直流电容电压波动

直流电容电压波动（共4篇）

直流电容电压波动 篇1

0 引言

统一电能质量调节器(unified power quality conditioner,UPQC)作为一种综合电能质量补偿装置,可以解决大部分电能质量问题,如消除电压的波动、跌落、上升、闪变、不对称,以及电能的中断、谐波及无功等,因此得到了国内外科研工作者的极大关注[1,2,3,4]。

从结构上看,串、并联补偿器共用的中间直流环节担当了电压源的作用。直流侧电压波动将影响2个补偿器之间有功功率的交换,对补偿器的正常运行形成干扰,因此常规的UPQC直流侧电压控制目标为维持其电容电压恒定。一般通过设置直流电压调节器来控制直流侧电容电压,使其接近于理想直流电压源[3,4,5,6]。这种方法对电源电压和负载电流平衡的情况以及三相三线UPQC是有效的[5,6,7,8,9]。但在不平衡及非线性工作情况下,即系统电压、负载电流三相不对称且畸变时,直流侧电压波动不可避免,这种波动无疑会影响串、并联补偿器的正常运行,进而影响UPQC的补偿效果。因此,这种情况下,除了采用常规的直流侧电压控制方法外,还要考虑直流侧电压波动带来的影响。

本文针对电源电压和负载电流不平衡及畸变的情况,分析了直流侧电容电压波动产生的机理,提出了消除直流侧电压波动影响的方法,并将其应用于实际的控制策略。

1 直流侧电容电压波动的机理分析

本文研究的三相四线UPQC基本结构如图1所示。

在不平衡及非线性情况下,并联补偿器的输出电流i3用于补偿负载电流的无功电流、负序、零序及谐波分量,串联补偿器用于补偿电源电压与额定负载电压之间的差值,其输出电压vc也包含正序、负序、零序及谐波分量。因此,并联补偿器的输出电压v2和电流i2以及串联补偿器的输出电压v1和电流i1也包含了基波正序、负序、零序及谐波分量。

考虑UPQC已经稳定运行,负载端电压、电源侧电流已经被补偿为三相正弦对称且与系统电压正序同相的波形。为简化分析,仅考虑不平衡的情况,串联补偿器的输出电压和输出电流可用式(1)和式(2)表示:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}v{}_{1\text{a}}(t)=k{}_{1\text{p}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}})+k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}})+\\ k{}_{10}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})\\ v{}_{1\text{b}}(t)=k{}_{1\text{p}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}-\frac{2\text{π}}{3})+\\ k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}+\frac{2\text{π}}{3})+k{}_{10}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})\\ v{}_{1\text{c}}(t)=k{}_{1\text{p}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}+\frac{2\text{π}}{3})+\\ k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}-\frac{2\text{π}}{3})+k{}_{10}V{}_{\text{d}\text{c}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})\end{array}(1)\\ \{\begin{array}{l}i{}_{1\text{a}}(t)={\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}})+C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}0}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}\text{n}}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}})+C{}_1(V{}_{\text{s}\text{m}\text{p}}-V{}_{\text{l}\text{m}})\cdot \\ \cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}})\\ i{}_{1\text{b}}(t)={\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}-\frac{2\text{π}}{3})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}0}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}\text{n}}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}+\frac{2\text{π}}{3})+\\ C{}_1(V{}_{\text{s}\text{m}\text{p}}-V{}_{\text{l}\text{m}})\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}-\frac{2\text{π}}{3})\\ i{}_{1\text{c}}(t)={\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}\sin (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}+\frac{2\text{π}}{3})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}0}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}0})+\\ C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}\text{n}}\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}-\frac{2\text{π}}{3})+\\ C{}_1(V{}_{\text{s}\text{m}\text{p}}-V{}_{\text{l}\text{m}})\cos (\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{p}}+\frac{2\text{π}}{3})\end{array}(2)\end{array}$

式中:下标p表示正序,n表示负序,0表示零序,s表示系统侧分量,m表示最大值,l表示负载侧分量;k为调制比。

根据能量守恒定理[10], 可得:

$i{}_{\text{d}\text{c}1}V{}_{\text{d}\text{c}}=v{}_{1\text{a}}i{}_{1\text{a}}+v{}_{1\text{b}}i{}_{1\text{b}}+v{}_{1\text{c}}i{}_{1\text{c}}(3)$

$\begin{array}{l}i{}_{\text{d}\text{c}1}=\frac{3}{2}[{\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}k{}_{1\text{p}}-{\rm I}{}_{\text{s}\text{m}}k{}_{1\text{n}}\cos (2\omega t-\phi {}_{\text{p}}-\phi {}_{\text{n}})+\\ C{}_1(k{}_{1\text{p}}V{}_{\text{s}\text{m}\text{n}}-k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{l}\text{m}}+k{}_{1\text{n}}V{}_{\text{s}\text{m}\text{p}})\cdot \\ \sin (2\omega t-\phi {}_{\text{s}\text{n}}-\phi {}_{\text{s}\text{p}})+C{}_{1}V{}_{\text{s}\text{m}0}k{}_{10}\sin (2\omega t-2\phi {}_{\text{s}0})](4)\end{array}$

从式(4)可以看出,直流侧电流idc1包含了直流分量和2次谐波分量,而2次谐波分量与系统电压的负序和零序分量有关。

类似地可以推导出idc2也包含了直流分量和2次谐波分量。

常规的直流侧电压控制方法就是通过设置直流电压调节器,保证idc1和idc2的直流分量相同,实现有功功率平衡,从而保证直流侧电压平均值Vdc恒定。在不平衡及非线性工作情况下,采用这种控制方法同样有效,但直流侧电压对串、并联补偿器的影响并没有得到完全考虑,现分析如下。

由图1可知:

$C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}1}}{\text{d}t}=-i{}_{\text{d}\text{c}1}-i{}_{\text{d}\text{c}2}(5)$

可见,如果idc1和idc2的直流分量通过直流电压调节器的调控已相等,即有功功率已达到平衡,则电压vC1将以2次谐波频率波动,即有:

$\begin{array}{l}C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}2}}{\text{d}t}=C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}1}}{\text{d}t}+i{}_{\text{l}\text{Ν}}+i{}_{\text{s}\text{Ν}}+3C{}_1\frac{\text{d}v{}_{\text{s}0}}{\text{d}t}=\\ -i{}_{\text{d}\text{c}1}-i{}_{\text{d}\text{c}2}+i{}_{\text{l}\text{Ν}}+i{}_{\text{s}\text{Ν}}+3C{}_1\frac{\text{d}v{}_{\text{s}0}}{\text{d}t}(6)\end{array}$

由于要保证电源侧中线电流isN=0,所以,

$\begin{array}{l}C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}2}}{\text{d}t}=C\frac{\text{d}v{}_{\text{C}1}}{\text{d}t}+i{}_{\text{l}\text{Ν}}+3C{}_1\frac{\text{d}v{}_{\text{s}0}}{\text{d}t}=\\ -i{}_{\text{d}\text{c}1}-i{}_{\text{d}\text{c}2}+i{}_{\text{l}\text{Ν}}+3C{}_1\frac{\text{d}v{}_{\text{s}0}}{\text{d}t}(7)\end{array}$

