电机位置控制（共8篇）
电机位置控制 篇1
0 引言
精确位置控制是精密仪器制造业、航天业以及军事领域中不可缺少的重要环节[1],这些领域中常常会遇到控制现场不便接近或存在危险性的问题,因此远程位置控制就具有非常重要的研究意义。已经广泛覆盖的因特网为实现远程控制提供了可能,并且具有通信速率高、可靠性高和成本低等诸多优势。本设计中的远程位置控制系统将因特网作为通信介质,同时应用TCP(Transmission Control Protocol)协议保证数据准确传输,能实现控制中心同时对多台步进电机的远程位置控制。
步进电机的开环位置控制虽然易于实现,但随着工业应用的不断深入和相关技术的发展,开环控制尚不能满足精密位置控制系统不断提高的精度要求,因此需要使用更为精确的闭环控制。还考虑到步进电机的扰动扭矩以及机械系统的阻尼、刚度惯量等因素,传统的PID控制方法无法提供最佳的PID参数[2],因此本文将专家经验与数字PID控制方法相结合设计出改进专家PID算法,并应用到位置控制系统中,有效抑制了步进电机定位过程中的过冲现象,大大提高了系统的控制精度,很好的解决了以上问题。
系统的核心控制器CompactRIO是NI公司生产的一款坚固耐用、可重新配置的嵌入式测控系统,包括实时控制器、可重配置的FPGA(现场可编程门阵列)和工业级I/O模块。内嵌FPGA的可重配置机箱是CompactRIO的核心,机箱中的FPGA直接和每个I/O模块相连,控制器可高速访问I/O电路与步进电机的驱动电路,无论在数据运算还是数据通信都十分快速,保证了系统的实时性。
本文将介绍系统的硬件结构,重点研究改进专家PID算法在精确位置控制中的实现方法,并分析了TCP协议在系统远程控制中的应用。
1 系统硬件结构
1.1 系统整体硬件结构
系统硬件的核心是cRIO-9014嵌入式实时控制器,该控制器带有10/100 BaseT以太网端口,可通过PC接入因特网。配合cRIO-9014选用了8槽cRIO-9112可重新配置的嵌入式机箱,支持所有CompactRIO I/O模块,使用Xilinx Virtex-5系列FPGA核心,具有超强的处理能力。选用了8通道、5 V/TTL高速双向数字I/O模块NI-9401为步进电机驱动模块提供控制时序信号,由于NI-9401具有100 ns超高速数字输入/输出功能,基本消除了系统响应延迟。还选用了16位模拟输入模块NI-9215来实时采样步进电机的位置电压信号,NI-9215具有四通道100 KS/s的同步采样速率,可以满足对多点控制的要求。I/O模块的选择充分考虑了远程定位系统控制信号的频率以及采样信号的分辨率和采样率的要求。控制器结构如图1所示。
系统硬件除了核心控制器CompactRIO外还包括上位机、由单片机和电机驱动芯片LM298构成步进电机驱动电路、步进电机位置信号采集电路和多台步进电机。系统整体结构如图2所示。
安装了LabVIEW应用程序的PC作为系统的控制中心,与在控制现场载入了LabVIEW应用程序的CompactRIO控制器进行远程通信。通过接入网络,控制中心将各台步进电机的目标位置信息发送到控制现场的控制器,同时控制器将采集到的各台步进电机的实时位置反馈到控制中心。
CompactRIO将从控制中心接收到包含各台电机控制信息的数据报译码,得到十进制的位置角度值和控制器初始参数值,然后将各电机目标位置角度值与电机的实时位置角度值送入改进专家PID控制器进行比较分析。根据分析结果,数字量I/O模块NI-9401向电机的驱动控制模块中的单片机的I/O口发送控制信号,实现对步进电机的位置控制。
1.2 步进电机驱动控制电路结构
步进电机的驱动控制电路主要包括Atmel公司的ATmega8单片机和SGS公司的双全桥式电机驱动芯片LM298,LM298作为驱动电机的电力输出器件,单片机作为驱动控制器,电路结构如图3所示。LM298内含两个H桥的高电压大电流双向桥式驱动器,接受标准TTL电平信号,可驱动电压46 V、每相2.5 A及以下的步进电机[3]。由于采用双极性驱动,因此电机线圈完全利用,使驱动步进电机的效果最佳。NI-9401的DIO0、DIO1、DIO2、DIO3四路数字数字输出口分别接单片机的PC0~PC3口,向单片机发送时序信号控制指令。单片机的PD4~PD7口分别接到LM298的四路输入,LM298的四路输出则接到步进电机的A、B、C、D的四个控制端。为避免控制信号受到干扰,单片机I/O输出脚与LM298输入脚之间采用光耦TIL117进行信号隔离。
被控电机选择两相混合式42BYGH型步进电机,采用四相八拍制的多级细分通电方式,即对步进电机定子的A、B、C、D四相以A-AB-B-BC-C-CD-D-DA或A-AD-D-DC-C-CB-B-BA的顺序单相与两相间隔通电,步进电机步距角为θb=0.9°。多级细分控制,通过把原有最小步距角再进行细分,可以把步进电机的步距角进一步减小(减小到几个角分)[4]。本设计利用单片机软件编程实现细分控制,可简化硬件电路。原理是将原有的八个通电状态中每组相邻状态的变化过程(单相通电到两相通电或两相通电到单相通电)分为四个阶梯状的阶段。以从A相通电到AB两相通电的过程为例,此过程中,A相保持通电状态,B相则处于通电与断电的交替过程中,但通电时间呈阶梯状上升,从1/4时间通电到1/2时间通电,再到3/4时间通电,最后到达B相完全通电即AB两相同时通电状态。AB两相通电到B相单相通电过程中A相的断电过程同样呈阶梯状,只是趋势相反。步进电机的相绕组中电流也成四层阶梯状变化,因此运行的每一步变为原来的1 4,即θb=0.225°。这样步进电机运行更近似匀速运动,震动变小了,发生失步的概率也降低了。
1.3 位置信号采集电路结构
