高精度测量（共12篇）
高精度测量 篇1
0引言
温度检测和控制在工业应用中占相当大的比重, 其系统主要由三部分组成:温度传感器、连接电缆 (对远距离传输) 、温度显示及控制装置。大多数情况下, 温度传感器在很恶劣、嘈杂的环境中工作, 测量仪器远离传感器, 实际需要的传输线很长。若以电压信号传输较长距离, 易受电磁噪声干扰;若以电流信号传输, 则不易受传输线长度的影响。将温度传感器信号转换为电流信号输出, 传输给负载, 可提高被测信号的远距离传输能力。
1 设计方法的选择
1.1 温度传感器
热电阻传感器可分为金属热电阻式和半导体热电阻式两大类, 前者简称热电阻, 后者简称热敏电阻。常用的热电阻材料有铂、铜、镍、铁等, 具有高温度系数、高电阻率、化学及物理性能稳定、良好的线性输出特性等, 常用的热电阻如PT100、PT1000等。
热电偶是目前接触式测温中应用十分广泛的热电式传感器, 具有结构简单、制造方便、测温范围宽、热惯性小、准确度高、输出信号便于远传等优点。热电偶的使用误差主要来自于分度误差、延伸导线误差、动态误差以及使用的仪表误差等。
非接触式温度传感器测量原理是被测物体通过热辐射能量来反应物体温度的高低。这种测温方法测温范围宽, 精度高, 反应速度快, 既可测近距离小目标, 又可测远距离大面积目标。其目前运用受限的主要原因:价格相对较贵;其输出同样存在非线性的问题, 而且受与被测量物体的距离、环境温度等多种其他因素的影响。
为此, 设计采用具有高温度系数、性能稳定及良好的线性输出特性的PT1000作为温度传感器。
1.2 线制
铂电阻的端子接线有3种不同的连接方法, 即2线制、3线制、4线制。铂电阻虽是一种阻值随温度改变的温度传感器, 但实际上, 使用时要把引线电阻计算在内。因此, 2线制适用于传感器在印制板上, 即测量回路与传感器不太远的情况。3线制和4线制都较适合远距离测量。电缆中导线的种类相同, 则导线电阻相同, 其温度系数也一样, 即使电缆长度改变, 温度系数也一起跟着改变进行温度补偿。为此, 温度检测设计采用3线制方式。
1.3 测量阻值方法
阻值的测量方法分为:恒压法, 就是加在铂电阻两端电压保持恒定, 测量电流变化的方法;恒流法, 就是流经铂热电阻的电流保持恒定, 测量其两端电压的方法。恒压法的电路非常简单, 组成桥路就可进行温漂补偿, 但电流与铂热电阻的阻值变化成反比;对于恒流法, 电压与发热电阻的阻值变化成正比, 线性化方法简便、直接。因此, 温度检测设计采用恒流法的方式进行测量。
2 硬件设计
2.1 恒流源
LM334是美国国家半导体公司生产的三端可调恒流源器件, 具有l~40V的宽动态电压范围, 恒流特性非常好。恒流源的建立只需一只外接电阻, 不再需要其它元件。在基本恒流源电路上, 通过加接一只电阻和二极管可以获得零温度漂移的恒流源。
图1为LM334基本恒流源电路, RSET为恒流源设置电阻。流过LM334的总电流ISET是流过设置电阻RSET的电流IR和LM334偏置电流IBIAS的总和, 即:
由于IBIAS很小只是ISET的百分之几, 式 (1) 可写成:
当, n的典型值约为18, 因而对大多数设置电流而言:
由上式可看出, ISET随温度线性变化, 只需在图1基础上, 再添加一个电阻和二极管, 接好后LM334的零温度漂移恒流源电路如图2所示。
LM334为正温度系数 (约+0.23m V/℃) 器件, 而硅二极管的正向偏压为负温度系数 (约为-2.5m V/℃) 。由ISET≈I1+I2可得
所以, 当R2=10R1时, 恒流源温度漂移近似为零。
在T=25℃时, 二极管电压 (VD) 为0.6V;由于IBIAS的缘故, R1的电压为67.7m V (64m V+64m V×5.9%) 。
综上, 零温度漂移恒流源公式为:ISET≈0.134V/R1。
2.2 一级放大电路
一级放大采用集成的仪用放大器AD524C为主要器件, 接线如图3所示。芯片电源端2个0.1μF的瓷介电容作交流旁路, 并尽可能靠近放大器电源引脚, 引脚要尽可能短, 以减小引线电感;输入端2个100μF电容与芯片中输入端的电阻组成低通滤波器, 用于补偿高频时运放的CMRR的降低。
如需要调节失调电压, 在4、5脚间接入10kΩ电位器, 电位器中心头接正电源即可。在RG1与RG2之间接入一只增益电阻RG即可, G与RG关系为:
G=10℃时, 输出vOUT=10V;G=100℃时, vOUT=13.85V。
2.3 二级放大电路
2.3.1 无隔离的二级放大电路
图4为无隔离温度调理电路的二级放大电路。运放采用OP27GZ为主要器件, 它是一种理想的低噪声精密OP-AMP, 其高增益和快速回转率为高速数字可获系统提供卓越的动态精度。
在此级放大电路中, 基准电压由LM317L的稳压可调电路获得。电路中R1和R2组成可调输出网络。为了使电路中偏置电流和调整管的漏电流被吸收, 设定R1为120~240Ω, 通过R2泄放的电流为5~10m A。其保护电路原理与恒流源一样。输出电压值为:
图4中, A2为一个正向加法放大器, 主要起调整放大倍数和零位的作用。在R11的左端加一给定0℃一级放大的输出电压VREF, 则:
R6=R8, VREF=-10V, 则:
这一级将信号放大1.6883倍, 所以, 0℃时, VOUT=0V;100℃时, VOUT=6.500V。
2.3.2 带隔离的二级放大电路
图5为带隔离温度调理电路的二级放大电路, 采用ISO121BG电容耦合式缓冲隔离放大器为主要器件。其隔离电压有效值高达3500V, 非线性小、温漂小、静态电流小, 是一种理想的隔离放大器。该器件外形采用工业标准封装, 为40脚DIP封装。
ISO121BG的每个电源端必须接一个0.1μF的瓷介电容作交流旁路, 并尽可能靠近放大器电源引脚, 引脚要尽可能短, 以减小引线电感。输入和输出地要分开, 可减小电路噪声。即使接地平板为低阻, 信号的公共线还是要直接接到芯片的公共脚, 而不要接地平板。确保接地电阻最小, 避免外电路引入增益和隔离模式抑制误差 (IMR) 。任何跨接在隔离栅两端的电容都会增加交流漏电流, 并可能减小高频IMR。模拟地、数字地和输入公共端分别直接电源, 使3个地分开, 避免地阻不为零造成信号间的干扰。
2.4 报警功能
报警电路如图6所示, D5起继电器断电后的续流作用, R1调节报警时的VREF。因为D4的门坎电压至少有0.5V, 所以当待比较电压小于标准电压时, 比较器输出低电平为GND+0.4V, D4不导通, 为了使得电路更可靠, 在此用两个二极管串联。利用三极管驱动继电器, 当其b极电压为0时, Vbe≤0, 三极管截至。
比较器的基准电压也采用LM317L的稳压可调电路, 原理同二级放大器。输出电压值:
2.5电流信号输出
电流信号输出电路将0~10V电压信号转换为4~20m A电流信号, 供后续设备使用, 如图7所示。
该电路图7采用XTR110BG紧密U/I变换器。其内部由输入放大器、U/I变换器及+10V电压基准电路组成, 通过管脚的不同连接, 实现不同的输入输出范围, 非线性小于0.005%。
在输入为0V时, 调节R28使输出为4m A;输入为10V时, 调节R26使输出为20m A。C14为去耦电容;为减小器件本身热误差, 使用三极管 (Q1) 驱动;D12、D13可以避免驱动负载为电感型时, 反电动势损坏器件。
2.6 电源输入
每一路电源接入端由二极管和电容构成。二极管防止电源接反或反串;电容给接入电源滤波。
3 结语
该温度检测方法可有效地控制零位的漂移, 具有较好的线性度及温度补偿功能, 大大提高了测量精度, 并且有利于采集信号的远距离传输。
摘要：介绍以pt1000为传感器的高精度温度测量系统的设计。该系统实现了低零漂、高精度、远传输的温度信号测量功能。
关键词：传感器,温度,测量
参考文献
[1]张翠莲, 杨家强, 邓善熙.铂电阻温度传感器的非线性特性及其线性化校正方法[J].微计算机信息, 2002, L4 J (1) :43-45
[2]谢自美.电子线路设计·实验·测试 (第二版) [M].武汉:华中科技大学出版社, 2000
[3]何希才.新型集成电路及其应用实例[M].北京:科学出版社, 2002
高精度测量 篇2
一种立体视觉测量高精度标定新方法
提出一种实现通用摄像机标定和现场高精度立体视觉传感器标定的.新方法.该方法无需预先给定初始参数,而是根据投影矩阵计算摄像机参数的初始值,结合镜头畸变的标定数学模型,实现通用摄像机标定;在立体视觉传感器三维测量模型基础上,引入目标距离约束建立结构参数标定优化目标函数,从而得到使空间距离偏差最小的最优结构参数,实现传感器现场高精度标定.实验结果表明,上述方法标定精度较高,已标定传感器空间距离测量相对误差小于0.45%.
