量的相对误差的绝对值小于5%;以5 s周期刷新分析数据, 信号各频率分量应按功率大小依次存储并可回放显示, 同时实时显示信号总功率和至少前两个频率分量的频率值和功率值, 并设暂停键保持显示的数据。
基于DSP单片机技术的音频信号分析具有性能稳定、电路简单、速度快、成本低、体积小的特点, 适用于需要音频信号分析的嵌入式系统中, 可以在更多领域进一步推广和应用, 如环境监测、语音识别、智能系统的控制等。
参考文献
[1]胡航.语音信号处理[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社, 2000.
[2]王平, 程明传.嵌入式无线家庭网关的设计与实现[J].微计算机应用, 2008, 24 (29) :53-56.
[3]夏宇闻.Verilog数字系统设计教程[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2003.
[4]谢自美.电子线路设计.实验.测试[M].2版.武汉:华中科技大学出版社, 2000.
[5]刘文波, 张弓.混沌信号中隐含周期信号的一种识别方法[J].雷达与对抗, 2001 (1) :46-49.
[6]杨素行.模拟电子技术基础简明教程[M].北京:高等教育出版社, 2006.
[7]何立民.单片机高级教程[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2001.
[8]丁玉美, 高西全.数字信号处理[M].2版.西安:西安电子科技大学出版社, 2006.
[9]代红权, 陈海燕.基于Matlab的大学物理实验数据处理系统[J].重庆工学院学报:自然科学版, 2007, 21 (3) :32-34.
高精度音频信号分析仪 篇3
火灾是一种频繁发生而又损失惨重的灾难,一直在寻找着各种有效的方法在火灾发生的早期和极早期发现和扑灭火灾,以求最大限度地减少由于火灾而造成的损失。现如今火灾探测技术主要通过对燃烧过程中产生的燃烧气体、烟雾粒子、温度、火焰等参数做出响应,来确定是否存在火情。然而,针对单一物理量的火灾报警传感器常常都有各自的优缺点,所以研究新的火灾判据、新的火灾识别模式和基于此的火灾探测器或者多参数探测器具有深远的意义。
William Grosshandler 等人于1993年开始对火灾燃烧时的音频特性进行研究[1]。物体在燃烧过程中会产生高温,加热周围的空气使之膨胀,形成压力声波,其频率仅在数赫兹左右,这种超低频率的声音现象是物质燃烧时都会产生的一种现象,称之为燃烧音。与其他频域的声音不同,其产生完全不受燃烧种类、周围温度、湿度等环境影响,因此可以将其作为火灾探测的一个判据。1994年日本东京消防厅消防科学研究所利用火灾的声学特性并结合防风和防振措施研制出了性能优良的燃烧音火灾探测器,完成了利用燃烧音频的火灾探测系统样机的技术改进以及新样机的实验验证。然而由于燃烧音在现实环境中受到各种声音信号的干扰,很难准确地分离和识别燃烧音,这也是基于燃烧音的火灾探测系统一直没有广泛运用的一个主要原因。
1燃烧音的特征
燃烧音属于次声波频域范围,它频率低,波长长,容易发生衍射,在传播过程中遇到障碍物很难被阻挡。燃烧音在空气中不易被吸收,传播过程中衰减很小,能传很远的距离,而且它具有极强的穿透能力,7 000 Hz的声音,用一张普通的厚纸就可以将它隔住,但是对7 Hz的燃烧音,就是普通的墙壁也很难隔住它。物体燃烧经过一定时间后, 燃烧音功率谱积分值的时间变化率比背景噪音有更为显著的增加,即随着燃烧过程的进行,燃烧音的能量要比背景噪声能量明显增高[2]。燃烧音信号具有非线性和非平稳性的特征,蕴藏在环境背景噪声中,可以将其近似为冲击信号。
2小波分析
非平稳信号的频率、相关函数、功率谱等随时间变化而变化,传统的傅里叶变换建立起每个频率分量的相对强度,虽然实现了频率分辨率,但失去了时间分辨率,无法得知随时间的推移,信号频率成分的变化规律和特征。因此,克服传统傅立叶变换的这种全局性变化的局限性,展现信号的局部性就需要一种能够在时域局部进行频谱分析的数学方法来进行精确描述,这就是非平稳信号的时频分析[3]。
小波变换[4]的本质是一种在信号时间-尺度(时域-频域)的分析方法,它具有多分辨率的特点,而且同时具有时域和频域的良好局部化性质。它在低频率部分具有较高的频率分辨率和较低的时间分辨率,在高频率部分它具有较高的时间分辨率和较低的频率分辨率,即低的频率大尺度对应于信号的整体信息,而高频率分量则对应于信号内部隐藏的细节信息,被誉为分析信号的显微镜。
CWT在时域的表示为:
在频率域可以表示为:
式中:
3模拟信号的时频分析