如果负载零序电流ilN和系统零序电压vs0产生的零序电流无法抵消,vC1会包含基波分量,所以考虑畸变的情况,在UPQC稳定运行时,直流侧电流idc1和idc2包含了谐波分量,不平衡及畸变程度越大,vC1和vC2波动就越大。电容电压的波动将会严重影响串、并联补偿器输出电压v1和v2,进而影响补偿效果。

上面的结论是在已经采用了常规直流电压的控制方法,即idc1和idc2的直流分量已经相同的情况下得出的,可见,常规直流电压的控制方法无法消除直流侧电压的这部分波动分量。从式(5)和式(7)可以看出,系统电压和负载电流的不平衡及畸变是造成电容电压vC1和vC2波动的原因,即使UPQC已经稳定运行,直流侧电压已经经过常规的控制方法维持平均值恒定,但vC1和vC2中的波动也无法避免,换句话说,要保证isN=0,需要直流侧电压vC1和vC2波动。因此,仅仅从控制直流侧电压稳定这个角度来试图减少其波动对串、并联补偿器输出电压的影响是不够的,还需要找到一种方法,使得串、并联补偿器对直流侧电压波动不敏感,即这种方法可以消除直流侧电压波动对补偿器正常变换的影响。

2 直流侧电容电压波动影响的抑制方法

为减少直流侧电压波动的影响,常考虑的方法是增大直流电容量和采用2次谐波滤波器的方法消除电容电压波动[10],但这2种方法都有局限性。本文考虑用另一种方式来降低直流侧电压波动的影响。

理想情况下,即vC1=vC2=Vdc/2时,根据图2(a)所示的脉宽调制(PWM)波的产生原理图[11],以a相为例,其输出电压的理想电压vaN为:

$v{}_{\text{a}\text{Ν}}=m{}_{\text{a}}\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}}{2}=\frac{V{}_{\text{r}\text{m}}}{V{}_{\text{c}\text{m}}}\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}}{2}\sin \omega {}_{1}t(8)$

式中:Vcm为载波的峰值;Vrm为调制波的峰值;ma为调制比。

当直流侧电容电压不等,即vC1-vC2=ΔV时,近似地,其输出电压为:

$v{}_{\text{a}\text{Ν}}´=m{}_{{\text{a}}^{\prime }}\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}+\text{Δ}V}{2}=\frac{V{}_{\text{r}\text{m}}´}{V{}_{\text{c}\text{m}}}\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}+\text{Δ}V}{2}\sin \omega {}_{1}t(9)$

比较式(8)、式(9),当直流侧电压波动时,要保证输出电压vaN′=vaN,参考波的峰值必须满足:

$\begin{array}{l}\frac{V{}_{\text{r}\text{m}}´}{V{}_{\text{r}\text{m}}}=\frac{V{}_{\text{d}\text{c}}}{V{}_{\text{d}\text{c}}+\text{Δ}V}=\frac{v{}_{\text{C}1}+v{}_{\text{C}2}}{v{}_{\text{C}1}+v{}_{\text{C}2}+v{}_{\text{C}1}-v{}_{\text{C}2}}=\\ \frac{v{}_{\text{C}1}+v{}_{\text{C}2}}{2v{}_{\text{C}1}}=\epsilon (10)\end{array}$

这里把ε称为直流电压调节系数。在直流侧电压波动的情况下,只要将原调制波vr乘以一个调整系数ε得到vr′,用vr′作为正弦脉宽调制(SPWM)的调制波,就可以保证补偿器的输出电压vaN′仍为理想值vaN,可见,直流侧电压波动对补偿器的输出无影响。如图2(b)所示,这种方法实际上是通过改变SPWM波形形成时的调制波来改变每个周期的脉冲宽度,通过这种方法,消除了直流侧电压波动对补偿器输出电压的影响,其开关器件的开关频率仍然是载波的频率。

3 引入直流电压调节系数的控制策略

3.1 并联侧补偿器控制策略

将并联侧补偿器控制为电流源,用于补偿负载的谐波电流,同时提供UPQC本身消耗的有功功率。将图1中的各电量通过同步坐标变换[10],可获得并联侧补偿器在dq0坐标系下的表达式为:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}v{}_{2d}=L{}_2\frac{\text{d}i{}_{2d}}{\text{d}t}-\omega L{}_{2}i{}_{2q}+v{}_{\text{l}d}\\ v{}_{2q}=L{}_2\frac{\text{d}i{}_{2q}}{\text{d}t}+\omega L{}_{2}i{}_{2d}+v{}_{\text{l}q}\\ v{}_{20}=L{}_2\frac{\text{d}i{}_{20}}{\text{d}t}+v{}_{\text{l}0}\end{array}(11)\\ \{\begin{array}{l}i{}_{2d}=C{}_2\frac{\text{d}v{}_{\text{l}d}}{\text{d}t}-\omega C{}_{2}v{}_{\text{l}q}+i{}_{\text{l}d}-i{}_{\text{s}d}\\ i{}_{2q}=C{}_2\frac{\text{d}v{}_{\text{l}q}}{\text{d}t}+\omega C{}_{2}v{}_{\text{l}d}+i{}_{\text{l}q}-i{}_{\text{s}q}\\ i{}_{20}=C{}_2\frac{\text{d}v{}_{\text{l}0}}{\text{d}t}+i{}_{\text{l}0}-i{}_{\text{s}0}\end{array}(12)\end{array}$

与常规的UPQC控制策略一样,利用直流电压调节器保证直流侧电压的平均值Vdc跟踪恒定给定值V*dc,实现有功功率的平衡,维持直流侧电压平均值恒定。因此,直流电压调节器GdPI(s)的输出及负载电流的谐波分量作为并联侧补偿器输出电流d轴分量的给定值,如下所示:

$\{\begin{array}{l}i{}_{3d}^{*}=\tilde{i}{}_{\text{l}d}-G{}_{d\text{Ρ}\text{Ι}}(s)(V{}_{\text{d}\text{c}}^{*}-V{}_{\text{d}\text{c}})\\ i{}_{3q}^{*}=i{}_{\text{l}q}\\ i{}_{30}^{*}=i{}_{\text{l}0}\end{array}(13)$

将负载电压作为干扰量,将其引入前馈控制,由式(11)～式(13)可获得直接电流控制策略方程为:

$\{\begin{array}{l}v{}_{2d}^{*}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}\text{D}}(s)(i{}_{3d}^{*}-i{}_{3d})+G{}_{\text{c}\text{n}}(s)v{}_{\text{l}d}\\ v{}_{2q}^{*}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}\text{D}}(s)(i{}_{3q}^{*}-i{}_{3q})+G{}_{\text{c}\text{n}}(s)v{}_{\text{l}q}\\ v{}_{20}^{*}=G{}_{\text{Ρ}\text{Ι}\text{D}}(s)(i{}_{30}^{*}-i{}_{30})+G{}_{\text{c}\text{n}}(s)v{}_{\text{l}0}\end{array}(14)$