作 者：吴斌 薛婷 邾继贵 叶声华 WU Bin XUE Ting ZHU Ji-gui YE Sheng-hua 作者单位：天津大学,精密测试技术与仪器国家重点实验室,天津,300072刊 名：光电工程 ISTIC PKU英文刊名：OPTO-ELECTRONIC ENGINEERING年，卷(期)：32(12)分类号：V556关键词：通用摄像机标定 传感器标定 距离约束 目标函数
机械精度对中心偏测量精度的影响 篇3
关键词：测量仪 技术指标 机械精度
中图分类号：TH741 文献标识码：A 文章编号：1007-3973（2013）012-159-02
1 引言
中心偏指的是透镜的光轴以及几何轴的不重合性，一般是多个镜片共同组成的成像系统，因为每一个镜片的光轴与系统的光轴之间存在差异，那么必然会造成慧差和像散等各种连续性情况出现，但是大部分的对于精度设计要求较高的洗头工都需要有高水平和高稳定性的测量，因此也就注定了中心偏测量属于高精度镜头中不可或缺的一个环节，也就表示了中心片测量的结果需要绝对精准。
2 仪器设计过程中主要考虑的问题
2.1 基本工作原理
此项测量方式就是将被测的光学系统放在仪器的基准轴的可控渠道上，并且使得被测的光学系统光轴和仪器基准轴轴线做合并，之后把仪器的十字丝象投影在被测的光学系统待测面的球心之上。通过此项球面从准直反射至仪器的分划板象面之上。
2.2 光能量估计
发射回的像光能量大小与偏心的测量之间有精确的密度联系，通常情况下会认为反射回的象光度越强效果越好，可是因为光学表面全部镀上了一层高增透膜，因此这个表面能够返回的光能量大约之有不到2%，为了确保测量的精确度，因此要求象有一定的强度。
3 影响测量精度的各项关键因素
3.1 轴晃动
旋转轴线的误差精密器械之中，一般轴系在旋转过程中回转精度都不会低，反而相对较高，而且其中的精度通常使用轴系的轴线位置变动数值做表示。如果一切外部环境适当，轴身的旋转中心线和套筒的中心线需要完全重合，但是因为轴心的吻合程度之间存在较大的误差，因此就会有轴线误差情况的产生，但是旋转轴实际情况下能够将回转轴线分成两部分：一个是径向间隙的误差；另外一种是晃动过程中产生的误差。
3.2 测量光轴的倾斜与平移造成的影响
测量头的光轴倾斜与平移会对测量仪设计过程中的各项要求有一定的影响，因此在设计过程中要求测量头的光轴和转台的光轴合并，因为制作和安装等一系列的影响因素造成的影响，出现误差是必然的。除此之外，导轨的直线度程度低，也会使得光轴发生倾斜和位移等。可是在测量仪的设计过程中，使用的方式是选择圆直径对偏移量做计算，不论是中心偏移量大小如何，在输入旋转光信号的过程中，运行轨迹必然会形成一个圆，那么只需要计算出原形的半径，测量出光学中心的偏移量就非常容易了。所以，测量头光轴的位移以及倾斜程度和造成弯曲情况对于测量结果而言影响并不显著。
3.3 瞄准读准精度
瞄准读准精度针对瞄准读数而言，能够透过以下几种方式将精度提升：（1）放大倍数。倍数被放的越大，那么其中产生的图像也就越大，越加能够精确的判定出图像的位置。（2）CCD摄像头参数。通常情况下，CCD像越小，那么在单位面积上的接收信号就会越多，相对的测量的精确度就更高，除此之外，CCD象元的均衡性通常不大，在计算过程中能够忽略不计。（3）透镜成像质量光学透镜的成像质量越高，那么投射出的影像质量就越高，同理当中的读数精度就越高，一般瞄准读数的误差大概只有几秒。
3.4 安装误差
安装误差对于测量的数据影像，在测量过程中，因为安装存在不确定性，或者调整的夹具调整欠缺，那么出现一些误差的情况也是必然的。被测量物件的透镜装备一般是在镜筒之中，在设计的过程中，一般基准面是外面一面，此面的误差允许范围在0.03mm以内，在使用装备过程中的垂轴基准面对于该面端面的跳动允许范围为0.015mm。
3.5 光角平移造成的误差
在测量安装的光学系统过程之中，因为夹角和透镜之间存在着缝隙，那么就会造成光轴平移的情况出现，在出现光轴平移的过程中，一般测量的操作体系会降落到数据需要对应的规范之下，理想状态下不会发生平移的情况，但是在实际操作过程中出现偏差是必然存在的。假设被测量的球面直径为40mm，那么出现的误差测量方式 =€？.015/20rad=€？.0075rad=€？50″。
4 关键技术操作方案
4.1 自动调焦过程
自动调焦指的是为了能够让被测图像实现最佳的清晰模式，图像清晰程度表示的函数使用的图像微分值的叠加组合表示的。在观测过程中发现图像存在模糊性时，那么图像之中的低频分量就会变多，相反，若是测量的图像比较清晰的话，就会有各种高频分量出现。完成叠加的过程中，可以选择一个区间度数合理的数值，将大量的低频分量做分离，那么就能够让清晰度的表象更加的确切。从这里就能够发现，数值越大，图像有越高的清晰度。
4.2 指标自准像的提取
为了更加方便图像在处理过程中的识别标识特点，通常情况下会把指标像设计成特点明显的十字像。因为CCD的接收面和光学系统的施力范围有一定的限制，那么当被测的透镜中心偏移情况较突出的过程中，或者是在安装的工程中，被测量的透镜光轴和基准线直线存在偏移，指标的自准像圆半径会变大，并且出现在视场以外，进而造成像位置的不准确。因为每一个十字之间的位置都是固定的，所以只需要在视线范围内看到一个十字，在了解清楚彼此之间的关系，那就很容易计算出中心十字线的具体方位。
5 测量数据的调整
开展数据的优化处理是有必要性的，因为对测量的数据的准确性造成影响的因素分析，发现主要的原因就是安装误差，其余的一些原因造成的影响都不大，不会对数据的重复性有太大的影响，同时能够依照对系统的小范围调整减少误差出现的概率。如果光轴的倾斜与平移并存，那么造成的误差会比中心偏测量仪设计的指标误差数值更大，假如直接使用这些有较大误差的测量结果对高精度的光学设备做判定，很明显是和要求不相符合的，那么也就没有什么测量的必要了。如果把一个毫无精度可言的系统判定为符合要求的操作系统，造成的严重后果是可想而知的。
6 结语
文中简单分析了造成光学运行体系内的中心偏测量仪的测量误差，并且分析影响精度的主要原因。在光学体系之中，中心偏理论将光学理论的同轴性破除，不但对成像质量造成影响，而且在某些程度上会对透镜的参数测量造成严重影响。所以开展中心偏测量的研究是非常有必要的，这对于透镜的加工以及光学系统的核准而言都是有积极性影响的。
参考文献：
[1] Tan C L，Lin B，Chen B.Development of an Instrument for Measuring Curvature of Lens[C].2nd International Symposium on Advanced Optical Manufacturing and Testing Technologies：Optical Test and Measurement Technology and Equipmen，SPIE，2012，01（23）：6150-6155.
[2] 李庆利，张少军，李忠富，等.一种基于多项式插值改进的亚像素细分算法[J].北京科技大学学报，2013，25（3）：280-283.
铂电阻高精度温度测量系统设计 篇4
温度是工业生产过程中非常重要的测量参数, 温度测量和控制的准确性直接影响产品生产和产品质量。随着测量技术的发展, 对温度测量精度的要求也越来越高, 譬如, 化工行业联合制碱中要求温差控制在0.2℃, 在色谱仪的工作范围内要求温度测量优于0.05℃[1]。铂电阻温度传感器因具有精度高、线性度好、响应速度快等诸多优点, 被作为工业精密测量系统中广泛使用的理想测温元件。采用铂电阻进行高精度温度测量需要克服几个技术难点:引线电阻、自热效应、元器件漂移以及噪声干扰等。
易先军等[2]提出了以铂电阻为测温元件的高精度温度测量方案, 解决了铂电阻温度测量对硬件电路的一些基本要求, 但是测量精度不佳;方益喜等[3]设计了恒流源驱动三线制铂电阻的高精度温度测量系统, 较好地提供了测量误差和温度漂移的校准方法, 但是没有很好地解决引线电阻对温度测量的影响;汪国定等[4]提出了恒流源驱动四线制铂电阻测量方法, 有效解决了铂电阻的引线电阻和自热效应, 但是没有详细分析实际应用过程中外界干扰对系统测量的影响, 也未给出相应的抑制措施。
本研究采用微电流驱动四线铂电阻Pt100的测温方案, 可以完全去除引线电阻引起的误差, 有效减少自热效应, 通过使用软、硬件抗干扰滤波技术降低噪声、抑制干扰、减少系统误差, 提高系统的测量精度和稳定性。
1 铂电阻高精度温度测量系统
铂电阻Pt100是利用金属铂 (Pt) 的电阻值随温度变化而变化的物理特性而制成的温度传感器[5]。用Pt100作为测温元件进行温度测量的关键是要准确测量出Pt100的电阻值。
按照IEC751国际标准[6], 现在常用的Pt100 (R0=100Ω) 是以温度系数TCR=0.003 851为标准统一设计的铂电阻。它的温度电阻特性是:
当-200℃
当0℃
式中:Rt—Pt100在温度t (℃) 时的电阻值, R0—Pt100在0℃时的电阻值。
当TRC=0.003 851时的系数值为:
可见, Pt100的非线性度小, 实际计算一般采用线性化处理:
其中R0=100, 温度计算公式如下:
根据Pt100的温度特性, 本研究设计的四线制铂电阻Pt100高精度测温系统如图1所示。系统主要由恒流源驱动电路、四线制铂电阻接口电路、仪用放大电路、抗混叠滤波电路、采样保持电路以及A/D采样电路构成。系统正常测温时, 恒定电流通过Pt100产生相应的电压信号, 先进入仪用放大电路, 去除共模干扰并进行适当放大, 再通过抗混叠滤波电路和采样保持电路去除高频谐波, 然后输入高精度A/D转换器。A/D转换后的数字信号进入单片机系统进行数字滤波, 最终通过公式计算得出真实温度。
2 电路设计与参数选择
2.1 恒流源电路
恒流源是铂电阻测温电路中的关键模块, 其功能是将铂电阻温度传感器感知的随温度变化的电阻信号转换成可测量的电压信号。根据元器件发热公式 (P=I2×R) 可知, 铂电阻上流过的电流I不宜过大, 影响系统测量精度。
恒流源电路如图2所示, 其中, 运算放大器U1构成加法器, U2构成电压跟随器。U1、U2选用低噪声、低失调、高开环增益的双极性运算放大器OP07CD。Vref为恒流源参考电压, 由超低噪声LDOXFET基准电压源A/DR441B提供稳定电压, 温度系数为3 ppm/℃, 实际输出为2.485 V。Rref为参考电阻, R5、R6、R7、R8为分压电阻, 均选用精度0.1%的精密电阻且R5=R6=R7=R8。
该恒流源电路具有输出电流恒定、输出阻抗大、温度稳定性好、负载一端可接地、输出电流大小极性可改变等特点。电流大小Iout可以通过Rref和Vref调节, 计算公式如下:
2.2 四线制铂电阻接口电路