采用总阻值为10 kΩ的精密多圈旋转电位器(共10圈,每圈1 kΩ)替代绝对值式旋转编码器采集步进电机的位置信号,此设计可简化硬件、降低成本。电位器两固定端接10 V直流稳压电源的+10 V端和COM端,滑动端接NI-9215模拟量输入模块AI+端,稳压电源的COM端接NI-9215模块的AI-端和COM端。
步进电机的起始位置为0°,对应0.000 V电压;终点位置为3 600°,对应10.000 V电压;步距角为0.9°,对应0.025 V电压。每个NI-9215模块可以同时采集四个节点步进电机的实时位置电压信号,为多路闭环位置控制提供了精确的实时位置反馈信号。
2 精确位置控制的算法设计
专家控制的实质是基于受控对象和控制规律的各种知识,以智能的方式利用这些知识来设计控制器。利用专家经验来设计PID参数便构成专家PID控制[5]。为使不同的被控步进电机在起始位置与设定位置不同情况下都能快速精确到达设定位置,就需要智能的调节控制器参数。将整个位置控制过程分为几个阶段,需要控制器参数能够适应不同阶段而进行自行调节,已达到最佳定位效果。本设计根据大量实验数据与前人经验相结合,设计了适应快速精确位置控制系统的改进专家PID控制器,并通过LabVIEW编程实现。
令e(k)表示设定的步进电机位置角度值p0与步进电机实时位置角度采样值p(k)之差,即当前位置角度差值;令Δe(k)表示当前位置角度差值与前次位置角度差值之差,反应位置角度差值的变化趋势。即有:
根据分析e(k)与Δe(k)将定位过程分成了4个阶段,因此根据这四种情况来设计专家PID的控制器:
(1)当时,说明当前位置与设定位置相差很大,无论位置差变化趋势如何,都应考虑控制器的输出按最大(后最小),以迅速调整位置差,使位置差绝对值以最大速度减小。此时,只采用比例控制,且为提高响应速度比例系数应取大些,而积分系数与微分系数则为0,相当于实施开环控制。控制器输出可为:
(2)当时,说明当前位置接近了设定位置但仍有一定距离,为了继续减小位置差的绝对值,并防止系统超调过大而产生震荡,此时可采取PD控制或积分系数较小的PID控制,且比例系数应该适当减小。输出控制器为:
(3)当时,说明当前位置已经比较接近设定位置,此时为了保证系统稳定性避免系统震荡,应采取PID控制。选取适当的比例系数和积分系数,微分系数则要根据Δe来选择。
若e(k)*Δe(k)>0,说明位置差在向绝对值增大的方向变化,为抑制超调,应加强微分控制,选较大的微分系数。输出控制器为:
若,说明位置差的绝对值朝较小方向变化,或已经达到平衡位置,应减小微分系数。输出控制器为:
(4)当时,当前位置已经很接近设定位置了。为较小稳态误差,此时采用PI控制,选择较大的积分系数并使微分系数为0。输出控制器为:
以上式中λp1,λi1,λd1为增益系数,大于1;而λp2,λi2,λd2为抑制系数,大于0小于1。M1,M2及ε的值是根据位置控制系统实际情况而定的,本设计中它们的取值分别为18°,9°和3.6°。
某次位置控制过程中的改进专家PID控制器的参数变化如表1所示,其中设定的初始参数Kp,Ki,Kd分别为60,0.01,0.01。
此次位置控制过程的起始位置为240.00°、设定位置为100.00°,过程采样图如图4所示。可见,在距设定位置较远时步进电机快速运行;而到接近设定位置时,由于比例调节减弱了,位置曲线变缓,在微分调节和积分调节的共同作用,有效抑制了超调现象的发生,而且稳态误差也非常的小,仅为0.10°,远小于最小步距角。
3 TCP协议在系统中的应用
系统远程通信部分是基于LabVIEW实现的。LabVIEW不仅在程序界面设计时采用了与其他高级语言类似的图形化方式[6],更重要的是,它针对不同的应用和不同的层次,提供了可以通过图形化编程实现的共享变量、DataSocket、TCP和UDP等多种网络通信方式。其中以TCP与UDP两种网络协议最基本、最流行。TCP是最常用的网络协议,它也是很多互联网协议(如HTTP和FTP)的基础[7],在提供良好工作性能的基础上,具有编号系统、流量控制、差错控制、拥塞控制等机制[8]。可靠性(不丢失数据)是TCP最重要的特性,能保证数据能够最终到达设定的接收端,或者发送端能够接收到失败信息。在LabVIEW提供的所有通信标准中,TCP提供了最高的吞吐量和最好的可靠性,在传输大量数据的时候尤其能够体现其高效的特性。而另一种常见的网络协议是UDP和TCP不同,UDP可能会丢失数据。这意味着当发送数据时,不能保证数据能够准确到达目的地。如果网络过于拥挤或者接收方未成功响应,一些数据将会丢失[9]。
为保证远程位置控制系统在数据传输过程中的可靠性与高效性,选择TCP协议实现服务器端的控制中心和客户端的控制器之间的数据通信。本设计中主要应用到的几个VI函数的功能如表2所示。
所有TCP连接都由两对IP地址和TCP端口惟一识别,每个主机都有一个地址/端口对[10]。因此为系统的服务器端和客户端分别分配了独立的IP地址,分别为202.118.73.26与202.118.73.25。将服务器端PC的2055端口专门用于定位系统的数据通信。在控制中心PC和CompactRIO可以交换数据之前,服务器端先对2055端口进行监听,客户端向服务器端的2055端口发送请求,服务器端接收到请求后便建立连接,然后就可以进行通信了。
服务器端和客户端的TCP通信程序都分为发送和接收两部分。服务器端的发送部分采用双层While循环结构,内部循环监视设定位置的变化,当“输入设定位置”栏中的位置值发生变化且单击“发送键”时,内部循环将停止并把含有数据发至外部循环和“写入TCP数据”函数。然后清除“输入设定位置”栏,内部循环将重新监视设定位置的变化。服务器端的接收部分采用单While循环,“读取TCP数据”函数一直接收来自客户端的数据,可实时更新采样位置数据,并在实时位置采样图中显示。客户端的通信程序与服务器端的结构相似,这里不再详细介绍。服务器端和客户端的LabVIEW程序如图5所示。
