温度测量精度

2024-07-25

温度测量精度（共9篇）

温度测量精度篇1

0引言

温度检测和控制在工业应用中占相当大的比重, 其系统主要由三部分组成:温度传感器、连接电缆 (对远距离传输) 、温度显示及控制装置。大多数情况下, 温度传感器在很恶劣、嘈杂的环境中工作, 测量仪器远离传感器, 实际需要的传输线很长。若以电压信号传输较长距离, 易受电磁噪声干扰;若以电流信号传输, 则不易受传输线长度的影响。将温度传感器信号转换为电流信号输出, 传输给负载, 可提高被测信号的远距离传输能力。

1 设计方法的选择

1.1 温度传感器

热电阻传感器可分为金属热电阻式和半导体热电阻式两大类, 前者简称热电阻, 后者简称热敏电阻。常用的热电阻材料有铂、铜、镍、铁等, 具有高温度系数、高电阻率、化学及物理性能稳定、良好的线性输出特性等, 常用的热电阻如PT100、PT1000等。

热电偶是目前接触式测温中应用十分广泛的热电式传感器, 具有结构简单、制造方便、测温范围宽、热惯性小、准确度高、输出信号便于远传等优点。热电偶的使用误差主要来自于分度误差、延伸导线误差、动态误差以及使用的仪表误差等。

非接触式温度传感器测量原理是被测物体通过热辐射能量来反应物体温度的高低。这种测温方法测温范围宽, 精度高, 反应速度快, 既可测近距离小目标, 又可测远距离大面积目标。其目前运用受限的主要原因:价格相对较贵;其输出同样存在非线性的问题, 而且受与被测量物体的距离、环境温度等多种其他因素的影响。

为此, 设计采用具有高温度系数、性能稳定及良好的线性输出特性的PT1000作为温度传感器。

1.2 线制

铂电阻的端子接线有3种不同的连接方法, 即2线制、3线制、4线制。铂电阻虽是一种阻值随温度改变的温度传感器, 但实际上, 使用时要把引线电阻计算在内。因此, 2线制适用于传感器在印制板上, 即测量回路与传感器不太远的情况。3线制和4线制都较适合远距离测量。电缆中导线的种类相同, 则导线电阻相同, 其温度系数也一样, 即使电缆长度改变, 温度系数也一起跟着改变进行温度补偿。为此, 温度检测设计采用3线制方式。

1.3 测量阻值方法

阻值的测量方法分为:恒压法, 就是加在铂电阻两端电压保持恒定, 测量电流变化的方法;恒流法, 就是流经铂热电阻的电流保持恒定, 测量其两端电压的方法。恒压法的电路非常简单, 组成桥路就可进行温漂补偿, 但电流与铂热电阻的阻值变化成反比;对于恒流法, 电压与发热电阻的阻值变化成正比, 线性化方法简便、直接。因此, 温度检测设计采用恒流法的方式进行测量。

2 硬件设计

2.1 恒流源

LM334是美国国家半导体公司生产的三端可调恒流源器件, 具有l~40V的宽动态电压范围, 恒流特性非常好。恒流源的建立只需一只外接电阻, 不再需要其它元件。在基本恒流源电路上, 通过加接一只电阻和二极管可以获得零温度漂移的恒流源。

图1为LM334基本恒流源电路, RSET为恒流源设置电阻。流过LM334的总电流ISET是流过设置电阻RSET的电流IR和LM334偏置电流IBIAS的总和, 即:

由于IBIAS很小只是ISET的百分之几, 式 (1) 可写成:

当, n的典型值约为18, 因而对大多数设置电流而言:

由上式可看出, ISET随温度线性变化, 只需在图1基础上, 再添加一个电阻和二极管, 接好后LM334的零温度漂移恒流源电路如图2所示。

LM334为正温度系数 (约+0.23m V/℃) 器件, 而硅二极管的正向偏压为负温度系数 (约为-2.5m V/℃) 。由ISET≈I1+I2可得

所以, 当R2=10R1时, 恒流源温度漂移近似为零。

在T=25℃时, 二极管电压 (VD) 为0.6V;由于IBIAS的缘故, R1的电压为67.7m V (64m V+64m V×5.9%) 。

综上, 零温度漂移恒流源公式为:ISET≈0.134V/R1。

2.2 一级放大电路

一级放大采用集成的仪用放大器AD524C为主要器件, 接线如图3所示。芯片电源端2个0.1μF的瓷介电容作交流旁路, 并尽可能靠近放大器电源引脚, 引脚要尽可能短, 以减小引线电感;输入端2个100μF电容与芯片中输入端的电阻组成低通滤波器, 用于补偿高频时运放的CMRR的降低。

如需要调节失调电压, 在4、5脚间接入10kΩ电位器, 电位器中心头接正电源即可。在RG1与RG2之间接入一只增益电阻RG即可, G与RG关系为:

G=10℃时, 输出vOUT=10V;G=100℃时, vOUT=13.85V。

2.3 二级放大电路

2.3.1 无隔离的二级放大电路

图4为无隔离温度调理电路的二级放大电路。运放采用OP27GZ为主要器件, 它是一种理想的低噪声精密OP-AMP, 其高增益和快速回转率为高速数字可获系统提供卓越的动态精度。

在此级放大电路中, 基准电压由LM317L的稳压可调电路获得。电路中R1和R2组成可调输出网络。为了使电路中偏置电流和调整管的漏电流被吸收, 设定R1为120~240Ω, 通过R2泄放的电流为5~10m A。其保护电路原理与恒流源一样。输出电压值为:

图4中, A2为一个正向加法放大器, 主要起调整放大倍数和零位的作用。在R11的左端加一给定0℃一级放大的输出电压VREF, 则:

R6=R8, VREF=-10V, 则:

这一级将信号放大1.6883倍, 所以, 0℃时, VOUT=0V;100℃时, VOUT=6.500V。

2.3.2 带隔离的二级放大电路

图5为带隔离温度调理电路的二级放大电路, 采用ISO121BG电容耦合式缓冲隔离放大器为主要器件。其隔离电压有效值高达3500V, 非线性小、温漂小、静态电流小, 是一种理想的隔离放大器。该器件外形采用工业标准封装, 为40脚DIP封装。

ISO121BG的每个电源端必须接一个0.1μF的瓷介电容作交流旁路, 并尽可能靠近放大器电源引脚, 引脚要尽可能短, 以减小引线电感。输入和输出地要分开, 可减小电路噪声。即使接地平板为低阻, 信号的公共线还是要直接接到芯片的公共脚, 而不要接地平板。确保接地电阻最小, 避免外电路引入增益和隔离模式抑制误差 (IMR) 。任何跨接在隔离栅两端的电容都会增加交流漏电流, 并可能减小高频IMR。模拟地、数字地和输入公共端分别直接电源, 使3个地分开, 避免地阻不为零造成信号间的干扰。

2.4 报警功能

报警电路如图6所示, D5起继电器断电后的续流作用, R1调节报警时的VREF。因为D4的门坎电压至少有0.5V, 所以当待比较电压小于标准电压时, 比较器输出低电平为GND+0.4V, D4不导通, 为了使得电路更可靠, 在此用两个二极管串联。利用三极管驱动继电器, 当其b极电压为0时, Vbe≤0, 三极管截至。

比较器的基准电压也采用LM317L的稳压可调电路, 原理同二级放大器。输出电压值:

2.5电流信号输出

电流信号输出电路将0~10V电压信号转换为4~20m A电流信号, 供后续设备使用, 如图7所示。

该电路图7采用XTR110BG紧密U/I变换器。其内部由输入放大器、U/I变换器及+10V电压基准电路组成, 通过管脚的不同连接, 实现不同的输入输出范围, 非线性小于0.005%。

在输入为0V时, 调节R28使输出为4m A;输入为10V时, 调节R26使输出为20m A。C14为去耦电容;为减小器件本身热误差, 使用三极管 (Q1) 驱动;D12、D13可以避免驱动负载为电感型时, 反电动势损坏器件。