在铂电阻高精度温度测量系统中, 引线电阻一定不能忽略。常规的二线制、三线制铂电阻测温方法是忽略其引线电阻或者近似引线电阻值相等。这两种方法的测量值和真实值存在一定的偏差。
假设两线制Pt100引线采用长度为1 m, 直径为1 mm的铜线, 铜线的电阻率约为0.020 1, 则四线制Pt100的引线电阻阻值约为:2×1 m×0.020 1/ (3.141 5×0.52) =0.051 2Ω。
铂电阻传感器Pt100按照升降率0.385 1Ω/℃变化, 由此产生的引线误差为0.051 2Ω/0.385 1 (Ω/℃) =0.132 9℃, 且引线越长, 误差越大。
为消除铂电阻引线电阻对测量精度造成的影响, Pt100采用四线制接法。四线制接口电路如图3所示, 分为恒流源动力引线和电压驱动引线两部分。其中, R1、R2两条引线属于恒流源动力引线, 将铂电阻传感器连接到恒流源;R3、R4两条电压驱动引线将铂电阻的电压信号连接到仪用放大电路。由此本研究将驱动Pt100的恒流源与温度检测电路分开, 保证即使R1和R2两条引线电阻出现变化产生压降也不会影响温度测量的准确性。
2.3 仪用放大电路
共模干扰是采集系统中常见的一种干扰, 主要由外界功率器件感应耦合、辐射耦合以及电路不平衡性产生[7]。恒流源通过四线制铂电阻产生的差分信号通过仪用放大电路输出一个单端对地的信号, 能够有效减少系统中共模干扰对其影响。
仪用放大电路设计如图4所示。由运算放大器U3、U4按同相输入接法组成第一级差分放大电路, 运算放大器U5组成第二级差分放大电路, 将U3、U4的输出作为U5的输入。电压增益由电阻调节, 其中R11=R12, R13=R14。该仪用放大器具有增益可调节、高输入阻抗、低输出阻抗、高共模抑制比等特点。
该仪用放大电路电压增益Av计算公式如下:
2.4 抗混叠滤波与采样保持电路
在测温系统的数据采集过程中, 不可避免地会混入干扰信号。常见的干扰信号有电力线频率在50 Hz或60 Hz的工频噪声以及其他高频设备产生的噪声等。当这些信号的频率超过奈奎斯特采样定理所规定的范围时, 就会采集到一些混叠信号并对有用信号造成干扰, 即频率混叠[8]。这种频率混叠信号即使后续电路中有数字滤波也不能完全消除干扰。为了最大程度地抑制混淆现象, 需要采用抗混叠滤波和采样保持电路将混叠信号进行衰减和滤除。
抗混叠滤波电路设计如图5所示。虚线部分 (1) 是由电阻R15和电容C1组成的RC低通滤波电路, 能够滤除高频信号中大于低通滤波电路截止频率1/2πRC的干扰信号[9]。虚线部分 (2) 为采样保持电路, 能够减小孔径误差充分发挥A/D转换器的性能, 同时滤除高频谐波。在这个电路中, 采样保持电路在采样阶段与低通滤波电路直接相连, 电容C1与C2会形成一个充放电回路, 在采样时间很短的情况下, C1和C2上的电压都达不到稳定, 增加系统干扰, 影响采集精度, 因此必须增大电容C1的容值。假设使用24位A/D转换器, 当C1/C2>224时, 就可以大幅度减小由电容充、放电带来的干扰[10,11]。
2.5 A/D转换器
A/D转换器是数据采集器的核心器件, 决定了系统的测量精度。本研究选用24位高分辨率A/D转换器CS5550, 电压增益10倍、50倍可选, 增益后电压输入范围-2.5 V~+2.5 V, 最高转换速度为4 000 sps, 自带数字滤波器, 通过配置寄存器的转换次数进行均值滤波, 24 bit双极性输出, 最高位表示符号位。单片机通过SPI总线和CS5550连接。
2.6 电路参数选择
系统实际测量过程中必须综合考虑温度测量范围、恒流源的大小、仪表放大电路的放大增益、抗混叠滤波电路的截止频率以及A/D转换器的放大增益, 选择合适的电路参数。
设实际温度为T, 测量电压为Vout。当实测温度T=0~100℃时, 铂电阻传感器Pt100的电阻值范围是100Ω~138.51Ω。本研究选择Rref电阻为10 kΩ, 根据公式 (5) 得出输出恒定电流为248.5μA, Pt100输出的电压值范围Vout为25 m V~34.627 m V。选用仪用放大器的电阻R9=R10=R11=R13=22 kΩ, Rg断开即电阻趋于无穷大, 根据式 (3) 计算输出增益Av为1。抗混叠滤波电路选用电阻R15=100Ω, 电容C1=47μF, C2=2 p F。保证C1/C2大于224, 截止频率1/ (2π×R15×C1) 小于30 Hz, 滤除高频信号, 通过低频信号。设置A/D转换器电压增益为50, 使其输入电压在1.250 V~1.731 V之间, 维持在其满量程的1/2~2/3, 充分发挥A/D转换性能。
根据上述参数设置和公式 (4) 可以得出实际温度T和测量电压为Vout的理论关系为:
3 系统标定和误差分析
由于铂电阻Pt100的自身精度以及电路中元器件的漂移, 根据理论公式计算得出的温度会和真实温度会存在一定偏差。系统选用不同铂电阻进行测温时, 必须先进行温度标定, 求得电压和温度的实际对应关系。
本研究采用RTS-35A制冷恒温槽与精度0.01℃高精密温度计进行温度标定, 该恒温槽稳定后温度波动度为±0.01℃/30 min。在10℃~80℃范围内, 铂电阻测温系统每隔10℃进行一次温度测量。测量时A/D采样速率选用500 sps, 待恒温槽温度稳定后, 本研究对每组温度进行100 s的采集, 进而对所求的50 000个测量电压求平均, 测量温度由理论公式 (7) 计算得出, 实际温度由高精度温度计测量得出。标定前测量数据如表1所示。
由表1可知, 标定前测量温度和实际温度误差超过0.3℃, 说明根据理论公式计算的温度和实际真实温度存在较大误差, 必须进行温度标定。根据这8组不同温度下恒温槽的实际温度和系统实际测得电压值采用最小二乘法进行线性拟合, 得出实际温度T和实际测量电压Vout的实际关系为:
根据线性拟合公式 (8) 再次测量恒温槽的温度, 测量数据如表2所示。
通过测量结果分析, 系统根据拟合公式测得的温度和实际温度的误差不超过±0.03℃。通过表1和表2测量误差数据对比分析可知, 系统通过温度标定之后测量误差有了明显降低。
4 结束语
本研究设计了一种高精度温度测量系统:由恒流源微电流驱动四线制铂电阻Pt100, 产生的电压信号先经过仪用放大电路进行放大, 然后通过抗混叠滤波电路和采样保持电路滤波, 进入高精度A/D转换器进行信号采集, 最后单片机根据特定公式计算出真实的温度值。该系统能够有效克服铂电阻自身的引线电阻, 减小自热效应, 降低外界干扰对测量系统的影响。
通过恒温槽测温实验和误差分析可知, 该测温系统达到了测量精度高、误差小的设计要求, 具有良好的可靠性、稳定性和实用性, 标定后温度测量误差小于±0.03℃, 可以满足工业生产过程中对温度测量的高精度要求。
参考文献
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高精度测量 篇5
摘要：用MSP430P315单片机的A/D转换器，实现阻性温度传感器的电阻检测；用查表和线性插值结合的方法，简化标度变换的算法结构。对电池电压的降低进行补偿的同时分析补偿电阻的精度对温度检测的影响。关键词：单片机 线性插值 补偿 温度检测
引言
长期以来，人们在测量温度时，大部分使用常规的测量方法测量。检测精度要求较高时，调理电路复杂、A/D的位数高，使设计的系统成本居高不，很难普及。随着电子技术的发展，出现了很多功能完备的低功耗、低电压大规模集成电路，为设计便携式高精度测温系统提供了硬件基础。本文介绍的高精度便携式测温仪，使用了非常适合作低功耗便携式测试设备美国TI公司的MSP430P325为控制器，用Pt500铂电阻完成温度检测，检测的温度通过液晶显示器显示。本测试仪的测温精度达到0.03℃。
硬件电路设计
MSP430P325单片机内部集成了可切换的精密恒流源。精密恒流源的电流大小由外部精密电阻确定，同时内部又集成了6个14位的A/D转换器和液晶控制器。这样的内部结构，适合驱动性传感器。因此，可减少信号调理环节和显示环节的扩展，大大地简化了系统结构，效降低了系统功耗。
1.温度传感器数学模型
温度敏感元件采用铂电阻Pt500，在～630.75℃温度范围内铂电阻阻值与温度关系为
(本网网收集整理)
b=-5.847×10-7/(℃) 2
根据上式进行温度计算，需要求解二阶方程的解，计算程序复杂，精度也难以保证。为此本文使用表格法和线形插值法进行温度标度变换。方法如下：首先，以温度增加1℃对应的绝对电阻值建立120个表格，A/D转换结果与表格内的电阻值进行比较，直到Rn≤RM 2.MSP430P325单片机的A/D转换原理 MSP430系列单片机具有低功耗、高抗干扰、高集成度等优点。其中MSP430P325单片机具6有个通道14位A/D转换器，如图1所示。6个通道中A0～A3可编程为恒流源工作、适合于外妆电阻性、无源传感元件的应用场合。SVCC端是A/D转换的参考电压端，它可连接于片内的AVCC，也可由外部稳压源提供。A/D转换采用逐次逼近原理，由内部一个电阻网络生个开关电容网络配合D/A及比较器等电路来实现，由时钟ADCLK控制转换的进程。转换过程经过两卡，首先通过电阻阵列分压值与输入信号的比较来确定输入信号电压的范围，这个电压范围是将参考电压分成4等分，由低到高分别称范围A、B、C、D；然后由开关电容阵列逐位改变电容量，来搜索与输入信号最接近的电压值，由于电容量是以二进制幂排列的，完成搜索后开关的接通状态即为输入信号的A/D转换值。实际上的由电阻网络确定转换值的高2位，由开关电容网络确定了转换值的低12位。 当启动转换时在ACTL中设定了信号电压范围，实际已确定了转换数据的高2位，经过电阻网络的高2位判别就不必进行了，因此转换速度较快，它的转换速度为96个ADCLK周期。而如果启动转换时在ACTL中设定为自动搜索输入电压范围，ADAT中的将出现全部14位转换数据，这时转换时间增加到132个ADCLK周期。输入端输入信号是经过电阻型传感元件实现的，A/D输入端中的A0～A3，可以编程为恒流源输出端对传感元件供电。要实现这一功能，除了要对ACTL定义外，还要在引脚SVCC和REXT之间连接一个外接电阻，以构成恒流源，恒流由A/D输入端输出。这时检测的信号是传感元件上的电压值。关系 为VIN=0.25×Vsvcc×RSEN/REXT。其中，Vsvcc是参考电压，RSEN是传感元件电阻，REXT是构成恒流源的外接电阻，VIN即为在传感元件上检测到的电压值。A/D转换的精度较高时，数据低位受干扰的可能性也增大了。因此，MSP430P325单片机的模拟数字的供电是分开的，包括AVCC、AGND、DVCC、DGND等引脚。为保证A/D转换精度，在电路中不应将它们的简单地连接在一起。