由次声波传感器所采集的燃烧音信号含有噪声信号,会对时频分析造成影响。在燃烧音信号中,噪声一般集中在高频部分,信号集中在低频部分,所以在用傅里叶变换进行滤波时,可采用低通滤波器进行滤波,但是不能区分有用信号的高频部分和由噪声引起的高频干扰。而小波变换能同时在时域和频域对信号进行分析,能有效区分信号中的突变部分和噪声,从而实现信号的消噪[5]。
对于一个模拟信号,如图1所示,它由频率分别为0.1 Hz和0.15 Hz幅度变化的正弦波叠加而成,图2为模拟信号加上高斯白噪声后的信号波形。利用离散小波变换方法[5,6,7],经过多次仿真实验,采用dB6小波函数,分解到第5层,对加噪的模拟信号进行去噪,结果如图3所示。从图3中可以看出,经过小波去噪后的信号具有良好的光滑性和准确性。
对小波去噪后的模拟信号分别使用短时傅里叶变化(STFT),Wigner-Ville分布(WVD),CWT三种时频分析方法,比较仿真结果,证明连续小波变换可以准确描述信号的时频特征,是对燃烧音信号进行分析的最合适的方法。
3.1 短时傅里叶变化(STFT)
STFT[8]的窗函数选择十分重要,对于特定的信号,选择特定的窗函数可能会得到更好的效果。窗函数的长度时域和频域的分辨率有直接联系,短的窗函数可以得到较好的时间分辨率,但是以牺牲频域分辨率为代价,而较长的窗函数有良好的频域效果,而对于变化很快的信号,将失去时间分辨率;反之,若窗函数很短,虽然可以得到好的时域效果,但所得到信号的频带将展宽,频域的分辨率下降。短时傅里叶变换窗函数受到W.Heisenberg不确定准则的限制,时间与频率分辨率不能同时达到最优化。因此,在使用STFT时,窗函数的长度应该既足够小使得加窗信号在窗间隔基本平稳,又足够大使得加窗后信号的傅里叶变换具有合理的频率分辨率。
经过仿真[9,10],采用hanning窗,窗长度为128,利用STFT对模拟信号进行时频分析的结果如图4所示。STFT由于存在泄漏和平滑效应而导致信号的泛化,模拟信号的两个频率无法分辨,频域分辨率降低,在时域上基本体现某时刻的频谱相对强度。STFT无法同时实现信号在时域和频域分辨率,因此,需要采用其他的时频分析方法。
3.2 Wigner-Ville分布(WVD)
WVD是分析非平稳时变信号的重要工具,在一定程度上解决了短时傅里叶变换存在的问题,它不包含任何的窗函数,从而避免了线性时频变换中时间分辨率和频率分辨率的相互牵制、难以兼顾的矛盾。但是WVD存在交叉项的问题,它是由信号相加所引起的干扰,因此信号包含的分量越多,交叉项就越严重。一般而言,交叉项是有害的,它降低了时频分布的质量。在实际应用中,通常希望时频分布中的交叉项尽可能地弱。
图5为利用WVD对模拟信号进行时频分析后的结果,它改善了信号的频率分辨率,可以清晰地分辨出0.1 Hz和0.15 Hz两个频率,同时也不以牺牲时间分辨率为代价,展现了延时间轴频谱的强度。然而,WVD时频分析的缺陷也很明显,时频图中存在着不属于模拟信号两个频率的成分,即交叉项干扰,频率轴的能量分配不够聚集。一般来说,随着信号频率成分的增多,交叉项干扰也会增加,甚至可能会重叠,因此在实际应用中,抑制交叉项十分重要。
3.3 连续小波变换(CWT)
小波变换的时频窗口特性与短时傅里叶变换的时频窗口不一样,由于尺度因子和平移因子,小波变换对不同的频率在时频上的取样步长是可调节的,即在低频时小波变换的时间分辨率较低,而频率分辨率较高;在高频时小波变换的时间分辨率较高,而频率分辨率较低,符合低频信号变化缓慢而高频信号变化迅速的特点,这便是它优于傅里叶变换和短时傅里叶变换(STFT)之处。
图6为利用CWT对小波变换进行时频分析的结果图。CWT提供自适应的时间和频率分辨率,可以很清楚地看出模拟信号在指定频率和指定时间的强度变化,时间轴和频率轴能量分配均很聚集,能够准确地在时域频域中定位信号,同时具有在时域和频域局部化的效果,可以将其作为实际燃烧产生次声波的时频分析方法。
4结语
燃烧时产生的次声波是一种非平稳信号,传统的傅立叶分析不能反映出地震波的这种非平稳性,必须采用时频分析方法,在时域的局部进行频谱分析,表现在时、频两域次声波的能量分布。本文通过对一个模拟信号的STFT,WVD,CWT三种时频分析方法的比较得出,CWT能同时实现时域和频域分辨率,适合用于分析研究信号的频谱含量随时间的变化以及信号的时变频谱。
摘要：目前基于燃烧音进行的火灾预测、分析研究还较少。分析了燃烧音的产生机理,根据燃烧音的物理特性,认定物质燃烧时产生的燃烧音可以近似为信号中的低频冲击信号,并利用连续小波变换(CWT)在分析冲击信号方面的优势,提出了基于CWT的时频分析方法对燃烧音信号进行谱分析,最后通过信号仿真,比较了该方法与短时傅里叶变换(STFT)和Wigner-Ville分布(WVD)方法,证实了CWT方法在分析微弱燃烧音信号的可靠性和有效性。
关键词：火灾,燃烧音,连续小波变换,时频分析
参考文献
[1]杜建华,张认成.火灾探测器的研究现状与发展趋势[J].消防技术与产品信息,2004(7):12-15.