2.6 电源输入

每一路电源接入端由二极管和电容构成。二极管防止电源接反或反串;电容给接入电源滤波。

3 结语

该温度检测方法可有效地控制零位的漂移, 具有较好的线性度及温度补偿功能, 大大提高了测量精度, 并且有利于采集信号的远距离传输。

摘要：介绍以pt1000为传感器的高精度温度测量系统的设计。该系统实现了低零漂、高精度、远传输的温度信号测量功能。

关键词：传感器,温度,测量

参考文献

[1]张翠莲, 杨家强, 邓善熙.铂电阻温度传感器的非线性特性及其线性化校正方法[J].微计算机信息, 2002, L4 J (1) :43-45

[2]谢自美.电子线路设计·实验·测试 (第二版) [M].武汉:华中科技大学出版社, 2000

[3]何希才.新型集成电路及其应用实例[M].北京:科学出版社, 2002

温度测量精度篇2

通过RTK技术在海阳市城区控制测量中应用,分析了校正参数的求取方法及影响参数精度的因素;从观测精度、基准转换参数精度和基准站控制点精度三方面入手,阐述了提高RTK高程的.具体措施;并通过对高程精度和高差精度两方面进行分析,得出RTK高程测量的精度能够达到四等水准测量精度要求的结论.

作者：徐万祥柴本红侯永平XU Wan-xiang CHAI Ben-hong HOU Yong-ping 作者单位：徐万祥,柴本红,XU Wan-xiang,CHAI Ben-hong(山东省第四地质矿产勘查院,山东,潍坊,261021)

侯永平,HOU Yong-ping(寿光市建设局测绘办,山东,潍坊,262700)

刊名：地矿测绘英文刊名：SURVEYING AND MAPPING OF GEOLOGY AND MINERAL RESOURCES 年，卷(期)： 25(2) 分类号：P228.4 P216 关键词：RIX 高程高差校正参数精度分析

铂电阻高精度温度测量系统设计篇3

温度是工业生产过程中非常重要的测量参数, 温度测量和控制的准确性直接影响产品生产和产品质量。随着测量技术的发展, 对温度测量精度的要求也越来越高, 譬如, 化工行业联合制碱中要求温差控制在0.2℃, 在色谱仪的工作范围内要求温度测量优于0.05℃[1]。铂电阻温度传感器因具有精度高、线性度好、响应速度快等诸多优点, 被作为工业精密测量系统中广泛使用的理想测温元件。采用铂电阻进行高精度温度测量需要克服几个技术难点:引线电阻、自热效应、元器件漂移以及噪声干扰等。

易先军等[2]提出了以铂电阻为测温元件的高精度温度测量方案, 解决了铂电阻温度测量对硬件电路的一些基本要求, 但是测量精度不佳;方益喜等[3]设计了恒流源驱动三线制铂电阻的高精度温度测量系统, 较好地提供了测量误差和温度漂移的校准方法, 但是没有很好地解决引线电阻对温度测量的影响;汪国定等[4]提出了恒流源驱动四线制铂电阻测量方法, 有效解决了铂电阻的引线电阻和自热效应, 但是没有详细分析实际应用过程中外界干扰对系统测量的影响, 也未给出相应的抑制措施。

本研究采用微电流驱动四线铂电阻Pt100的测温方案, 可以完全去除引线电阻引起的误差, 有效减少自热效应, 通过使用软、硬件抗干扰滤波技术降低噪声、抑制干扰、减少系统误差, 提高系统的测量精度和稳定性。

1 铂电阻高精度温度测量系统

铂电阻Pt100是利用金属铂 (Pt) 的电阻值随温度变化而变化的物理特性而制成的温度传感器[5]。用Pt100作为测温元件进行温度测量的关键是要准确测量出Pt100的电阻值。

按照IEC751国际标准[6], 现在常用的Pt100 (R0=100Ω) 是以温度系数TCR=0.003 851为标准统一设计的铂电阻。它的温度电阻特性是:

当-200℃

当0℃

式中:Rt—Pt100在温度t (℃) 时的电阻值, R0—Pt100在0℃时的电阻值。

当TRC=0.003 851时的系数值为:

可见, Pt100的非线性度小, 实际计算一般采用线性化处理:

其中R0=100, 温度计算公式如下:

根据Pt100的温度特性, 本研究设计的四线制铂电阻Pt100高精度测温系统如图1所示。系统主要由恒流源驱动电路、四线制铂电阻接口电路、仪用放大电路、抗混叠滤波电路、采样保持电路以及A/D采样电路构成。系统正常测温时, 恒定电流通过Pt100产生相应的电压信号, 先进入仪用放大电路, 去除共模干扰并进行适当放大, 再通过抗混叠滤波电路和采样保持电路去除高频谐波, 然后输入高精度A/D转换器。A/D转换后的数字信号进入单片机系统进行数字滤波, 最终通过公式计算得出真实温度。

2 电路设计与参数选择

2.1 恒流源电路

恒流源是铂电阻测温电路中的关键模块, 其功能是将铂电阻温度传感器感知的随温度变化的电阻信号转换成可测量的电压信号。根据元器件发热公式 (P=I2×R) 可知, 铂电阻上流过的电流I不宜过大, 影响系统测量精度。

恒流源电路如图2所示, 其中, 运算放大器U1构成加法器, U2构成电压跟随器。U1、U2选用低噪声、低失调、高开环增益的双极性运算放大器OP07CD。Vref为恒流源参考电压, 由超低噪声LDOXFET基准电压源A/DR441B提供稳定电压, 温度系数为3 ppm/℃, 实际输出为2.485 V。Rref为参考电阻, R5、R6、R7、R8为分压电阻, 均选用精度0.1%的精密电阻且R5=R6=R7=R8。

该恒流源电路具有输出电流恒定、输出阻抗大、温度稳定性好、负载一端可接地、输出电流大小极性可改变等特点。电流大小Iout可以通过Rref和Vref调节, 计算公式如下:

2.2 四线制铂电阻接口电路

在铂电阻高精度温度测量系统中, 引线电阻一定不能忽略。常规的二线制、三线制铂电阻测温方法是忽略其引线电阻或者近似引线电阻值相等。这两种方法的测量值和真实值存在一定的偏差。

假设两线制Pt100引线采用长度为1 m, 直径为1 mm的铜线, 铜线的电阻率约为0.020 1, 则四线制Pt100的引线电阻阻值约为:2×1 m×0.020 1/ (3.141 5×0.52) =0.051 2Ω。

铂电阻传感器Pt100按照升降率0.385 1Ω/℃变化, 由此产生的引线误差为0.051 2Ω/0.385 1 (Ω/℃) =0.132 9℃, 且引线越长, 误差越大。

为消除铂电阻引线电阻对测量精度造成的影响, Pt100采用四线制接法。四线制接口电路如图3所示, 分为恒流源动力引线和电压驱动引线两部分。其中, R1、R2两条引线属于恒流源动力引线, 将铂电阻传感器连接到恒流源;R3、R4两条电压驱动引线将铂电阻的电压信号连接到仪用放大电路。由此本研究将驱动Pt100的恒流源与温度检测电路分开, 保证即使R1和R2两条引线电阻出现变化产生压降也不会影响温度测量的准确性。

2.3 仪用放大电路

共模干扰是采集系统中常见的一种干扰, 主要由外界功率器件感应耦合、辐射耦合以及电路不平衡性产生[7]。恒流源通过四线制铂电阻产生的差分信号通过仪用放大电路输出一个单端对地的信号, 能够有效减少系统中共模干扰对其影响。

仪用放大电路设计如图4所示。由运算放大器U3、U4按同相输入接法组成第一级差分放大电路, 运算放大器U5组成第二级差分放大电路, 将U3、U4的输出作为U5的输入。电压增益由电阻调节, 其中R11=R12, R13=R14。该仪用放大器具有增益可调节、高输入阻抗、低输出阻抗、高共模抑制比等特点。