分成两组电源供电比较理想，但是在实际电路中往往难以做到。可采用在AVCC与DVCC之间加LC滤波去耦电路来隔离。在AGND与DGND间串入反向并联的二极管可使两点在电压低于0.7V时处于断开状态。空闲的输入端用作数字通道时，要防止对相邻模拟通道的干扰。这种干扰是经通道间的电容引入的。避免的方法是A/D转换期间避免数字通道出现信号跳变。由于A/D转换过程利用了开关电容网络，当信号源的内阻过大时会因RC常数过大而影响转换精度。A/D输入端的等待输入阻抗大约相当于2kΩ电阻与42pF电容的串联电路。ADCLK为1MHz时，信号源内阻低于27KΩ才能保证转换精度。 3.外加电阻与测试精度的关系 使用铂电阻进行测温时，外加电阻与恒流源电流之间的关系式为 ISET=0.25×VSVCC/RSET (2) 式中：ISET为恒流源电流，VSVCC为电源电压，RSET为外加电阻。 铂电阻到地的电压VIN为 VIN=Rt(t) ×ISET （3） 从式（2）中可以看出，影响铂电阻两端电压检测精度的因素有两种：一个是电源电压的波动，另一个是外加电阻的`精度和温度稳定性。从仪表使用情况来看，仪表的供电电池的电压随时间推移逐渐减小，如果没有相应的补偿方法，铂电阻的温度检测精度是无法保证的，因此本文提出如下补偿方法。 MSP430P325有4个恒流源输出A/D转换通道（可以切换的），在另一个通道接一个与外加电阻RSET相同阻值的电阻，每次A/D转换时进行电阻电压降低补偿。补偿方法如下： 恒流源给铂电阻供电时铂电阻两端电压为 VIN=0.25×VSVCC×Rt(t)/RSET （4） V=0.25×VSVCC×R/RSET (5) A/D转换以后铂电阻两端电压的数字量为Nx，固定电阻的两端电压的数字量N，因为A/D的转换精度和位数是一致的，因此得出如下结果： Nx/N=Rt(t)/R (6) 从式（6）可以看出，铂电阻两端电压的A/D转换结果与电源电压没有关系，这种方法也可以补偿芯片的基准电压离散性。要保证检测精度，外加的固定电阻R的精度是关键因素。如果温度检测范围为0～100℃，外加的固定电阻R的精度大小应如何选择？下面进行定量分析。 Nx/(N±ΔN)=Rt(t)/(R±ΔR) (7) 式（6）和式（7）相除得出如下结果： （N±ΔN）/N=(R±ΔR)/R (8) 如果外加电阻RSET和R的阻值均为500Ω时，要求电阻精度影响数字量的大小为1LSB（温度检测精度0.03℃），那么电阻R的精度为0.02%。 结束语 【摘 要】本文主要介绍应用高精度磁测在大窝铺地区进行的航磁异常查证。通过对地面高精度磁测数据处理，结合磁异常区的地质、地球物理特征及其它地质特征，进一步圈定了5个异常范围，推断出成矿飞有利地段，为钻探工程验证布置提供充分的地球物理依据。 【关键词】高精度磁测；磁异常；解释 大窝铺查证区位于河北省承德市北部40公里。根据1：25000航磁异常圈定的异常， 对“大窝铺”进行1：10000地面高精度磁测。 1.地质概况 大窝铺地区出露地层主要为遵化岩群（Ar3Z），九龙山组（J2j），髫髻山组（J2t），土城子组（J2tch），张家口组（J3z），白垩系（K），大北沟组（K1d），九佛堂组（K1J）。 区内岩浆活动强烈，从早元古代至中生代侵入岩均有出露，而区内以断裂构造为主，大庙—娘娘庙深断裂从查证区通过，该深断裂形成于新太古代，中元古代断裂活动强烈，重要的基性、超基性侵入岩体沿断裂带分布，对铁矿的形成起控制作，同时对燕山期岩浆活动的导控作用也较明显。查证区内的一般断裂比较发育，其中走向近东西向、走向北东-北北东、走向北西向断裂最为发育。 2. 地球物理特征 由表可看出区内出露地层仅为中生界地层，及元古代地层，岩性比较单一。但由上表可以看出仅大庙斜长岩有一定的感磁剩磁反应，由此可见该区岩矿石磁性强度变化明显，构成了利用磁法进行铁矿找寻的地球物理前提。 3.磁异常处理 磁异常处理的目的是消除随机干扰或对异常进行分离，突出目标体产生的异常，使之达到综合信息和多参量的解释。磁异常处理的方法很多，针对此次项目实际情况，为达到利用磁异常判断矿体产状、顶板埋深的目的，对磁测资料进行了如下成果资料表达及综合分析： （1）考虑到斜磁化影响，对原始数据进行了化极数据处理； （2）为分析磁性地质体空间变化进行的向上延拓数据处理； （3）为分析矿体的产状及顶板埋深进行了正演数据处理。 4. 高精度磁异常特征及解释推断 磁测资料解释推断的基本任务，就是依据磁异常特征、岩矿石磁性资料和地质及其它物化探资料，正确判断引起磁异常的地质体的性质，并确定其空间位置和几何参数，同时结合地质规律，对地质构造和矿产分布做出相应的结论。 测区异常大致可分为位于测区北西部的负磁异常，以及位于测区东南部的正磁异常。这与航磁异常特征基本吻合。 磁测ΔT等值线平面图上以800nT等值线圈定矿体，因此，采用800nT作为磁异常圈定的下限，结合ΔT化极等值线平面图该区圈定异常为5处，编号分别为C1～C5。 （1）C1异常 C1异常位于正磁异常场中东部，分为C1-1、C1-2两异常。两异常分布区均被第四系覆盖，下覆岩体多为酸性、偏碱性火山熔岩及火山碎屑岩。经过化极处理后异常的强度均有所增强，且异常化极等值线表现为北西向舒缓，由此可推断异常为北东向倾向；异常区地表出露岩性为流纹质角砾凝灰岩、凝灰质砂岩，对应磁性特征推测，地表下覆应有大庙斜长岩的存在，且该异常形态规则，有深部富矿的可能。 （2）C2-C4异常 C2-C4异常均为北西向串珠状异常，近似呈平形状展布。地表均被第四系覆盖，下覆岩体多为酸性、偏碱性火山熔岩及火山碎屑岩。经过化极处理以后，异常强度变化不大，但几个异常均向北西向有很大程度的延伸。依然表现为北西向近似平行的等轴状异常。异常倾向为北东向；异常区地表大部分被第四系所覆盖，仅北部出露小面积的变质闪长岩，对应区内磁性参数可推测，异常应由磁铁矿所引起，地表下覆存在赋矿的可能。 （3）C5异常 C5异常位于测区东北部，走向北西向。异常位于中生界及晚元古代的交界上。异常呈棒状分布，有四个异常中心，中心磁异常值为1500nT至2000nT不等。C5异常经过化极处理以后，依然表现为北西向轴状异常，同时具有几个极值点。主要变化为异常沿北西向向两侧有很大程度的扩张。异常倾向为北东向；异常区地表北部出露岩性为大庙斜长岩，且该异常形态完整，具有一定的异常强度经济规模，对应区内磁性参数可以说明该异常是由下覆矿体所引起。 为了克服浅部强磁性地质体的干扰，对面积△T资料进行了上延解析延拓，共做了上延50m～150m三个高度。以C5异常为例。由上图可见，当上延高度为150米时，C5异常形态依然清晰，说明此异常在纵向有一定的延伸。为验证异常的空间形态特征，测区共布设了4条剖面。剖面测量结果与面积成果有了很好的验证效果。综合验证测区异常顶板在150米已浅。以2剖面为例，剖面经过化极，正演的结果如下图： 由上图经验切线法判深结果1号异常体深度为152.3米，2号异常体深度为122.4米，3号异常体深度为114.9米。由化极等值线可知从左向右异常体依次对应为C2-1异常， C1-2异常及C5异常。 综上可见，各异常经过化极处理后，异常形态明显，倾向清晰。各异常之间的空间联系明显，印证了岩浆岩型铁矿的形态特征。 6. 结语与建议 （1）通过1：10000高精度地面磁测，共圈定地磁异常5处。经过数据处理分析，圈定圈定的磁异常形态、强度与已知矿磁异常相似，找矿意义较大，推断磁异常为岩浆岩型铁矿经对剖面测量数据进行化极、正演计算，对地磁异常进一步评价，推断磁异常反映的沉积变质铁矿顶板埋深约在100～150m。 （2）在磁铁矿地区运用高精度磁测的方法能够直接有效的圈定异常区，确定异常埋深。方法行之有效，经济实用。 参考文献： [1]熊光楚 《磁铁矿床上磁异常的解译推断》. [2]管志宁 《地磁场与磁力勘探》. 关键词：编程,通用子程序 1 引言 随着科学技术的不断发展, 现有制造业的产品研发能力, 工艺编制水平及制造能力也有了明显的提高。各种新产品、新技术层出不穷, 在高质量产品的制造和高效率生产环境的构建中, 测量技术起到了很大的作用, 其重要性与日俱增。尤其在生产国际化、全球经济一体化迅速发展的时期, 要求不同地区生产的高精度零部件, 必须保证其高精度的要求。现有大多数高精度要求的零部件都是在数控机床中加工出来的, 虽然数控机床的加工精度很高, 但由于一些其他原因列如:人为原因、机床故障原因等等引起的一些误差, 怎样通过一系列方法找出误差并测量出这些数据值, 这对我们是非常重要的。 根据多年的实际工作经验, 利用一些金属探头装置来进行检测。首先把金属探头装置安装在机床主轴上, 其次再利用所编制出的数控测量程序进行零部件的检测和数值计算。最终总结出一套在转子局部加工过程中的测量编程方法。利用此方法的检测, 能够有效地保证图纸几何精度及位置精度。程序具有灵活、方便、使用性强的特点。 2 通用子程序的编制 根据汽轮机转子连轴器端法兰的结构特点如图1, 在转子的电端及调端法兰处有24个对接通孔, 要求每个孔的直径公差必须保证在0.015mm以内, 而且每个孔相对于转子中心O点位置度要求也在0.015mm以内。加工此零件的难度较大, 要保证其设计要求就必须通过反复测量多次加工来实现。所以就要编制一些通用的子程序, 这样每次加工时只需读取相应的参数即可。 2.1 能够测量x-、x+、y-、y+方向上的子程序 如图1法兰上有24个孔, 我们以其中一个孔为例来进行计算。要测量在x轴及y轴正负4个矢量方向的数据, 就要4个通用的子程序, 每一个单独的子程序能够计算相应方向的数据, 并进行分析。这4个子程序分别是: ;+X测量 ;-X测量 ;+Y测量 ;-Y测量 以上所编制的子程序具有结构简单, 通用性强的特点。对于任意相似零件的测量工作也有很好的实用性。首先根据测量点定位好主轴位置, 为确保检测精度, 每次测量都要以测头的同一点进行, 这样可以把误差降到最小。自动记录主轴位置并进行检测, 在10mm距离内完成测量, 如果超出范围将提示“距离超过10.00mm”程序停止。如果在10mm距离内完成测量, 将自动记录数据到R参数里面。之后在X、Y坐标轴上完成其余方向的测量工作。 2.2 用于测量的主程序 对于每一个孔分别调用一次子程序, 来完成每个孔的测量工作, 之后在数控面板中找出相应R参数的数值, 根据数控系统中所记录的数据进行比对、分析。最后根据所分析的数值来调整工件坐标原点, 使之满足设计要求, 再进行精铰销孔的工作。 3 结语 由此可见, 在程序中能够实现自动测量。有些R参数直接在图纸上就查到, 这些R参数都是固定的并存储在机床中, 调用子程序编程十分方便。通过这种编程方法, 提高了转子数控加工程序的准确性和工作效率。通过该项目研究, 积累了经验, 能够满足产品质量及设计要求, 这些经验在整个大件数控加工中得到了推广应用。 