[2]王瑞芳,程晓舫.燃烧音火灾探测器[J].国际消防,1996(4):39-40.
[3]程正兴.小波分析算法与应用[M].西安:西安交通大学出版社,2000.
[4]L..科恩.时频分析:理论与应用[M].白居宪,译.西安:西安交通大学出版社,1998.
[5]王勇,郦军,张奎风.基于小波变换的地震信号降噪处理[J].石油物探,1998(3):72-76.
[6]朱艳芹,郭鑫.基于LabVIEW的小波去噪算法的研究[J].电子测试,2010(2):46-49.
[7]程学庆,谢志萍,高品贤.LabVIEW环境下小波变换的实现与应用[J].中国测试技术,2005,31(2):62-64.
[8]刘希强,李红.基于小波包变换的地震数据时频分析方法[J].西北地震学报,2000,22(2):143-146.
[9]杨乐平.LabVIEW高级程序设计[M].北京:清华大学出版社,2003.
高精度音频信号分析仪 篇4
关键词：激光,红外,音频信号
1 引言
近年来, “自由音频”这一概念越来越引起人们的关注, 人们期望在保证高音质的同时, 能够摆脱线材的束缚, 方便安全的欣赏音乐。我们从物理实验角度出发, 利用激光, 红外两种无线传输媒介, 设计、制作了无线音频装置, 并详细分析了两种方案的优劣, 为它们的无线音频应用提供一些理论依据。
2 原理
由于是声音信号的无线收听, 研制装置主要解决声音信号的拾取、无线传输和还原三个问题。实验中我们设计了激光, 红外两种实现方案。
2.1 激光方案
激光方案就是用半导体激光发生器产生的一束极细的红光激光, 射到密闭声源附近的玻璃上, 玻璃会因声源的声音变化而产生轻微振动, 此时从玻璃上反射回来的激光包含了声波的振动信息, 在反射光线经由的一定位置用专门的接收器 (光敏二极管) 接收, 将光信号转化为电信号, 再通过信号放大和功率放大电路以驱动扬声器实现声音还原。
2.2 红外方案
红外方案是用压电陶瓷贴片附到声源近处的密闭外壳上, 物体因声源的声音变化而产生轻微振动, 经过压电陶瓷贴片将转化为电信号, 通过放大电路将信号放大并加载在专门的红外发射二极管将电信号转换为红外光信号发射出去。接收端用与之配套的红外接收二极管进行红外光信号的接收并转换为电信号, 再通过信号放大和功率放大电路以驱动扬声器实现声音还原。
3 电路设计
激光、红外两方案所拾取的原始信号都是微小信号, 因此必须经过信号放大电路放大。同时在收听时还要进行功率放大才能驱动扬声器。
3.1 信号放大电路
信号放大电路主要完成小信号的电压放大任务, 其失真度和噪声对系统的影响最大, 应优先考虑。此放大电路都带有反馈, 具有良好的抗共模干扰能力。通过集成运算放大芯片NE5532构成了前置放大电路, NE5532内部有两个集成运放。
实验中第一个运放用作电压跟随, 作用在于稳定信号。
第二个运放用作信号放大。输入电压为Ui, 输出电压为U0, 电位器阻值1～50K可调, 则理论放大倍数为2～5 1可调。实验中可根据需要进行调整。
3.2 功率放大电路
音频功率放大电路是由集成功率放大芯片LM386构成的集成OTL电路。其作用是将输入的较微弱信号进行放大, 产生足够大的电流去带动扬声器进行声音的重放。L M 3 8 6芯片的优点具有静态功耗低、工作电压范围宽、外围元件少等优点, 因此我们选择使用它来组建功率放大电路。
此电路的电压放大倍数为20～200倍数可调, 我们将经过两级信号放大电路放大后的声音信号输入功放电路, 同时通过调节电位器R 1来改变输入功放电路的信号电压从而调节扬声器音量, 实现声音的重放。
4 效果比较与分析
实验中我们将声源放在一个有机玻璃罩里, 分别用两种方案装置进行了测试, 并用示波器观察了还原之后的声音波形, 通过测试综合分析两种方案的优缺点, 可以得出如下结论: (1) 从示波器记录的波形来看, 两种方案的还原效果是不一样的, 其中的干扰和失真产生的原因也不尽相同。在没有给声音信号时, 红外方案的波形比较干净, 而激光方案的波形则有许多的毛刺出现。这是由于光敏二极管外界环境下工作会受到环境光的干扰, 而环境光对红外二极管却几乎没有影响。 (2) 从实验装置的使用距离和传输方式来考虑, 红外方案和激光方案的感应距离都在5～10m, 并且传输过程中不能有障碍物; (3) 从可操作性来看, 红外方案需要在声源盒上安放压电陶瓷片来拾取声音信号, 而激光方案通过激光入射和反射就能很方便的拾取信号。