该仪用放大电路电压增益Av计算公式如下:

2.4 抗混叠滤波与采样保持电路

在测温系统的数据采集过程中, 不可避免地会混入干扰信号。常见的干扰信号有电力线频率在50 Hz或60 Hz的工频噪声以及其他高频设备产生的噪声等。当这些信号的频率超过奈奎斯特采样定理所规定的范围时, 就会采集到一些混叠信号并对有用信号造成干扰, 即频率混叠[8]。这种频率混叠信号即使后续电路中有数字滤波也不能完全消除干扰。为了最大程度地抑制混淆现象, 需要采用抗混叠滤波和采样保持电路将混叠信号进行衰减和滤除。

抗混叠滤波电路设计如图5所示。虚线部分 (1) 是由电阻R15和电容C1组成的RC低通滤波电路, 能够滤除高频信号中大于低通滤波电路截止频率1/2πRC的干扰信号[9]。虚线部分 (2) 为采样保持电路, 能够减小孔径误差充分发挥A/D转换器的性能, 同时滤除高频谐波。在这个电路中, 采样保持电路在采样阶段与低通滤波电路直接相连, 电容C1与C2会形成一个充放电回路, 在采样时间很短的情况下, C1和C2上的电压都达不到稳定, 增加系统干扰, 影响采集精度, 因此必须增大电容C1的容值。假设使用24位A/D转换器, 当C1/C2>224时, 就可以大幅度减小由电容充、放电带来的干扰[10,11]。

2.5 A/D转换器

A/D转换器是数据采集器的核心器件, 决定了系统的测量精度。本研究选用24位高分辨率A/D转换器CS5550, 电压增益10倍、50倍可选, 增益后电压输入范围-2.5 V~+2.5 V, 最高转换速度为4 000 sps, 自带数字滤波器, 通过配置寄存器的转换次数进行均值滤波, 24 bit双极性输出, 最高位表示符号位。单片机通过SPI总线和CS5550连接。

2.6 电路参数选择

系统实际测量过程中必须综合考虑温度测量范围、恒流源的大小、仪表放大电路的放大增益、抗混叠滤波电路的截止频率以及A/D转换器的放大增益, 选择合适的电路参数。

设实际温度为T, 测量电压为Vout。当实测温度T=0~100℃时, 铂电阻传感器Pt100的电阻值范围是100Ω~138.51Ω。本研究选择Rref电阻为10 kΩ, 根据公式 (5) 得出输出恒定电流为248.5μA, Pt100输出的电压值范围Vout为25 m V~34.627 m V。选用仪用放大器的电阻R9=R10=R11=R13=22 kΩ, Rg断开即电阻趋于无穷大, 根据式 (3) 计算输出增益Av为1。抗混叠滤波电路选用电阻R15=100Ω, 电容C1=47μF, C2=2 p F。保证C1/C2大于224, 截止频率1/ (2π×R15×C1) 小于30 Hz, 滤除高频信号, 通过低频信号。设置A/D转换器电压增益为50, 使其输入电压在1.250 V~1.731 V之间, 维持在其满量程的1/2~2/3, 充分发挥A/D转换性能。

根据上述参数设置和公式 (4) 可以得出实际温度T和测量电压为Vout的理论关系为:

3 系统标定和误差分析

由于铂电阻Pt100的自身精度以及电路中元器件的漂移, 根据理论公式计算得出的温度会和真实温度会存在一定偏差。系统选用不同铂电阻进行测温时, 必须先进行温度标定, 求得电压和温度的实际对应关系。

本研究采用RTS-35A制冷恒温槽与精度0.01℃高精密温度计进行温度标定, 该恒温槽稳定后温度波动度为±0.01℃/30 min。在10℃~80℃范围内, 铂电阻测温系统每隔10℃进行一次温度测量。测量时A/D采样速率选用500 sps, 待恒温槽温度稳定后, 本研究对每组温度进行100 s的采集, 进而对所求的50 000个测量电压求平均, 测量温度由理论公式 (7) 计算得出, 实际温度由高精度温度计测量得出。标定前测量数据如表1所示。

由表1可知, 标定前测量温度和实际温度误差超过0.3℃, 说明根据理论公式计算的温度和实际真实温度存在较大误差, 必须进行温度标定。根据这8组不同温度下恒温槽的实际温度和系统实际测得电压值采用最小二乘法进行线性拟合, 得出实际温度T和实际测量电压Vout的实际关系为:

根据线性拟合公式 (8) 再次测量恒温槽的温度, 测量数据如表2所示。

通过测量结果分析, 系统根据拟合公式测得的温度和实际温度的误差不超过±0.03℃。通过表1和表2测量误差数据对比分析可知, 系统通过温度标定之后测量误差有了明显降低。

4 结束语

本研究设计了一种高精度温度测量系统:由恒流源微电流驱动四线制铂电阻Pt100, 产生的电压信号先经过仪用放大电路进行放大, 然后通过抗混叠滤波电路和采样保持电路滤波, 进入高精度A/D转换器进行信号采集, 最后单片机根据特定公式计算出真实的温度值。该系统能够有效克服铂电阻自身的引线电阻, 减小自热效应, 降低外界干扰对测量系统的影响。

通过恒温槽测温实验和误差分析可知, 该测温系统达到了测量精度高、误差小的设计要求, 具有良好的可靠性、稳定性和实用性, 标定后温度测量误差小于±0.03℃, 可以满足工业生产过程中对温度测量的高精度要求。

参考文献

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飞船精度测量技术方案及评定篇4

飞船精度测量技术方案及评定

提出了一种实现飞船精度测量的技术解决方案,是在传统光学经纬仪测量基础上的深入研究和应用,满足了型号研制技术要求,并具有高精度、高效率的特点.文章简要阐述了测量方法和测量原理,给出了部分数学模型,并进行了测量误差和不确定度分析.

作者：刘建新 LIU Jianxin 作者单位：北京卫星环境工程研究所,北京,100094 刊名：航天器工程 ISTIC英文刊名：SPACECRAFT ENGINEERING 年，卷(期)： 16(3) 分类号：V41 关键词：精度测量电子经纬仪坐标变换误差和不确定度

一种低成本高精度温度测量电路篇5

在现代化工矿企业与农业生产过程中,环境及设备温度的测量和控制是极为普通和重要的。为了提高生产效率,降低生产成本,寻求性能可靠、价格低廉、且应有广泛的元器件设计温度检测仪是生产、使用单位的首先。本温度检测仪就是由极为普通的晶体管3DG6、廉价的电压、频率转换器(V/F)LM331与单片机AT89C2051等组成,它具有成本低、调校简便、自动补偿、测量精度高的特点。

半导体理论和实验证明:在-50℃+150℃的范围内,当发射结正偏时,不管集电结反偏还是零偏,在一定的集电极电流形式下,NPN硅晶体管的基极-发射极间正向电压Ube随温度T的增加而减小,并有良好的线性关系,其电压温度系数约-2.1mV/℃。因此,晶体管3DG6不但可以作为通常的电子器件使用,而且也可作为一种价格低廉、取材方便、性能良好的温度传感探头使用。

1 测量与放大电路

用3DG6作为温度传感探头和LM324运算放大器构成的测量放大电路见图1。晶体管3DG6接成基极与集电极短路发射结正偏、集电结零偏作为二极管使用,构成温度号,传感探头置于测温现场,电源通过电阻R1(100Ω)向3DG6的同相端,R1,R2,R3,R4均为普通金属膜电阻,选R2=R3,则放大器输出U0≈Ube。本仪器用2片LM324可同时检测7路输入信号。