在测井作业中, 需要准确了解下井仪器在井下的位置和上下速度, 一般采用马丁代克传感器的输出信号作为深度和速度的信号源。测井中马丁代克传感器的应用如图1[1]所示, 测井时, 电缆穿过马丁代克传感器, 运行的测井电缆带动马丁代克的测量轮旋转, 同步旋转的光电编码器输出脉冲信号, 计量电缆运行的深度、速度。 1 马丁代克传感器的井深测量原理 马丁代克内核为增量式光电编码器, 编码器输出两路四相脉冲, 分别为A、/A (表示A的反相, 以下同) 、B和/B, 一般采用A相和B相输出进行位移检测和速度测量。由于A相、B相脉冲前沿相差90°, 当顺时针旋转时, 第一路输出波形超前第二路输出波形90°;逆时针旋转时, 第一路输出波形滞后第二路输出波形90°, 信号相序如图2所示。 2 基于CAN总线的井深测量系统设计 基于CAN总线的井深测量系统设计原理框图如图3所示。采用的马丁代克传感器计量轮输出脉冲为:512 脉冲/m, 测井最大深度为5 000 m。马丁代克传感器本身每米输出脉冲数量较多, 为了更准确的计算深度, 对马丁代克信号先进行信号调理 (脉冲电平整形和初步去抖动) , 经过进一步消抖动处理后, 进行二倍频[2], 以提高计量精度;然后通过鉴向来控制对倍频后的脉冲进行加/减计数, 得到脉冲计数值;在CPU中计算井深和速度;最后通过CAN总线上传给上位PC机。 具体的设计模块主要有:信号调理电路包括施密特触发器整形和光电隔离器, 采用Lattice公司的ispMACHTM4A系列CPLD芯片[3]实现倍频、鉴相、去抖动和计数的功能, 单片机 (CPU) 通过接口电路读取计数值, 进行计算;最后通过CAN通讯模块将数据传输到上位机系统, 进行后续处理。 3 井深测量系统主要硬件电路设计 3.1 脉冲信号整形与初步消抖动 由于测井现场存在各种干扰, 对信号会产生一定的影响。对马丁代克来说, 其输出的脉冲信号可能存在电平畸变, 需要对其进行整形, 以期得到较理想的脉冲信号, 本设计中采用施密特触发器CD40106对马丁代克信号进行整形。 另一方面, 由于马丁代克传感器中的增量式光电码盘对光电编码器轴系引起的抖动干扰非常敏感, 扰动主要表现为透光窗边沿附近发生的小幅度晃动, 若其输出脉冲的计量方法缺乏有效的抗抖动干扰能力, 则检测结果与实值之间会存在误差, 且误差值随机变化, 使系统的检测精度大大低于其应有的固有分辨力, 所以需要进行去抖动处理。 由于光耦器件具有电流驱动的特点, 短暂的窄脉冲无法通过, 因此, 本设计采用光耦器件6N137, 对随机的抖动窄脉冲首先进行初步去抖动处理。 3.2 去抖动、倍频、鉴相和计数电路设计 如图4所示, 给出了马丁代克光电编码器转动时某透光窗边缘抖动所输出的脉冲波形。 由图4可知, 抖动窄脉冲信号跳变沿时刻所对应的另一相脉冲信号的电平值总是一致的。因此, 可以利用D触发器将跳变沿时刻所对应的另一相脉冲的逻辑电平寄存起来, 并在计数时刻进行比较, 若一致, 则为干扰信号, 计数器停止计数;若不一致, 则为正常工作信号, 计数器进行正常计数, 从而消除抖动引起的重复计数现象, 实现高精度计量。 假设马丁代克顺时针旋转时, 输出的A相脉冲超前B相脉冲90°, 利用此时A相脉冲的上升沿对应的B=0;反之, 若B相脉冲超前A相脉冲90°, 则B=1。按照这个规律, 可以设计出鉴相 (方向判别) 信号dir, 控制计数器进行加法或减法计数, 得到反映下井仪器的深度的计数值。 将相位差为90°的A、B两路脉冲信号进行逻辑异或, 便可得到二倍频的脉冲输出。因为马丁代克每相输出为:512 脉冲/米, 而测井最大深度为5 000 m, 经过二倍频后, 最大计数值为 (4E2000) 16 , 采用24位计数器, 其计数范围为0～ (FFFFFF) 16 , 若将计数中间值设为 (800000) 16, 正转/反转变化脉冲数在此基础上做加/减运算, 则加减计数值不会超过范围。 采用Lattice公司的CPLD芯片ispM4A5—64实现以上去抖动、倍频, 鉴相和计数功能的设计原理图如图5所示。 图5中, A、B是相位差为90°的两路脉冲信号, CLR是计数器清零端, SEL0和SEL1是用于分别选通高、中或低8位 (共24位) 计数值到单片机, 中间的两个D触发器、非门、异或门和与门等电路完成去抖动、二倍频和鉴相的功能, COUNTUD是采用Verilog HDL语言设计的专用的24位二进制可逆计数器, 输出的8位计数值数据供单片机读取。 以B超前A相位90°, 且A相有抖动窄脉冲为例, 分析所设计的去抖动、二倍频、鉴相和计数电路的功能。如图6所示, 是基于Lattice公司EDA软件ispLEVER中ModelSim仿真器的仿真测试波形。其中, BEIPIN为二倍频信号输出, JXIANG为鉴相输出信号, DATAOUT为计数器输出的计数值。正常时, B超前A, JXIANG值为0 (加法计数) , BEIPIN为正常的二倍频脉冲, DATAOUT加法计数正常;当出现抖动窄脉冲时, 由于去抖动的功能, 使得BEIPIN在抖动期间基本没有脉冲输出, 因此计数器没有将抖动脉冲计数, 能够实现较高精度的计数功能。 3.3 CAN通讯模块硬件电路设计 本系统中采用AT89S52微处理器作为主控制器, 采用SJA1000作为CAN通讯控制器, CAN总线驱动器采用PCA82C250。AT89S52负责对SJA1000的初始化, 并通过控制SJA1000实现数据的接收和发送。PCA82C250收发器是协议控制器和物理传输线路之间的接口, 它们可以用高达1Mb的速率在CAN总线电缆上传送数据[4]。 为提高系统的抗干扰能力和对CAN控制器的保护, 在CAN控制器SJA1000和CAN收发器PCA82C250之间加入了数字隔离器ADuM1201[5], 如图7所示。 CAN总线在通讯时, 需要两个通道, 一个负责数据的接受, 两外一个负责数据的发送。10 Mbs的ADuM1201提供的2个通道可以满足设计要求。隔离器两端分别使用不同的电源和地。电源和参考地之间接入0.1 F电容, 以滤除高频干扰。 4 系统调试与结论 如图8所示为系统调试连接图。将上位机的USB/CAN适配器作为主CAN节点, 按照一定的时间间隔轮询下位机井深测量CAN节点和其它的节点。下位机节点接收到上位机的询问指令后, 会将保存在发送缓冲区的井深、速度等数据加载在数据帧中, 回送到上位机, 上位机节点将接收到的数据保存, 并且记录下成功发送的询问指令的次数和成功接收到下位机节点数据帧的次数。通过对比不同时间间隔情况下发送接收的次数, 验证通讯稳定性。 在测井仪器下井过程中, 会根据测井需要进行不定时的下放和提升仪器, 即对马丁代克进行正转与反转 (分别代表下放和提升仪器) , 得到的几个典型井深测量值如表1所示。 以上数据显示, 测量的最大相对误差不超过0.1%, 测量值精度高, 能够满足设计需要。同时, 在某一个转动方向上设置一定的时间间隔, 根据在时间间隔内的井深测量值的大小, 可以实时计算出上行或下行的速度。这为准确定位测井仪器的位置和移动速度提供了保障。 参考文献 [1]高国旺, 党瑞荣, 高国友, 等.测井电缆绞车深度校正系统的设计与实现.石油仪器, 2008, 22 (2) :5—7 [2]程为彬, 闫改萍, 肖飞.高精度的深度和速度测量方法的实现.石油仪器, 2005;19 (1) :9—11 [3]Lattice Semiconductor Corporation.ispMACHTM4A CPLD Family High Performance E2COMS In-System Programmable Logic[EB/OL].http://www.latticesemi.com/lit/docs/datasheets/cpld/is-pm4a.pdf.2006-9 [4]杜尚丰, 曹晓钟, 徐津, 等.CAN总线测控技术及其应用.北京:电子工业出版社, 2007:44—75 浦东国际机场站位于磁悬浮机场终点站东侧, 是上海市轨道交通二号线东延伸段工程一个已建好的地下预留车站。车站长约3 8 0 m, 宽最窄处约1 3 m。车站内已建好两排立柱, 分别为H立柱和G立柱。规划地铁二号线东延伸段分上行线和下行线分别位于H立柱中心两侧约2.9 m处。本次测量是为设计提供现有车站H立柱中心的精确坐标, 并以此作为调整现有设计轨道中心线的依据。 2 工程测量过程中遇到的困难 浦东机场预留车站为地下一层构筑物, 现有空间内无法布设高等级的平面控制点, 只有一扇安全门与外界联系, 由于现场条件的限制, 按常规测量方法很难满足设计对控制性地物 (立柱) 的位置精度要求。 (设计要求立柱中心测量误差为±2 c m) 3 解决方法 针对场地条件, 设计了两套测量方案 方案1:考虑到现场条件, 首先想到在预留车站南、北两侧各凿开两个宽度为1m, 高度为2m的且相互通视的洞口, 并在洞口布设两个高等级平面控制点以满足对车站内H轴柱子高精度测量的要求。 方案2:在预留车站构筑物外南、北两侧各布设两各GPS点D4、D6 (紧临构筑物外无法进行G P S测量) 并在车站与外界通道口测设未知点D, 通过D点向车站内传递导线点C, C点位于导线点B与导线点A的连线上。导线A、B点布设在现有H立柱西侧1.5米处。 (A、B点连线与H立柱西侧外边缘平行) 。 4 方案比较 方案一:先在预留车站外南北两侧分别采用浦东国际机场二期工程G P S网作为起算点增设两个GPS点D4、D6。D4至D6的距离约为420m。 (在先前已对机场GPS控制网和上海市G P S控制进行了联测) 。 GPS作业时采用《全球定位系统 (GPS) 测量规范》, 仪器使用4台Ashtech Locus型静态GPS接收机 (标称精度为5mm+1ppm) 进行G P S网野外数据采集。内业基线采用随机的GPS平差软件进行解算。从机场二期工程GPS测量实测经验情况看GPS点位中误差均小于1 c m, 边长中误差均大于1/4.5万。 然后以D4、D6为起算点增设一级导线点C点, C点位于导线点B与导线点A的连线上。导线A、B点布设在现有H立柱西侧1.5米处。 (A、B点连线与H立柱西侧外边缘平行) 。最后以C点为测站点, 分别以D4和D6为后视点, 增设支点A点和B点 (A点和B点为H立柱接测基线) 立柱测量采用间接法, 仪器分别安放在强制归的B点和A点。测量时分别精确测出B点与A点联线到立柱边缘的垂直距离, 立柱的直径采用钢卷尺实测立柱周长倒换算出来。 优点如下。 (1) GPS预设点的精度按机场二期工程的测量经验已经完全做到可控状态。 (2) 以D4和D6为已知点布设一级导线点C点, 其导线测量精度处于可知状态。 (3) 以C点为测站点, 以D4、D6为后视点, 接测A、B点, 其点位坐标成果有双重校核。 (4) 一旦南北两侧墙体凿开会大大改善地下车站内的作业采光, 提高测绘效率。 缺点如下。 (1) 南北车站要视线贯通必须同时凿开三道墙壁, 可能会给车站内壁造成一定的破损。 (2) 地铁预留车站与现有的磁悬浮终点站内部是相通的, 一旦墙壁凿开就必须安装安全门, 难以保证磁悬浮的安全营运。 (3) 会给业主造成一定的经济损失。 方案二:同方案一一样先在预留车站外南北两侧分别采用浦东国际机场二期工程GPS网作为起算点增设两个GPS点D4、D 6。并在车站与外界通道口增设导线点D, 导线点D在D4 (GPS点) 、D6 (GPS点) 中间, 其夹角为接近1 8 0°基本为直线。通过D点向车站内传递导线点C, C点位于导线点B与导线点A的连线上。导线A、B点布设在现有H立柱西侧1.5米处。立柱测量同方案一。 优点如下。 (1) GPS预设点的精度按机场二期工程的测量经验已经完全做到可控状态。 (2) 不必凿开墙壁, 对磁悬浮的安全营运不产生任何进行。 (3) 以D4和D6为已知点布设一级导线点C点, 其导线测量精度处于可知状态。 缺点如下。 (1) 以C点为测站点, 以D4、D6为后视点, 接测A、B点, 其点位坐标成果无多余校核。 (2) 连接角、连接边要比方案一多增加了测量的系统误差。 (3) 车站内的作业无任何采光, 测绘效率较低。 综合各种外界条件, 最终采用方案2进行测量。 5 误差分析 由于实际作业方案中采用了导线测量的模式, 下面对导线测量作一个简要的精度分析。假设一条支导线 (图1) , P1为起A1为起算方位角, 观测角和观测边分别为B 1, B2, …Bn3和S1, S2, S3…Sn。为了便于推导纵横向位差公式, 我们取P 1为坐标系原点, P1Pn+1连线方向 (纵向) 为横坐标Y轴。连线的垂线方向 (横向) 为X轴。于是终点坐标的计算公式为: 设起算方位角中误差为mA测角中误差为mB;测距边中包含边长的偶然中误差mS i和系统中误差us i, 于是按误差传播定律, 终点纵坐标 (xn+1) 中误差, 即横向位差mQ的估式有: 同理, 终点横坐标 (y n+1) 中误差, 即纵向位差m l的估式有: 对纵横向位差作一分析可以看出, 通常导线曲折程度不大, 当a近于9 0°, 各点x坐标值也不大, 亦即: 因此可作出结论:当导线曲折程度不大时, 横向位差m q主要由角度误差和方位角误差所引起, 而纵向位差m l主要由测边误差所引起。如果导线取直伸的形状, 此时: 于是得: 对于支导线中的误差传播情况可以归纳为以下几点。 (1) 支导线端点的点位误差由导线测量中的测角、测距误差以及起始方位角误差所引起。在大致向某一方向延伸的导线中, 导线端点的纵向误差主要由测距所引起, 横向误差主要由测角误差及起始方向角所引起。 (2) 在大致直伸的支导线中, 测距偶然误差对导线端点的影响大致与导线边数成正比, 而系统误差大致与导线的全长成正比。 (3) 测角误差对支导线端点的影响, 随着导线长度和转折角数的增加而加大。愈接近导线起始点的转折角的测角误差对导线端点的点位的影响愈大, 应此应特别注意导线连接角的施测。 (4) 大致直伸的支导线的点位误差一般开始是纵向误差大于横向误差, 后来是横向误差迅速增大, 远远超过纵向误差。 6 测量误差的控制 为了提高测量结果的精度, 必须最大限度地减弱或消除各种误差的影响, 做好实际作业过程的误差控制。 (1) 测角误差的控制。 (1) 观测时在目标成象清晰、稳定的观测时间进行, 以提高照准精度和减小旁折光的影响; (2) 观测前应认真调好焦距, 消除视差。在一测回的观测过程中不重新调焦, 以免引起视准轴的变动; (3) 各测回起始方向应均匀地分配在水平度盘不同位置上, 以消除或减弱度盘分划线误差的影响; (4) 在上、下半测回之间倒转望远镜, 以消除和减弱视准轴误差、水平轴倾斜误差等的影响。同时由盘左、盘右读数之差求得两倍准轴误差 (2 C) , 以检核观测质量; (5) 上、下半测回照准目标的次序应相反, 并使观测每一目标的操作时间大致相同, 即在一测回的观测过程中, 应按与时间对称排列的观测程序, 其目的在于消除或减弱与时间成比例均匀变化的误差影响; (6) 为了克服或减弱在操作仪器的过程中带动水平度盘隙动差, 每半测回开始观测前, 照准部按规定的旋转方向先转动1—2周; (7) 使用照准部微动螺旋和测微螺旋时, 其旋转方向均应为旋进; (8) 为减弱垂直轴倾斜误差的影响, 观测过程中保持照准部水准器气泡居中。若气泡偏离水准器中心时, 在测回间重新整平仪器。必要时重测。这样做可以使观测过程中垂直轴的倾斜方向和倾斜角的大小具有偶然性, 以便在各测回观测结果的平均值中可以指望减弱其影响。 (9) 用全站仪测量时, 做到电子气泡严格整平, 分组观测, 缩短每站观测时间, 已保证测站的稳定性。 (2) 测距误差的控制。 (1) 测量时仪器、棱镜均打伞, 打伞后1 5分钟开始观测。在通风条件下观测温度、气压、以便进行距离的气象改正。 (2) 边长测量为往返双向观测, 单向中每次测量4个测回, 每测回4次读数, 读数至0.1毫米, 测回间重新整平仪器、重新照准目标。测中注意自校, 测站超限立即进行现场重测;往返测段超限的进行复测。 (3) 采用强制归心方法, 最大限度地削弱归心或对中误差影响。 (4) 对加常数进行及时检测, 改用新的加常数改正。 7 实际测量作业的过程及对比精度的结果 导线点D在D4 (GPS点) 、D6 (GPS点) 中间, 其夹角为1 8 0°3 6′2 9″基本为直线。测角时仪器采用T 2仪器, 测距采用TOPCON311仪器。D点和C点测角分别为6测回, 测距为4测回。采用强制归心方法, 在测角和测距时严格遵循上面提到的测角、测距的各项规则。经计算后导线D4-D-D6的方位角闭合差为1"纵坐标闭合差1 m m, 横坐标闭合差1 m m。 立柱测量采用间接法, 仪器分别安放在强制归的B点和A点。测量时分别精确测出B点与A点联线到立柱边缘的垂直距离 (现场实地有立柱中心到A点至B点连线的垂直水泥接缝) 。立柱的直径采用钢卷尺实测立柱周长倒换算出来。 成果中δH最大差值为1.5 c m, 如考虑施工误差, 可得出以下结论:此作业方法能满足设计对立柱高精度测量的要求。 8 结语 随着城市轨道建设规模日益扩大, 今后遇到类似地下预留工程的项目会越来越多, 如何方便、精确、高效的进行测绘将是一个只得探讨的课题。本工程的经验会给大家带来一些有益的启迪。 摘要：本文结合轨道交通二号线东延伸段工程介绍了一种在场地限制的条件下进行高精度测量作业的方法, 并从误差控制的角度详细论述了方法的具体实现过程。 关键词：土壤温度,高精度,热电偶,分段拟合 0 引言 在水文地质科学与农业环境科学等领域,土壤温度是很有意义的数据。在地温资源开发过程中,掌握地层水热参数是十分重要的。地层热参数包括地层的热导率、比热容和热扩散率等参数;地层水参数包括含水率和渗透速度等。这些参数的获取都直接或者间接地跟土壤温度的精密测量有关。特别是在测量土壤中水的微流速时,其温度测量精度的要求更高[1]。研究土温测量有助于掌握土壤热参数分布情况、水的运移规律以及植物生长的习性,提高农产品产量,对环境地质、水文地质、土壤学等许多领域都具有十分重要的意义。 1 系统设计原理 在铂电阻测温系统中,为进一步提高测量精度,可从硬件着手,对传感器后级的信号处理部分提高精度设计级别。但是,由于对同一规格各检测元件个体差异的忽略,从而限制了测温精度的提高[2]。本系统采用Pt100A 铂电阻作为测温对象,在硬件设计方面充分考虑精度要求,设计出能够满足精度要求的信号检测和处理电路。在此基础上,针对一种具体的铂电阻,应用温度采样值D(A/D采样值)曲线拟合实际温度值T的分段反演方法,来补偿采集信号在采集与A/D转换等各中间环节的误差,从而达到提高测温精度的目的。 图1为本系统测温方案。采用恒流源驱动电桥,在此激励下,Pt100A铂热电阻将温度值转换为电阻变化量△R0,进而电桥输出两桥臂电压差△U′,经信号放大和滤波处理后,进入A/D转换电路,将模拟信号△U转换成数字信号D,该数据可上传至上位机进行数据处理和分析,并可直接送显。此处采用高精度恒流源作为驱动电源,可保证通过电桥各臂的电流恒定,从而提高系统稳定性,减小温度测量误差。 2 硬件电路设计 系统主要由恒流源驱动电桥、放大电路、有源滤波器、16bitA/D、低功耗控制器DSPIC6014、液晶显示器、矩阵键盘及上位机通讯等组成。硬件电路如图2所示。 传感器选用符合IEC751标准的TCR=0.003 851的Pt100铂电阻温度传感器,其精度高且稳定好。测量范围为-50～80℃,R0=100Ω,电阻变化率为0.003 851±0.000 004Ω/℃。元件的温度-电阻特性为 Rt=R0[1+at-bt2-ct3(t-100)] (1) 式中 Rt—在t℃时的电阻值; R0 —在0℃时的电阻值; a,b,c—系数,取值如表1所示。 恒流源的选择要求输出稳定,漂移小,这是保证测量精度的最关键因素。电源值以5mA为宜。 3 硬件电路的测量精度分析 硬件电路精度是系统精度的基础和保证,它将Pt100A的电阻变化近似线性地转换为电压信号。 3.1 测试系统的热-电转换 图2中,I为恒流源;R0为传感器标定值;R1,R2,R3分别为桥臂电阻值。设桥臂输出电压为△U′,则 undefined (2) 当 R0R3=R1R2 时,△U′=0,电桥处于平衡状态。 当系统工作时,传感器阻值发生变化。假设升温△t,此时电阻值为R0+△R0,则 undefined undefined 测试系统中,设信号放大器的增益为K ,则其输出电压为 ΔU=KΔU′ (4) 若A/D转换后的数字量D的精度为n位,参考电压值为VREF,则 undefined (5) 式中 △VREF—A/D转换器的电压精度。 由式(5)可看出,减小VREF (选择精密低参考电压和高位A/D),增大放大增益K,增大电流源输出电流I,选择高阻值的桥臂电阻,可提高转换灵敏度。 3.2 系统关键量的选取 根据一般土壤温度检测需要,系统拟精确测量的土壤温度范围为0～50℃,恒流源I=5×10-3A,采样信号的标定区间为[0,5V],结合式(3),取K=1+50/R5 =201,即R5=250Ω,VREF=5V ,n=16,则由式(5)可以推出 undefined undefined (6) 4 数据采集与拟合仿真 铂热电阻Pt100A的电阻值随温度变化的规律基本满足下式,即 Rt=A0+A1t+A2t2+A3t3...+Antn (7) 测温电路将感温传感器电阻的变化近似线性地转换为电压信号,而后经信号处理和A/D转换后得到数字信号D。对于每一个具体的温度T值,都应有一个唯一的D与之相对应,有了这些D值后,再寻找温度和该温度点所对应的、经A/D转换后的电压信号之间的关系[3]。