式中:Gcn(s)=(L2C2s2+R2C2s+1)/(1+0.5Tcs)2;Tc为采样周期。

这种带负载电压前馈的直接电流控制策略如图3(a)所示。为了消除直流侧电压波动产生的影响,引入了直流电压调节系数ε。检测直流侧两电容电压,计算获得ε,将同步坐标反变换获得的并联侧补偿器的三相输出电压指令v*2a,v*2b,v*2c乘以调节系数ε后,作为三相SPWM的调制信号。

3.2 串联侧补偿器控制策略

串联侧补偿器控制为电压源,提供理想负载电压与电源电压的差值。串联侧补偿器在dq0坐标系下的表达式为:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}(v{}_{\text{s}d}-v{}_{\text{l}d}){\rm N}=-L{}_1\frac{\text{d}i{}_{1d}}{\text{d}t}+\omega L{}_{1}i{}_{1q}+v{}_{1d}\\ (v{}_{\text{s}q}-v{}_{\text{l}q}){\rm N}=-L{}_1\frac{\text{d}i{}_{1q}}{\text{d}t}-\omega L{}_{1}i{}_{1d}+v{}_{1q}\\ (v{}_{\text{s}0}-v{}_{\text{l}0}){\rm N}=-L{}_1\frac{\text{d}i{}_{10}}{\text{d}t}+v{}_{10}\end{array}(15)\\ \{\begin{array}{l}i{}_{1d}=C{}_1\frac{\text{d}(v{}_{\text{s}d}-v{}_{\text{l}d})}{\text{d}t}{\rm N}-\omega C{}_1(v{}_{\text{s}q}-v{}_{\text{l}q}){\rm N}+\frac{1}{{\rm N}}i{}_{\text{s}d}\\ i{}_{1q}=C{}_1\frac{\text{d}(v{}_{\text{s}q}-v{}_{\text{l}q})}{\text{d}t}{\rm N}+\omega C{}_1(v{}_{\text{s}d}-v{}_{\text{l}d}){\rm N}+\frac{1}{{\rm N}}i{}_{\text{s}q}\\ i{}_{10}=C{}_1\frac{\text{d}(v{}_{\text{s}0}-v{}_{\text{l}0})}{\text{d}t}{\rm N}+\frac{1}{{\rm N}}i{}_{\text{s}0}\end{array}\\ (16)\end{array}$

式中:N为串联侧变压器变比。

考虑理想情况下负载电压为与电源电压正序同相的三相平衡基波电压,因此,其q轴、0轴上的分量为0,则串联侧补偿器输出电压的指令值为:

$\{\begin{array}{l}v{}_{\text{c}d}^{*}={\rm N}(v{}_{\text{s}d}-v{}_{\text{l}d}^{*})\\ v{}_{\text{c}q}^{*}={\rm N}(v{}_{\text{s}q}-0)={\rm N}v{}_{\text{s}q}\\ v{}_{\text{c}0}^{*}={\rm N}(v{}_{\text{s}0}-0)={\rm N}v{}_{\text{s}0}\end{array}(17)$

将电压控制设为外环,采用PI调节器;将电流控制作为内环,采用比例控制器,则由式(15)、式(16)可得到双闭环控制策略方程如下:

$\begin{array}{l}\{\begin{array}{l}i{}_{1d}^{*}=(k{}_{v\text{p}}+\frac{k{}_{v\text{i}}}{s})(v{}_{\text{c}d}^{*}-v{}_{\text{c}d})\\ i{}_{1q}^{*}=(k{}_{v\text{p}}+\frac{k{}_{v\text{i}}}{s})(v{}_{\text{c}q}^{*}-v{}_{\text{c}q})\\ i{}_{10}^{*}=(k{}_{v\text{p}}+\frac{k{}_{v\text{i}}}{s})(v{}_{\text{c}0}^{*}-v{}_{\text{c}0})\end{array}(18)\\ \{\begin{array}{l}v{}_{1d}^{*}={\rm K}(i{}_{1d}^{*}-i{}_{1d})+v{}_{\text{c}d}^{*}-\omega L{}_{1}i{}_{1q}\\ v{}_{1q}^{*}={\rm K}(i{}_{1q}^{*}-i{}_{1q})+v{}_{\text{c}q}^{*}+\omega L{}_{1}i{}_{1d}\\ v{}_{10}^{*}={\rm K}(i{}_{10}^{*}-i{}_{10})+v{}_{\text{c}0}^{*}\end{array}(19)\end{array}$

由式(18)、式(19)得到的串联侧补偿器的双闭环控制框图如图3(b)所示。与并联侧补偿器的控制策略一样,将串联侧补偿器的三相输出电压指令值v*1a,v*1b,v*1c乘以直流电压调节系数ε,作为三相SPWM的调制信号。

4 实验结果分析

为了分析控制策略的控制效果,在UPQC的实验装置上对控制方法进行了验证,实验装置及负载参数见附录A表A1。

图4是采用本文提出的加入直流电压调节系数ε用来消除直流侧电压波动影响的控制策略实验波形。图5是采用与图4相同的控制策略,但没有引入直流电压调节系数ε的实验波形。可以看出,负载电流不平衡且具有较大的畸变,电源电压不平衡且畸变。2种情况下各电量有效值和总谐波畸变值见附录A表A2。可以看出,经过UPQC补偿后,与负载电流相比,电源电流平衡性更好,畸变更小;与电源电压相比,负载电压平衡性较好,更接近额定值。可见,本文提出的串、并联补偿控制策略有效。

由附录A表A2比较可看出,控制策略中引入ε后,电源电流和负载电压的平衡性更好、畸变更小,可见,在不平衡及非线性工作情况下,控制策略中引入ε来消除直流侧电压波动影响的措施有效。

5 结语

本文以三相四线UPQC为研究对象,针对电源电压和负载电流不平衡及畸变的情况,分析了直流侧电容电压出现波动分量的不可避免性,提出了在控制策略中利用直流电压调节系数ε来消除直流侧电压波动对串、并联补偿器正常变换影响的方法,获得了良好的补偿特性。这种方法除了用于UPQC以外,对直流侧电压波动的电力电子变换器的控制都具有参考价值。

摘要：当三相四线统一电能质量调节器(UPQC)工作于不平衡及非线性条件下时,直流侧电容电压波动不可避免,将直接影响串、并联补偿器的正常变换,进而影响UPQC的补偿性能。文中详细分析了这种波动不可避免的原因,提出了直流电压调节系数的概念,推导出其表达式,分析了利用其消除电容电压波动影响的原理,并将其作为抑制直流侧电压波动的措施应用于带负载电压前馈的并联侧直接电流控制策略和串联侧双闭环控制策略。实验结果表明,采用这种方法可以抑制直流侧电容电压波动对串、并联补偿器的影响,与未加入此种抑制措施的控制策略相比,UPQC的补偿性能得到了提高,表明了这种措施的有效性。

关键词：统一电能质量调节器,直流电压波动,直流电压调节系数,控制策略

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直流电容电压波动 篇2

补偿电流发生电路由电压型PWM变流器及其相应的驱动电路、电流跟踪控制电路组成,为保证其有良好的补偿电流跟随性能,必须将变流器直流侧电容的电压控制为一个适当值[1]。