2 检测与处理电路

检测与处理电路见图2。图2中4051为八选一模拟开关,其输入I0~I6为温度检测输入,I7为自动补偿输入。放大器LM324接成跟随放大器,其输入为LM331芯片2脚输出Vref电压。LM331为电压、频率转换器(V/F),其输出经74LS74分频后练到单片机AT24C0251的P3.2端,由单片机检测脉冲宽度并通过运算得出对应温度值。AT24C02为串行I2C总线EEPROM电路,用来存放调校时两基准温度值所对应的脉冲宽度和LM331基准电压Vref所对应的脉冲宽度。

LM331是单片集成V/F高精度电路,内部由开关电流源、输入比较器和单脉冲定时器等部分组成,外接电阻和电容可组成基本的电压、频率转换器。当外接电阻和电容可组成基本电压/频率转换器。当外接阻容元件值一定时,LM331的输出频率与输入电压成正比关系。

图2中单片机和AT24C02的使用使得本测温仪具有调校简便和自动补偿功能。在调校时,先将3DG6置于0℃冰水混合物中,通过一定的操作,单片机将测得的脉冲宽度T0记录下来并存于AT24C02中。然后再将3DG6置于100℃的水中,再通过一定的操作,单片机将测得的脉冲宽度T100记录下来也存于ATA24C02中。在两次测量中,单片机同时测量LM331的2脚输出的基准电压Vref,经跟随器LM324和4051后,又送到LM331的7脚由LM331将在当前电路参数条件下的Vref所对应的脉冲宽度Tref值也记录于AT24C02中。

3 调校与自动补偿

由F=1/T可得出每单位(0.1℃)温度的变化与脉冲宽度的关系。设当温度为t时,测得的脉冲宽度为Tt,只要单片机测得Tt,就可通过计算得出温度值。而且通过这种方法进行测量,不需要调整放大器的放大倍数,也不需要调整LM331外接阻容器件参数,更不需要调整LM331的输出电压与输出频率的对应值,因此,本测温仪调校简便。频率不仅与输入电压有关,而且与LM331的外接阻容元件有关,因而LM331外接阻容元件的精度及参数的稳定性直接影响测量精度。另外,测量精度还与运放的性能有关,为了克服这种对元件及运放要求高的缺点,本测温仪采用自动补偿,具体方法是:利用LM331的2脚输出的稳定基准电压转换为频率;由单片机测量出对应的脉冲宽度Tvt,此脉冲宽度就是当前时刻所有电路参数所对应的基准电压的脉冲宽度Tref,根据Tref和Tvt再修正调校时所测得的T100和T0。

4 结语

本测温仪采用普通器件,在不需要复杂调试的情况下,只需要操作仪器本身的按键和数码管显示就可进行调校(即标定)。具有低成本,测量精度高的特点,在-40℃~-140℃范围内,其测量误差为±0.1℃。如将该测温仪与煤矿井下电力监控系统配套,可用于电机设备的表面温度测量、重要开关设备接线端子的表面温度测量等。本文介绍的检测电路自动补偿方法也可用于其他测量传感器中。

参考文献

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温度测量精度篇6

高性能的星敏感器是航天器姿态测量的基本器件。在轨道运行过程中,受到太阳辐射、地球红外辐射和地球阳光反照等因素的影响,星敏感器光学系统的测量精度相应地受到环境温度变化的影响。

目前,国内外对高分辨率空间望远镜进行均方根波相差(RMS)总体误差分配时,热控系统误差在数值上占总误差的一半左右[1]。星敏感器与空间望远镜有相似性,因此,有必要重视对星敏感器光学器件的热影响研究。高低温试验能够测量光学系统整体温度变化对星敏感器测量误差的影响,但实验方法难以区分与光学元件、镜筒有关的不同误差源对测量误差的影响。本文分项计算环境温度所引起的透镜面形、材料折射率和镜筒形状的变化,研究这些变化因素对星敏感器测量误差的影响。以一个中等精度星敏感器光学系统为例,提出减小其热误差的初步方案,为光学系统的设计及热控措施提供依据。

2 环境温度对光学器件的影响

环境温度对光学系统性能的影响,与下述三个主要因素有关:第一、玻璃的折射率依赖于温度;第二、光学元件随着温度的变化而膨胀和收缩,这将改变镜头的厚度、曲率半径及曲面面形。第三、光学元件之间的间隔会由于镜筒材料的热胀冷缩而改变。

光学系统温度从t1均匀变化到t1+∆t时,相应的结构参数和光学参数变化如下[2]:

透镜厚度:D→D+dD=D1(+ag⋅∆T)

前面曲率半径:R1→R1+dR1=R1+.05D⋅ag⋅∆T

后面曲率半径:R2→R2+dR2=R2+.05D⋅ag⋅∆T

透镜间隔:Dair→Dair+dDair=Dair1(+am⋅∆T)-.05D1⋅ag1⋅∆T-.05D2⋅ag2⋅∆T

折射率:Ng→Ng+d Ng=Ng+Bg⋅∆T

式中:ag=1(/L)dL/dt是光学材料的热膨胀系数,am为镜筒材料的热膨胀系数,gB是光学材料的折射率温度系数。

3 星敏感器星点定位误差

星敏感器星点提取普遍采用亚像元技术[3],理论上星像光斑能量I满足正态(Gauss)分布:

式中:(xc,yc)表示真实的星像中心位置;σpsf称为Gauss半径,表示光斑的能量集中度。实际星敏感器CCD探测面上,星像点是一分布在几个像元上的模糊斑点,通过亚像元内插质心法,计算得到星点位置(xo,yo)。

式中:(x′,y′)为星光照射CCD像元的位置,I′(x′,y′)为该像元的信号强度。

光学系统结构参数受温度影响发生变化后,其像斑位置和能量分布必然发生变化。如图1所示,A表示标定温度下CCD探测面上的成像光斑,A′表示环境温度变化后的光斑,o、o′分别表示其亚像元内插质心,环境温度变化带来的星敏感器单个星点的定位误差可用矢量r表示。

4 不同环境温度下星点定位误差的计算结果

4.1 单个星点定位误差的计算结果

本文以中等精度的典型星敏感器光学系统为例,研究环境温度变化对星点成像的影响。如图2所示,该光学系统由6个透镜组成(f=56 mm,相对孔径1/1.3)[4]。

首先,计算环境温度变化后,光学系统结构参数和折射率的变化。计算中,光学系统标定温度20℃,镜筒材料采用钛合金TC4,材料参数见表1[5,6]。

然后,将变化后的参数输入光学设计软件ZEMAX,模拟星点在CCD探测面上的像斑;最后,利用亚像元内插质心算法,提取光斑质心,求得环境温度变化引起的星点定位误差r。

图3(a)给出了环境温度上升时,所带来的星点定位误差r随视场的变化曲线。如图所示,r在3°视场处最大(这与该光学系统在3°视场处光斑RMS半径有关);图3(b)是环境温度下降所引起的星点定位误差r曲线,分析可知,3.5°视场内,温度下降对r值的影响较小,视场≥3.5°时,r值随视场增大。

4.2 星敏感器等效测量误差

取不同视场下单个星点定位误差r数据,代入式3,求星敏感器等效测量误差δ。图4为不同视场下,δ随温度变化的曲线。

等效测量误差δ的计算公式[7]:

式中:亚像元内插精度S=星点定位误差r/像元大小,假设视场平均星数NFOV=10,不考虑其它因素误差。计算中,CCD面阵像元数N×N=1 024×1 024,像元尺寸为10µm×10µm。

由图4可见,随着温度升高,星敏感器测量误差δ在各视场近似线性增大;环境温度下降,视场≥3.5°时,δ和环境温度也具有较好的线性关系。

4.3 分析

图3、4中,温度上升和下降时,各曲线的变化趋势不尽相同,这与温度变化对光学系统焦距影响不同有关,图5给出了光学系统的焦距随温度变化的曲线。

以20℃为光学系统标定温度,当环境温度上升时,焦距增大,当环境温度下降时,焦距先减小后增大。误差计算中,焦距的变化引起光学系统的离焦量变化,光学系统星点光斑的弥散半径和能量分布随之发生变化,对质心提取产生影响。因此,温度上升或下降,对星敏感器精度影响的规律不尽相同。