系统运行时,服务器端的TCP侦听函数进行60 s的监听,等待有客户端发送通信请求,如果超过60 s没有请求,本次监听结束。若收到接听请求,与客户端建立连接,开始进行包含控制信息和电机实时位置信息的数据报双向传输。数据报为字符串格式的格式,包括电机号、位置信息、PID参数设定值和终止字符(“回车键”)。数据报的解析过程中,首先检测“回车键”,以判断一条数据报是否接收完成;其次查询各台电机对应位置角度信息,将字符串格式的位置信息转化为十进制浮点型数据并记录;最后查询对应各台电机的PID控制器的初始参数,将字符串格式的参数转化为十进制浮点型数据并输入到控制器中。系统服务器端监控界面如图6所示。发出的控制信息“一号30Kp60Ki0.01Kd00.01二号60Kp60Ki0.01Kd00.01”,在客户端被解析为一号电机设定位置为30°,二号电机设定位置为60°,两电机控制器初始参数都为60,0.01,0.01。同时,在服务器端的实时位置采样图中可以同步显示出客户端被控电机的位置变化。
4 结语
本设计对两台步进电机实现了无距离限制的远程位置控制,经过多次实验验证定位结果精确而且过程快速,成功解决了传统位置控制系统因过冲现象导致系统不稳定和效率低的问题。此系统的可扩展性很强,只需增加CompactRIO控制器中数字I/O模块与模拟量输入模块就可实现更多点电机的定位控制;而且只要服务器端可兼容多网卡,便可扩展到不同IP的客户端,实现分布式控制。
摘要：步进电机的远程多点位置控制系统,利用TCP协议将服务器端控制中心和客户端控制器接入因特网,可实现控制数据和位置监控数据的远程同步传输。系统采用NI公司的CompactRIO作为核心控制器;通过LabVIEW编写改进专家PID控制算法,可根据设定位置与实时位置的偏差动态设定输出控制器参数,有效防止过冲现象,实现步进电机的精确位置控制。步进电机的驱动控制电路由单片机和LM298构成,结合多级细分控制方法可有效抑制步进电机的震动和失步。
关键词：远程位置控制,CompactRIO,改进专家PID算法,TCP协议
参考文献
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电机位置控制 篇2
大
学
控制电机报告
课
程
控制电机
题
目
交流伺服电机的探究
院
系
电气信息工程学院电气系
专业班级
电气
学生姓名
学生学号
指导教师
2015年
X月
X日
目 录
一、引言
二、交流伺服电动机的结构特点
三、伺服电动机的工作原理
21、交流伺服电机
22、永磁交流伺服电机的控制过程
43、永磁交流伺服电动机同直流伺服电动机比较
四、交流伺服电机的应用
61、交流伺服驱动系统
62、交流伺服控制策略
73、电机模型
五、结束语
六、参考文献
一、引言
用作自动控制装置中执行元件的微特电机。又称执行电动机。其功能是将电信号转换成转轴的角位移或角速度。伺服：一词源于希腊语“奴隶”的意思。人们想把“伺服机构”当个得心应手的驯服工具，服从控制信号的要求而动作。在讯号来到之前，转子静止不动；讯号来到之后，转子立即转动；当讯号消失，转子能即时自行停转。由于它的“伺服”性能，因此而得名。
交流伺服电动机结构简单,无炭刷,效率高,响应快,速比大,不需要经常维护,非常引人注目,在许多领域有取代直流伺服电动机之势。
交流伺服电动机控制系统包括;
控制交流伺服电动机转速和输出转矩的逆变器,控制逆变器与变换器之间接点处直流电压的变换器和一个控制器。
当转速低于额定转速时,该直流电压被控制为恒定电压:
而当转速超过额定转速时,该直流电压被控制成与转速成比例的一个增加电压,以便使伺服电动机的输出转矩保持一个恒定转矩。
永磁交流伺服电动机的定子三相绕组由SPWM正弦脉宽调制电源供电，故又称正弦波驱动无刷电动机。其特点是:
伺服性能好，可采用数字控制，运行平稳、转矩波动小、过载能力强;
无普通直流伺服电动机电刷换向器磨损问题，维护简单、寿命长、工作可靠;
能适应高速大力矩驱动要求;
绕组安装在定子上，散热好;
轴上位置传感器多用光电编码器、无接触式旋转变压器等。
二、交流伺服电动机的结构特点
作为交流伺服电动机使用的有异步型和同步型两种,异步型交流伺服电动机定子放置线圈,转子为鼠笼型,大量用作机床和通用工业机器的驱动元件;
同步型交流伺服电动机定子放置线圈,转子为永久磁钢,根据磁极位置从电机外部进行换向,也可称为无刷直流电动机。永久磁钢的交流伺服电动机按其励磁方式和供电方式的不同又可分为两类:一类电机的永久磁铁励磁磁场为正弦波,定子绕组感应出来的反电动势为正弦波,逆变器提供正弦波电流;
另一类电机的永久磁铁励磁磁场为方波,定子绕组感应出来的反电动势为梯形波,逆变器提供方波电流。
三、伺服电动机的工作原理
1、交流伺服电机
（1）交流伺服电机的工作原理交流伺服电机内部的转子是永磁铁，驱动器控制的U
/
V
/
W
三相电形成电磁场，转子在此磁场的作用下转动，同时电机自带的编码器反馈信号给驱动器，驱动器根据反馈值与目标值进行比较，调整转子转动的角度。伺服电机的精度决定于编码器的精度（线数）。
交流伺服电机的工作原理和单相感应电动机无本质上的差异。但是，交流伺服电机必须具备一个性能，就是能克服交流伺服电机的所谓“自转”现象，即无控制信号时，它不应转动，特别是当它已在转动时，如果控制信号消失，它应能立即停止转动。而普通的感应电动机转动起来以后，如控制信号消失，往往仍在继续转动。
