中波天线抗干扰网络

2024-10-26

中波天线抗干扰网络（精选7篇）

中波天线抗干扰网络篇1

随着我国经济和技术的发展, 原先的末级电子管功放中波发射机逐步更新换代为全固态发射机。全固态发射机具有发射效率高、音频质量好等很多的优点, 但发射机末级低压功率模块对天线驻波比、带宽以及反射功率非常敏感。同时, 随着城镇化规模越来越大, 许多原先位于郊区的中波发射台, 其位置变为了市区, 不得不面临被搬迁的境地, 而新迁建发射台又面临着地方狭小、发射频率多、且多个频率发射功率不等的现状。这样就使得不同天线间有着很大的感应功率, 这些功率最终流向了发射机, 导致发射机的反射功率变大, 进而导致发射机的自身保护, 使发射功率急剧下降甚至导致停播事故的发生, 给安全播出造成隐患。这促使我们对复杂电磁环境下中波发射台天馈线安全播出技术进行研究。怎样使得发射机正常发射频率不受干扰且能滤除干扰信号就是本文研究的重点。

现今, 微波系统的设计越来越复杂, 对电路的指标要求越来越高, 电路的功能越来越多, 而设计周期却越来越短。传统的设计方法已经不能满足微波电路设计的需要, 使用微波EDA软件工具进行微波元器件与微波系统的设计已经成为微波电路设计的必然趋势。目前, 国外各种商业化的微波EDA软件工具不断涌现, 微波射频领域主要的EDA工具有Agilent公司的ADS, Ansoft公司的HFSS、Designer, AWR公司的Microwave Office (MWO) 等电路设计软件。

1 串并联网络

根据电路知识我们知道, 并联谐振网络对其谐振频率呈现很大的阻抗, 阻止该频率通过;而串联谐振网络, 对其谐振频率呈现极小的阻抗, 起到通路的作用。利用这一原理, 我们设计了如图1所示的串联并联相结合的网络来实现滤除干扰信号。

如图1所示, 将此抗干扰网络放置在发射机主馈与调配网络之间, 我们将并联的LC部分调试在主路信号中心频率的谐振点上, 此时并联谐振对主路信号呈现高阻抗, 对干扰信号该网络呈现失谐状态而具有容抗或感抗, 此时只需调试与并联部分相串联的L2或C2, 使其串联谐振在干扰信号上。这时整个串并联网络对干扰信号呈现旁路接地而滤除, 而又使主路信号不受影响。有几个干扰信号就用几个这种串并联网络。在实际应用中, 在设计网络的时候, 要根据发射功率的大小计算各电感及电容元件的耐压及耐流。

以江苏某中波台为例, 某中波天线发射频率为1098kHz, 不远处有另外一副中波天线发射1341kHz频率的信号, 为了不使1098kHz受1341kHz的影响, 设计如图2的网络接入发射机主馈和调配网络之间:

对这部分网络电路进行仿真, 仿真电路见图2。为了说明问题, 设置1098 kHz±10kHz和1341 kHz±10 kHz两段频率。仿真结果如图3所示。

从上面的仿真结果我们可以看出, 1098kHz±10kHz频段内插入损耗几乎为零, 1341kHz±10kHz频段内载频 (中心频率) 信号隔离度可以达到60dB以上, 边频的隔离度可以达到10dB以上, 这种情况下, 干扰信号不会造成主路信号特性变化。因此, 此抗干扰网络对1098kHz的主路信号不受影响, 对1341kHz干扰信号呈现旁路接地而滤除。

根据图1的原理, 我们不难得出其另外一种变型, 如图4所示。此时, 将串联的L1和C1部分调试在主路信号中心频率的谐振点上, 此时串联谐振对主路信号呈现极低阻抗的通路状态, 对干扰信号该网络呈现失谐状态而具有容抗或感抗, 此时只需调试与串联部分相并联的L2或C2, 使其并联谐振在干扰信号上。这时整个串并联网络对干扰信号呈现高阻抗, 起到阻塞作用, 而又使主路信号不受影响。同样, 有几个干扰信号就可用几个这种串并联网络。

还是以1098kHz和1341kHz为例进行仿真, 仿真结果图5所示。

从上面的仿真结果我们可以看出, 1098 k Hz±10 k Hz频段内插入损耗几乎为零, 1341k Hz±10k Hz频段内载频 (中心频率) 信号隔离度可以达到46dB以上, 边频的隔离度可以达到14.9 dB以上, 这种情况下, 干扰信号不会造成主路信号特性变化。因此此电路对1098kHz的主路信号不受影响, 对1341kHz干扰信号呈现阻塞作用。

2 带通滤波器抗干扰网络

在发射机与馈线之间串入一组带通滤波器抗干扰网络, 这样可以使主路信号以外的干扰信号全部滤除而不会干扰发射机正常工作。一般采用如图6所示的三阶滤波器网络就可以达到目的。

北京某中波台有900kHz、747kHz和1098k Hz三个频率的发射信号。其中747 kHz和1098 kHz频率的信号对900kHz频率的信号影响较大。根据此情况设计如图7一个三阶滤波器网络串联到900kHz频率的发射机和主馈电缆之间。

对这部分网络电路进行仿真, 仿真结果如图8所示。

从仿真结果可以看出, 此滤波器网络对900k Hz主路信号的插入损耗几乎为零, 对747 kHz频率的信号可以达到大约-33dB的隔离度, 对1098 kHz频率的信号可以达到大约-40dB的隔离度。所以此滤波器网络对900kHz的主路信号起到的是通过的作用, 对747 kHz和1098kHz频率的信号起到的是滤除的作用。

3 结论

利用本文所述的串并联抗干扰网络或带通滤波器抗干扰网络, 可有效的滤除天线场区内其他中波天线同时工作时对发射机的干扰, 从而保证了发射机的安全播出。具体采用上述两种方法中的某一种, 可根据具体场区内干扰信号的数量与大小等情况来确定。

摘要：本文通过传统谐振网络及滤波器知识, 设计了两种中波天线的针对性抗干扰网络, 并通过微波电路仿真计算验证了其正确性, 为中波天线的安全播出技术提供了参考。

关键词：中波天线,抗干扰,网络

参考文献

[1]范世贵.电路基础.西北工业大学出版社, 2007.

[2]李孝勖.广播电视技术手册天线分册.国防工业出版社, 1995.

[3]陈锡斌.微波平面电路设计的强大工具——软件“Microwave Office”介绍[J].无线通信技术, 2000年01期.

中波天线调配网络篇2

目前,全固态发射机已广泛应用于中波发射,其性能远优于电子管机器,调配网络不属于固态发射机的部分,但其在中波发射中又是必不可少的一部分。如果天线匹配不好,反射过大时,电压驻波比保护电路工作,发射机自动降功率直至关机,此外,天馈系统匹配是否良好关系到高频信号能否在负载获得最大的有效功率输出。

天线调配网络是发射机与天线之间的“桥梁”,除要考虑阻抗匹配之外,还应考虑邻频干扰和防雷问题。调配网络主要由阻抗匹配网络、滤波网络和防雷组件组成,双频共塔网络还应加预调网络。其系统框图如图1所示。

1 防雷措施

中波天线一般高达几十米甚至一百多米,雷雨天气容易招引雷击,故需在设计调配网络时要考虑增加防雷保护措施。调配网络的防雷保护措施一般由3部分组成,即石墨放电球、隔直流电容C0与微亨级的电感L0组成,如图1所示。石墨放电球一端应有良好的接地,在接地端的铜棒上串接40～50个磁环,这样在雷击时能够提高发射机的短路射频阻抗,保护发射机;由于雷电的能量集中在低频和直流部分,所以隔直流电容C0就是起隔离保护作用;而电感L0为天调网络提供一个静电泄放通路,由于微亨级L0是并入主回路的,对天线阻抗有一定影响,故在计算天线阻抗时应把L0考虑在内。在阻抗匹配网络设计时一般串臂选用电容、并臂选用电感其作用之一也是为了防雷。

为进一步防雷,可在调配网络与发射机之间加一相移网络,使天线放电球处的相位与发射机输出口处的相位差为π的整数倍,其目的在于当天线放电短路时,保证发射机输出端口处的阻抗也为零,呈短路状态,从而避免雷电对发射机末级功放的损坏。