这就是由离散数据进行曲线拟合的问题,即通过众多离散数据的拟合反演求得1个函数,使之能与式(7)近似。要求拟合函数要达到某种误差指标最小化,常用的误差指标有两种:一是按照误差向量的∞-范数定义,称为一致数据拟合;二是按照误差向量的2-范数定义,称为最小二乘数据拟合,此方法比较适合数据有误差而数据量大的情况[4]。 4.1 数据采集 由式(7)可知,传感器的R,t并非一次线性关系,再加上运放电路、滤波电路、温漂以及A/D的非线性等,使得理论式不能满足高精度的要求。 采用D-T曲线拟合(即温度采样值-实际温度值拟合)可弥补从铂电阻传感器信号采集和信号处理到A/D转换等各个环节的误差,可对硬件电路进行整体补偿。得到D-T关系曲线后,只要读取结果D,就可得到相应的温度值。 考虑到本系统侧重精度而对速度的要求不严,故采样的周期取最大值,以保证所采信号的稳定性。同一温度采集18个点,然后再进行数字滤波处理(A/D转换,取得的数据排序后去掉1个最大值和1个最小值,再将剩余的数据求平均值)后,基本上可以剔除测量过程中由于干扰等因素引起的误差。 系统的测试是在摄氏0～50℃恒温槽内进行的,采用高精密数字测量仪为标定设备,以保证实验的可行性与可信性。在上述条件下,测得20～30℃ 温度的部分数据(由于篇幅所限未能全部列出)如表2所示。 4.2 数据的拟合仿真分析 通过对Pt100A铂热电阻的电阻值随温度变化的规律的分析可知,可采用多项式进行拟合,拟合多项式的阶数可以选择,两点确定1个一次多项式,3点确定1个二次多项式,n个点确定一个n-1次多项式。阶数高的多项式给出的数值特征比较差,易产生拟合偏差。偏差主要来自以下方面:一是实验数据不均匀。二是数据的密度。若数据密度大,就会增强对曲线的约束,从而减小拟合曲线在实验数据的区间的偏差。三是拟合曲线的适用区间。实验数据的区间偏差一般较小,而外推区间随着拟合阶次的提高往往偏离预测[5]。 采取每10℃用1个多项式进行分段拟合的方法,使拟合曲线更逼近实际温度曲线,避免由于实验数据的采集密度大而引起的大计算量和拟合精度下降问题。拟合函数形式如下 T=a0+a1D+a2D2+…+amDm (8) 式中 a0,a1,a2 … am —待求系数。 系统中,选取的铂热电阻(Pt100A)值随温度变化的规律满足式(1)。Rt函数是个3次多项式,为了得到更高精度的表达式,D-T关系曲线的拟合采用3次多项式来拟合。将同一温度段中测得的(Di,Ti)(i=1,2,… n,n为采样数据个数)代入式(8)中,取m=3,则有 undefined =[T1T2 … Tn]T (9) 即 Aα= T 用最小二乘法求解以上矛盾方程,取S平方和作为目标函数,并对α求偏导数,可得到最小误差,即S2=‖T-Aα‖undefined的值最小。故有 undefined (10) A与T已知,由上式求解可得到向量α,即确定了拟合多项式的系数a0,a1,a2,a3。MATLAB提供了多项式拟合函数,即 P=polyfit(xdata,ydata,n) (11) 式中 n—多项式的最高阶数; xdata,ydata—将要拟合的数据,表示已知的输入与输出矢量值,是用数组的方式输入的; P—1个多项式系数的行向量[6,7]。 曲线拟合出来后,用多项式的估值运算函数进行测试,其格式为 y=polyval(P, x) (12) 其功能是返回n次多项式在x处的值。输入变量P是1个长度为n+1的向量,其元素为按降幂排列的多项式系数。 可取n=3,用函数plot(x,y) 直观地反映出20～30℃温度段的曲线如图3所示。得到D-T的拟合曲线表达式为 T(Di)=a1Di3+a2Di2+a3Di+a4 (13) 其中,a1=1.951 1e-015,a2=-1.018 6e-010,a3= 0.000 783,a4=-0.065 7。 5 实验结论 为了直观地分析误差情况,将温度数据采样值Di代入拟合函数式(13)中,计算出其对应的拟合温度,然后与实验环境的实际温度做差,得到对应温度点的偏差。图4为20～30℃温度区间段的误差分布图。 由图4可以看出,最大误差出现在25.2℃和25.4℃左右,但不超过0.02℃。由此得出如下结论: 1)通过采用高精密测温电桥等措施,有效地消除了参考基准不稳定产生的误差,从硬件上保证了温度检测的高精密性。 2)利用D-T关系的分段拟合,在一定程度上降低了信号调理环节等中间环节的误差,提高了温度测量的稳定性和精度,从而实现了土壤温度的高精度检测。 参考文献 [1]杨永军.温度测量计算现状和发展概述[J].计测技术,2009,29(4):62-65. [2]薛清华.高精度多通道温度测量技术研究[D].武汉:华中科技大学出版社,2007. [3]杨永竹.铂电阻高精度非线性校正及其在智能仪表中的实现[J].仪表技术与传感器,2000(8):44-46. [4]陈振林,孙中泉.高精度温度测量电路非线性补偿研究[J].计量技术,2006(6):17-19. [5]尚玉沛,石林锁,张振仁.最小二乘法在高精度温度测量中的应用[J].传感器技术,2000,19(1):47-48. [6]John Hmathews,Fink K D.Numerical methods using Matlab(4th ed)[M].北京:电子工业出版社,2005. 摘要：本文针对小区域内RTK测量定位的精度和可靠性问题展开分析与研究，提出了RTK定位精度的检测方法，通过对RTK测量实验数据的内符合精度检测，分析了RTK在小区域工程测量中实现高精度定位的技术可行性。 关键词：PTK；小区域；测量精度 引言 随着科技的不断进步，一种新兴的RTK—网络RTK（VRS）技术得到广泛应用，VRS的意思是虚拟参考站，VRS不仅是GPS的产品，更是集Internet技术、无线通讯技术、计算机网络管理和GPS定位技术为一体的系统工程。它的出现使一个地区的所有测绘工作成为一个有机的整体，结束了以前GPS作业的单打独斗局面。它克服了RTK技术的局限性，扩展了RTK的作业距离，使GPS技术的应用更加广泛，精度和可靠性进一步提高，使从前许多GPS无法完成的任务成为可能。 一、RTK测量的特点 1、RTK 误差的来源 RTK 测量的误差可分为两类，同测站有关的误差和同距离有关的误差。 同测站有关的误差包括天线相位中心变化、多路径误差、信号干扰和气象因素影响等，其中多路径误差是RTK 定位测量中最严重的误差。多路径误差主要取决于GPS 接收机天线周围的环境，若天线周围有高大建筑物或大面积水面时，将对电磁波有强反射作用。通常情况下，多路径误差为1 ～ 5 cm，高反射环境下可达10 cm 以上，且多路径误差的大小常以5 ～ 20min 呈周期性变化，这对RTK 测量将产生严重影响。 同距离有关的误差包括控制点的WGS84 坐标误差、轨道误差、电离层误差和对流层误差。控制点的WGS84坐标误差为10 m，10 km 基线解算误差可达1 cm；目前轨道误差只有几m，其残余的相对误差约为10-6，对小于10 km 的基线而言，其影响可忽略不计。电离层误差一般其影响小于5×10-6。对流层误差同点间距离高差有关，一般影响在3×10-6 以内。对于同测站有关的误差可通过各种校正方法和有效措施予以削弱，而同距离有关的误差将随流动站至基准站的距离增大而加大。因此，在进行RTK 测量时，除采取有效措施削弱测量误差外，一般作业半径不大于10 km 为宜。 采用扼流圈天线或具有抑径板的GPS系统可有效减弱多路径误差。 2、整周模糊值研究表明，确定整周模糊值（即初始化）的时间和可靠性，是RTK 系统能否实时、准确定位的关键。 RTK 系统可以在运动中确定整周模糊值（OTF）。 在正常条件下，地面两点间距离较短时，能够通过对观测值的差分处理减弱大部分电离层和对流层的影响。 实践证明，确定整周模糊值的时间和可靠性取决于4 个因素，即接收机类型（多系统、双频）、所观测卫星的个数、流动站至基准站的距离及RTK 计算引擎质量。一般情况下，接收数据链信号的强度和稳定性越高，其初始化的时间越短；RTK 初始化的时间同距离有关；解算时采用的卫星个数越多，RTK 的精确性和可靠性越好；流动站至基准站的距离越近，其初始化的时间越短。 3、数据链 RTK 测量时，流动站需要实时地接收基准站播发的差分信号（观测值及相关数据），才能求待定点的位置。因此，能否连续可靠地接收基准站播发的信号，是RTK 能否成功的决定因素，也是制约RTK 测程的关键因素。 目前，一般采用UHF 电台播发差分信号，其频率大约为450 ～ 470 MHz。根据电磁波理论，它的传输属于一种视距传输（准光學通视），其最大的传输距离是由接收天线的高度、地球曲率半径以及大气折射等因素决定的。因此，在沙漠、平原、海域等地区，其RTK 定位的效果比较好；而在城区、山地、森林等地区进行RTK 测量时，其成果质量及作业效率将受到一定影响，甚至无法进行作业。 由于信号遮挡和频率冲突，会导致信号衰减和失锁。可以通过基准站未发射信号时，观察流动站的数据链接收指示灯状态，以确定是否发生频率冲突。 二、几种RTK作业方法的精度比较实例 1、动态与快速静态测量比较 2003年8月，我院对苏北一条高速公路的四等和一级控制网用快速静态的方法进行了第一次复测，然后采用RTK技术进行了第二次复测。两次测量的成果比较见下表： 从表1中的数据可以看出，RTK 与GPS快速静态测量成果的坐标分量最大差异为1. 8cm，这其中还包括了对中等其它测量误差的影响。因此在本例中，RTK 测量与GPS快速静态测量的成果无显著差异，精度相当。 2、单次测量与双次测量的精度比较 2005年3月，我院在南京郊区进行了RTK 单次测量与双次测量（第二次测量时需重置整周模糊度）的精度比较测试。测量的点位主要是一级图根控制点，表2和表3 中点位的各种精度指标是在WGS - 84坐标系下的数据，由Ski-Pro 后处理软件平差所得。 表2、表3 中的M p、Mh 和M p +h 是指点位在平面、高程和空间位置的均方根（RM S）。根据表中的数据分析，双次测量能显著地提高RTK 测量的精度，在本例中约提高了45%，但不管是双次测量还是单次测量，其成果的平面中误差Mp和高程中误差Mh均未超过±5cm。 3、用三脚架测量与专用侧杆测量的成果比较 三脚架测量与专用测杆测量孰优孰劣，是个难于回答的问题。其实两者各有利弊：三脚架的平面对中误差小是其最大的优点，但这是以光学对中器的检校正确为前提的，由于外业工作条件和运输等方面的原因，要做到这一点并不容易。携带不方便是其最大的缺点。 专用测杆都配有园水准气泡和支撑杆，一般与其它设备的配套较好，与三脚架相反，携带方便是其最大的优点，但测杆一般高度较高，对中的可靠性一直是人们怀疑的地方。 