5 减小测量误差的技术途径

5.1 影响光学系统焦移量的诸因素

根据前面的分析,由于环境温度变化会引起光学元件的光学、结构等参数发生变化,从而引起系统的焦距改变,影响星敏感器测量精度。因此,要求通过一定的热补偿技术,使光学系统在工作温度范围内,光学系统焦距随温度的变化量(温度焦移量)在允许值内。

对于n个薄透镜组,温度焦移系数Xf为[2]

式中:f为透镜组标定温度下焦距,fi为第i个透镜焦距,Bgi、agi、ni分别为折射率温度系数、线膨胀系数和折射率。

当温度变化∆t时,热效应引起的薄透镜组温度焦移量∆f应为

因此,通过选择不同Xi的光学材料之间的组合,以及光学材料的Xi与镜筒材料am值匹配,使光学系统温度焦移系数Xf为0,可以消除光学系统的温度焦移,有效减小温度变化引起的测量误差。此外,在星图处理中,尽可能的取中心视场附近的星点匹配星图,也可以提高测量精度。由第三节的分析结果可知,如果通过材料参数匹配,使光学系统在-20~60℃温度范围内的温度焦移量≤1µm,则在3°视场内,星敏感器测量误差≤0.025″。

5.2 热补偿设计结果

本文第三节所分析的透镜组,是一个中精度星敏感器的光学系统(图2)。其热稳定性较差。针对前面的分析结论,本文对该系统提出如下改进方案:

表2为原光学系统各透镜焦距、焦移系数。将第1片透镜玻璃材料改为ZF6、第6片透镜材料改为ZK9,利用ZEMAX对光学系统重新进行优化,确保新的光学系统和原系统焦距、视场等参数不变,点列图半径、圈内能量等不发生大的变化,优化后各透镜焦距、焦移系数如表3所示。

将表2、表3数据,代入式(4),可知原来光学系统的温度焦移系数为8.5×10-6 mm℃-1,材料匹配设计后减小为1.34×10-6 mm℃-1。图6为优化后,光学系统焦距随环境温度变化曲线,由图可知,在环境温度-20~60℃范围内,光学系统温度焦移量≤0.7µm,达到了优于1µm的指标要求。经热光耦合分析,光学系统采用热补偿技术后,星敏感器最大测量误差为0.02″,仅为原系统的1/7,小于0.025″,达到了预期的设计要求。

6 结论

运用光机结合方法,分析环境温度对星敏感器测量精度的影响,得出以下结论:

1)测量误差δ和视场的关系

环境温度上升时,测量误差δ在视场3°处最大;而环境温度下降时,δ在视场边缘处最大。在0°视场附近,无论温度如何变化,测量误差都较小。因此,取小于一定视场角范围内(视场角<3°)的星点匹配星图,可提高测量精度。

2)测量误差δ和光学系统热焦移的关系

最大测量误差δ,随光学系统的热焦移量增大而增大。通过光学材料选择,实现不同材料温度焦移系数的匹配,可以提高光学系统的热稳定性,将测量误差δ控制在要求范围内。

上述分析结果表明,空间环境变化引起的热效应对星敏感器精度有一定影响,通过不同材料的匹配,可以提高系统热稳定性,减小环境温度对星敏感器测量精度的影响。

本文提出的热光耦合分析技术,可用于评价和优化星敏感器光学系统的热性能,对开展航天光学系统的热控设计有参考和指导作用。

参考文献

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温度测量精度篇7

激光多普勒雷达测风技术[1,2,3,4,5]是通过遥感方法,测量不同发射方向的单频激光散射光的多普勒频移,测量多普勒频移造成信号强弱的变化,从而测得风速和风向。该技术是一种非相干测量技术,利用单边缘检测测量大气风场[6,7]。

碘分子滤波器是一种具有高稳定性和简单的光学结构的超窄带光学滤波器,在可见区域有2 000多根主要吸收线,其中一些接近倍频Nd:YAG激光波长532 nm。如图1所示

本文中选用1 109线作为单边缘检测,图2为透过率函数T(ν)相对于频移的曲线[8]。比较透过率函数T(ν)和两路回波信号的比值R(ν)=N(ν)/N0,可以得到回向散射信号的频移,其中N(v)和N0分别表示测量通道和参考通道的信号。假设两个通道的效率相同,在测量静止目标时,透过率函数T(0)=0.5,而运动目标散射信号的频移为:

$ν_{D} = 2 \frac{V_{R}}{λ} = \frac{Δ Τ (ν)}{\frac{\partial Τ (ν)}{\partial ν}} = \frac{Δ R (ν)}{\frac{\partial Τ (ν)}{\partial ν}} (1)$

激光在大气中的的散射包括大气分子的Rayleigh散射和气溶胶的Mie散射,我们实际测量的回向散射信号是Mie散射和Rayleigh散射信号的叠加,为了矫正同时测量Rayleigh散射和Mie散射所引入的风速测量误差,我们采取测量回向散射比Rb(r)的方法[9,10,11]。Rb(r)可以表示为:

$R_{b} (r) = \frac{β_{a} (r) + β_{m} (r)}{β_{m} (r)} (2)$

式(2)中βα为大气气溶胶回向散射系数,βm为大气分子回向散射系数。

根据激光雷达方程,参考通道和测量通道的回波信号分别表示为:

$\begin{array}{l} Ν_{R} (r) = ρ_{1} Ν η_{Q E 1} η_{Ο 1} \frac{A}{r^{2}} Δ r [β_{a} (r) + \\ β_{m} (r)] \exp {- 2 \int_{0}^{r} [α_{a} (r^{'}) + α_{m} (r^{'})] d r^{'}} ； \end{array}$

$\begin{array}{l} Ν_{Μ} (r) = ρ_{2} Ν η_{Q E 2} η_{Ο 2} \frac{A}{r^{2}} Δ r [β_{a} (r) \int_{- \infty}^{+ \infty} Τ (ν) \times \\ Ι_{a} (ν - ν') d ν' + β_{m} (r) \int_{- \infty}^{+ \infty} Τ (ν) Ι_{m} (ν - ν') d ν'] \times \\ \exp {- 2 \int_{0}^{r} [α_{a} (r^{'}) + α_{m} (r^{'})] d r^{'}} (3) \end{array}$

式(3)中,NR和NM是参考通道和测量通道接收到的光子数;N为激光脉冲输出总光子数;ρ1,2分别为两个通道的分光比;ηQE1,2分别为两个光电探测器量子效率;ηO1,2分别为两个通道总的光学效率;A为激光雷达系统接收面积;Δr为激光雷达系统探测距离分辨率;r为探测距离;αa为大气气溶胶消光系数;αm为大气分子消光系数;Ia大气气溶胶回向散射光谱分布;Im为大气分子回向散射光谱分布。

在公式(3)中,定义:

$\begin{array}{l} f_{a} (ν) = \int_{- \infty}^{+ \infty} Τ (ν) Ι_{a} (ν - ν') d ν'; \\ f_{m} (ν) = \int_{- \infty}^{+ \infty} Τ (ν) Ι_{m} (ν - ν') d ν' (4) \end{array}$

即fa(ν)和fm(ν)分别为大气气溶胶回向散射和大气分子回向散射透过碘分子吸收滤波器的光谱响应。

由公式(2)、式(3)和式(4),得到碘分子吸收滤波器光谱透过率为:

$R (r, ν) = Κ \frac{(R_{b} (r) - 1) f_{a} (ν) + f_{m} (ν)}{R_{b} (r)} (5)$

式(5)中 $Κ = \frac{ρ_{2} η_{Q E 2} η_{Ο 2}}{ρ_{1} η_{Q E 1} η_{Ο 1}}$ 为系统校正常数。

激光发射频率为νout,对应的碘分子吸收滤波器光谱透过率为R(r,vout)。由于大气风场的作用,大气气溶胶回向散射信号和分子回向散射信号相对于激光发射频率νout会产生多普勒频移Δν,此时对应的碘分子吸收滤波器光谱透过率为R(r,vout+Δν)。

$\begin{array}{l} R (r, ν_{o u t} + Δ ν) \approx R (r, ν_{o u t}) + \frac{Κ}{R_{b} (r)} \times \\ {[R_{b} (r) - 1] \frac{d f_{a} (ν)}{d ν} + \\ \frac{d f_{m} (ν)}{d ν}} Δ ν (6) \end{array}$

由公式(1)、式(6)得径向风速表达式:

$\begin{array}{l} V \approx \frac{c}{2 ν_{o u t}} \\ \frac{R (r, ν_{o u t} + Δ ν) - R (r, ν_{o u t})}{\frac{Κ}{R_{b} (r)} {[R_{b} (r) - 1] \frac{d f_{a} (ν)}{d ν} + \frac{d f_{m} (ν)}{d ν}}} (7) \end{array}$

Rb(r)测量方法导致的风速测量误差主要来源于Rb(r)和R(ν)的测量误差,Rb(r)和R(ν)的测量误差除了与测量系统性能有关,还与碘分子滤波器吸收曲线的形状有关,而碘分子滤波器的吸收曲线形状受碘分子滤波器温度的影响,因此,滤波器温度的选取影响风速的测量精度。下面我们将模拟碘分子滤波器在不同温度下的吸收曲线,做出风速测量误差随碘分子滤波器温度变化的曲线。选择适当的碘分子滤波器温度,确保风速测量误差小于1 m/s。

2 模拟和矫正

本文首先模拟了在(273～363) K碘分子滤波器温度情况下,测量大气垂直剖面的Rb(r)数据的误差。采用普林斯顿大学Miles研究组的算法模拟不同温度下的碘分子滤波器吸收曲线,大气分子模型采用1976年美国标准大气,气溶胶则利用Spinhirne的模型[11],边界层选用都市气溶胶模型,βα、βm、αa和αm如图5所示。

R相对于Rb(r)的测量灵敏度:

$Θ (r) = | \frac{d R (r, ν_{0})}{d R_{b} (r)} | = | \frac{f_{a} (ν_{0}) - f_{m} (ν_{0})}{R_{b}^{2} (r)} | (8)$

R(r,v)的信噪比SNR(r,ν)为:

$\frac{1}{S Ν R (r)^{2}} = \frac{1}{m} (\frac{Ν_{1} (r) + Ν_{b}}{Ν_{1}^{2} (r)} + \frac{Ν_{2} (r, ν_{0}) + Ν_{b}}{Ν_{2}^{2} (r, ν_{0})}) (9)$

式(9)中,m为测量平均次数。

则Rb(r)测量误差为:

$ε (r) = \frac{1}{S Ν R (r) Θ (r)} (10)$

模拟的数据结果如图6(X坐标为测量距离r,Y坐标为温度,Z坐标为Rb(r)测量误差)。

碘分子1 109吸收线的中心波数为18 787.8,有两个边缘可以用作频率鉴别器,因此,分别模拟两个边缘,不同碘分子滤波器温度下,Rb(r)测量误差对径向风速测量误差的影响,以及R(r,v)测量误差对径向风速测量误差的影响。

首先,我们选用上边模拟获得的在碘分子滤波器温度为290 K时Rb(r)测量误差数据,该温度使得高空的Rb(r)测量误差最小。以fa=fm时的频率作为零风速位置,模拟由于Rb(r)测量误差导致的10 m/s和50 m/s径向风速测量误差与碘分子滤波器温度(273 K～363 K)的关系。

由公式(7),Rb(r)的测量误差导致的径向风速V的误差为:

$\begin{array}{l} ε_{R b} (r, Δ ν) \approx \frac{c}{2 ν_{o u t}} \times \\ \frac{- [R (r, ν_{o u t} + Δ ν) - R (r, ν_{o u t})] [\frac{d f_{a} (ν)}{d ν} - \frac{d f_{m} (ν)}{d ν}]}{Κ {[R_{b} (r) - 1] \frac{d f_{a} (ν)}{d ν} + \frac{d f_{m} (ν)}{d ν}}^{2}} \times \\ ε (r) (11) \end{array}$

模拟的结果如图7(X坐标为距离r,Y坐标为温度,Z坐标为径向风速误差)。

通过模拟,我们发现对于不同测量高度,碘滤波器的温度存在最佳值,使得由Rb(r)的测量误差导致的径向风速测量误差最小。

然后,我们模拟由于R(r,v)测量误差导致的10 m/s和50 m/s径向风速测量误差与碘分子滤波器温度(273 K～363 K)的关系。

边缘技术中,探测灵敏度可以定义为单位风速变化所引起的透过率变化。因此,利用碘分子吸收滤波器探测大气径向风速的灵敏度为:

$\begin{array}{l} Θ (r, ν) = \frac{d R (r, ν)}{d V} = \frac{2 ν_{o u t}}{c} \frac{Κ}{R_{b} (r)} \times \\ {[R_{b} (r) - 1] \frac{d f_{a} (ν)}{d ν} + \frac{d f_{m} (ν)}{d ν}} (12) \end{array}$

而R(r,v)的信噪比SNR(r,ν)为:

$\begin{array}{l} \frac{1}{S Ν R (r, ν)^{2}} = \frac{1}{m} \times \\ (\frac{Ν_{1} (r) + Ν_{b}}{Ν_{1}^{2} (r)} + \frac{Ν_{2} (r, ν) + Ν_{b}}{Ν_{2}^{2} (r, ν)}) (13) \end{array}$

式(13)中,m为测量平均次数。

因为激光频率控制非常精确,R(r,vout)的误差可以忽略,由R(r,vout+Δν)测量误差引起的径向风速的误差为:

$ε_{R} (r, Δ ν) = \frac{1}{S Ν R (r, ν_{o u t} + Δ ν) Θ (r, ν_{o u t} + Δ ν)} (14)$

模拟结果如图8(X坐标为距离r,Y坐标为温度,Z坐标为径向风速误差):

由模拟结果可以看出:在不同高度,碘分子滤波器温度存在最佳值,使得由R测量误差导致的径向风速误差最小。

由公式(7)和式(11),径向风速的获得依赖于R(r,vout+Δν)、 R(r,vout)和Rb(r)。因为激光发射频率的不稳定和碘分子滤波器温度的不稳定引入的风速测量误差非常小,所以,只考虑R(r,vout+Δν)、和Rb(r)测量误差引入的径向风速误差。

$\begin{array}{l} ε_{v} (r, Δ ν) = \\ [ε_{R}^{2} (r, Δ ν) + ε_{R b}^{2} (r, Δ ν)]^{\frac{1}{2}} (15) \end{array}$

下面是10 m/s和50 m/s径向风速测量误差的模拟结果,如图9(X坐标为距离r,Y坐标为温度,Z坐标为径向风速误差)。

3 实验结果和分析:

我们选择碘滤波器温度为333 K,该温度下测量低风速误差较小,测量结果如图10、图11。

当碘滤波器温度为333 K时,我们可以在同时测量气溶胶和大气分子散射的情况下,获得高于1 m/s的风速测量精度。

(1)对于低风速,采用高波数边缘测量误差较小;而对于高风速,采用低波数边缘测量误差较小。

(2)对于某一个所要测量的风速,存在近似最佳的碘分子滤波器温度,在该温度下,测径向风速误差较小;但是对于所有风速,并不存在最佳的碘分子滤波器温度。

(3)在白天测量10 km距离内,径向风速测量误差小于1 m/s。

摘要：通过理论模拟碘分子的吸收曲线。模拟出不同回向散射比Rb(r)的大气回波信号和碘分子滤波器透过率函数R(r,ν)卷积的光谱曲线;该曲线与碘分子滤波器的温度有关。模拟碘分子滤波器的温度变化,在同时测量气溶胶和大气分子散射的情况下,获得测量误差随碘分子滤波器温度变化的曲线。最后,设置适当的碘分子滤波器温度,采用青岛海洋大学遥感研究所研制的非相干多普勒激光测风雷达系统测量回向散射比Rb(r)和回向散射信号频移的距离剖面,反演出风速和探空气球的测风数据比较。测量风速的标准偏差为0.985 m/s。