2 预调网络

预调网络就是加在天线底部的一个τ型网络。之所以要加预调网络,是由于双频共塔发射时,两频率间隔较远,天线对两频率的特性阻抗相差较大,若不经过预调网络直接并入,会因阻抗的差异而造成天线端的电压、电流差异很大,导致天线端的泄漏电压相差也很大,容易造成串音;还会造成一路阻塞网络或阻抗匹配网络的视在功率很大,不但加大了损耗,也增加了不稳定因素。

3 滤波网络

滤波网络,其作用是抑制本频率以外的干扰频率,常见的滤波方法有带通滤波器和串、并联谐振网络等,其中串、并联谐振网络应用比较广泛。常见的LC滤波网络有两种方式,一种是LC串联网络,一般并联接入调配网络,其原理就是串联谐振网络谐振时阻抗为最小;另一种是LC并联网络,一般串联接入调配网络,其原理是并联谐振网络谐振时阻抗为最大。几种常见的滤波网络如图2所示。

分析:图2(a)为最简单的LC串联谐振滤波网络,LC串联谐振于干扰频率f1,f2信号经LC串联谐振网络后接地从而滤除f1,这种网络的缺点是由于LC串联网络直接并入调配网络,故在设计调配网络时要计算该部分的阻抗。

图2(b)和2(c)为两种改进后的串联谐振滤波网络。图2(b)中LC串联谐振于干扰频率f1,滤除f1信号,LC串联后再与X并联谐振于f0。图2(c)图中LC先并联谐振于f0,LC并联后再与X串联谐振于f1,滤除f1信号。这两种网络的优点就是都有并联谐振于f0的网络,在设计调配网络时由于并联谐振于f0网络的阻抗较大且是并入调配网络,故可忽略该部分的阻抗,减轻计算量。

图2(d)为并联谐振滤波网络,该网络中LC并联谐振于f1信号,串联接入调配网络,当并联网络谐振时阻抗最大从而滤除f1信号,该网络多用作阻塞网络。

4 阻抗匹配网络

阻抗匹配网络的作用是使天线的输入阻抗Rin+jXin和馈线的特性阻抗W相匹配,其主要类型有τ型、T型和π型三种。

4.1 τ型网络

τ型网络所用的元件较少,应用较广泛。τ型网络又分为正τ型网络和τ倒型网络,如图3所示。

①正τ型网络:当馈线的特性阻抗W>>Rin时,选用正τ型网络。

分析:由图3(a)可知: $W = \frac{(R_{i n} + j X_{i n} + j X_{1}) j X_{2}}{R_{i n} + j X_{i n} + j X_{1} + j X_{2}} = \frac{- (X_{i n} X_{2} + X_{1} X_{2}) + j R_{i n} X_{2}}{R_{i n} + j (X_{i n} + X_{1} + X_{2})}$

$\begin{array}{l} 可求出 ∶ X_{1} = - X_{i n} \mp \sqrt{R_{i n} (W - R_{i n})} (1) \\ X_{2} = \pm W \sqrt{\frac{R_{i n}}{W - R_{i n}}} (2) \end{array}$

②倒τ型网络:当馈线的特性阻抗W<<Rin时,选用倒τ型网络。

分析:由图3(b)可知: $W = j X_{1} + \frac{j X_{2} (R_{i n} + j X_{i n})}{j X_{2} + R_{i n} + j X_{i n}}$

$\begin{array}{l} 可求出 ∶ X_{2} = \frac{W X_{i n} \pm \sqrt{W R_{i n} (R_{i n}^{2} - W R_{m} + X_{i n}^{2})}}{R_{i n} - W} (3) \\ X_{1} = \mp \frac{1}{R_{i n}} \sqrt{W R_{i n} (R_{i n}^{2} - W R_{i n} + X_{i n}^{2})} (4) \end{array}$

4.2 T型网络

当W、Rin均较小时,选用T型阻抗匹配网络,T型阻抗匹配网络可看作由一个倒τ型网络和一个正τ型网络组成,如图4所示, R0为中间转换电阻,W<R0且Rin<R0,选择合适的R0使得Q值符合要求。

分析:由图4(b)可知X1X′3组成倒τ型网络,X2X3″组成正τ型网络, 其中X3=X′3//X″3。

由公式(3)-(4)求出X1X′3:

$\begin{array}{l} X^{'}_{3} = \pm R_{0} \sqrt{\frac{W}{R_{0} - W}}, \\ X_{1} = \mp \sqrt{W (R_{0} - W)} \end{array}$

由公式(1)-(2)求出X2X″3:

$\begin{array}{l} X^{″}_{3} = \pm R_{0} \sqrt{\frac{R_{i n}}{R_{0} - R_{i n}}} ‚ \\ X_{2} = - X_{i n} \mp \sqrt{R_{i n} (R_{0} - R_{i n})} \end{array}$

4.3 π型网络

当W、Rin均较大时,选用π型阻抗匹配网络,π型阻抗匹配网络可看作由一个倒τ型网络和一个正τ型网络组成,如图5所示, R0为中间转换电阻,W>R0且Rin>R0,选取合适的R0使得Q满足要求。

分析:X′1X2组成正τ型网络,X″1X3而组成倒τ型网络,其中X1=X′1//X″1。

由公式(1)-(2)求出X′1X2:

$\begin{array}{l} X_{2} = \pm W \sqrt{\frac{R_{0}}{W - R_{0}}} ‚ \\ X^{'}_{1} = \mp \sqrt{R_{0} (W - R_{0})} \end{array}$

由公式(3)-(4)求出X″1X3:

$\begin{array}{l} X_{3} = \frac{R_{0} X_{i n} \pm \sqrt{R_{0} R_{i n} (R_{i n}^{2} - R_{0} R_{i n} + X_{i n}^{2})}}{R_{i n} - R_{0}} \\ X^{″}_{1} = \mp \frac{1}{R_{i n}} \sqrt{R_{0} R_{i n} (R_{i n}^{2} - R_{0} R_{i n} + X_{i n}^{2})} \end{array}$

5 实例分析

本文以某电视台10kW数字调制发射机的天调网络为例分析, 1098kHz天调网络由防雷组件、陷波网络和阻抗匹配网络组成,如图6所示。

5.1 防雷组件

1098kHz天线调配网络的防雷组件由L0、C0和石墨放电球构成,其中C0对雷电起隔离作用,L0起静电泄放作用,而石墨放电球具有良好的放电特性,能提高发射机的短路射频阻抗,保护发射机。

5.2 陷波网络分析

陷波网络采用改进后的先并后串的方式,先由LC并联谐振于1098kHz,再与X串联谐振于被陷频率。由于这种陷波网络的阻抗高且并联于调配网络,故不会影响匹配网络的阻抗,所以b、c两点的阻抗都为50Ω。

①陷1341kHz网络分析:

陷1341kHz网络由L4、C3和L5组成,L4C3先并联谐振于1098kHz,再与L5串联谐振于1341kHz。

选择C3=1500pF,又由于 $f = \frac{1}{2 π \sqrt{L C}}$

$\begin{array}{l} 所以 L_{4} = \frac{1}{4 π^{2} f^{2} C_{3}} = \\ \frac{1}{4 \times 3.14^{2} \times 1098^{2} \times 10^{6} \times 1500 \times 10^{- 12}} = 14.02 μ Η \\ X_{C_{_{3}}} = \frac{- j}{ω C} = \frac{- j}{2 \times 3.14 \times 1341 \times 1500 \times 10^{- 9}} = - j 79.16 Ω \end{array}$

XL4=jωL4=j(2×3.14×1341×14.02×10-13)=

j118.07Ω

则 $X_{C_{3}} / / X_{L_{4}} = \frac{X_{C_{3}} \times X_{L_{4}}}{X_{C_{3}} \times X_{L_{4}}} = \frac{79.16 \times 118.07}{j 39.91} = - j 234.19 Ω$

$\begin{array}{l} 所以 X_{L_{5}} = j 234.19 Ω, L_{5} = \frac{X_{L_{5}}}{ω} = \frac{234.19}{2 \times 3.14 \times 1341 \times 10^{3}} = \\ 27.81 μ Η \end{array}$

②陷927kHz网络分析:

陷927kHz网络由L2、C1、C2和L3组成,L2、C1先并联谐振于1098kHz,再与C2L3串联谐振于927kHz。

由上可知:XC1//XL2=XC3//XL4=-J234.19Ω

$\begin{array}{l} 选择 C_{2} = 1500 p F ‚ 则 ∶ X_{C_{2}} = \frac{- j}{ω C_{2}} = \\ \frac{- j}{2 \times 3.14 \times 927 \times 1500 \times 10^{- 19}} = - j 114.52 Ω \end{array}$

$\begin{array}{l} 所以 ∶ X_{L_{2}} = j (234.19 + 114.52) = j 348.71 Ω \\ L_{3} = \frac{X_{L_{3}}}{ω} = \frac{348.71}{2 \times 3.14 \times 927 \times 10^{3}} = 59.90 μ Η \end{array}$

5.3 阻抗匹配网络分析

已知天线的输入阻抗为230+j305.24,某电视台使用馈线的特性阻抗为50。由于W=50<<Rin=230,所以阻抗匹配网络应选用倒τ型网络,该天线调配网络的阻抗匹配网络由C0、L0和L1组成。由公式(3)-(4)可求出:

$\begin{array}{l} X_{1} = - \frac{1}{R_{i n}} \sqrt{W R_{i n} (R_{i n}^{2} - W R_{i n} + X_{i n}^{2})} = - \frac{1}{230} \times \\ \sqrt{50 \times 230 (230^{2} - 50 \times 230 + 305.24^{2})} = - 171.04 Ω \end{array}$

$\begin{array}{l} X_{2} = \frac{W X_{i n} + \sqrt{W R_{i n} (R_{i n}^{2} - W R_{i n} + X_{i n}^{2})}}{R_{i n} - W} = \\ \frac{50 \times 305.24 + \sqrt{50 \times 230 (230^{2} - 50 \times 230 + 305.24^{2})}}{230 - 50} = 303.34 Ω \end{array}$

故并臂电感为: $L_{0} = \frac{X_{2}}{2 π f} = \frac{303.34}{2 \times 3.14 \times 1098 \times 10^{3}} = 43.99 μ Η$ 。

串臂采用电感L1与C0串联的接法,其目的是为了给C0找一个标称值,并方便调试,选择

$\begin{array}{l} C_{0} = 750 p F ‚ X_{C_{0}} = - j \frac{1}{2 π f C_{0}} = - j \frac{1}{2 π f C_{0}} = \\ - j \frac{1}{2 \times 3.14 \times 1098 \times 750 \times 10^{- 9}} = - j 193.36 Ω \end{array}$

则:XL1=X1-XC0=-j171.04+j193.36=j22.32Ω

所以: $L_{1} = \frac{X_{L_{1}}}{ω} = \frac{22.32}{2 \times 3.14 \times 1098 \times 10^{3}} = 3.24 μ Η$

6 结束语

天线调配网络在中波发射过程中是一个很重要的部分,调配网络是否匹配直接关系到高频信号能否在负载上得到最大的功率输出,另外,如果天线不匹配反射过大,则会对发射机的性能有所影响。故在平时的工作中应重视天调网络的维护,常检查做好防护工作。

参考文献

[1]陈晓卫.全固态中波广播发射机使用与维护[M].中国广播电视出版社,2002.

[2]刘迎晨.数字调幅中波广播发射机天线调配网络的设计[J].中国科技信息,2006(11):212-213.

中波天线调配网络试验平台篇3

从广播诞生, 中波广播 (MW, Medium Wave) 就伴随广播的发展而发展。它是人类最早通过无线发射机和收音机向听众传送语言和音乐信息的方式。中波发射台就是指使用中波发射设备, 向公众无线传送中波节目的发射台, 中波发射台一般建在城市郊区。我国的中波广播发射电台众多, 为节目传输及覆盖起到了重要作用。

中波广播的频率范围为526.5k Hz 1606.5k Hz, 频道间隔为9KHz, 按此间隔, 共有120个可用发射频率。一般中波广播都是采用调幅 (AM, Amplitude Modulation) 的方式, 在不知不觉中, MW及AM之间就划上了等号。实际上MW只是诸多利用AM调制方式的一种广播。像在高频3MHz

30MHz中的国际短波广播所使用的调制方式也是AM, 甚至比调频广播更高频率的航空导航通讯 (116MHz 136MHz) 也是采用AM的方式, 只是我们通常所说的AM波段指的就是中波广播。中波传播的途径主要是靠地波, 只有一小部分以天波形式传播。无线电波碰到导体时, 就会在导体中产生感应电流, 从而损耗掉一部分能量。这种使电波能量变弱的现象, 叫做对电波的吸收。大地是导体, 对中波的吸收较强, 故以地波形式传播的中波传播不远 (约二三百公里) 。白天, 由于阳光照射, 电离层密度增大, 使电离层变成良导体, 致使以天波形式传播的一小部分中波进入电离层就被强烈吸收, 难于返回地面, 加之以地波形式传播的中波又被大地吸收而传播不远, 于是就造成白天难以收到远处的中波电台。到了夜间, 大气不再受阳光照射, 电离层中的电子和离子相互复合而显著增加, 故电离层变薄, 密度变小, 导电性能变差, 对电波的吸收作用也大大地减弱。这时, 中波就可以通过天波途径, 传送到较远的地方。于是夜间收到中波的电台就多了。

中波发射天线要求发射垂直极化 (电场矢量与地面垂直) 波, 因为垂直极化波沿地面传播的损耗比水平极化波小得多。所以中波发射天线的主要型式是垂直振子, 即竖立于地面的铁塔。单根拉线铁塔天线是最广泛使用的中波天线, 也被俗称为传统中波天线。其它的形式中波天线还有自立铁塔天线、单锥小天线、双锥小天线、接地塔拉线天线, 这些天线也都是依据传统天线理论。

中波天线的馈线过去大都采用架空不平衡式。采用最多的是功率50k W以下的六线式馈线, 特性阻抗230Ω。功率50k W以上的用多线笼式馈线, 特性阻抗为75Ω和150Ω。随着全固态中波机的在电台大量的使用, 现在馈线多采用50Ω同轴电缆。

中波发射过程中不管采用何种型式的馈线和天线;天线调配网络是中波发射系统中的一项重要环节。

1 中波天线调配网络

中波天线调配网络就是在馈线与天线间进行阻抗变换及匹配, 目的是将中波发射机传输到天线的功率获得最大;保证天线调配网络系统内具有正确的传输特性, 使系统内部每一部分电路都有正确的匹配负载;保证良好的带宽, 改善信号的失真。所以在中波天线调配网络工程中馈线与天线的匹配就是共轭匹配和行波匹配的结合。

中波天线调配网络采用的是LC选频匹配网络, 有正Г型, 倒Г型, T型, ∏型等几种不同组成形式, 其中正Г型是基本形式。

当前二频或三频共用天线网络 (共塔网络) 已被各中波发射台广泛使用, 它即可减少天线以及地网, 同时也节约了工程所占的土地。共塔网络就是在天线与发射机的匹配网络之间加入一个能阻隔另一频率的阻塞网络。常规用电感与电容组成的并联谐振电路。对共塔频率的要求为相邻频率比大于等于1.25, 这是因为共塔频率过近时, 阻塞网络对本频也呈现很大电抗, 插入损耗增大。

2 中波天线调配网络试验平台

1.中波天线的电参数很多, 但对我们设计调配网络有用的仅是天线的输入阻抗, 天线的输入阻抗值与天线的形状、高度、工作频率、馈电点位置、周边环境等诸多因素有关。

2.在设计安装调试天线调配网络时, 我们往往受到很多客观条件的影响甚至于要面对许多危险。比如天调室狭窄操作困难;天调室未接仪器电源;天线感应电灼伤;接天线调配时需停播全台机器;调试过程停播时间过长;白天无法停播夜晚操作造成质量与安全的隐患等等。如果制作一个仿效天线阻抗的负载即可以脱离天线设计、安装、调试天调网络。最后在天调室的工作只需要接地线, 连接天线。