针对两种方案各自的缺点, 可以做以下的改进: (1) 在激光方案中, 给光敏二极管加上一个遮光罩, 就可以滤除大部分的可见光干扰;将红光激光换成红外激光, 也可以减少可见光的影响。 (2) 利用滤波电路滤除不需要的信号来改善效果。 (3) 利用红外光的漫反射传播, 在小范围内解决红外光的直线传播的缺点。
5 结语
本文围绕激光、红外两种声音信号无线收听方案, 详细介绍了这两种方案的实现流程和实验电路, 同时利用示波器的波形记录, 分析了两种方案的干扰信号的来源。从还原效果、实用距离和可操作性等角度比较了两种方案的优缺点, 并提出了具体的改进方案和措施, 从理论上指导了它们的无线音频应用。
参考文献
[1]渴望自由漫谈无线音频[J].电脑迷, 2009, (03) :26-27
[2]张宏希.红外接收组件原理及应用电路[J].石河子大学学报 (自然科学版) , 2005, 23 (6) :758-760.
高精度音频信号分析仪 篇5
高精度仪器仪表的校准需要高精度的标准源来校准,在校准过程中电压和电流是最基本的物理量了[1]。标准源作为产生这种高精度的、稳定的物理量的标准,测量被测仪器仪表的准确度。高精度标准源产生的电压与电流信号包括直流信号和交流信号。为了保证交流信号输出的稳定性,在设计时采用高精度基准源和信号源来产生。因此,信号源要求准确度高,调节细度精准[2]。在我国,公共电网的频率为50 Hz,若使高精度的校准源的输出频率接近公用电网的频率,会减小测量误差、降低失真度,因此,笔者设计输出频率在40 Hz ~ 65 Hz的信号源。
目前,主流合成信号源的方法是直接数字合成器( direct digital synthesizer,DDS) 合成[3,4]。该方法虽然频率切换适时性好、分辨率高集成度好,但是其采用的是全数字结构的方式,这样的结构的致命缺陷是产生分布广泛的杂波。如果输出频带出现这样的杂波,将会无法滤除。数字器件的非理想特性带来的幅度量化误差产生了这些杂波。直接数字合成的集成度较高不能外接基准,在整体标准源的设计中不便于幅值控制。除此之外,直接数字合成法产生高频信号是稳定性好,而研究者所需的信号源是在40 Hz ~ 65 Hz,所以并不是很适用。而且DDS的相位噪声基本上来源于基准时钟的噪声[5]。
为了克服这种问题,笔者选择用锁相环产生稳定的可调的时钟频率作为基准频率来避免噪声和杂波。本研究选用可由外部基准控制的数模转换器进行数模转换,并通过外接的基准电压来控制信号源输出的幅值,实现输出信号的幅值可调。同时本研究在相位输出上作出合理设计使信号源输出的相位可调,经过电压或电流后,电压和电流之间的相位可调。从而既实现信号源的频率、幅值、相位的全面可调,又从系统构建中避免杂波和幅值量化误差,从而降低失真度,提高稳定性。
1频率信号的产生与调节
为避免噪声和杂波的产生,并且使系统输出频率特性与输入保持一致,该设计用锁相环生成基准频率信号。
合成频率的原理如图1 所示。
锁相环MC145163P内部还有2 个分频器,在该系统中作为分频器( 2 ) 和分频器( 3 ) 使用。 而且MC145163P内含双向位比较器,该系统选用A相比较器,即用输入信号边沿判别相位的电路,这种相位比较器只对输入信号在上升沿时有效[6],这样可以消除频率误差。该系统利用恒温晶体震荡电路产生10 MHz的信号F0作为输入,经过分频系数为27 778 的分频器后输出频率为360 Hz的信号( 10 000 000 /27 778) ,笔者以这个信号作为信号基准频率输入到锁相环电路MC145163P中。锁相环由鉴相器,环路滤波器和压控振荡器组成。输出锁相环的信号一路经过分频器( 2)进行倍频,这里本研究将倍频系数设在4 000 ~ 6 500范围内,与集成在锁相环内部的压控振荡器结合来进行频率放大Fr,使输出频率稳定在Fk= FrN,锁相环输出信号Fk频率为1. 44 MHz ~ 2. 34 MHz。这个频率经过MC1145163P进行锁相控制,由鉴相器的比较得出这个频率与输入频率的相位差,该相位差通过环路滤波器LF滤出高频分量和噪声再通过压控振荡器进行反馈使其相位稳定达到锁相目的。经过MC145163P的锁相和倍频可以输出稳定的频率Fk,为避免其输出频率产生比较大的抖动,笔者将该频率再次经过分频器( 3) 之后变成频率为0. 144 MHz ~0. 234 MHz,即Fx:
本研究用该频率作为系统的输入频率实现输入频率可控。在信号源合成时笔者将内部的存储单元分成3 600 份放入存储器中,即N = 3 600。由于系统输入频率是0. 144 MHz ~ 0. 234 MHz,由式( 1) 可知F0min=144 000 /3 600 = 40 Hz; F0max= 234 000 /3 600 = 65 Hz。这样也实现了输出频率可调。由于输出的频率范围是40 Hz ~ 65 Hz,而控制该频率输出的锁相环倍频系数是4 000 ~ 6 500,该频率输出可调精度为0. 01。
2信号源的合成
2. 1 信号源的产生
为实现输出信号源幅值可调,该设计在数模转换时在数模转换器外接基准,通过对数模转换器的外加电压来控制输出信号源的幅值。由于对数模转换器的要求非常高,笔者选用ADI公司的AD9760 来作为该系统的数模转换器。该器件是可以由不同外部基准电压驱动的10 位双向并行输入的高速数模转换器。而且性价比极高。而存储器选用ATMEL公司的28C64,它的主要特点是反应时间快、功耗低,在低频信号发生器的设计中优势明显[7]。
信号源合成原理图如图2 所示。由锁相环生成的频率信号进入12 位二进制异步计数器74HC4040 的10 引脚CP控制端,之后计数器74HC4040 开始进行计数。首先将计数器的初始值设定为3 600,之后使其自动循环计数。由于计数记了3 600 个数,将3 600 转换为16 进制为E10,需要在74HC4040 的输出接74LS54,使其在所记位数达到十六进制0E10H时自动复位,完成循环计数。计数器的输出的数值作为12 位地址信号,再作为输入接到电可擦写存储器28C64 的12 位地址线上。存储器的各地址单元内中事先存储着0 ~ 3 600 点的正弦波信号的数据,根据存储器上对应的地址找到相应的正弦波信号完成数据通讯。最后将存储器的数据线与数模转换器AD9760 的数据线相连,将存储器中的正弦波的数据量转换成模拟量,输出相应的正弦波信号。AD9760 的16 引脚外基准与高精度可调的基准电压源相连,实现信号源正弦波幅值可控( 下文将详细介绍) 。同时AD9760 的28 引脚时钟控制端CLOCK也由锁相环输出的频率Fx控制来保持频率同步。输出端IOUTA和IOUTB通过保护电阻与高速带宽放大器AD8047 相连接,保证输出稳定性,降低了波形失真度。
2. 2 幅值控制
该设计在输出波形幅值可控要求精度为0 . 001 % ,这样的高精度参数由AD9760 外接的基准电压源的精度来决定。因此本研究选用高精度可编程20 数模转换器AD5791 与单片机结合来生成0 . 000 000 V ~ 10 . 000 00 V的基准电压,该电压来与信号源中的数模转换器AD9760 的外接基准相连进行幅值控制。基准电压设计如图3 所示。笔者用REF5025 产生+ 2 . 5 V电压经过放大成为 ± 10 V为用AD5791 应用,AD5791 由单电源提供3. 3 V的电源。以AD5791 ( U1) 作为精密数控电压源它的输出范围为 ± 10 V,增量为20 μV的电压; 基准输入端必须使用强制检测缓冲器,来达到额定线性度。本研究的基准电压输入缓冲器选用AD8676 ( U2) ; 除此之外该系统还需要一个输出缓冲器来驱动低电阻、高电容负载,由于AD5791 的输出阻抗为3. 4 kΩ,本研究用AD8675 ( U3) 作为输出缓冲器。为了进一步消除偏置电流中的失调现象,本研究选用单倍增益的配置方式与之连接。AD5791 的SCLK、SDIN和分别通过6N137 高速光耦合器与单片机的P1. 0,P1. 1和P1. 2 相连。P1. 0 给AD5791 送入串行时钟信号,再由AD5791 在串行时钟输入的上升沿输出,送入串行数据单片机通过P1. 1 送出,数据00000H对应0V,数据FFFFFH对应10 V。同时通过单片机的P1 . 2控制DAC寄存器的更新方式,完成与单片机之间的通讯。这样AD5791 就可以输出0. 000 00 ~10. 000 00 V之间的电压作为高精度基准电压源了。该电压源接到AD9760的外部基准上,就可通过改变电压源的大小来控制信号源的幅值了。此外该基准电压也可作为标准源系统中的直流电压使用。
2. 3 相位可调