当电机原来处于静止状态时，如控制绕组不加控制电压，此时只有励磁绕组通电产生脉动磁场。可以把脉动磁场看成两个圆形旋转磁场。这两个圆形旋转磁场以同样的大小和转速，向相反方向旋转，所建立的正、反转旋转磁场分别切割笼型绕组（或杯形壁）并感应出大小相同，相位相反的电动势和电流（或涡流），这些电流分别与各自的磁场作用产生的力矩也大小相等、方向相反，合成力矩为零，伺服电机转子转不起来。一旦控制系统有偏差信号，控制绕组就要接受与之相对应的控制电压。在一般情况下，电机内部产生的磁场是椭圆形旋转磁场。一个椭圆形旋转磁场可以看成是由两个圆形旋转磁场合成起来的。这两个圆形旋转磁场幅值不等（与原椭圆旋转磁场转向相同的正转磁场大，与原转向相反的反转磁场小），但以相同的速度，向相反的方向旋转。它们切割转子绕组感应的电势和电流以及产生的电磁力矩也方向相反、大小不等（正转者大，反转者小）合成力矩不为零，所以伺服电机就朝着正转磁场的方向转动起来，随着信号的增强，磁场接近圆形，此时正转磁场及其力矩增大，反转磁场及其力矩减小，合成力矩变大，如负载力矩不变，转子的速度就增加。如果改变控制电压的相位，即移相1
0
°，旋转磁场的转向相反，因而产生的合成力矩方向也相反，伺服电机将反转。若控制信号消失，只有励磁绕组通入电流，伺服电机产生的磁场将是脉动磁场，转子很快地停下来。
为使交流伺服电机具有控制信号消失，立即停止转动的功能，把它的转子电阻做得特别大，使它的临界转差率S
k
大于1
。在电机运行过程中，如果控制信号降为“零”，励磁电流仍然存在，气隙中产生一个脉动磁场，此脉动磁场可视为正向旋转磁场和反向旋转磁场的合成。一旦控制信号消失，气隙磁场转化为脉动磁场，它可视为正向旋转磁场和反向旋转磁场的合成，电机即按合成特性曲线运行。由于转子的惯性，运行点由A
点移到B
点，此时电动机产生了一个与转子原来转动方向相反的制动力矩。负载力矩和制动力矩的作用下使转子迅速停止。
必须指出，普通的两相和三相异步电动机正常情况下都是在对称状态下工作，不对称运行属于故障状态。而交流伺服电机则可以靠不同程度的不对称运行来达到控制目的。这是交流伺服电机在运行上与普通异步电动机的根本区别。
（2）交流伺服电机使用时应注意
伺服电机驱动器接收电机编码器的反馈信号，并和指令脉冲进行比较，从而构成了一个位置的半闭环控制。所以伺服电机不会出现丢步现象，每一个指令脉冲都可以得到可靠响应。
调节伺服电机有几种方式，使用T
w
i
nLine
软件对电机的PID
参数、电机参数、电子齿轮比等进行调节。
对伺服电机进行机械安装时，应特别注意，由于每台伺服电机后端部都安装有旋转编码器，它是一个十分易碎的精密光学器件，过大的冲击力肯定会使其损坏。
（3）交流伺服电机的控制
为了使控制系统改变不大，应选用数字式伺服系统，可采用原来的脉冲控制方式；由于伺服电机都有一定过载能力，所以在选择伺服电机时，经验上可以按照所使用的步进电机输出扭矩的1
/
来参考确定伺服电机的额定扭矩；伺服电机的额定转速比步进电机的转速要高的多，为了充分发挥伺服电机的性能，最好增加减速装置，让伺服电机工作在接近额定转速下，这样也可以选择功率更小的电机，以降低成本。
用脉冲方式控制伺服电机，一是可靠性高，不易发生飞车事故。用模拟电压方式控制伺服电机时，如果出现接线接错或使用中元件损坏等问题时，有可能使控制电压升至正的最大值。这种情况是很危险的。如果用脉冲作为控制信号就不会出现这种问题。二是信号抗干扰性能好。数字电路抗干扰性能是模拟电路难以比拟的。
当然目前由于伺服驱动器和运动控制器的限制，用脉冲方式控制伺服电机也有一些性能方面的弱点。一是伺服驱动器的脉冲工作方式脱离不了位置工作方式，二是运动控制器和驱动器如何用足够高的脉冲信号传递信息。这两个根本的弱点使脉冲控制伺服电机有很大限制。一是控制的灵活性大大下降；二是控制的快速性速度不高。
伺服驱动器工作在位置方式下，位置环在伺服驱动器内部。这样系统的P
I
D
参数修改起来很不方便。当用户要求比较高的控制性能时实现起来会很困难。从控制的角度来看，这只是一种很低级的控制策略。如果控制程序不利用编码器反馈信号，事实上成了一种开环控制。如果利用反馈控制，整个系统存在两个位置环，控制器很难设计。在实际中，常常不用反馈控制，但不定时的读取反馈进行参考。这样的一个开环系统，如果运动控制器和伺服驱动器之间的信号通道上产生干扰，系统是不能克服的。
2、永磁交流伺服电机的控制过程
永磁交流伺服电动机可利用坐标变换进行矢量控制，这就使得永磁交流伺服电动机的控制变得同直流伺服电动机一样方便。其控制过程如下:
(1)
给定控制，将给定信号分解成两个互相垂直的直流信号、;
(2)
直/交变换，将、变换成两相信号、;
(3)
/3
变换，得到三相交流控制信号、、去控制逆变器;
(4)
电流反馈反映负载情况，使直流信号中的转矩分量iT能随负载而变，从而模拟直流电动机工作情况;
(5)
速度反馈反映给定与实际转速差，并进行矫正;
(6)
闭环控制信号由轴上所带编码器反馈，整个过程由数字信号处理器(DSP)
进行全数字化处理。
永磁交流伺服电动机的另一种控制模式是直接转矩控制。具体方法是:
在定子坐标系下分析电动机数学模型，在近似圆形旋转磁场的条件下，对电动机转矩直接进行控制，不用坐标变换。
3、永磁交流伺服电动机同直流伺服电动机比较
0
世纪8
0
年代以来，随着集成电路、电力电子技术和交流可变速驱动技术的发展，永磁交流伺服驱动技术有了突出的发展，各国著名电气厂商相继推出各自的交流伺服电动机和伺服驱动器系列产品并不断完善和更新。交流伺服系统已成为当代高性能伺服系统的主要发展方向，使原来的直流伺服面临被淘汰的危机。9
0
年代以后，世界各国已经商品化了的交流伺服系统是采用全数字控制的正弦波电动机伺服驱动。交流伺服驱动装置在传动领域的发展日新月异。
交流伺服要好一些，因为是正弦波控制，转矩脉动小。直流伺服是梯形波。但直流伺服比较简单，便宜。
永磁交流伺服电动机同直流伺服电动机比较，主要优点有：