3.中波天线调配网络试验平台的关键就在于仿天线负载;它是一个阻抗可变化负载, 以仿效各种天线的各个阻抗。通过收集的国内电台天线阻抗的经验值, 相对于指定频率天线, 实部在10Ω300Ω变化, 虚部在-j300 j300之间变化。所以仿天线负载也应按此实部与虚部的变化值进行设计。它由一个LRC串联电路组成。电阻选用精密釉膜电位器 (国军标级500Ω) 该种电位器高频特性优异, 30M内阻抗虚部接近j0;它主要影响了仿天线负载的实部。电容选用陶瓷真空可变电容, 电感选用扁铜带刷片可调电感。把三者固定在铝制铺覆紫铜皮 (地) 平台架上, 按原理图用合适铜皮连接, 用绝缘子制作输入、接地端子两个, 固定于平台架上, 仿天线负载就可以发挥它的作用了。

4.实战。用上述方案设计安装调试了一个双频共塔网络。这是一套频率621k Hz/1368k Hz两部10k W发射机双频共塔网络。天线高度H=120M, 天线特性阻抗:621k Hz:Z=48 j27.7;1368k Hz:67.5 j114.4;当时这组特性阻抗值是厂家为电台测试值。据此组阻抗设计了一套共塔网络 (如图2) 。

与有关厂家订制了双频共塔的网络架 (三层, 可根据实际情况来决定是否加装陷波电路) 、铜电感线圈、饼电容等器件。下一步就是安装调试了;来到现场, 将各元件按图施工安装网络完毕, 将仿天线负载分别调成621k Hz及1368k Hz各自的天线阻抗特性, 分别对621k Hz及1368k Hz匹配网络进行调试, 最后将网络的输入阻抗调至621k Hz:48.1┿j1.8, 1368k Hz:49┿j0。之后, 复测天线阻抗, 用自带的网络分析仪测了天线阻抗特性, 发现621k Hz的值与厂家提供的值不一样。为52+j70, 相差很远, 将仪器做了校准并确定使用的网络分析仪无问题。再测依然为52+j70, 于是现场重新改变621k Hz匹配网络设计 (如图3) 并重新安装调试621k Hz匹配网络并复测1368k Hz输入阻抗。停机, 迅速将网络进天调室接地、接天线、测机器输出口端馈线阻抗621k Hz:49.7—j1;1368k Hz:51.2┿j1.8;连接机器, 开机, 从网络进天调室到开机, 停播时间不超过半小时。

3 结束语

中波天线调配网络试验平台可以为各发射电台天调网络的维护提供方便;也可以运用于天调网络的设计与试验当中, 又可以用于天调网络的培训与实习。希望能为广电同行的工作提供一些方便。

参考文献

[1]苏英智, 丁冬宜编著;黄济民审核.中短波电波传播和天线实用手册 (内部发行) .

[2]顾瑞龙, 黎滨洪, 沈民谊, 林宗琦.微波技术与天线[M].国防工业出版社, 2009年版.

中波天线抗干扰网络篇4

中波广播以地波和天波两种方式传播。所谓地波就是从天线辐射的沿地球表面向四周传播的电磁波。因中波频率较低,地波场强虽随传播距离增加而衰减,但衰减较慢,可以形成一个稳定的服务区,约几十或几百公里。覆盖半径主要取决于发射机功率、频率、极化、天线增益及传输路径和地导系数。因为垂直极化波的地波衰减比水平极化波慢得多,所以以地波服务的中波广播发射台都采用垂直极化天线。在夜间,能够强烈吸收中波的电离层D层消失之后,中波天线以高仰角辐射的那部分电波将被电离层E层反射回地面,形成所谓的天波,可以传播几百或上千公里。但因传播衰减较大且不稳定,中小功率的电台天波更弱,虽不能形成稳定的服务区,却可对远区的同频或邻频造成干扰。所以一副调整好的中波天线应尽量减少天波的辐射,尽量增大地波的场强。

1 设计原理

中波广播发射台一般不是一部发射机工作于单一频率。大部分地区的发射台采用共用天线和天线匹配网络及阻塞网络来满足多部发射机同时工作于不同频率,而共用同一发射塔的工作需要,一般采用双频共塔或三频共塔,也可以多频共塔,只不过是要满足每两个发射频率的间隔在100k以上,每两个共塔频率之比不小于1.25就可以安全工作。否则在设计、制造和成本以至于使用上都是不经济的,维护工作也很困难。尤其是广播数字化改造的今天,网络的设计和维护与传统的电子管发射机相比要求更高,更细致。不仅要考虑载波点上的阻抗匹配,更要考虑通带内的幅频特性,而且要求阻带有足够的衰减,也就是说既要让通带内的广播信号低损耗的通过,又阻止其他干扰信号通过,特别是邻近的其他广播信号倒送过来,这就不得不使用匹配网络和阻塞网络。实际工作中还应考虑我国南北气候变化、季节变化、土壤干湿对天线和发射机接地电阻随季节变化的影响。

特别要指出的是:天线处于双工或多频共塔时,其底部最大电压是两个或以上频率最大电压之和。如果发射机功率较大,必须考虑底座绝缘子的长度是否足够。

2 匹配网络

所谓匹配网络就是将铁塔的输入阻抗Rin+jXin和馈线的特性阻抗W相匹配的网络,有了良好的匹配网络就可以减少反射波,降低馈线上的驻波比。匹配网络可以用T型、∏型或倒∟型等四端网络。由于该网络元件少,易于调整,匹配网络的元件值是按照实测天线输入阻抗计算确定。尤其是全固态发射机和数字发射机的输出功率是由一定数量的功率模块的输出功率经功率合成后得到。当负载为纯阻并等于所要求的阻值时,各功率场效应管均工作于开关状态,加在场效应管上电流、电压的相位差接近90度,因此场效应管功耗很少,整机效率非常高,相比之下对匹配网络的要求就高。

由于天线的互逆性,高大的发射天线同样也是性能超群的接受天线,当本台的其他发射机正在工作或距离较近的大功率电台正好播出时,该天线就会接收到较高的高频电压。这类射频倒送无论对以往的电子管发射机还是今天的全固态发射机和数字发射机或何种发射机都带来致命的影响。

射频倒送现象对电子管发射机的影响就是串音。因为电子管本身能承受较高的电压,而且每个电子管能承受的热损耗都比较大,电子管的非线性及高输入阻抗就会在末级槽路产生出明显的互调产物——串音。

对于全固态发射机和数字发射机而言,由于场效应管工作于开、关状态,内阻低,虽然也会产生杂音和串音,但是比起电子管发射机来不明显。射频倒送对全固态发射机和数字发射机的危害主要有两个方面:一是射频电压倒送到功放电路,由于这类电路工作于开、关状态,要求激励波型具备陡峭的前后沿以减小场效应管的功耗。倒送严重时倒送电压和发射机激励电压叠加在一起,使激励波形发生畸变,场效应管的功耗加大,瞬间损坏大量场效应管。而且由于发射机激励电压和射频倒送电压相叠加,使欠激,过激等检测电路不能正常工作。二是射频电压倒送过大会使驻波比检测电路报警,使发射机自动保护或自动关机,造成播音中断。

要有效抑制射频倒送,就要使发射机特性阻抗和馈线特性阻抗完全匹配,就要有良好的阻塞网络。

3 阻塞网络和抵消网络

所谓阻塞网络就是用感性阻抗元件和容性阻抗元件组成的谐振网络及抵消原件组成的抵消网络抵消对工作频率所呈现的电抗。常选用一组LC并联谐振网络,在其谐振频率上呈现很大的阻抗(如几十千欧),可以阻止该频率信号通过,对于其他频率则是某一电抗,可以看作是匹配网络的负载有些变化或天线输入阻抗的电抗部分增加了一个电抗,重新计算,匹配一下即可。用计算方法可确定阻塞元件和抵消元件的数值,根据现有的元件进行设计,这样设计出的网络也容易实施,方便设计和调整。实际工作中还需使用平衡电桥多次测算和修正才能使设计方案适合于实际工作需要且便于以后使用和维护。

另外,当一个中波台有两副以上天线且距离较近时,其感应电压就会产生干扰,严重时就可使某些PDM机和DAM机自动封锁。所以在天调系统中要接入一个或几个阻塞网络以减少其他天线的干扰。这些阻塞网络可以是L、C并联谐振网络,也可以是并联旁路的L、C串联谐振网络。通常选最经济安全的一种。当然,在天线输入端加入了这些网络后,匹配网络也需重新计算和调整,才能确保天线和馈线完全匹配。