由于该系统的系统频率是由锁相环合成产生,其输出与基准稳定性相同[8],又因为锁相环系统的基准频率是由恒温晶体振荡器产生,该系统的输出信号频率始终由锁相环控制。使其相位可在0. 00° ~ 359. 99°之间调节,实现了系统的相位可调。同时为保证输出的信号分别接到电压和电流上时相位可控,笔者将锁相环生成的未经分频器( 3) 分频的频率Fk一路直接经过计数器74HC4040 按上文输出作为电压信号,一路经过相位计数器82C54 后再经过计数器74HC4040后按上文输出作为电流信号,由于相位计数器82C54是递减计数器将其初始值设为36 000,当它记到18 000时自动溢出产生清零信号,这个信号再进入计数器74HC4040 后会使系统的电压信号和电流信号产生180°的相位差,信号原方框图如图4 所示,实现电流与电压之间的相位可调。由于相位计数器计数为36 000,而一个周期的相位为360,相位可调精度为0.01。
3分析与测试
3. 1 失真度分析
数字合成信号源的失真度主要由3 个因素所影响。即正弦函数在一个周期内总的转折数N; 所采用的数模转换器的字长D; 数模转换器的转换频率F,其大小为N × f( 其中: f—合成正弦波的频率) 。
下面逐一分析:
在不考虑模数转换器的情况下正弦波的输出函数为[9]:
对该式进行离散量化后:
数模转换器的输出为函数为:
式中: U( X) — 单位阶跃函数。
显然,YD( x) — 阶梯波函数,该函数在一个周期内仅有有限个第一类间断点,根据狄利克雷定理,可将其展开成傅立叶级数形式:
本研究对该式( 5) 进行傅里叶系数变换求出ax,bx,并根据这两个参数导出基波分量系数为:
笔者将基波分量进行三角函数正交变换后化简,应用化简结果和基波分量的有效值公式导出基波分量有效值为:
输出信号的总有有效值YD( x) 为:
根据波形失真度定义有
将式(8~9)代入式(10)中,该设计N去3 600最后计算得出THD约为0.029 99%,即失真度小于0.03%。
对于一定字长的数模转换器而言,其不同字长存在一个相应的等值转换点数NK。而对本研究的AD9760 而言,选用的字长是8,其等值转换点对应的是128。根据当N > NK时,曲线与D = ∞ 的曲线逐步分离,渐渐趋向于一个恒定值,该值可由量化误差决定[10],其公式如下所示:
式中: q = 2- ( T - 1),T—数模转换器的字长。
将该设计中的字长代入式( 11) 计算,结果也约为0. 03% 。
数模转换器的转换频率F = N × f[11]。该设计中N为3 600,合成频率为40 Hz ~ 65 Hz。故转换频率为既为0. 144 MHz ~ 0. 234 MHz与锁相环输出的频率同步,避免了频率失真。
3. 2 实验及结果分析
通过上述分析,该方法设计的标准源可以输出频率稳定、幅值相位可控的正弦波,且失真度小于0. 03% 。为了验证其正确性,笔者将本研究所设计的信号源分别输出15 V的交流电压和5 A的交流电流通过常州中策公司成产的zc4137 全数字式高精度失真度检测仪来检测其在40 Hz、50 Hz、65 Hz时的失真度,该检测仪失真度测量范围为100% 至0. 005% ,其结果如表1 所示。
表1 中的数据产生的失真是谐波失真。产生的原因是由于该设计采用阶梯波合成正弦波,在合成过程中阶梯波的谐波含量大于纯正弦波,因此会引起正弦波的谐波失真。在上文的分析可以看出,若要提高信号源失真度可以加大取样点数或提高数模转换器的位数。但二者与失真度存在多种对应关系,单纯的增加取样点数或提高位数对精度的提高不会得到好的结果,在设计时需折中考虑。
在实际测试过程中50 Hz信号稳定性差的原因是由于信号源的频率和公共频率一致产生了差频影响,除此之外信号源电路与计算机电路共用电源也会产生公共阻抗影响。为了消除这些影响,笔者采取信号源电源与计算机电源分别供电。同时在模拟电路输出加光电耦合器使数字电路与模拟电路产生隔离. 例如在外接可调基准电压时在AD5791 与单片机之间所加的光电耦合器6N137,避免了数字电路噪声影响。
4结束语
本研究设计的低频信号源实现了频率、幅值、相位三者的全面可控制、可调节,并且拥有极高的调节分度。由锁相环的系统输出频率避免了杂波的产生,稳定性始终保持不变。系统在波形转换点与数模转换器的字长设计上减小了输出波形的失真度,使系统在40 Hz ~ 65Hz频率时不论从理论上还是实际测量都失真度均小于0. 03% ,产生了稳定的低频信号源。但在生成的波形中存在谐波失真,在测试频率在50 Hz时仍会产生误差,本研究提出了有效的减小误差方法。本研究设计的信号源对低频信号的校准领域起到了重要推动作用。
参考文献
[1]费丽娜.基于机器视觉的电磁式指示仪表校验装置研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学自动化测试与控制系,2006.