（1）无电刷和换向器，因此工作可靠，对维护和保养要求低。
（2）定子绕组散热比较方便。
（3）惯量小，易于提高系统的快速性。
（4）适应于高速大力矩工作状态。
（5）同功率下有较小的体积和重量。
到目前为止，高性能的电伺服系统大多采用永磁同步型交流伺服电动机，控制驱动器多采用快速、准确定位的全数字位置伺服系统。典型生产厂家如德国西门子、美国科尔摩根和日本松下及安川等公司。交流伺服电机传动技术却能以较低的成本获取极高的位置控制精度，世界上许多知名电机制造商如松下，三洋，西门子等公司纷纷推出自己的交流伺服电机和伺服驱动器。日本松下公司的ＭＩＮＡＳＡ系列为比较典型的一种。
四、交流伺服电机的应用
1、交流伺服驱动系统
交流伺服驱动系统的发展与伺服电动机的不同发展阶段密切相关，从直流电机的发明到现在已经有一百多年的历史。直流电机虽然最早发明，但是由于当时铁磁材料以及晶闸管技术的限制，发展很是缓慢，一直到
1960
年以后随着可控硅的发明以及各种电机材料的改良，直流电动机才得到迅速发展，并在七十年代成为各种伺服系统中最重要的驱动设备。在直流电机快速发展以前的一段时期内步进电机应用最为广泛，受当时苏联以及日本等方面因素的影响，磁阻式步进电机快速发展并应用到数控机床设备中，在此时期由于生产要求低、技术落后，伺服控制系统多为开环控制。从
世纪
年代到现在，由于直流伺服电机同功率情况下自身体积较大及换向电刷问题的存在，在很多场合不能满足环境要求。随着电动机生产技术及其永磁体制造材料、现代控制理论、电机控制原理的突飞猛进，出现了方波、正弦波驱动的各种新型永磁同步电动机，逐渐开始替代直流伺服电动机市场。根据对控制系统高性能的要求，现如今的大部分交流伺服系统采用闭环控制方式。
现代交流伺服驱动系统，已经逐渐向数字时代转变，数字控制技术已经无孔不入，如信号处理技术中的数字滤波、数字控制器、各种先进智能控制技术的应用等，把功能更加强大的控制器芯片以及各种智能处理模块应用到工业机器人交流伺服驱动系统当中，可以实现更好的控制性能。分析多年来交流伺服控制系统的发展特色，总结市场上客户对其性能的要求，可以概括出交流伺服控制系统有以下几种热门发展方向：
（1）数字化
随着微电子技术的发展，处理速度更迅速、功能更强大的微控制器不断涌现，控制器芯片价格越来越低，硬件电路设计也更加简单，系统硬件设计成本快速下降，且数字电路抗干扰能力强，参数变化对系统影响小，稳定性好；采用微处理器的数字控制系统，更容易与上位机通讯，在不变更硬件系统结构的前提下，可随时改变控制器功能。在相同的硬件控制系统中，可以有多种形式的控制功能，不同的系统功能可以通过设计不同的软件程序来实现，且可以根据控制技术的发展把最新的控制算法通过软件编程实时的更新控制系统。
（2）智能化
为了适应更为恶劣的控制环境和复杂的控制任务，各种先进的智能控制算法已经开始应用在交流伺服驱动系统中。其特点是根据环境、负载特性的变化自主的改变参数，减少操作人员的工作量。目前市场上已经出现比较成熟的专用智能控制芯片，其控制动静态特性优越，在交流伺服驱动控制系统中被广大技术人员所采用。
（3）通用化
当前，伺服控制系统一般都配置有多种控制功能参数，这有利于操作人员在不改变系统硬件电路设计的前提下方便地设置成恒压频比控制、矢量控制、直接转矩控制等多种工作模式，应用领域十分广泛，另外可以控制异步、同步等不同类型的电动机，适应于各种闭环或开环控制系统，交流伺服控制系统的通用化将会在以后的伺服驱动系统发展的道路中越走越远。
2、交流伺服控制策略
最近几十年来，借助于电机控制理论及智能控制理论的不断完善，交流伺服控制理论也随之蓬勃发展起来；由于微电子技术的进步，各种方便用户开发的微控制器与数字信号处理器件大量涌现市场，为各种先进的智能控制算法在控制系统中的应用提供了可能。现如今，各种新型的伺服控制策略大量涌现，大有与传统控制策略一较高低的趋势，下面对几种常用的伺服控制策略进行分析比较：
（1）恒压频比控制
在工厂控制领域中使用最为广泛的仍然是恒压频比控制方式，此方法是通过控制输出电压与频率的比是常数，确保电动机的磁通量为定值，从而控制电动机的速度。这种控制方法在低速运行时转矩能力较弱，必须对定子电压压降进行补偿处理，另外因为此控制方法不能直接控制电磁转矩，因此性能较低。但由于恒压频比控制具有实现简单、运行稳定、调速方便等优点，因此在一些对动态性能要求比较低的场合应用比较广泛。
（2）矢量控制
上个世纪，矢量控制技术的提出，为交流伺服驱动系统的快速进步提供了理论支持。矢量控制技术的主要原理为：以转子旋转磁场作为参考系，将电动机定子矢量电流经过两次坐标变换分解为直轴电流和交轴电流分量，且使两电流分量相互正交，同时对交直轴电流分量的幅值和相位进行控制，可以获得像直流电机一样优越、甚至比直流电动机更好的动态控制性能，另外，矢量控制经过半个世纪的发展已经十分成熟，在伺服驱动系统中应用最为广泛；矢量控制技术的优点主要是原理简单，动态控制性能良好，缺点是在控制实现过程中要进行各种坐标变换，计算量比较大，另外此种控制方法会实时受到电动机定子电阻、电感以及转动惯量变化的影响，基本上不可能实现完全解耦，从而影响系统的动态性能，使控制效果变差。解决方法是加入各种先进的控制算法，对控制器进行智能化改进，从而提高伺服驱动系统的动态性能与鲁棒性。
（3）直接转矩控制
二十世纪八十年代中期，德国专家提出“直接自控制”的高性能交流电动机控制策略，此种控制策略不需要像矢量控制那样对电动机定子矢量电流进行大量而复杂的解耦变换，再通过控制解耦获得的交轴电流分量来间接的控制电动机电磁转矩，它采用定子磁场定向的控制方式，对交流电机的电磁转矩进行直接控制。此方式只受到电动机定子绕组阻值的影响，对电动机除定子绕组阻值之外的其他参数的变动稳定性好，解决了矢量控制受电动机本体参数影响大的缺点。1995