4 设计使用实例

我台采用三频共塔发射,三部发射机分别工作于中波540 kHZ,中波1 008 kHz,中波1 269 kHz。计算和设计图略。

为了降低匹配网络和阻塞网络的视在功率,阻止频率高的阻塞网络的电感值要小一些; 阻止频率低的阻塞网络的电感值要大一些。

对于1 269 kHz频率支路的阻塞网络就是要阻止1 008 kHz和540 kHz的射频倒送。因为三个共塔频率满足共塔要求,而且f3≫f2,f3≫f1,则抵消元件要取感性阻抗元件以便抵消阻塞网络呈现得容性阻抗。否则就会引起反射功率增大,轻则过荷、打火或保护性关机,重则损坏发射机,造成停播事故。

对于1 008 kHz频率支路的阻塞网络就是要阻止1 269 kHz和540 kHz的射频倒送。因为三个共塔频率满足共塔要求,而且f3≫f2,f2≫f1,所以阻塞网络既有感性阻抗又有容性阻抗,相比之下则抵消网络就必定同时要有感性抵消元件和容性抵消。

对于540 kHz频率支路的阻塞网络就是要阻止1 008 kHz和1 269 kHz的射频倒送。因为f2≫f1,f3≫f1,所以阻塞网络呈现感性阻抗。抵消元件就可以取容性阻抗。

通过计算就可大体确定阻塞网络和抵消元件的数值。实际安装时要注意分层次安装,不同频率支路安在不同平面的铁架上,以便隔离屏蔽,同一层面小范围内最多只能安装三个电感线圈并且方向要三维垂直,以便减小相互影响,电感线圈的引线在电感线圈内部走,不用的较大电感余量要短路,电感线圈要留有余量,以便安装调整。这样一来就可以调试出安全稳定的阻塞网络和抵消网络,确保共塔发射的各个频率互不干扰地工作于同一个发射天线上,达到共用天线的目的。经实际使用,我台的三频共塔天线运行安全、工作稳定、维护方便、确实可行。

5 新型天线发展方向

中波广播发射天线,常用单塔天线或带顶负荷的单塔天线,现在多采用并馈式中波天线,由一个导线铁塔和周围一组导线组成,这些导线上端与铁塔连接,下端接棒型绝缘子。也是一种垂直振子,辐射原理与一般单塔天线一样,不同的是它的支持物是底部直接接地不馈电,馈电线只与铁塔四周的导线相连。相当于在垂直振子的输入端并联了一个很大的电抗。优点是不用铁塔底座绝缘,也不用筒形绝缘,塔身直接接地,有利于防雷击,也有利于综合开发利用。比如在本天线顶端安装FM天线。如使用自立式铁塔作支持物,还可节省大量拉绳及其地锚的占地,尤其是在功率较大还需要双频共塔或多频共塔的中波台。所以有慢慢推广之势,或者说中波广播发射天线又多了一种选择。只不过要注意并馈点的高度与工作频率及整个塔高有着密切关系,要仔细选择,通常通过模拟天线实验来确定。此类天线在国外早已使用,近几年我国一些电台使用后效果也不错,大有推广普及更新换代之态势。

6 结束语

中波广播共用天线,匹配网络及阻塞网络连同抵消网络是相互依存的,缺一不可,否则不能完成工作需要,更谈不上优质安全完成广电总局的 “三满”要求和“十二字”方针。只有不断努力探索,不断改进,在实际工作中不断完善才能协调好各自的关系,把发射工作推向新的高度,迎接数字化浪潮的冲击,走出中波广播发展的新路子,把工作做好、做大、做圆满,走出现代化的数字中波广播发展步伐。

参考文献

[1]陈晓卫.全固态中波广播发射机使用与维护[M].北京:中国广播出版社,2002.

中波天线调配网络的计算机设计篇5

中波调配网络是连接中波天线和传输线的中间纽带,它肩负着非常重大的责任,具有防雷、阻塞网络、阻抗匹配、射频倒送的抑制四个功能。本文介绍了如何利用计算机软件(如Matlab,Multisim等)来进行中波天线调配网络的设计和验证,利用Matlab强大的计算能力来进行设计,然后用Multisim来对设计好的网络进行仿真,能及时发现问题并进行修改。目前,广播电视技术人员大部分还是停留在依靠人工计算的阶段,计算机技术的加入将会大大提高工作效率,而且使设计方案的数据更加精准,这类计算机技术很值得在广大技术人员中推广。

2 调配网络的设计

2.1 天线情况及需求分析

这次要设计的双频共塔天线塔高90m,工作频率f1=999kHz,对应的天线阻抗Z1=140+j190.5,工作频率f2=612kHz,对应的天线阻抗Z2=19.2-j65.8,发射功率均为10kW,馈线特征阻抗Z0=50Ω。因为天线是复阻抗,为了便于分析,我们把天线复阻抗等效转换成电阻和电容、电感的组合。999kHz的天线阻抗可以等效为一个140Ω电阻和一个30.349μH电感串联的组合;612kHz的天线阻抗可以等效为一个19.2Ω电阻和一个3.9522nF电容串联的组合。

本次调配网络的总体设计图1所示。因为999kHz和612kHz的设计方法是一样,只是参数的改变,因此本文重点放在介绍999kHz的匹配网络设计方法上,612kHz匹配网络以此类推。

2.2 天线及调配网络的防雷措施

因为雷电的主要能量集中在低频和直流部分,因此在天线下并联一只微亨级电感L0,它主要为天调网络提供一个对地静电放电同路,它除了具有防雷作用外,还参与阻抗变化,它们组成一个Г型网络,称为预调网络。之所以要加预调网络,原因是一塔双频时,两频的频率间隔要求较远,对于同一发射塔,不同的工作频率显现不同的天线特性阻抗。如999kHz的天线阻抗Z1=140+j190.5,612kHz的天线阻抗Z2=19.2-j65.8,相差很大,如果没有经过预调网络直接并入,会因阻抗的差异而造成天线端的电压、电流的差异很大;还会造成一路的阻塞网络的视在功率大,匹配网络的视在功率也大,不但加大了损耗,也增加了不稳定因素,最终影响发射机的效率和工作稳定性,因此要加入预调网络。预调网络可以使各发射频率等效阻抗的实部调到一个接近的值。根据防雷和预调的需要,我们取L0=45μH。

2.3 阻塞网络的设计

阻塞网络可以分为并联谐振网络和串联谐振网络两种。并联谐振网络对通过频率呈现很小阻抗,对阻塞频率呈现很大的阻抗,阻止该频率的通过,同时还要对阻塞频率上下边频处也要呈现较大阻抗。串联谐振网络的一端接地,对阻塞频率呈现较小的阻抗,提供通地的旁路,对通过频率呈现某一电抗。经验表明,串联谐振网络的设计和调整上都较并联谐振网络困难,所以本次设计将选择组合型并联谐振网络,这种阻塞网路有个很大的优点,对工作频率的天线阻抗及匹配网络参数都没有影响。图2为999kHz组合型阻塞网络电路。其中L1,C1串联谐振在工作频率Z上,对阻塞频率呈容性,L1,C1组成的串联谐振电路与L2并联谐振在阻塞频率612kHz上。电容C1的值在中波广播频段内变动很少,大致在1300～1500PF的范围内。在这里我们取C1为1500PF,然后根据公式,可以设计Matlab程序计算得出L1=16.921μH和L2=28.166μH。

2.4 匹配网络的设计

匹配网络有三种形式,即Γ型、Τ型、∏型。Γ型比较简单,非常满足匹配的要求,但是不能控制品质因数。Τ型和∏型匹配网络增加了一个节点,可适当选择该节点的阻抗来控制匹配网络的有载品质因数Q,得到符合要求的匹配网络带宽。为了保证调配网络具有合适的滤波度,工作品质因数Q通常要求在2～6之间。本次设计采用T型匹配网络设计。

设计匹配网络有两种方法:解析法、Smith圆图的图解法。Smith圆图可快速并相对精确的设计匹配网络,它的好处是复杂程度几乎可以与匹配网络的元件的数目无关,只须读取和跟踪数据。Smith圆图的理论这里就不介绍了,直接介绍用Matlab软件通过Smith圆图来设计匹配网络的方法。