直流侧电压常因以下原因出现大幅度波动:滤波器和电网之间大容量的无功交换;电网发生电压闪变等特殊情况,导致基波串联谐振电路产生高电压,并通过逆变器续流二极管向直流侧电容充电;电网中谐波电压造成基波串联谐振电路L1,C1分压过高,有源滤波器将通过基波串联谐振电路与电网交换能量,造成直流侧电压波动;逆变器开关损耗引起直流侧电压降低[2]; 除此之外,由于三相四线制系统存在中线以及中线电流,直流侧电压的波动对中线电流也有影响,因此直流侧电压的控制显得更为重要[3]。

在三相系统中通常采用常规PI控制方法来实现直流侧电容电压的控制。PI调节器主要起到稳定电容电压的作用,其参数的确定通常采用自动控制理论,推导电路数学模型,确定控制器参数。控制器参数包括两个:比例增益Kp,积分作用Ki。

比例增益Kp是为了及时地反映控制系统的偏差信号,一旦系统出现了偏差,比例调节立即产生作用,使系统偏差快速向减小的趋势变化。当比例增益Kp大的时候,PI控制器可以加快调节,但是过大的比例增益会使调节过程出现较大的超调量,从而降低系统的稳定性,在某些严重的情况下,甚至可能造成系统不稳定。

积分作用Ki是为了使系统消除稳态误差,提高系统的无差度,以保证实现对设定值的无静差跟踪。积分作用的强弱取决于积分时间常数Ti的大小,Ti越小,积分作用越强,反之则积分作用越弱,控制过程将拉长。积分作用的引入会使系统稳定性下降,动态响应变慢。

目前直流侧电容电压控制大多采用PI控制,PI控制具有参数整定困难且适应的区域较小的缺点。并且常规的PI对正弦的参考电流,比如在交流驱动中,难以达到理想的控制效果[4]。而直流侧电容电压不稳定对装置的正常运行有不利影响,它使输出电流不能对有害电流进行补偿,影响DSTATCOM的正常运行。

1 改进的直流侧电压控制方法

对直流电压的控制原理如图1所示,V*dc是直流电压的给定值,Vdc是反馈值,两者之差通过PI调节器后得到有功电流的参考值i*d。经过这样的控制,DSTATCOM就可以从电网吸取或向电网注入一定的有功电流,从而维持直流侧电容电压的恒定。

本文借鉴了模糊控制方法,按照模糊控制方法的参数选择原则,对直流侧电压进行分段控制。提出的分段PI控制方法,主要思想是根据电压误差及其变化量的大小正负,确定不同的Kp和Ki,以达到保持直流侧电压稳定、动态响应快的目的。

根据PI控制参数Kp和Ki对系统输出特性的影响,可以制定在不同的ΔVdc和dΔVdc时参数的选择原则[5]:

(1)当|△Vdc|很大时,即直流电压误差最大。此时控制器要求能迅速调整误差,使误差绝对值最大速度减小,即使得控制器的输出为正的最大或负的最大;同时还要求能避免积分饱和。此时,应取较大的△Kp和△Ki。

(2)当时ΔVdc×dΔVdc>0,即误差在朝绝对值增大的方向变化。此时,如果|ΔVdc|较大,控制器应该采取较强的控制作用,使得误差绝对值朝减小的方向变化,并迅速减小误差绝对值。此时控制器应取较大的ΔVKp,较小的ΔKi。如果|ΔVdc|较小,控制器只需采取一般的控制作用,改变误差的变化趋势,使其朝误差绝对值较小的方向变化。

(3)当时ΔVdc×dΔVdc<0,即误差在朝绝对值减小的方向变化,此时可保证控制器的输出不变。

(4)当时ΔVdc=0,即系统已经达到平衡状态,此时可保持控制器的输出不变。

(5)当ΔVdc×dΔVdc=0时且ΔVdc≠0时,即系统的曲线与设定值Vset的曲线平行。为使系统具有良好的静态特性,控制器应取较大的ΔKp和ΔKi。

在本文中,具体是将模糊取值NB,NM,NS,ZR,PB,PM,PS分别用数字值-3,-2,-1,0,1,2,3代替,省掉了模糊计算过程。具体Kp和Ki的设置如表1所示,注意到Kp,Ki的控制表均是Vdc,dVdc在区间[-3,3]进行的。当Vdc较大不在此区间时,设置Kp为较大的值,比如100,以进行快速的跟踪给定参考值;待Vdc进入此区间后,再按照表1控制。

2 实验结果

为了验证系统输出侧电压对参考值的跟踪程度,设定参考值为100,仿真结果如图2和图3所示,其中图2为输出侧电压值,图3为Kp取值,图4为Ki取值。将图2中的Kp放大到[-5,5],见图3,可以看到分段PI方法兼有快速跟踪和精细调节的特点。

便于与PI方法对比,P=1,I=1时的仿真结果,如图4所示。

P=1.5,I=1.5时的仿真结果如图5所示。

比较以上各图可以看出,本文提出的方法不仅无超调,而且响应时间大大减小,达到了保持直流侧电压稳定、动态响应快的目的,为DSTATCOM正常工作奠定了基础。

3 结束语

本文借鉴模糊控制方法,按照模糊控制方法的参数选择原则,对直流侧电压进行分段控制。其中,改进后的方法既能充分利用现场经验,又避免了传统PI的试凑方法。

摘要：针对传统PI控制参数整定困难且适应的区域较小的缺点,提出了一种改进的直流侧电容电压控制方法。借鉴了模糊控制方法,根据电压误差及其变化量的大小正负,确定不同的Kp和Ki,以达到保持直流侧电压稳定、动态响应快的目的。经仿真验证,提出的方法既能充分利用现场经验,又避免了传统PI的试凑方法。

关键词：模糊控制,直流侧电压,比例增益Kp,积分作用Ki

参考文献

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[4]Lorenz R D,Lipo T A,Novotny D W.Motion control with inductionmotors[J].Proceedings of the IEEE,1994,82(8):1115-1135.