年，ABB
公司首先把直接转矩控制技术应用到了变频器当中，并作为一种高端产品出现在市场中，对矢量变频器提出了挑战。20
世纪末，开始有部分专家学者通过深入研究把直接转矩控制理论引入到交流同步电动机当中，完成了直接转矩控制技术在交流同步电动机伺服驱动领域的重大突破。直接转矩控制的优点是转矩动态响应快，缺点是在转速较低时转矩脉动较大。
（4）智能控制
智能控制理论是最近几十年来的一种新兴学科，它的迅速发展为交流永磁伺服控制技术的进步注入了新鲜血液。智能控制技术由于其自身的理论特点，在非线性控制领域中比经典控制理论更具有优势，在很多场合将会实现比经典控制理论更好的控制特性。
3、电机模型
如图
2-2
所示，给出了
PMSM的简单模型。其中，A、B、C分别为
PMSM三相定子绕组，它们把整个空间均分为三份。在此，根据永磁同步电动机的简单模型以及其坐标变换关系图，获得电的机的理想数学模型，不过要想获得精确理想的电机数学模型是很难实现的，因此在建立数学模型之前，我们首先要对电动机数学模型影响很小的量进行相应的忽略及假设：
（1）忽略磁路铁芯的磁饱和现象；
（2）忽略铁芯磁滞与涡流损耗；
（3）忽略转子上的阻尼绕组；
（4）不计温度影响；
（5）假设气隙磁场呈理想正弦分布。
图1
PMSM
结构简化模型
当
PMSM
三相定子绕组中通入三相交流电时，根据电磁感应定律和基尔霍夫定律可得
PMSM的定子电压、定子磁链和转子耦合磁链的方程分别如式所示：
式中、、——定子绕组相电压；、、——定子绕组相电流；、、——定子绕组总磁链；、、——各绕组耦合磁链；
——定子绕组电阻；
——定子绕组电感；
——转子磁链幅值。
电磁转矩是电动机对外输出能量的重要依据，交流伺服驱动控制系统是否能快速稳定的输出给定的电磁转矩是评价电动机动态响应性能的重要指标，PMSM的电磁转矩方程表述如式所示：
将磁链方程代入上式中可得方程如下式所示：
在隐极式永磁同步电动机中，=，代入上式中可以得到方程如下式所示：
由上式可以看出，通过对定子电流的控制，就可以控制
PMSM的转矩。作用到电机轴上的电磁转矩与电动机转速、负载转矩以及电动机转动惯量之间的变化关系可以用下面的电机运动方程式来表示：
五、结束语
（1）交流伺服电动机作为数控机床的新型执行元件在国外已取得了很大的进展,在我国提供性能好和可靠性高的交流伺服电动机,满足数控系统发展的需要,是当前的一个关键问题。
（2）从国外交流伺服电动机的发展趋势来看,应优先发展成本较低的同步型转速可控的直流无刷电动机。
（3）交流伺服电动机的性能在很大程度上取决于电子控制技术的水平。应力求采用数字控制和计算机控制,以克服交流伺服电动机的不足之处。
（4）随着交流伺服系统应用领域的不断扩大,交流伺服电动机将会有很大的发展。在我国,交流伺服电动机潜力的发掘和发展,尚需我们做大量的工作。
六、参考文献
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电机位置控制 篇3
与“旋转电机+滚轴丝杆”相比,由直线电机驱动的直线驱动技术省去了中间的转换装置,简化了整个系统,减少了机械磨损,降低了整个系统的噪声。由于直接驱动负载,中间没有缓冲,直线电机对干扰非常敏感,比如摩擦力和负载阻力。对于这些问题,一种方法是估算出这些干扰,然后进行补偿。对于摩擦力,学者们建立了多种模型[1,2,3,4,5]。然而除了粘滞摩擦力的模型比较简单,其他各种类型摩擦力的数学模型都比较复杂,因此基于模型的估算方法效果不甚理想。另外,由于直线电机长度有限,其磁场不封闭,存在边端效应;对于开槽的直线电机,存在齿槽力。这些因素是直线电机推力脉动的主要原因。对于推力脉动问题,学者们首先提出的解决方案是对电机结构进行优化[6,7]。其结果只能尽量减小推力脉动,不能从根本上消除它对动子运动的影响。文献研究表明,直线电机的推力脉动相对于位置的频率是固定的,幅值是动子的速度和位置的函数[8]。据此,文献[8]在前馈控制环节产生一个与推力脉动频率相同的正弦信号,并采用自适应方法在线估算推力脉动的幅值,据此对推力脉动进行补偿。由于幅值的在线估算算法比较复杂,补偿的实时性较差,效果不是很好。对于直线电机伺服系统的稳定性和鲁棒性,学者们提出了很多控制策略,比如迭代学习控制[9]、模糊神经网络控制[10]、自适应控制[11,12]、滑模控制[13]等。上述方法由于算法复杂,实用性不强。针对上述问题,本文设计了一种复合控制系统,采用干扰观测器来在线估算并补偿摩擦力和负载阻力以及推力脉动;在速度和位置控制环,采用前馈控制环节来加快控制系统的响应速度;在反馈控制环,采用综合校正器来保证系统的稳定性和鲁棒性。
2 圆筒形永磁直线同步电机数学模型
圆筒形永磁直线同步电机的动力学模型如下所示:
undefined
式中:Cv为粘滞摩擦系数;Fcogcos(2Npz)为齿槽力;Fr为纹波推力;Fload为负载阻力;Ffsign(v)为静摩擦力;m为动子的质量;Fem为电磁推力;v为动子的速度;y为动子的位移。
令 F=Fem-d
d=Ffsign(v)+Fcogcos(2Npz)+Fr+Fload
并对式(1)进行拉普拉斯变换,可得:
undefined
圆筒形永磁直线电机电磁推力模型如下所示:
Fem=Kdiq (3)
式中:Kd为推力系数;iq为q轴电流。
由上所述,圆筒形永磁直线同步电机系统的模型如图1所示。
图1中,Cv=Cv+ΔCv,m=m+Δm,Kd=ΔKd+Kd,其中:undefined分别为Kd,Cv ,m的测量值;Δm,ΔKd, ΔCv分别为真实值与测量值之间的误差。则Gp(s)的标称模型为
Gpn(s)=1/(ms+Cv)
本文中,m=20 kg,Cv=40 N·s/m,Kd=100N/A。