天线阻抗在经过微亨级电感后在999kHz所呈现的电感是45.921+j127.346,我们的目的是用匹配网络把45.921+j127.346匹配成跟传输馈线特性阻抗一样的50Ω纯阻。T型网络的拓扑结构如图3所示,对于T型匹配网络,待匹配点ZL与第一个元件的连接是串联,再与第二个元件并接,最后与第三个元件串接到另一个待匹配点。

我们知道,在Smith圆图上,电抗元件与复数阻抗串联将导致Smith圆图上的相应阻抗点沿着等电阻圆移动,电抗元件与复数阻抗并联将导致Smith圆图上的相应阻抗点沿着等电导圆移动。根据这个规律,在设计T型匹配网络,首先待匹配点沿着等电阻圆移动(与元件串联),然后再沿着等电导圆移动(与元件并联),最后沿着等电阻圆移动(与元件串联)到另一个待匹配点。用Matlab编程建模,因为斯密斯圆图里的阻抗、导纳都是归一化的值,我们先要将实际阻抗值都归一化,一般采用归一化标准值Z0=50Ω的参考阻抗,归一化的负载阻抗z=Z/Z0。与两个匹配点连接的元件Z1和Z3是串联连接,可以现在Smith圆图上确定两个匹配点,然后再画过两个匹配点的等电阻圆;元件Z2与电路并联连接,因此只能通过等电导圆来将两个等电阻圆连接,如何确定等电导圆是要面对的问题,这时我们可以根据品质因素来确定等电导圆,因为一般要求Q在2～6之间,我们可以取Q等于5,然后用Matlab画出等Q值线,它跟等电阻圆的交点的电导就是等电导圆的取值,用Matlab编程,然后,用Matlab画出两个待匹配点的等阻抗圆,然后找到等Q线Q=5和输入阻抗Zin=50的等电阻圆的交点,确定电导g=0.039,然后画g=0.039的等电导圆,由此,得出图4所示的Matlab画的Smith圆图。

然后分别在图上找出zin,zl,za,zb,za是zin的等电阻圆和g=0.039等电导圆的交点,zb是zl的等电阻圆和g=0.039等电导圆的交点,由此两个等电阻圆就由等电导圆联系起来了(等电导圆和等电阻圆的交点还有几个,可以选另外的交点,就会得到不同的方案),我们确定一条路径,从zl→za→zb→zin (路径也有很多,也可以选择不同的路径,得到不同的方案,有兴趣的读者可以自行研究)。从点zl到点za的阻抗变化是沿着等电阻圆(r=0.918)向着Smith圆图的上半平面移动,这表明与负载相连是串联电感,因此,从负载点阻抗变换到za的归一化阻抗差化值为za-zl=(0.918+j4.749)-(0.918+j2.550)=j2.199,串联电感的实际值为。从za到zb的阻抗变化是沿着等电导圆(r=0.039)向着Smith圆图的下半平面移动,这表明与负载相连是并联电容,因此,从za抗变换到zb的归一化阻抗差化值为zb-za=(0.0.9+j0.194)-(0.039-j0.203)=j0.397,并联电容的实际值为。从zb到zin的阻抗变化是沿着等电阻圆(r=0.1)向着Smith圆图的上半平面移动,这表明与负载相连是串联电感,因此,从zb换到zin的归一化阻抗差化值为zin-zb=(1+j0)-(1+j4.952)=-j4.952,串联电感的实际值为。到此,算出T型网络,电路原理图如图5所示。

2.5 双频共塔调配网络总体设计

612kHz的设计方法与999kHz的类似,这里就不重复介绍了。自此,999kHz和612kHz双频共塔调配网络设计已基本完成,调配网络电路设计原理图如图6所示。

3 调配网络的仿真验证

虽然调配网络的设计已经完成,但是如果按照这个设计图搭建实物网络,如果出现问题,就得重新返工再设计,非常麻烦。如果有软件能够对网络进行仿真验证,这将大大提高工作效率,减轻设计人员负担。Mutltisim 12就是这么一款软件,它拥有丰富的虚拟测试工具,能完美的仿真出各种电路,测出的结果跟真实情况非常相近。

3.1 999kHz的阻塞网络的测试

按照图7的设计参数连接网络,一端接调幅元,一端接50Ω纯阻负载,测试结果是阻塞网络对999kHz工作频率没有衰减,而612kHz阻塞频率几乎为零,阻塞效果相当好。

3.2 999kHz的调配网络的阻抗校验

按照设计原理图,在Multisim 12仿真软件中,按图8连接各元器件。

图8中XNA1是网络分析仪,P1可以接在调配网络的任意支路,可以测试各点的阻抗。使用起来非常方便,如果需要修改元件参数,可以随时查看修改参数后的结果,对需要反复调整的调配网络非常有帮助。设置测试模式为“RF表征器”,曲线图参数为“阻抗”,函数标记为“Re/Im”,起始频率设置为400kHz,终止频率设置为1100kHz,扫描类型为“线性”,点数为“701”,特性阻抗为50Ω。设置好网络分析仪后,运行仿真,双击网络分析仪,可以得到图9上图的结果,移动频率光标到999k H z,可以看到输入阻抗为50.179+j0.068,与要求得到的50Ω纯阻相当近似,满足设计要求。将测试模式选到“测量”一档,可以得到图9下图的测试结果。Z11和Z22分别表示P1,P2端的测试结果,从图9下图可以移动红色光标,看到各个频率的Z11值,移动到999kHz时,Z11的阻抗值是(1,0),这点是阻抗匹配点,证明匹配网络设计满足要求。

3.3 999kHz的调配网络的带宽校验

中波的带宽要求是±4.5kHz,即要求在±4.5kHz的天线驻波比要小于1.2,如果用功率增益来表示的话,即是要求|TPG|<0.036dB。Multisim 12可以用网络分析仪来测试设计好的中波匹配网络的带宽,按照图10的设计图连接电路。双击网络分析仪,设置设置测试模式为“RF表征器”,曲线图参数选择为“功率增益”,光迹选择“TPG”,函数标记选择为“dB Mag”,射频参数设置源阻抗ZS=50+j0(Ohm),负载阻抗ZL=140 (R0)+j0(Ohm)。运行仿真电路,双击网络分析仪,得到如图11图形:从图中我们可以读出999kHz的TPG=-1.588e-5dB,说明匹配网络对999kHz的信号几乎没有衰减;612kHz的TPG=-87.062dB,说明612kHz的信号通过匹配网络后几乎衰减为0,达到很好的阻塞效果。读取|TPG|<0.036dB的频点,可以读出999kHz匹配网络的带宽为±7kHz,符合设计要求。

数字中波对带宽有更高的要求,如果想提高带宽,从,我们可以看出要提高带宽,可以降低Q值,上面设计的匹配网络选的是Q=5,如果选择Q=3,又可以得出另外一种方案,

设计步骤可参考上述方法,主要是T型网络参数发生变化,电路原理图如图12所示。

运行仿真,从图13上图可以读出999kHz的阻抗为50.215+j0.161,符合设计要求;从图13下图可以读出999kHz的TPG=-3.122e-5dB,612kHz的TPG=-89.769dB,带宽为±12kHz。比Q=5的设计方案的带宽增加了10kHz,可以满足更高带宽需要的设计要求。

3.4 612kHz的调配网络的阻抗、带宽校验

对于612kHz匹配网络的仿真,612kHz处的阻抗为49.809+j0.002,带宽为±5kHz,如想提高带宽,可适当提高匹配网络的Q值,设计出满意的方案。至此,999kHz和612kHz的双频共塔调配网络经软件验证可以达到较为理想的设计效果,达到预期目的。

4 结束语

中波天线的调配网络对于中波发射是非常重要的一环,天线调配网络的各项技术性能的好坏,关系到发射机能否长时间稳定工作,能否满足“高质量、不间断”的要求,网络设计不仅要考虑阻抗匹配和频率响应带宽,还要考虑如何排除邻频的干扰。因此,天调网络的设计是一个复杂又重要的课题。它的设计方法众多,要根据自己台站的实际来选择设计方法。随着计算机技术的发展,给天调网络的设计带来了新的方法,使设计周期更短,准确性更高。Matlab对于算法开发、数据可视化、数据分析以及数值计算特别在行,能快速设计出多种匹配网络方案可供选择。Multisim则作为仿真软件,能够对现实中的各种电路进行完美的仿真,在不接触硬件的情况下也能对方案作出很好的分析判断,然后作出修改完善。Matlab和Multisim的完美结合使中波天线调配网络的设计变得更加容易,高效。随着计算机技术的不断发展,必然给广播电视发展提高更多技术支持,广大广播电视技术人员有必要不断学习计算机技术,大力推动广播电视事业的快速发展。