直流电容电压波动 篇3

目前三电平变换器的3种电平电压是通过使用独立电压源或由直流电容分压得到[1,2,3], 后者只需要一个独立的直流电压源。电容电压平衡是逆变器正常工作的前提条件。针对电容电压平衡问题国内外已有很多文献研究[4,5,6,7,8,9,10,11]。其中利用有源中点钳位拓扑[12,13]结合控制算法可以实现电压平衡[14,15]。

本文在单相三电平有源中点钳位变换器基础上增加一个悬浮电容, 构造两组双向通路, 实现在高频脉宽调制下2个直流侧电容和一个悬浮电容电压的动态平衡, 进而保证电容在非理想条件下仍然可以均压, 同时在逆变器软启动时对悬浮电容进行建压。待悬浮电容的电压上升至直流侧电容电压后, 逆变器开始工作, 输出三电平电压。另外, 由于钳位电路的特点, 悬浮电容为2个内侧开关管提供有效的钳位通路, 使内侧开关管关断瞬间漏源极电压被有效地钳位在悬浮电容电压上。本文通过仿真和实验验证了该平衡电容电压方法的有效性。

2 直流侧电容电压不平衡问题

对于如图1所示的中性点接地的单相二极管钳位型三电平半桥逆变器来说, 假定C1, C2参数完全相同, 电路工作在稳态条件下, 桥臂中点输出0电平时, 负载没有与直流侧电容C1, C2进行能量传递, C1, C2电压保持恒定;只有当桥臂中点输出+E/2或-E/2电平时, 电容C1和C2产生电压波动。图2a示出典型的感性负载下 (负载功率因数0.75) , 滤波电感电流iLf、滤波电容电流iCf、输出电压vo以及负载电流io的矢量关系图。其中, 输出电压vo取三电平电压的基波分量。

图2b为该负载下滤波电感电流iLf、输出电压vo的波形示意图。图2b中Ⅰ区为滤波电感电流iLf与桥臂中点输出+E/2电平时间轴包围的区域, Ⅱ区为滤波电感电流iLf与桥臂中点输出-E/2电平时间轴包围的区域。图1电路中iC1, iC2标示的方向为iC1, iC2正方向。Ⅰ区:iC1>0, iC2>0;Ⅱ区:iC1<0, iC2<0。由图2b可以看出:

理想条件下C1=C2, 在一个基波周期内, C1的放电电荷、C2的充电电荷分别为

即流过C1, C2的电流在一个基波周期内平均值始终为0。由此可见, 在理想和稳态条件下, 三电平逆变器能够实现直流侧电容电压自平衡。

当C1放电, C2充电, 即时, 由于C1

当C1充电, C2放电, 即时, 由于C1

分别讨论Ⅰ区和Ⅱ区。

假定初始时刻, 输出电压正负半周对称, iLf正负半周对称, 在一个基波周期内可得:

由式 (9) 、式 (11) 、式 (13) 得到:

由式 (10) 、式 (12) 、式 (13) 得到:

由于式 (14) 、式 (15) 表明C1两端电荷量减小, C2两端电荷量增加, 因此, 经过一个基波周期, C1两端电压减小, C2两端电压增加, 与C1, C2初始电压值无关。上述分析证明了C1, C2参数不一致会导致直流侧电容C1, C2电压不平衡。

图3示出输入电压源240 V, 2个直流侧电容C1, C2电压平均值在150 ms左右达到稳定电压120 V, 400 ms时容值参数不一致 (C1

针对二极管钳位型三电平逆变器在非理想条件下直流侧电容电压不平衡的问题, 利用三电平有源中点钳位型逆变器的结构特点, 辅以悬浮电容, 构造两组双向通路, 在高频脉宽调制下实现2个直流侧电容和1个悬浮电容电压的动态平衡。在此基础上, 桥臂中点输出三电平电压, 减小桥臂输出电压的谐波含量, 并且变换器中所有开关管关断瞬间的漏源极电压都能被有效钳位在直流电容电压上。

3 电路的开关状态及其工作特点

加入悬浮电容的单相三电平有源中点钳位型逆变器主电路如图4所示。

以直流母线中点为参考地, 直流电压源E通过2个串联的分压电容C1和C2得到三电平:+E/2, 0, -E/2;C3为新增的悬浮电容;S1~S4为4个主开关管;S5和S6为钳位开关管, D1~D6分别为6个开关管的反并联二极管;由于钳位电路的作用, 桥臂中点输出三电平电压, 经过低通滤波器输出正弦波;iLf为滤波电感Lf的电流, io为负载电流, iCf为滤波电容Cf的电流。

直流电容电压平衡控制策略的基本思想为:S1和S3为a组开关, S2和S4为b组开关;a组、b组开关互补导通。在调制波us正半周期内 (见图5) , 当us大于载波u1时, a组开关导通, b组开关关断, S1, S3, C1和C3组成双向通路, 实现直流侧电容C1与悬浮电容C3电压平衡, 当us小于载波u1时, b组开关导通, a组开关关断, S2, S4, C2和C3组成双向通路, 实现直流侧电容C2与悬浮电容C3电压平衡;在调制波us负半周期内, 当us大于载波u2时, a组开关导通, b组开关关断, S1, S3, C1和C3组成双向通路, 实现C2与C3电压平衡, 当us小于载波u2时, b组开关导通, a组开关关断, S2, S4, C2和C3组成双向通路, 实现C2与C3电压平衡。a, b两组开关管交替导通时, 就能实现3个电容直接或间接的并联, 实现3个电容之间动态的电压平衡, , 满足了三电平逆变器能够正常工作的21个前提:一是悬浮电容电压保持稳定;二是直流侧分压电容均压。

逆变器一共有4种不同的开关状态, 其所有开关状态及其电路如表1和图6所示。

对于图1所示的单相二极管钳位型三电平逆变器主电路, 当开关管S1关断时, 由于电路中杂散电感的存在, 在开关管S1两端就会产生感应电动势。但由于钳位二极管D5的存在, 使得开关管S1两端的电压最终被钳位在电容C1的电压上, 过电压不会维持;对于开关管S4, 钳位二极管D6将其漏源极电压钳位在电容C2的电压上。但钳位二极管D5和D6无法为S2、S3提供钳位通路, 过电压无法消除。对于图4所示的改进型三电平电路, S1, S2的漏源极过电压能分别通过反并联二极管D2和D1钳位在电容C1的电压上, S3, S4的漏源极过电压能分别通过反并联二极管D4和D3钳位在电容C2的电压上, S5, S6的漏源极过电压能分别通过反并联二极管D6和D5钳位在电容C3的电压上, 因此, 只要C1, C2和C3电压稳定, 6个开关管的关断电压都能被钳位在安全工作电压范围内。

4 仿真及实验结果

为验证上述电容电压平衡控制算法的正确性, 本文设计了一套单相三电平逆变器的实验平台, 逆变器主电路如图4所示。控制电路核心采用DSP芯片TMS320F2812, 开关器件采用MOSFET。母线电压为240 V, 采样频率6.4 k Hz, 输出电压频率50 Hz。实测直流侧电容C1=180μF, C2=200μF, 悬浮电容C3=200μF。

图7a给出了直流母线电压 (电容中点电压为参考电压) 以及C3的电压实验波形;图7b为vC1, vC3局部放大实验波形。可见, 3个电容电压均稳定在120 V左右, 实现动态平衡。

图8a示出三电平电压波形vA, S1和S3的PWM信号波形及S5的栅源极电压Vgss实验波形;图8b为输出电压vo实验波形。

5 结论

直流电容电压波动 篇4

电力系统中越来越多地使用柔性交流输电系统 (FACTS)对电能进行传输 ,它能够提高电力系统利用和传输电能的能力,同时使系统稳定、安全、可靠地运行。 作为核心装置与核心技术之一的静止同步补偿器(STATCOM),以其损耗低、响应快、储能元件体积小和输出电流谐波含量低等优点,成为动态无功补偿装置发展的重要方向[1,2,3,4]。 在几种比较成熟的拓扑结构中,H桥级联拓扑结构的STATCOM因其模块化结构、无需功率器件串联即可输出足够高的电压和输出多电平电压的特点,在高压大功率场合得到日益广泛的应用[5,6,7,8]。