对于永磁直线同步电机系统模型中的d,由于其模型比较复杂,难以获得精确值,不利于分析和设计控制系统,在下一节中,将设计干扰观测器对其进行在线估算,然后进行补偿。
3 永磁直线同步电机位置控制系统设计
3.1 干扰观测器
干扰观测器的结构如图2中虚线框内所示,ξ代表测量噪声,Q(s)代表低通滤波器,uc代表输入信号。
由图2可得:
y=Guy(s)uc+Gdy(s)d+Gξy(s)ξ (4)
其中
undefined
由式(4)可知,当Q(s)≈1时,Guy(s)≈KdGpn(s),Gdy(s) ≈0,Gξy(s) ≈-1,表明d近似被完全补偿,由uc到v的传递函数近似等价于Gp(s)Kd的标称模型KdGpn(s);当Q(s)≈0时,Guy(s) ≈KdGp(s),Gdy(s) ≈-Gp(s),Gξy(s) ≈0,表明DOB有很强的抑制测量噪声的能力 。
由于干扰d是由摩擦力、负载阻力、直线电机的推力脉动组成,它们都是低频信号,速度测量噪声一般是高频信号。因此设计Q(s)使得在低频段Q(s) ≈1 ,在高频段Q(s) ≈0,那么,DOB既能补偿干扰d,也能抑制速度测量噪声。本文取Q(s)为
undefined
3.2 复合前馈控制
复合前馈控制结构如图3所示,其中F(s),C(s),P(s),Gr(s),r, ξ,y分别代表前馈控制器、反馈控制器、控制对象、参考模型、指令输入、测量噪声、系统输出。
由图3可得,从[r ξ]到[y e u]的传递函数矩阵如下所示:
undefined
undefined
当F(s)=P-1(s)时,Gre(s)=0,Gru(s)=Gr(s)P-1(s),Gry(s)=Gr(s),表明图3所示的控制系统的误差始终是0,即系统的输出y能够完全复现参考输入undefined,并且系统输出y的动态过程仅由Gr(s)决定。
Gr(s)一般取如下的形式:
undefined
此时y没有超调,a越大,响应速度越快。
3.3 永磁直线同步电机位置控制系统设计
永磁直线同步电机位置控制系统由干扰观测器、速度控制器、位置控制器组成,结构如图4所示,虚线框内表示速度控制系统。p*, Gpr(s),GpF(s),Gpc(s), ξp分别代表位置信号、位置控制系统的参考模型、位置前馈控制器、位置反馈控制器、位置测量噪声;在速度控制系统中,up,Gvr(s),GvF(s),Gvc(s), ξv分别代表输入信号、速度控制系统的参考模型、速度前馈控制器、速度反馈控制器、速度测量噪声。
3.3.1 速度控制器
速度控制系统采用复合前馈控制算法。由3.1节知,控制对象模型KdGp(s)近似等价其标称模型KdGpn(s),因此可按KdGpn(s)设计速度控制系统的前馈和反馈控制器。
首先设计前馈控制器。考虑只有虚线框内速度控制系统的情况。令GvF(s)=K-1dGundefined(s),由3.2节可知,速度控制系统的误差ev始终是0,即输出v能够完全复现参考输入vr。
其次设计参考模型。不考虑测量噪声,由3.2节可知v(s)=Gvr(s)up(s)。因为GvF(s)是一次多项式,为了使其在物理上能够实现,Gvr(s)取为一阶:
undefined
于是v(t)的阶跃响应为
v(t)=1-e-at
本文取a=100。
最后设计反馈控制器。反馈控制器Gvc(s)的作用是保证速度控制系统的稳定性。易求得控制对象KdGpn(s)的相角裕度为114°,截止频率为4.58 rad/s。采用串联综合校正方法设计Gvc(s),如下式所示:
undefined
校正后系统的相角裕度为61.9°,截止频率为27.1 rad/s。
3.3.2 位置控制器
位置控制系统采用复合前馈控制算法。当速度控制系统采用前述复合前馈控制算法时,由图4可得位置控制系统的控制对象传递函数为Gvr(s)/s,由3.2节可知,令GpF(s)= Gundefined(s)s,p能够完全跟踪pr。由图4可知,位置控制器的输出up是速度控制器的指令信号。针对直线电机,要求其动子的速度如图5所示。
当取
undefined
时,up输出如图4所示,饱和值为k,其中undefined是指定的位置信号。
由图4可得:
undefined
由式(9)可知,up含有测量噪声ξp(s),up作为速度控制系统的输入信号,有必要消除或者抑制测量噪声的影响;只要将Gpc(s)设计成具有低通滤波特性时,就能达到抑制up中高频噪声的目的。利用串联综合校正方法,基于Gvr(s)/s设计Gpc(s)为
undefined
控制对象校正前后的相角裕度和截止频率分别为89.4°,73.5°和1 rad/s,4.46 rad/s。
4 仿真
永磁直线同步电机的控制系统Simulink仿真结构如图6所示,摩擦力和负载阻力用常数函数代替,推力脉动用正弦函数代替,测量噪声用白噪声代替,τ=0.001,给定位置信号p*=2 m,速度的上限设为k=1 m/s,假设动子质量m不变,Cv=50,Kd=110。空载及突加负载时的响应曲线如图7、图8所示。
图7、图8中,a图是位置响应曲线,b图是速度响应曲线,c图是速度控制器的输出信号曲线,即电流的输入信号曲线,d图是DOB估算的摩擦力、负载阻力以及推力脉动的补偿信号,还包含了Cv,Kd的不确定信息,e图和f图分别是位置和速度误差响应曲线。从图7可以看出,图4所示的位置和速度控制系统的动态响应没有超调,并且能够较好地跟踪期望的位置和速度曲线,说明干扰和系统的不确定性对系统的输出影响很小;从图7d、图8d可以看出,DOB能够快速估算出摩擦力、负载阻力和推力脉动,以及模型的不确定信息。从图7e、图8e及图7f图8f可以看出,系统的输出还是存在误差。其原因是控制器是按直线电机运动系统的标称模型设计的。而实际设计的DOB中的低通滤波器只是近似理想情况,使得DOB不能完全补偿干扰扰动和系统模型不确定性,补偿后的系统模型只是近似等价标称模型。多次仿真研究表明,DOB对控制系统性能的影响比较大,其中低通滤波器中时间常数τ越小,估算的干扰值越接近真实值,但是同时能够被DOB抑制的噪声的频率也越高。所以设计τ时,要考虑测量噪声的频率。虽然存在位置和速度的误差,但是已经变得很小。从图8可以看出,DOB能够及时估算突加的负载,同时补偿相应的电流,说明所设计的控制系统有较强的应变能力。