摘要：计算机技术的经过几十年的不断发展,已经深入到各行各业中,本文介绍了如何通过计算机技术在广播电视领域里的应用,利用Matlab来设计中波调配网络,并利用Multisim软件来对设计好的网络进行仿真验证,计算机技术的应用使中波调配网络的设计和调试更加简单、高效。

探析中波发射机天线网络技术篇6

1 中波发射机天线网络技术

1.1 智能天线技术

自20世纪60年代开始发展的智能天线技术最初多应用与军事、雷达、声纳方面,主要用于空间滤波和定位。能够有效减少干扰对其产生的影响,从而提高信号的传输质量,是智能天线技术的主要特点。

在智能天线中,分为天线阵列、接受通道、信息处理三个部分。其中,信息处理部分是最核心的部分,主要负责波束形成工作。智能天线根据规范将多个天线阵列的输出加权合并,并通过多个天线组成天线阵列,从而形成特定的天线空间方向图。要保证天线阵主波束的方向和用户方向一致,通过移动用户信号,降低干扰信号的影响。与多天线分集技术相比,智能天线技术有较大区别,分集技术中的天线距离一般有多个波长,距离较远;智能天线各个天线接受到的信号是相互关联的,天线阵元间隔一般小于等于半波长。

切换波束天线阵列和自适应天线阵列是智能天线根据其智能化水平以及结构的复杂程度划定的两种模式。切换波束天线是利用提前设置好的并列波束,为保证信号的有效性,实行对用户区域的全覆盖,根据用户的位置选择不同波束;为提高天线阵列的信号干扰噪声比,可以调整自适应天线阵列波束的幅度、指向和零点位置,并通过对各个阵元的调节改变阵列方向图,保证主波束指向期望信号,零点指向干扰。

1.2 中波发射机无线网络技术

发射机是无线通信系统的核心结构,当系统在工作时,发射机由于其特质会对其他的设备造成一定的影响;这个影响是相互的,其他设备也会影响到发射机的工作状态。随着设备微型化的趋势以及数字电路技术的发展,扩展电路的结构更加复杂,集成化的要求越来越高,干扰的来源也较多,如电子开关、电源模块、压控振荡器等。由于这些元素的存在,导致电磁机在工作时会受到多方面的干扰,中波发射机对电磁兼容性有较高要求,良好的电磁兼容性可以有效保证发射机的质量。

2 发射机干扰来源和原理分析

本文中所列举的中波发射机分为两个类型:25kW和10kW。其中,前者一共有4部,后者有3部。4部25kW中波广播发射机频率分别为729kHz、846kHz、972kHz、1143kHz,3部10kW中波广播发射机的频率分别为603kHz、657kHz、1024kHz。一共有4座发射塔,、每座发射塔之间的距离为100～200m。由于中波广播发射机的数量比较多,而发射塔的数量有限,只能采用两机分馈共塔的工作模式。鉴于发射机的频率问题,还要保证25kW和10kW的发射机能够共塔运行。在实际运行中,频率的层次较多,加之每两座发射塔之间的距离有限,存在严重的干扰窜扰现象,需要进行针对性地分析。

首先,要通过干扰源对发射机的内部和外部电磁环境进行分析,即内部干扰和外部干扰。发射机不仅会受到单个干扰,还可能会受到多个干扰源的共同干扰。发射机运作所处的频带不同,而且是在系统柜中运作的。发射机和接收机信道设备为独立的振动信号奠定了基础,借由射频电缆,为RF信号的传输提供了条件;再通过电源机箱(AC/DC转换器所用的),为电源单元中的所有通道提供共享电源,且其终端分机也具有一定的相似性。使用不同的电源模块对终端分机和信道分机进行控制,通过机箱母板端将所有的电源分给每个扩展机箱内主板的电源。终端控制中能够调整信息调至信号和信道切换地质,且是机箱终端控制;还可以对其他扩展段的信号进行处理,并将处理后的信号传输到其他分机中,对于这些频率较低的控制信号,一般是通过机箱中的主板拓展接口进行传输。

发射机的内部环境结构相对比较繁琐,其中包括电气开关、继电器等,每个组件都会受到多个干扰源的干扰,同时会对其他元件产生干扰。

3 发射机干扰问题的解决措施

3.1 设计匹配网络和阻塞网络

为了保证多频多塔的中波发射台所发射出的广播信号具备一定的质量,必须尽量减少干扰影响。因此,要科学设计调配网络,增加匹配网络。这是因为在发射塔有限,而频率较多的情况下,频率与频率之间的距离较远,在塔底的输入电阻有较大差异。有从分离的天线底部分开,网络方式很有可能由于不同频率产生信号堵塞,这样一来不仅增加了成本和能耗,也难以保证其工作的稳定性。加上塔的不同信号之间由于电压不同,导致泄漏的电压差较大,很容易出现窜扰情况。通过良好的网络设计,结合天线和馈线,以阻抗为搭配原则,保证高频的能量可以进行有效传输。在设计网络时,如果存在漏洞,不仅会影响传输效果,还会提高反射波,对发射机的正常运作造成不良影响。在这种工作模式下,将阻塞网络和匹配网络相结合,保证在信号传输时不会受到过大阻抗,且可以减少干扰信号的强度。

3.2 设计陷波网络

在该工作模式下,为避免不同频率之间的发射机会互相干扰和吸收多余的频率,可以考虑在调配网络中设计陷波网络。一个共同的串联谐振滤波器、并联谐振滤波器和带通滤波器是陷波网络的主要组成部分。电感和电容并联形成串联谐振滤波器,谐振于工作频率。可以通过多组并联谐振阻塞网络和串并联谐振吸收网络,通过设计阻塞网络和吸收网络,提高主频率独立性,避免受到其他频率干扰。通过设计带通滤波器的通带和阻带,能传输正常工作频率,防止其受到过度频率干扰。在多频共塔的工作模式下,一般干扰频率不会太多;但是,会存在较大的强度,通过使用串联谐振滤波或并联谐振滤波能够有效降低干扰信号的强度。

3.3 减少干扰的方法

虽然可以用滤波器网络形式,以及匹配网络和阻塞网络降低干扰,但是在实际运行中,有效降低干扰的关键在于天线网络接地点和馈线接地点。需要经常检查维修接地点,保证接地点的有效性,降低干扰强度。在检查维修上,分为三种方法:第一,对加强发射器的日常维护和清洁,为其正常运行奠定基础;第二,加强网络、接线排等设备的紧固情况,在日常维护中,要保证网络连接线的稳定性,不能随意更改,避免参数发生变化;第三,供电线路要使用具备屏蔽层的电力电缆,因而要科学地选择各个板块之间的接地点,选择良好的音频传输线,且在进行接地时还要考虑当时的天气情况。

4 结语

近年来,随着我国科学技术的不断进步和社会经济的日益发展,中波发射机的主要工作模式为多频共塔工作模式。但是,仍然存在着种种问题,尤其是如何降低和消除多频干扰,是多频共塔工作正常运行的重要保证。根据天线网络技术原理,设计匹配网络和阻塞网络,可以有效降低和消除干扰的影响;另外,还可以通过对系统的维护和修理降低干扰的强度,提高工作的效率和稳定性。

参考文献

[1]杨建峡.中波发射机天线网络技术探讨[J].西部广播电视,2013(13).

[2]王新文.全固态中波发射机对天线网络的特性和匹配[J].西部广播电视,2014(9).