[2]邹宏.基于FPGA的三相高精度工频信号源的设计与实现[D].杭州:杭州电子科技大学电子信息学院,2012.
[3]陈爽.基于FPGA的数字合成信号发生器[D].贵阳:贵州大学计算机科学与技术学院,2007.
[4]王鑫,谭学林,段晓超.基于FPGA的大气数据采集系统的设计[J].机电工程技术,2015,44(3):61-64.
[5]刘爱珊.DDS技术及其在BITS中的应用[J].今日电子,2001(7):7-9.
[6]刘静波.MC145163P型锁相频率合成器的原理与应用[J].国外电子元器件,2005(12):46-50.
[7]钱宁.电子式计数器停电记忆功能电路分析[J].机电工程,2014,31(4):532-536.
[8]诸葛坚.一种采用锁相环技术的27MCMOS频率合成器设计[D].长沙:湖南大学物理与微电子科学学院,2011.
[9]杨碧石.基于EPROM全数字式PWM调制器的设计[J].电气自动化,2008(4):69-71.
[10]张德朝,史伟民,杨亮亮,等.基于加权最小二乘法的光纤管分类研究[J].机电工程,2013,30(6):696-699.
高精度音频信号分析仪 篇6
水工金属结构泛指应用于水利水电工程中的各种永久性的钢结构和机械设备。恶劣的使用环境,如受到水、气体和水生物的侵蚀,水流、泥砂和漂浮物的冲击摩擦,降低了其结构承载能力,严重威胁了水工金属结构设备的安全运行[1]。因此,测量水工金属结构应力应变,评估其安全运行状态十分重要。许多学者对水工金属结构设备进行了应力检测分析[2,3]。目前,主要采用电阻应变测量法对水工金属结构设备进行实验性近距离应力测量,在应力远程实时在线监测方面研究较少。为节省成本和减少施工难度,应力测量电桥电路采用1/4桥,但1/4桥应力信号远程传输时受电阻应变片引线长度、环境温度影响,使测量误差较大。所以,采用适当的算法与技术措施,克服上述不利因素,得到准确的测量结果,实现水工金属结构应力远程实时在线监测有实际意义。
本文从理论分析和试验验证的角度出发,探讨了电桥接线方式不同时的应力算法,针对应力信号的远距离传输提出改进算法,并在云南大盈江二级水电站对改进算法的准确性和精度进行了试验验证。
1 1/4桥近距离测量应力应变计算
电阻应变片的电阻变化率与长度变化率成正比,当电阻应变片黏贴在结构件上时,电阻应变片长度变化率等于结构件测量处的应变值[4],因此电阻应变片电阻变化率与应变的关系为:
式中:ΔR为电阻应变片电阻变化量;R为电阻应变片阻值;k为电阻应变片灵敏度系数,一般由电阻应变片生产厂家提供,在1.7~3.6之间;ε为电阻应变片的应变。
由式(1)可知,只需测得电阻应变片的电阻变化率即可得到应变值,电阻应变片变化量很小,使用1/4桥电路将电阻的变化转换为电压或电流输出。
图1所示为1/4桥电路接法,R1为电阻应变片,R2、R3和R4为桥臂电阻,Ue为电桥激励电压,U0为电桥输出电压。为简化电桥,设计时使R1=R2=R3=R4=R0,则可得输出电压:
一般ΔR<<R0,上式简化为:
由式(1),式(3)可求得应变为:
则应变为:
式中:σ为测点的应变;E为测点材料的弹性模量。
2 1/4桥远程传输应力应变计算及误差分析
2.1 两线制1/4桥电路
使用电阻应变片测量水工金属结构应力时,电阻应变片与电桥电路、信号采集仪器之间相隔很远,这会使电阻应变片引线过长,过大的引线电阻导致应变计算产生误差。
图2带线阻的1/4桥电路Fig.2 Quarter-bridge circuit with line resistance
图2所示为线阻不可忽略时1/4桥电路示意图,假设单根引线线阻为r,当电阻应变片处于工作状态且ΔR<<R0时,电桥输出的电压为:
由式(1)可得,此时应变值为:
与式(4)相比,计算误差为:
公式(6)是在ΔR<<R0时得到的,当电阻应变片测量的应变值较大时,ΔR也会变大,则条件ΔR<<R0就不成立,使应力应变计算产生非线性误差。当ΔR相对R0不能忽略不计时,电桥输出的电压值为:
由式(1)可得,应变值为:
用泰勒公式将式(12)展开,得:
与式(4)相比,计算误差为:
式(13)相比公式(4),引入了应变片引线的线阻值,并且ΔR相对R0忽略不计,消除了线性误差。