然而,这种级联型结构STATCOM的各个H桥单元直流电容彼此之间相互独立,每个单元的并联损耗、开关损耗、驱动脉冲延时等又存在差异,会导致STATCOM直流侧电容电压出现不平衡的问题 , 进而导致各功率器件承受不同的电压,使装置输出电压的总谐波畸变率(THD)增加[9]。 因此,实现直流侧母线电压平衡控制是H桥级联STATCOM研究的关键问题之一。

近年来,国内外学者针对H桥级联型STATCOM的直流电容电压平衡问题进行了深入的研究。 在相间直流电压平衡控制方面,文献[10-11]提出利用电压波动部分引起的电流变化在生成的参考电压基础上进行相间电压平衡补偿,但未考虑三相电流间的耦合关系,限制了不平衡的调节范围和动态性能。 文献[12]针对三角形结构系统,提出一种基于有功电压矢量叠加的直流电压平衡控制方法,通过注入零 / 负序电流实现三相之间直流电压平衡。 文献[13]提出一种注入负序电流的方法实现相间电压平衡控制,但额外注入电网的负序电流会对电网造成污染。 文献 [14] 针对星型结构系统 , 提出一种基于零序电压注入实现三相之间直流电压平衡的控制方法,但对于三相直流侧特性相差较大的系统调节能力较弱。 此外文献[15-16]还提出增加额外硬件电路和控制系统对相间直流电压进行平衡控制,这无疑增加了系统的成本和复杂性,降低了系统的可靠性。 在相内直流电压平衡控制方面,文献[10]对各单元的参考电压进行PI调节,但在实现过程中需要使用大量的PI控制器涉及到调节参数整定及延时问题。 文献[17]通过调节各单元的移相角来实现平衡控制,但对于高压大容量的变流器,移相角的可调范围很小,少量的偏差都可能引起系统不稳定。 文献[18]则通过外加电路对各单元的直流侧电容进行有功交换,增加了系统的体积和成本以及控制复杂度。 文献[19]采取调整脉冲序列的方法,从能量的角度实现电容电压平衡,但容易出现某些单元动作过于频繁的情况,影响装置的使用寿命。

针对上述问题,本文在直流侧电容电压三级平衡控制策略的基础上,分别采用比例谐振(PR)控制、自抗扰控制和平移调制波的方法,实现全局平均直流电压控制、相间直流电压平衡控制以及相内直流电压平衡控制。 实验结果表明,本文提出的控制方法具有良好的动态性能以及较强的鲁棒性,有效地解决了H桥级联STATCOM直流侧电容电压平衡控制的难题。

1STATCOM的直流侧电压控制分析

1.1STATCOM的系统模型与工作原理

H桥级联STATCOM的主电路拓扑结构见图1。 STATCOM采用星型接法,通过连接电抗器并联于电网与负载之间,STATCOM通过注入与负载类型相反的无功电流,补偿负载的无功,提高电网输电质量,使电网只提供有功电流。 每相桥臂由N个H桥逆变单元级联而成。 设功率开关器件在理想状态下工作,usa、usb和usc为网侧三相电压,isa、isb和isc为网侧三相电流 ,ua、ub和uc为STATCOM输出三相 电压,ia、ib和ic为STATCOM输出三相补偿电流,ila、ilb和ilc为负载三相电流,Udcreg为直流侧电容电压参考值, C为直流侧电容,L为连接电抗器,Rs为充电电阻。

不考虑功率单元损耗差异,为实现功率平衡,应该保证每一相各功率单元的工作时间一致。 用导通时间的占空比表示工作时间,将开关管的状态da* 、d*b和d*c定义为开关函数,形式如下:

当电容电压处于平衡状态时,相间电压可用开关函数表示为uk= d*kNUdc(k = a,b,c )。

由基尔霍夫电压、电流定律及能量关系可以得到STATCOM基于开关函数的数学模型为:

其中,R为系统的等效损耗电阻。

STATCOM工作时,直流侧电压Udc通过相应桥臂IGBT器件的导通与关断实现输出相间电压的控制 , 从而使得输出的补偿电流ia、ib和ic按照参考指令电流进行变化,以实现滤波与补偿无功的功能。 因此直流侧电压Udc的稳定是保证STATCOM正常工作的关键环节之一,所以必须要对STATCOM直流侧电容电压进行平衡控制。

1.2直流侧电容电压三级平衡控制策略

H桥级联STATCOM直流电压控制策略通常采用三级控制:第一级为全局平均直流电压平衡控制, 控制三相所有功率单元的直流侧电容平均电压等于参考电压,解决系统整体直流侧电压的平衡控制问题; 第二级为直流侧电容电压相间平衡控制,控制每相各功率单元直流侧电压平均值等于全局直流电压平均值,保证每相各单元直流侧电容总电压一致,解决各相之间直流侧电压的平衡控制问题;第三级为直流侧电容电压相内平衡控制,控制每个功率单元的直流侧电压等于该相平均直流电压,解决各功率单元之间直流侧电压的平衡控制问题[10]。

2直流侧电容电压平衡控制新方法

2.1全局平均直流电压平衡控制

作为直流侧电容电压三级平衡控制中的第一级控制,其目的是控制三相所有功率单元的直流侧电容平均电压等于参考电压,解决系统整体直流侧电压的平衡控制问题。 通常的方法是采用传统的PI控制器实现[10],其实现比较简单。 但由于STATCOM输出电压和电流为工频正弦变量,其输出的功率表现为2倍工频的正弦变量,这样会使实际的直流侧电容也具有2倍频的纹波电压 ,因此 ,直流侧电压控制环节产生的参考指令电流就不是一个标准的直流变量,也同样会含有2倍频的交变分量,从而影响STATCOM输出电流的质量。

一般情况下,在采用PI控制器时,为了保证系统稳定性和动态性能,电压环环宽一般都设为200 ~ 500 Hz,这样无法抑制100 Hz纹波电压对STATCOM输出电流的影响;而且其存在较大的静态误差,除使第一级控制效果不佳外,还会影响后2级的控制效果;特别在STATCOM启动的过程中,会使直流电压达到参考电压过程中存在较大的超调。

为解决该问题,本文采用PR控制器对全局平均直流电压进行控制,由于其在基波频率处增益无穷大, 而在非基频处增益很小,系统在基波频率处可实现零稳态误差,通过适当地设置PR控制器谐振点和截止频率,能够减小纹波电压在误差中的比重,减小纹波电压造成的参考电流的畸变,进而提高STATCOM输出电流的质量,同时提高系统的动态性能及系统的动态调节速度,特别是在STATCOM启动过程中, 有效地抑制直流侧电压的超调现象。

PR控制器由比例调节器和谐振调节器组成。 其传递函数如式(3)所示:

其中,kp为比例增益系数;kr为积分增益系数;ωc为截止频率;ω0为谐振频率。 其中kr只影响谐振控制器的增益,而不影响谐振控制器的带宽,随着kr的增大,谐振频率处幅值也增大,它是起消除稳态误差的作用;ωc不仅影响PR控制器的增益,还影响PR控制器的带宽,随着 ωc的增加,控制器的增益和带宽都增大。