关键词：回向散射比,碘分子滤波器温度,测量精度

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温度测量精度篇8

1 组成与工作原理

星载微波辐射热定标源在微波探测频率范围内，为微波辐射计提供微波辐射亮温度。在热平衡状态下，物体吸收的能量与物体发射的能量相等，在微波波段辐射亮温度与物理温度成正比。热定标源提供的温度实际是黑体的物理温度，要使黑体的物理温度等于其微波辐射亮温度，就要求黑体在微波频段的辐射率接近于1，其物理温度就近似等于微波亮温度。

星载微波辐射热定标源黑体主要由金属电磁屏蔽外壳、微波吸收体、隔热材料、测温铂电阻以及加热器等组件构成，其结构如图1所示[2]。温度测量控制系统通过检测安装在黑体角锥内部的测温传感器的输出信号，获得黑体的物理温度，并通过黑体内部的加热器，实现黑体物理温度的控制。

温度测量控制系统由微处理器电路、温度检测与控制电路、低通滤波电路、模/数变换电路、存储器电路、通信电路、二次电源电路以及嵌入式星载软件等部分组成[3]，如图2所示。

系统软件的功能是实现温度数据采集、数字滤波、温度数据单位转换、故障识别、温度控制以及串口通信等功能。对于环境温度变化造成的温度漂移误差，采用实验测试标定和软件补偿的办法消除。

2 测量控制系统设计

2.1 温度检测与放大电路

由于铂电阻的精度和灵敏度高，测温范围宽，线性度、重复性和稳定度好[4]，因此选取铂电阻PT100作温度传感器。铂电阻为正温度系数的测温元件，其电阻值随温度升高而增大，设计三线制电桥的方式来提取温度信号，可以补偿引线误差，适合高精度温度测量。

把铂电阻作为电桥的一个桥臂，当待测目标温度变化时其阻值发生变化，用仪表测量放大器将电桥的不平衡量输出放大再经低通滤波后，再通过模数转换器转换为数字量到微处理器。测温电路原理图如图3所示。

为了降低电桥匹配电阻热噪声带来的测量误差，采用精密线绕电阻器，温度系数±10×10-6Ω/℃。电桥由5 V输出精密基准电压源供电，精度±2.5 mV。

根据黑体测温范围-5～45℃，PT100对应的阻值范围为98.002～117.470Ω，计算出电桥平衡点的电压为0.108 V。在-5℃对应的电压为0.098 V，在45℃对应的电压为0.117 V，则测温电桥差分输出电压范围为±0.009 5 V，其信号幅值比较微小，为了便于A/D转换器进行采集，需要将此信号放大到A/D转换器易于检测的范围内。采用集成仪表放大器AD620，其具有高输入阻抗，使电桥输出信号不受影响，AD620折合到输入端总误差为0.014 663 V，而由3个OP07构成的仪表放大器折合到输入端总误差为0.028 134 V，性能要优于由3个分立运算放大器构成的仪表放大器。

AD620外围电路接口如图4所示。放大器增益由电阻RG决定，计算公式[3]为。

设计RG标称阻值为98.8Ω，即仪表放大器放大500倍，有源低通滤波器放大2倍，总放大倍数为1 000倍。即±0.009 5 V的电压信号放大为±9.5 V，测温分辨率为0.38 V/K，满足A/D转换器±10 V的输入电压范围。

2.2 数据采集电路

定标源黑体测温铂电阻为4个通道，环境温度检测为1个通道，共采集5个通道模拟量信号。采用16位模数变换器AD976、低导通电阻模拟开关ADG528以及运放OP07构成电压跟随器构成的模数转换电路。

AD976是一种采样速率高、低功耗单5 V电源工作的A/D转换器，内含时钟、参考电源和误差校准电路[5]，输入电压范围为±10 V，转换周期最大10μs，最大功耗100 mW。为方便处理片选控制信号CS，结合DSP时序采用通过CS控制转换及数据读出过程。AD976接口电路原理如图5所示。

设计AD976读/转换信号R/C由DSP的I/O口给出，CS由地址译码电路给出，转换完成信号BUSY通过电平转换器件连接至DSP的I/O口，总线D0～D15与DSP总线连接。当AD976启动转换之后DSP对BUSY查询，如果BUSY信号变为高电平，则表明AD976转换结束，此时转换结果在总线上的有效，DSP可以对AD976进行读操作。如果A/D转换过程中出现故障，即BUSY信号一直输出为“0”，则软件会发生“死等”情况，为此加入时间保护处理，即在10 ms内BUSY一直为“0”，则认为AD976转换故障，此时不再查询BUSY，软件执行以后操作。

2.3 测温误差分析

测温电路的主要误差有元器件固有误差产生的基础误差，以及器件参数随环境温度变化产生的温度漂移误差，温度测量控制系统误差汇总见表1所示。

从表1看出，基础误差总计为0.28 K，温漂误差总计0.09 K，超过系统0.1 K的测温精度要求。为此，选用温度系数尽量低的元器件，同时软件上通过误差校准和漂移误差补偿的方法，来解决基础误差和漂移误差对测温精度的影响。

2.4 温度数据处理方法

2.4.1 温度数据误差校准

由于铂电阻的阻值和温度之间存在非线性关系，因此，对数据进行非线性校正是高精度测温不可缺少的环节[6]。误差校准处理的方法是以精密电阻箱模拟铂电阻作为测温信号输入，范围-5～45℃，以-5℃为起点，间隔0.5℃取值，直到45℃，读取A/D转换数据，再根据A/D输出值和以K为单位的温度值二者的数学关系，不断调整相应的参数，直到满足测温精度的要求。

温度数据误差校准采用二次曲线拟合的方法，方法见下式：

式中：Tin为校准后的温度值，单位：K;P0[i],P1[i],P2[i](i=0,1,2,3分别对应4路测温通道）为温度校准系数，单位：K;Dout为A/D输出数字量，单位：V。

2.4.2 温度漂移误差补偿

温度漂移误差补偿处理的基本思想是将系统放置于高低温试验箱，试验箱外部连接精密电阻箱，在温度测量控制系统工作的环境温度范围内，取多个环境温度点，再读取4路的温度数据并计算误差，在软件中调整相应的补偿参数，补偿后重新进行误差检测，直到满足测温误差要求。

设计采用分段补偿的方法，根据测得的系统环境温度，对以K为单位的温度值进行补偿，方法见下式：

式中：TC为温度补偿后温度值，单位为K;Tin为误差校准后的温度值，单位为K；Δ为温度漂移误差补偿值，单位为K。

3 系统可靠性设计

热定标源从功能上化分为3个功能块：辐射源黑体、铂电阻与放大电路以及其他电路。其中测温通道为4路，互为备份，可靠性框图如图6所示。

系统进行了抗力学性、抗热学性、电磁兼容性、抗辐射性等空间环境适应性以及裕度设计，可靠性预计结果表明热定标源在轨飞行的寿命末期满足可靠度0.99的要求。

4 测试结果及分析

4.1 测温误差测试结果

将定标源温度测量控制系统放入高低温试验箱中，试验箱温度分别设定在-10℃，20℃，45℃，环境温度-10℃时的测温误差测试结果如表2所示。在环境温度20℃，45℃时测温误差都小于0.1 K。

4.2 温度特性测试结果

定标源温度测量控制系统4个测温通道的实测温度数据曲线见图7，温度稳定度实测小于等于0.02 K/16 s，温度均匀性实测小于等于0.12 K。

5 结语

针对某型号遥感卫星微波有效探测载荷研制的星载微波辐射定标源，频率范围为10～90 GHz，发射率大于0.99，温度测量范围-5～45℃，测温误差优于0.1℃，温度稳定度优于0.1 K/16 s，温度均匀性优于0.12 K。通过地面功能和性能测试、环境试验（力学、热学等）考核以及在轨飞行测试，证明系统的设计是合理可行的，具有高精度、高可靠性的特点，能够满足空间环境应用特点，研制的微波辐射热定标源产品已成功应用于多颗遥感卫星微波有效载荷，在轨应用性能良好。

参考文献

[1]陆登柏,邱家稳,蒋炳军,等.星载微波辐射计定标热源及其发射率测试研究[J].空间电子技术,2009(4):58-61.