中波天线抗干扰网络篇7

某广播台是一个大功率中波广播发射台, 新购进了一台美国哈里斯 (HARRIS) 公司的50kW3DX中波广播发射机替换正在工作的25kW发射机, 需要重新设计一个满足功率要求的双频共塔天线调配网络, 发射机与天线之间用50Ω的馈线连接。由于天线阻抗值是一个随频率变化的函数, 为了将发射机输出的高频能量最有效地传送到天线上去, 就必须在天线和馈线之间设计一个调配网络, 使天线与馈线达到阻抗匹配。若天线与馈线失配, 不仅影响馈线的传输效率, 还将在馈线上产生反射波并形成驻波, 给发射机的稳定工作带来不利的影响, 甚至造成设备不必要的损坏。因此馈线与天线间匹配网络的设计与调整, 直接决定发射机输出的有效高频功率能否最大的、无失真地输送到天线。电台一般有多个频率以及不同功率的发射机同时工作, 这就需要设计时考虑除本频以外对其它频率加以阻塞或吸收, 防止各频率之间的相互影响。因电台每周只有3个小时的停机时间可供调试, 对天线调配网络的安装、调试要求很高, 为了尽可能减少现场调试时间, 理论设计后采用Mutsim10软件进行设计仿真, 印证了设计结果的准确性, 极大地提高了效率, 缩短了现场安装、调试的时间, 保证了电台安全、有效的播出, 为实际工作中解决这一难题提供了新思路和新方法。

2 网络匹配设计

2.1 设计思路

在实际工作中, 由于大多数发射台不只是单机单塔工作, 还存在两机双频共塔或在多频干扰环境下工作的情况, 天线调配网络设计中还必须考虑合理的抗干扰措施。对全固态发射机天线调配网络的设计、调整, 必须考虑在整个工作带宽内天馈线系统都能符合要求的匹配。由于天线调配网络所用元件都是电抗性质的, 且天线阻抗值与电抗元件值一样, 都是频率的函数。无反射仅对载波而言, 在边带频率上必然存在一定的反射损耗, 从而影响发射机的电声指标。它对全固态发射机影响尤为严重, 甚至使发射机不能正常工作, 故做好调配网络的边带带宽是目前网络设计的关键。

匹配网络是天线 (铁塔) 的输入阻抗Rin+jXin和馈线的特性阻抗Z0相匹配。该台实测天线阻抗为:Z900kHz=180+j15 (中心频率) ;Z910kHz=184+j12 (上边带) ;Z890kHz=170+j20 (下边带) ;Z603kHz=28+j2 (中心频率) ;Z613kHz=27.5+j6.7 (上边带) ;Z593kHz=25.7-j2.4 (下边带) 。该网络处采用电路增加预调带防雷功能的共塔网络设计方案, 方框图如图1所示。

通常, 调配网络并联臂取负值 (容性) , 串联臂取正值 (感性) , 这样谐波滤波特性好。

2.2 阻塞网络设计

在全固态发射机阻塞网络理论设计中, 依据相应标准规定它对被阻塞的边带频率, 呈现的阻抗值必须大于双工馈电电路分支点所呈现的另一路阻抗值的15倍以上。一般在边带频率点 (Δf=10kHz) 呈现阻抗大于5000Ω, 对载频呈现的阻抗大于10KΩ时, 不会出现因另一机器功率泄漏而引起特性变化和降功率甚至关机等损坏主机的现象。

当被阻塞频率高于本机工作频率时, 阻塞网络对本机呈现感抗, 若阻塞频率低于本机工作频率时, 阻塞网络则对本机呈现容抗。随着全固态发射机的使用, 在阻塞度满足要求的前提下尽可能降低阻塞网络的视在功率, 按《天线技术手册》数据推荐当C取值在1300~1500PF时, 阻塞网络的视在功率是比较小的。设计中经常采用天线底部加负荷的办法来降低阻塞网络和匹配网络的视在功率。底负荷通常由L、C组成, 要考虑其分支点上两机呈现的阻抗实部相等, 虚部相反, 并作为预调网络统筹考虑, 以改善机器的匹配带宽, 降低网络的视在功率。

因本台还有其它频率存在, 需加阻塞网络, 其作用为:1阻塞其它频率, 以防干扰;2补偿边带。阻塞网络图如图2所示。

L与C组成串联谐振, 谐振频率为f0, 如果其它频率大于f0, 则X取负值, 呈现容抗;反之, X取正值, 呈现感抗。应根据实际对阻塞频率进行选值。

2.3 天线调配网络

根据以上理论设计的整个天线调配网络组成图如图3所示。

2.4 计算机仿真实验

该中波台是一个正在工作的发射台, 每周只有3个小时的停机时间可供调试。时间紧、任务重、要求高、难度大, 怎样能更快更准确地完成设计调试任务是一大难题。传统的方法是在理论设计和现场安装完成后逐步进行调试, 事先无法验证设计的准确性。随着计算机软硬件技术的发展, 应用计算机仿真技术可以帮助验证理论设计的准确性, 缩短设计周期, 减少现场调试时间。利用Mutsim10软件进行仿真建立的603kHz天线调配网络模型图如图4所示。利用Mutsim 10软件进行仿真建立的900 kHz天线调配网络模型图如图5所示。

用网络分析仪测试的603kHz和900kHz天线调配网络在一定带宽内的仿真测试界面分别如图6、图7所示。

对于603kHz而言, 通过仿真实验可以得出以下结论。

(1) L101和C101组成对603kHZ的串联谐振电路, 对603kHz阻抗为零;L101和C101串联后再与CT1并联组成对900kHz并联谐振电路, 对900kHz阻抗为∞, 实现了该电路阻塞900kHz、通过603kHz的功能, 防止了共塔的900kHz高频功率对603kHz发射机的影响。

(2) 在网络输入口C点对603kHz的阻抗=50.008+j0, 613kHz的阻抗=63+j6.6, 593kHz的阻抗=65.76+j6.5, 满足了阻抗匹配和边带带宽的要求。

(3) C104和L104并联组成对603kHz的并联谐振电路, C104和L104并联后再与L105串联组成对1008kHz的串联谐振电路, 实现了将通过天线接收进入网络的1008kHz高频功率引入大地, 降低其对603kHz发射机的影响, 同时阻止603kHz高频功率泄漏的功能。

(4) C105和L106并联组成对603kHz的并联谐振电路, C105和L106并联后再与L107串联组成对1323kHz的串联谐振电路, 实现了将通过天线接收进入网络的1323kHz高频功率引入大地, 降低其对603kHz发射机的影响, 同时阻止603kHz高频功率泄漏的功能。

对于900kHz而言通过仿真实验可以得出以下结论。

(1) L201和C201组成对603kHz的并联谐振电路, 对603kHz阻抗为∞, 实现了该电路阻塞603kHz通过的功能, 防止了共塔的603kHz高频功率对900kHz发射机的影响。

(2) 在网络输入口C′点对900kHz的阻抗=49.998+j0, 910kHz的阻抗=51.1+j1.8, 890kHz的阻抗=46.75-j1.4, 满足了阻抗匹配和边带带宽的要求。

(3) L204和C203组成对900kHz的串联谐振电路, 对900kHz阻抗为零;L204和C203串联后再与CT2并联组成对1008kHz并联谐振电路, 对1008kHz阻抗为∞, 实现了该电路通过900kHz、阻塞1008kHz的功能, 防止了通过天线接收进入网络的1008kHz高频功率对900kHz发射机的影响。

(4) C204和L206并联组成对900kHz的并联谐振电路, C204和L206并联后再与L207串联组成对1323kHz的串联谐振电路, 实现了将通过天线接收进入网络的1323kHz高频功率引入大地, 降低其对900kHz发射机的影响, 同时实现阻止900kHz高频功率泄漏的功能。

通过仿真可知, 设计的天线调配网络既实现了阻抗匹配, 又防止了各频率之间的相互影响, 功能齐全, 准确可靠。

2.5 网络输入口阻抗对比

在C点, 我们分别用理论计算、仿真和实际测试三种方法得到了603kHz (中心频率) 、613kHz (上边带) 、593kHz (下边带) 的阻抗值;在C′点, 同样分别用理论计算、仿真和实际测试三种方法得到了900kHz (中心频率) 、910kHz (上边带) 、890kHz (下边带) 的阻抗值, 详见表1。

由以上结果观察, 理论计算、仿真、实测值非常接近, 只存在很小差别, 经分析主要原因是软件精度有限造成的, 但对整体影响很小, 误差在可承受的范围之内。仿真结果与实际测试有一定差别, 其原因主要有两方面:1测试时电桥在机器输出口, 中间有一段电缆及引线电感, 引起阻抗差异;2网络测试在晚上, 受天空中的电磁波干扰, 测试仪器示数跳变, 测试数据读取有一定误差。

3 结束语

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