本文选取kp=0.05、kr=10、ωc=3.14 rad / s、ω0=100π 为控制器参数。 图2为该参数下的PR控制器的Bode图。 图3为PR控制器框图,将直流侧电容平均电压和参考电压比较,得到的电压偏差信号经过PR控制器,控制器输出信号交给电流内环处理。 其中,Udcreg为直流侧电容电压参考值;Ud*c为全局直流电压平均值;id*c为全局平均直流电压平衡控制的有功调节控制电流。

2.2相间直流电压平衡控制

为实现控制每相各功率单元直流侧电压平均值等于全局直流电压平均值,保证每相各单元直流侧电容总电压一致,本文采用自抗扰控制器(ADRC)对各相之间直流侧电压进行平衡控制。

ADRC控制源于PI控制的思想,但相对于PI控制,取得了更好的控制效果。 此外,通常情况下,P控制器对参数非常敏感,参数的微小变化都会对P控制器的控制效果产生很大的影响,所以控制器选取合适的参数十分困难。 相反地,使用ADRC时,由于保证控制器稳定工作的参数范围较宽,所以参数选取变得十分简单。 同时,对比目前已有的方法,实现起来也非常简单,非常适合实际工程应用。 ADRC在STATCOM中的成功应用,也为在后续的研究工作中出现传统方法无法解决的问题时,提供了一个新的解决思路。

下面介绍ADRC的设计步骤。

a. 首先由式(2)可知系统为一阶系统 ,故设计一阶ADRC。 将STATCOM每相直流侧电压作为被控制对象进行分析,建立直流侧电容电压相间平衡控制模型,并确定被控对象的输入输出量及控制量。

b. 通过ADRC中的微分跟踪器(TD)对被控对象的参考输入安排过渡过程,并提取其微分信号。

选取STATCOM全局直流电压平均值Ud*c为参考值,并采用线性微分单元实现,表达式为:

其中,v1为参考值Ud*c的跟踪信号;r1为速度跟踪因子,是反映微分跟踪器变化规律的特征参数,其值越大则跟踪速度越快,但同时会增加超调量,所以要根据实际系统运行时的要求适当选取;α1和 δ1为可调控制参数,α1决定非线性形状,适当选择 α1将极大改变控制效果,而 δ1则决定了函数fal(·)线性区间的大小。

c. 通过ADRC中的扩张状态观测器(ESO)对影响STATCOM直流侧电容电压相间不平衡的不确定因素和外部干扰进行动态的观测与估计。

对STATCOM直流侧电压设计二阶线性扩张状态观测器,表达式为:

其中,Ukdc(k = a,b,c)为系统当前周期每相各功率单元直流侧电压平均值的实时检测量,是已知参数;z1为直流侧电压的状态估计值;ξ 为系统控制偏差;z2为被控对象的内扰及外扰作用的估计信号,即总的干扰量信号;Δik为控制量;b为控制量的反馈系数;r21、 r22、α2和 δ2为可调控制参数,r22会影响系统扰动估计的滞后,其值越大滞后越小,但过大会使系统振荡,稍增大r21可以起到抑制该振荡的作用,但是r21过大会使系统发散,因此,在调整这2个参数时要相互协调,可首先调整r22,再逐渐增大r21来不断改善控制效果。

STATCOM直流侧电压检测环节存在误差 ,而z1对实际直流侧电压起到准确状态估计的作用,可以大幅提高直流侧电压控制的精度;针对不同应用场合运行参数的变化,z2对未知扰动进行准确估计,可以优化STATCOM相间直流电压控制的动态响应速度并提高系统的控制精度。 扩张状态观测器对扰动估计的准确与否直接影响ADRC的控制效果,所以扩张状态观测器的参数整定非常关键。

d. 通过ADRC中的非线性状态误差反馈控制律(NLSEF)来计算每相控制STATCOM直流侧电容电压相间平衡的有功调节控制量。

由于传统的ADRC中所采用的NLSEF在实际应用当中的参数很难选取,所以本文采用线性优化的方法对其进行简化处理,其线性表达式为:

其中,ξ1为微分跟踪器产生的跟踪信号v1与扩张状态观测器给出的状态估计信号z1之间的误差值;i为无扰动反馈补偿的控制量;b为控制量的反馈系数,它和控制量 Δik及扩张状态观测器的状态变量有关,选取b时,如果对象出现延迟,取较大的b值将产生一个大的误差控制信号,使输出响应加快,同时可以有效地补偿内外扰动;r3、α3和 δ3为可调控制参数,可适当调节r3来控制调节速度,但速度过快会引起超调量加大和系统振荡,所以要适当地选取。

e. 最后通过线性状态误差反馈单元结合扩张状态观测器对扰动部分的观测,得到本文所设计的相间直流电压平衡控制系统,如图4所示。

该控制系统接收到全局直流电压平均值Ud*c和当前周期每相各功率单元直流侧电容电压平均值Ukd后,采用微分跟踪器快速跟踪直流电压给定指令,并进行滤波得到跟踪信号v1。 跟踪信号v1再与扩张状态观测器输出的直流侧电压的状态估计值z1做差, 得到系统电压控制偏差指令 ξ1,将偏差指令 ξ1作为非线性反馈控制器的输入数据。 最后将线性优化后的非线性反馈控制器的输出结果i0与扩张状态观测器估计的扰动信号做差,最终得到相间直流电压平衡控制的有功调节控制电流 Δik。

2.3相内直流电压平衡控制

为控制每个功率单元的直流侧电压等于该相平均直流电压,实现相内直流侧电容电压平衡控制,本文在载波相移调制策略(CPS-PWM)基础上,根据直流侧电容瞬时充放电的情况,判断某一时刻单元的占空比调整方向和大小,通过上下平移每个功率单元的调制波,最终实现相内直流电压平衡控制,该方法配合载波相移调制策略,非常易于FPGA数字实现。

假设在某一时刻,电流方向为从电网流向变流器, 若单元n的输出电压为正,意味着VT1、VT4开通,电流沿着图5(a)所示方向流向直流侧,给电容充电;同样地,若单元n的输出电压为负,意味着VT2、VT3开通, 电流沿图5(b)所示方向流向直流侧,电容放电。 容易看出,为了使各单元电容电压值趋于一致,对应正在充电过程中的几个功率单元,应延长电压较低单元的导通时间,并减少电压较高单元的导通时间;对正在放电过程中的功率单元的处理则相反。

依照上述判断方法得出的结果,假设当前需要减小单元充放电时间,以调制波大于零的前半周期来分析,该单元应输出1和0电平,在0电平时该单元电容并没有接入主电路,既不充电也不放电。 如果要减小单元充电时间,则需要减小1电平作用时间, 那么可以减少开关管VT1和VT4的导通时间;又因为左桥臂此时是由正相调制波(>0)和正的三角载波比较决定,而右桥臂由反相调制波和负的三角载波比较决定,因此只要以0轴为界,如式(7)所示下移正半轴的调制波,并如式(8)所示上移负半轴的调制波,就可达到减小占空比的效果。