[2]陆登柏,蒋炳军,邱家稳.星载微波辐射计定标热源研究[J].遥感技术与应用,2009,24(3):391-394.

[3]曹茂永,王霞,孙农亮.仪用放大器AD620及其应用[J].电测与仪表,2000,37(10):49-52.

[4]李言旭,张瑞,刘银年.高精度高可靠性的在轨黑体测温电路设计[J].仪表技术与传感器,2005(9):33-35.

[5]段广云.基于CPLD的数据采集系统[J].仪表技术与传感器,2008(6):73-75.

一种高精度温度检测方案篇9

关键词：温度检测,MSP430F169,PT1000,ADS1255,高精度

0 引言

在我国, 拥有众多十分珍贵的石窟艺术宝库, 大多都已经被列为国家重点文物保护单位, 其中敦煌莫高窟、云冈石窟、龙门石窟、大足石刻已经被列为世界文化遗产。但是, 近几十年来由于空气污染日益严重, 空气中CO 2、SO2含量增高, 使水对岩石的侵蚀能力增强, 造成石窟雕像风化速率远高于以往的岁月, 导致这些艺术瑰宝逐渐失去了原有风采。而造成石窟石雕风化的水主要来源形式有窟顶与窟壁裂隙的直接渗水、对石窟外壁雕刻的直接冲刷的雨水、洞窟内石雕表面的凝结水。据了解凝结水较其它形式的水对石窟文物的影响更加严重, 为了找到洞窟风化病害的防治对策, 对洞窟内石雕表面凝结水的研究是非常必要的, 而洞窟内外的温差是形成凝结水的主控外因。

本文针对此研究提出一种具有较高精度的温度测量方案。该系统以TI公司MSP430F169单片机为主控, 采用高精度PT1000铂电阻温度传感器进行测量, 并选用24位模数转换器ADS1255进行数据采集, 结合液晶显示器进行数据显示, 从而达到高精度温度测量。

1 系统硬件设计

该方案采用的主控芯片为TI公司的MSP430F169。MSP430F169为16-Bit RISC架构, 最高运算速度8MIPS, 有六组I/O口P0~P6, 计48 pin脚可供输入输出, 数字传输周边模块提供两组USART可作为异步、同步传输 (支持SPI 3Pin、4Pin传输) 、I2C接口, 并且还具有超低功耗等特点, 广泛应用在计步器、血糖计、三用电表、功率计等可携式产品应用上。

1.1 PT1000和ADS1255温度采集硬件电路设计

金属铂 (Pt) 的电阻值随温度变化而变化, 并且具有很好的重现性和稳定性, 利用铂的此种物理特性制成的传感器称为铂电阻温度传感器。铂电阻温度传感器精度高, 稳定好, 响应也较快, 典型实验数据为:在400℃时, 持续300小时, 0℃时的最大温度漂移为0.02℃。应用温度范围广, 是中低温区 (-200℃~650℃) 最常用的一种温度检测器, 不仅广泛应用于工业测温, 而且被制成各种标准温度计 (涵盖国家和世界基准温度) 供计量和校准使用。

ADS1255是一款高性能的A/D转换器, 其内部集成多路选择开关MUX、可编程增益控制器PGA、四阶调制器可编程数字滤波器等, 具有极低的噪声, 可满足高精度的测量要求。ADS1255能够接收输入幅度为0V~5V的信号若超出该范围器件将损坏, 因此若需采集的信号不在该范围内, 首先需将其线性变化0 V~5V之内才能输入到ADS1255。

本方案选用的为铂电阻为PT1000, 级别为1/3DIN B, 0℃时电阻值为1 000Ω, 100℃时标准电阻值为1 385.1Ω, 零度时阻值误差±0.04%, 温度误差± (0.10+0.0017|t|) ℃, 温度系数TCR误差0.003851±0.000004Ω/Ω/℃。图1所示为由PT1000和ADS1255组成的温度采集硬件电路。

图中PT1000和ADS1255均采用2.5V的参考电压, 基准源选用TI公司的选用TI公司的2.5V电压基准REF5025。ADS1255具有检测连接至输入端外部传感器的完整性的电路, 传感器检测电路简化, 开启传感器检测功时, ADS1255将自动开启输入缓冲器。由于ADS1255提供3路模拟输入端, 模拟多路开关寄存器可将其配置为1路差动输入或者2路单极输入。本方案中, ADS1255设置为差动输入, 通道0为正差动输入通道 (AIN0) , 通道1为负差动输入端 (AIN1) 。

由于PT1000在0℃时电阻值为1000Ω, 100℃时标准电阻值为1385.1Ω, 变化最大约为0.38kΩ, 电阻变化量较小, 要得到较高精度的测量数据, 所选的分压电阻必须适当, 方案中选择的分压电阻R8为5.1kΩ精度为0.1%的精密电阻。

1.2 ADS1255的SPI接口

ADS1255只能工作在SPI通讯的从机模式下, 采用四线制 (时钟信号线SCLK、数据输入线DIN、数据输出线DOUT和片选线CS) 。可以通过各种主控制器来控制ADS1255片上的寄存器, 通过串口读或写这些寄存器。

SPI (Serial Perip heral Interface串行外设接口) 总线系统是一个同步个同步串行外设接口, 允许CPU与各种外围接口器件以串行方式进行通讯, 交换信进行通讯, 交换信息。外围接口器件包括简单的TTL移位寄存器、AD、DA转换器、实时时钟、存储器以及LCD、LED显示驱动器等。SPI系统使用四条线:串行时钟线 (SCK) , 主机输入从机输出数据线 (MISO) , 主机输出从机输入数据线 (MOSI) 和低电平有效的从机选择线 (SS) 由于SPI系统总线只需3~4数据和控制线即可扩展具有SPI各种IO器件, 而并行总线扩展方法需8根数据线、8~16位地址线、2~3控制线, 因而SPI总线的使用可以简化电路设计, 提高设计的可靠性。

2 结论

PT1000的基值为1kΩ, 0℃~100℃时变化才0.38kΩ, 所以当测量范围为-30℃~50℃时变化一定小于0.38kΩ, 采集到的信号需要经过一定的放大, 此时可采用AD内部的PGA进行8或者16倍放大, 如此虽然牺牲了AD的3或4位, 但是对要达到0.1℃的精度影响不大。另外, 电路在布线时一定要单点共地, 防止大电流造成的压差影响测量精度。AD内部开启的缓冲器不可能达到轨至轨, 所以会在电源和地的附近产生电压死区, 而AD的电源电压高于基准源的电压, 故PT1000必须是接在2.5V的基准源一端, 从而防止产生电压死区影响测量。

参考文献

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[4]何建, 胡焱, 周超.24位A/D转换器ADS1255及其应用[J].西南民族大学学报:自然科学版, 2006 (9) .

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[6]王小波, 赵兆, 梁春苗.ADS1255及其在数字地震检波器中的应用[J].地质装备, 2010.

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