2005年4月，在南京郊区的一次RTK测量中，开始我们用专用测杆进行测量，后因委托方的要求用三脚架进行了重测，因此获得了一组比较数据。 表4的数据有点出乎原先的估计，因为比较容易发生误差的平面坐标吻合较好，而高程方面的差异较大。事后分析，主要原因是作业开始前对三脚架和测杆的对中气泡均进行了检校，因而其对平面坐标的影响不大。高程方面的差异，主要是由天线高量测误差和GPS高程精度相对较弱而引起的结果，这也从一个侧面证实了GPS精度方面的一些理论。 三、关于RTK的质量控制 研究表明，RTK 确定整周模糊度的可靠性在95-99%左右，另外RTK比静态GPS还多出诸如数据链传输等出错的机会，因此和GPS静态测量相比，RTK测量更容易发生错误，这就要求我们必须进行质量控制，根据我们的研究的试验，较为有效的方法有以下几种： 1、已知点比较法：作为RTK 测量起算数据的高级控制网，一般用GPS静态获得，具有很高的可靠性。为检核坐标转换参数、已知数据输入及RTK 测量各种过程的正确性，可以通过将已知点纳入到测量链中的方式进行检查，这是一种十分有效的方法，可在任何情况下时使用。 2、重合点比较法：每次初始化成功后，或测量2-4h左右应重合1-2个已测过的RTK 点，以此来检查基站设置的正确性和测量链过长后可能产生的点位坐标漂移误差，这种方法可以在首站完成后的设站时使用。 3、双基站检测法：在测区内同时建立两个以上基准站，每个基准站采用不同的频率发送改正数据，流动站用变频开关选择性地分别接收每个基准站的改正数据，从而得到两个以上解算结果，比较这些结果就可检验其质量状况。这种方法的变通是在不同时段两次架站，但缺点是工作效率较低，所以使用不多。 4、已知基线长度测量检验。在使用独立坐标系统的测区，往往缺少已知数据，在此情况下，可对已知基线的两端进行坐标测定，以解算边长与理论边长进行比较，这也从一定程度上对RTK 成果进行了检核。 四、结束语 精度是一切测量工作的基础，测绘工作者不仅要依据精度要求制定作业方法，选定测量仪器，而且还要在测量工作完成后评价成果的精度水平。目前测绘仪器技术的发展大大提高了测量所能达到的精度水平。但是对于精度问题的研究始终是测绘工作者关心的问题。 参考文献： [1]潘宝玉，傅文祥，刘军.RTK像片控制测量及其精度检验[J].测绘通报，2004（8）. 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[4]刘小玲，熊寻安.RTK技术在控制测量中应用的探讨[J].人民珠江，2007，（03）：45-47. 上接第445页 辑中在9s内若有25%的燃烧器退出，则引发MFT。在此回路中，既考虑了高负荷（电负荷>80%）下炉膛灭火的提前量，又考虑了特殊情况下的稳定燃烧（例如RB）。经过实际检验，起到了很好的作用。 3.3关于MFT出口信号的问题 由于MFT的软逻辑和硬继电器两套回路互相冗余，所以当MFT条件出现时软件会送出相应的信号来停掉相关的设备，同时MFT继电器也会向这些设备中的绝大部分送出一个硬接线信号来停掉它们。例如，MFT发生时逻辑会通过相应的模块输出信号来关闭油母管跳闸阀，同时MFT接点也会送出信号来直接关闭该跳闸阀。在实际设计中，软回路和硬回路动作的设备并不完全重合。例如，MFT停汽机硬MFT继电器回路有输出信号，而软MFT逻辑逻辑回路就没有单独的信号线到大机ETS柜。这样当这唯一的一路信号发生问题时就不能及时停机。为此对以下重要设备增加了软回路（DCS柜DO卡件输出）和硬MFT继电器回路（从MFT继电器柜端子排输出）双接线：MFT跳大机（至大机ETS柜）、MFT停A/B给水泵（至A/B小机MEH柜）、MFT停吹灰（至吹灰柜）、MFT跳发电机（至发电机保护屏A/B屏）。 3.4泄漏试验旁路MFT功能的实现 在锅炉点火前应进行燃油系统的泄漏试验，且泄漏试验应在MFT未复归的前提下进行。当MFT发生后，为可靠地切断进入炉膛的燃料，MFT软回路和硬继电器控制回路将同时强制关闭点火油及启动油进油快关阀、油压调节阀、回油电动阀、泄漏试验阀，直至MFT条件消失，MFT信号复归。而进行燃油系统的泄漏试验时必须打开以上阀门，对炉前油管道进行充油。为了解决以上矛盾，在DCS系统CRT画面上用软件做了一个油泄漏试验旁路MFT信号软按钮，用以旁路MFT软硬回路的強关点火油及启动油进油快关阀、油压调节阀、回油电动阀、泄漏试验阀的信号。 3.5 热控电源丧失报警及其切换的问题 鉴于热控设备的重要性，一般情况下热控设备均设计有2路互为备用的电源回路。当其中一路电源失去时，自动切换到备用电源，此时可以保证设备的安全运行。为了对热控设备的电源有效地进行监视，在DCS画面中增加了一幅热控设备电源监视专用画面，当两路电源中有一路电源失去时，软光子牌报警，提醒热控人员及时检查处理；当两路电源均失去时，DCS系统发出语音报警，提醒运行人员采取紧急措施。具体报警内容包括：DCS系统电源柜失去报警、FSSS火检柜电源失去报警、DCS系统各个CP柜电源失去报警、空预器火灾报警柜电源失去报警、空预器间隙调整柜电源失去报警、吹灰系统控制柜电源失去报警、热控就地执行器电源失去报警、ETS柜电源失去报警、大小机TSI柜电源失去报警、DEH柜电源失去报警、MEH柜电源失去报警等。 4结束语 现代飞速发展的工业，能源需求愈来愈大，电能已经成为现代工业生产的主要能源和动力。随着电力工业迅速发展，大电网、高参数、大机组、高度自动化已成为电力工业的基本特征，火电机组的单机容量不断增大，600MW 机组已逐渐成为新建电厂的主力机组。锅炉安全监控系统FSSS主要承担了机组锅炉保护和燃烧器管理的任务，其系统的控制系统设备质量必须可靠，控制系统的设计思想应该先进、完善，软件逻辑设计正确、合理。只有做到这一点，才能完全消除可能出现的拒动和误动，保证600MW火电机组的安全稳定的运行。 参考文献： [1]郭军，马阳升，张聪. 600MW机组热工保护存在问题及完善措施[J]. 热电技术，2015，第1期（1）：23-27. [2]刘宾. 浅谈FSSS系统中常见的故障类型及技术措施[J]. 科技创新与应用，2013，11期（11）. 在现代化工矿企业与农业生产过程中,环境及设备温度的测量和控制是极为普通和重要的。为了提高生产效率,降低生产成本,寻求性能可靠、价格低廉、且应有广泛的元器件设计温度检测仪是生产、使用单位的首先。本温度检测仪就是由极为普通的晶体管3DG6、廉价的电压、频率转换器(V/F)LM331与单片机AT89C2051等组成,它具有成本低、调校简便、自动补偿、测量精度高的特点。 半导体理论和实验证明:在-50℃+150℃的范围内,当发射结正偏时,不管集电结反偏还是零偏,在一定的集电极电流形式下,NPN硅晶体管的基极-发射极间正向电压Ube随温度T的增加而减小,并有良好的线性关系,其电压温度系数约-2.1mV/℃。因此,晶体管3DG6不但可以作为通常的电子器件使用,而且也可作为一种价格低廉、取材方便、性能良好的温度传感探头使用。 1 测量与放大电路 用3DG6作为温度传感探头和LM324运算放大器构成的测量放大电路见图1。晶体管3DG6接成基极与集电极短路发射结正偏、集电结零偏作为二极管使用,构成温度号,传感探头置于测温现场,电源通过电阻R1(100Ω)向3DG6的同相端,R1,R2,R3,R4均为普通金属膜电阻,选R2=R3,则放大器输出U0≈Ube。本仪器用2片LM324可同时检测7路输入信号。 2 检测与处理电路 检测与处理电路见图2。图2中4051为八选一模拟开关,其输入I0~I6为温度检测输入,I7为自动补偿输入。放大器LM324接成跟随放大器,其输入为LM331芯片2脚输出Vref电压。LM331为电压、频率转换器(V/F),其输出经74LS74分频后练到单片机AT24C0251的P3.2端,由单片机检测脉冲宽度并通过运算得出对应温度值。AT24C02为串行I2C总线EEPROM电路,用来存放调校时两基准温度值所对应的脉冲宽度和LM331基准电压Vref所对应的脉冲宽度。 LM331是单片集成V/F高精度电路,内部由开关电流源、输入比较器和单脉冲定时器等部分组成,外接电阻和电容可组成基本的电压、频率转换器。当外接电阻和电容可组成基本电压/频率转换器。当外接阻容元件值一定时,LM331的输出频率与输入电压成正比关系。 图2中单片机和AT24C02的使用使得本测温仪具有调校简便和自动补偿功能。在调校时,先将3DG6置于0℃冰水混合物中,通过一定的操作,单片机将测得的脉冲宽度T0记录下来并存于AT24C02中。然后再将3DG6置于100℃的水中,再通过一定的操作,单片机将测得的脉冲宽度T100记录下来也存于ATA24C02中。在两次测量中,单片机同时测量LM331的2脚输出的基准电压Vref,经跟随器LM324和4051后,又送到LM331的7脚由LM331将在当前电路参数条件下的Vref所对应的脉冲宽度Tref值也记录于AT24C02中。 3 调校与自动补偿 由F=1/T可得出每单位(0.1℃)温度的变化与脉冲宽度的关系。设当温度为t时,测得的脉冲宽度为Tt,只要单片机测得Tt,就可通过计算得出温度值。而且通过这种方法进行测量,不需要调整放大器的放大倍数,也不需要调整LM331外接阻容器件参数,更不需要调整LM331的输出电压与输出频率的对应值,因此,本测温仪调校简便。频率不仅与输入电压有关,而且与LM331的外接阻容元件有关,因而LM331外接阻容元件的精度及参数的稳定性直接影响测量精度。另外,测量精度还与运放的性能有关,为了克服这种对元件及运放要求高的缺点,本测温仪采用自动补偿,具体方法是:利用LM331的2脚输出的稳定基准电压转换为频率;由单片机测量出对应的脉冲宽度Tvt,此脉冲宽度就是当前时刻所有电路参数所对应的基准电压的脉冲宽度Tref,根据Tref和Tvt再修正调校时所测得的T100和T0。 4 结语 本测温仪采用普通器件,在不需要复杂调试的情况下,只需要操作仪器本身的按键和数码管显示就可进行调校(即标定)。具有低成本,测量精度高的特点,在-40℃~-140℃范围内,其测量误差为±0.1℃。如将该测温仪与煤矿井下电力监控系统配套,可用于电机设备的表面温度测量、重要开关设备接线端子的表面温度测量等。本文介绍的检测电路自动补偿方法也可用于其他测量传感器中。 参考文献 [1]杨晓亮,古兴龙.煤层瓦斯压力测定封孔新工艺[J].中州煤炭,2009(03). 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高精度零件的数控测量程序编制 篇7
测井高精度井深测量系统的研究 篇8
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RTK小区域测量精度探讨 篇11
一种低成本高精度温度测量电路 篇12