其中,eUdc= Unadc- Uadc,为直流侧电容电压误差;ui0为平移前的调制波;ui为平移后的调制波;k为调节系数。

调制波平移前后的效果对比如图6所示。

上述原理也适用于要求延长单元充放电时间的情形。 概括二者,可以将占空比调整的调制波平移方法总结如下:如果调整指令为减小占空比,那么下移正极性调制波、上移负极性调制波;如果调整指令为增大占空比,那么上移正极性调制波、下移负极性调制波;上下平移的幅值以该单元直流侧电压值与平均值之差的大小决定。

结合电容瞬时充放电的情况,可以得到基于调制波平移的相内直流侧电容电压平衡控制算法的流程图如图7所示。

3实验验证

3.1实验装置

为了验证新方法的正确性与有效性,本文搭建电压等级为10 k V、额定容量为2 MV·A的H桥级联STATCOM实验平台。 具体实验参数如下:网侧电压10 k V,电网频率50 Hz,开关频率1 k Hz,每相H桥单元数N=12,电感L=10 m H,直流侧电容C=5600μF, 直流侧电压参考值Udcreg= 800 V。

实验装置中核心的控制器部分采用双处理器设计,其中DSP芯片选择TI公司的TMS320F28335,主要负责无功电流检测及参考电流和参考指令电压的计算,并将参考指令电压发送给FPGA;FPGA芯片选择Altera公司的CycloneⅢ系列的EP3C25,负责接收DSP发送的参考指令电压 ,产生36路PWM控制信号,并通过光纤将脉冲触发信号送到每个H桥单元。

本文提出的直流电容电压平衡控制策略中全局平均直流电压平衡控制和相间直流电压平衡控制在DSP中完成;相内直流电压平衡控制则在FPGA中完成,配合本文使用的载波相移调制策略,使其非常易于FPGA数字实现。

3.2电压平衡控制实验过程

基于以上实验参数,对H桥级联STATCOM实验装置的启动过程及阶跃响应动态过程进行实验研究,实验过程中的装置动作时序如下:

a. 在实验装置未启动时刻 ,各功率单元的IGBT封锁,STATCOM与电网侧连接的断路器和旁路充电电阻的断路器均处于断开状态;

b. 闭合所有的断路器,使STATCOM通过交流电抗器和充电电阻,向各功率单元直流侧电容充电;

c. 充电接近完成时,闭合旁路充电电阻的断路器 , 使STATCOM通过交流电抗器直接与电网相连;

d. STATCOM开始启动,装置直流电压控制策略按照时序自动依次启动,最终实现装置相间直流电压的平衡控制;

e. 装置由输出一半额定电流阶跃为输出额定电流,待装置相间直流电压再次达到平衡时,实验结束。

在实验过程中,直流侧电压相关数据经过信号采集系统送入控制板的DSP中,在电脑上通过CCS软件可以观察并记录实验数据,最后将CCS记录的实验数据导出,通过MATLAB软件绘制成实验结果波形。

3.3电压平衡控制实验结果分析

为验证本文提出的控制策略对全局平均直流电压平衡控制的效果,一级控制中选取增益kp= 0.05、 kr= 10的PR控制器,并选取增益kp= 0.5、ki= 0.01的PI控制器进行对比研究。

图8为启动过程中分别采用PI和PR控制器作为一级控制器时的全局平均直流电压波形。 从图中可以看出,采用PR控制器后,全局平均直流电压平稳上升,很快就可以达到平稳状态,并维持在直流电压参考值,基本不存在偏差;而PI控制下,虽然直流电压调节速度很快,但全局平均直流电压在达到平稳状态之前存在波动,波动的最大值幅值约为50 V (参考值的6.25%),之后才能逐渐趋于平稳 ,达到直流电压参考值。

在一级控制采用PR控制的基础上,二级控制采用ADRC控制。 图9和图10分别为STATCOM启动时刻相间平均直流电压波形和STATCOM输出电流阶跃时刻的相间平均直流电压波形。 其中,微分跟踪器控制参数r1= 0.3、α1= 0.75、δ1=0.001;扩张状态观测器控制参数r21= 0.3、r22=18.05、α2= 0.5、δ2= 0.001、b=1; NLSEF控制参数r3= 0.5、α3= 0.25、δ3=0.001。

由图9可以看出,尽管各单元的损耗不同,在相间直流电压平衡控制启动后,各相平均直流电压很快就与全局平均直流电压达到一致,直流电压偏差最大不超过10 V(额定值的1.25%);在达到平稳状态后,各相平均直流电压与全局平均直流电压基本不存在偏差,稳态误差小于5 V(额定值的0.625%)。

如图10所示,在STATCOM输出无功电流阶跃响应的瞬间,相间平均直流电压波动的最大值幅值不大于15 V(额定值的1.875%)。 随后在平衡控制算法的作用下,相间平均直流电压仍能恢复到无差调节状态,稳态误差仍小于5 V(额定值的0.625%) 由此可以看出,相间直流电压平衡控制可以抑制各相平均直流电压不平衡,防止直流电容侧出现过压保护致使装置停止运行。

在一级控制采用PR控制、二级控制采用ADRC控制的基础上,三级控制采用上下平移调制波的控制策略。 其中,调节系数k=10。

图11为STATCOM在平稳运行过程中的a相各功率单元直流侧电容电压波形。 从图中可以看出所有单元的电容电压都很好地平衡在了800 V,且纹波含量很低。 这也证明了载波相移调制策略搭配本文提出的基于调制波平移的相内电容电压平衡控制策略的性能和效果均令人满意。

通过上述启动过程、阶跃响应动态过程及平稳运行过程的实验研究,基于本文所提出的控制算法能够使各级控制相互协调,并达到最佳的控制效果,提高了装置的抗扰动能力。

4结论

本文在基于直流侧电容电压三级平衡控制策略的基础上,采用PR控制器对全局平均直流电压进行控制,提高了后2级的控制效果;采用ADRC对相间直流电压进行平衡控制,实现了对外界扰动的动态补偿;采用上下平移每个功率单元调制波的方法实现了良好的相内直流电压平衡控制效果,而且该方法配合载波相移调制策略,非常易于FPGA数字实现。 实验结果表明,本文提出的控制方法,具有良好的动态性能和较强的鲁棒性,能够很好地平衡H桥级联STATCOM的直流侧电容电压。

摘要：H桥级联静止同步补偿器(STATCOM)直流侧电容电压的波动,会引起系统直流侧母线电压不平衡,从而影响系统的可靠运行。针对该问题,在直流侧电容电压三级平衡控制策略的基础上,采用比例谐振(PR)控制器对全局平均直流电压进行控制,以提高控制效果;采用自抗扰控制器(ADRC)对相间直流电压进行平衡控制,实现对外界扰动的动态补偿;采用上下平移每个功率单元调制波的方法,实现相内直流电压平衡控制,并配合载波相移调制策略(CPS-PWM),易于FPGA数字实现。实验结果表明,提出的控制方法是有效的,且具有良好的动态性能和较强的鲁棒性。