式(13)中电阻应变片引线线阻值r会随温度的上升(下降)而增大(减小)。当引线电阻值变化时,会导致应力值的变化,这就是引线的热输出。可采用加补偿片的方法补偿电阻应变片引线的热输出。
如图3所示,R1为工作片,R2为补偿片,r分别为R1和R2的引线电阻。工作片R1贴在水工金属结构需要被测量的部位,补偿片R2贴在一块不受力且与测量部位材料相同的试样上,试样放置在与被测部位相同的环境中,工作片R1和补偿片R2的引线为同一规格导线且处于相同的环境中。当温度发生变化时,工作片R1和补偿片R2引线的电阻值都发生变化,但它们的变化是相同的,工作片R1和补偿片R2接在相邻的桥臂上,所以对电桥输出的影响相互抵消,从而起到补偿的作用。
若R1=R2=R0,则由式(1),(2)可得应变计算公式为:
与式(4)相比,计算误差为:
2.2 三线制1/4桥电路
工程实际中,带补偿片的1/4桥接法使电阻应变片的数量与导线的长度增加1倍,施工量大大增加,且水工金属结构所处环境恶劣,如钢闸门等设备与坝体,水流接触,将补偿片所在试样放置于合适的位置使与工作片所处环境相同非常困难,这样会影响补偿效果,产生很大的测量误差。
图3带补偿片的1/4桥电路Fig.3 Quarter-bridge circuit with compensating gage
相比带补偿片的1/4桥接法,三线制1/4桥使用简单方便,可减少监测成本,降低施工量,同时使用温度自补偿电阻应变片,可得到很好的应力应变测量信号。
如图4所示,r分别为电阻应变片R1的3个引线阻值,在三线制电桥接法中,其中一根引线的阻值被分配到电阻R2所在桥臂上,电桥输出端U0上的引线阻值r相对采集仪器输入阻抗可以忽略不计,电阻应变片R1与电桥电阻R2处于相邻桥臂,当电阻应变片的引线处于同一环境下时,温度变化对电桥输出的影响可以相互抵消。
若R1=R2=R0,则由式(1),(2)可得应变计算公式为:
与式(4)相比,计算误差为:
式(17)与式(13)相比较,补偿了温度对线阻值r的影响,测量结果更精确。
3 应力应变监测系统试验验证与分析
试验地点是云南大盈江二级水电站,应力测点为水电站冲沙泄洪弧门右上支臂第三梁格中心,试验前将冲沙泄洪弧门前的检修门关闭,打开冲沙泄洪弧门,等到冲沙泄洪洞内的水完全放干后关闭冲沙泄洪弧门,使其处于零负载状态。电阻应变仪测量精度高,现地测量可得到非常准确的应变值,因此,以电阻应变仪现地测量值为基准值,在监测系统中使用公式(4)和(17)分别计算测点应变值并与基准值比较得出测量误差。
试验仪器为秦皇岛市协力科技开发有限公司生产的动静态电阻应变仪XL2101DS8,测量范围为±38 000με,最大采样频率为5 000Hz,分辨率为0.1με;美国UEI公司生产的DNA-208动态应变采集卡,输入电压范围为±10V,最大采样频率为1 000Hz,分辨率为18bits;应变片阻值为120Ω,灵敏度系数为2.0,电阻应变片引线阻值r为2.4Ω。
冲沙泄洪弧门最大开度为10.4 m,由于刚开始应力变化比较大,所以开度为0~1m时以0.1m为间隔取测量的应变值,开度为1~10.4m时,以2m为间隔取测量的应变值。以动静态电阻应变仪XL2101DS8现地测量的应变为基准值,监测系统使用DNA-208动态应变采集卡测量电桥的输出电压,由公式(4)和(17)计算应变值,见表1。
分析表1中的数据可得:与基准值相比较,公式(4)的平均误差为1.7%,公式(17)的平均误差为0.3%,因此,公式(17)的精确度更高,更适合应力信号远程传输时应变值的计算。
4 结论
本文基于1/4桥三线制电路提出了水工金属结构应力信号远程传输时的改进算法,该算法消除了电阻应变片引线线阻值过大引起的计算误差和电桥电路的非线性误差,并可有效补偿温度变化产生的虚假应变。通过云南大盈江二级水电站应力实时在线监测系统实际试验验证了改进算法计算结果的准确可靠,且具有更高的精度,可应用于水工金属结构应力长期远程在线监测中。
参考文献
[1]承芳玮.锈蚀对弧形钢闸门的强度及动力特性的影响[J].中国农村水利水电,2015,(1):125-128.
[2]罗尧治.双拱型钢管结构闸门模型试验研究[J].水利学报,2007,38(9):1 121-1 126.
[3]严根华,陈发展.溢流坝表孔弧形闸门流激振动原型观测研究[J].水力发电学报,2012,31(2):140-145.