5 结论
电机位置控制 篇4
1 直线电机伺服控制系统结构
目前, 直线电机伺服控制系统主要采用3环控制结构, 如图1所示。
从内到外依次是电流环、速度环和位置环, 而且3个环所使用的调节器均可根据实际情况分开单独设计。其中, 电流环作为底层内环, 接受速度环传送的电流信号, 与电机反馈电流信号比较, 主要作用是提高系统的快速响应能力;速度环处于中间位置, 接受位置环传送的信号, 能够抵抗负载波动干扰, 确保速度稳定;位置环[2]保证改善系统动态跟踪能力和静态性能。
在设置ELMO驱动器时, 电流环和速度环就已经完成了调整工作, 即当1台电机连接到驱动器上时, 电流调节完全是自动的:软件Composer根据频繁的反馈信息创建一个电流环的技术编码器并且能找出最优PI参数;速度环调节中可根据提示进行速度自整定来完成速度驱动的调整, 作为一个速度调节器。故在设计直线电机3闭环控制系统时只需要通过C space控制卡[3]采集直线电机的位置信号, 与设定的信号 (本实验中为方波) 作比较得到误差信号, 将该信号经过位置调节器 (积分分离的PID算法) 处理后得到控制信号, 再经过驱动器放大驱动直线电机, 构成直线电机的闭环控制系统, 如图2所示。
2 积分分离的PID调节器的设计
2.1 积分分离PID算法原理分析
积分分离的PID调节器的设计思想是:为了避免输入量有较大的变化而引起控制量超调, 超出一个范围, 从而产生饱和效应, 此时, 令PID调节器中的积分环节不起作用[4], 只有比例和微分环节起作用;当输入量的变化较小时, 重新使积分环节恢复, 作用于系统, 消除系统的静态误差。
本系统中采用光栅尺来测量直线电机的位置信号, C space控制卡上正交编码接口Encoder2是直线电机动子位置反馈接口, 如图3所示。
图3中模块输出的是编码信号经过解码后的脉冲个数, 是A相或者B相信号4倍频以后的值。此接口会给出电机的实际位置信号X (k) , 与设定的预期信号X* (k) 比较得到偏差信号e (k) 。当偏差值绝对值|e (k) |大于一个设定的阈值ε (ε为大于零的数) 时, PID控制器中的积分环节不起作用, 这时, 控制器的输出为
当偏差值绝对值|e (k) |小于一个设定的阈值ε时, 恢复积分调节作用, 此时, 控制器的输出为
从而使控制器具有消除系统静态误差的能力。
2.2 Matlab/Simulink仿真模型搭建
式 (1) 和式 (2) 给出了PD-PID控制算法, Matlab/Simulink搭建仿真模块见图4。其中, “Subsystem”, “Subsystem1”, “Switch”模块, 完成对积分退出与恢复的条件判断和输出。根据输入条件的不同, 判断“Subsystem”或者“Subsystem1”起作用, 从而决定积分环节的加入和消除。
在建立控制算法M文件时, 可以利用Matlab/Simulink中加载了特有的C space软件包, 该软件包中一些模块支持在线实时参数调整。因此, 在运行时, 可以首先通过在线改变参数, 找到一组最优的P, I, D参数, 并将这3个参数, 作为之后控制电机的实际参数, 加载到PD-PID控制器中, 达到直线电机精准的位置跟踪控制。
3 C space硬件资源介绍
C space电机试验平台不仅可以同时驱动3台磁阻无刷电机, 还包含了直线电机驱动功能。本文针对直驱技术而言, 直线电机试验平台包括硬件和软件2部分, 主要有:U型永磁直线电机驱动平台 (如图5所示) , 模块化组件, TI公司生产的TMS320F2812 DSP运动控制卡, 控制软件和C space快速控制原型开发系统。其中直线电机驱动平台由精密直线导轨, 直线电机 (参数为:直线电机总质量11.4 kg, 直线电机移动部分质量1.336 kg, 负载块质量0.5 kg, 磁栅分辨率5μm。) 位移传感器, 负载块几部分组成。软件包括Matlab R2008a和CCS3.3, 仿真器驱动软件Composer。在本实验平台的Matlab/Simulink中装载了特有的C space软件包, 用于直线电机驱动控制设计建模。
实验可按如下过程进行:第1步, 在Matlab的Work文件夹下建立Simulink算法文件编译、修改, 直至无错误;第2步, 连接硬件, 包括上位机, 主机箱, 直线电机之间的通讯线和控制线;第3步, Simulink文件编译, 连接到DSP;第4步, 打开C space控制界面;第5步, 在线改变参数, 通过串口下载参数, 然后启动电机;最后, 进行在线调试, 并可以保存数据, 利用Matlab对数据进行处理。其中, 第3步和第4步用到的模块如图6所示, “WM Model Build”编译Simulink算法文件, 生成DSP目标代码, “WM Model Run”使生成的代码下载到DSP卡并自动运行, 启动临控界面。
4 实验仿真与结论
在试验中, 设定幅值为1, 占空比为2/3的方波信号, 采样时间为0.005 s。由实验平台无需停止电机, 就可进行PID参数在线调试, 没有必要采用其它的PID参数的估算方法[5], 只需通过观察C space控制界面, 在输出曲线达到所要求标准时, 记录3个参数的数值。最终采用的参数值分别为:相对应于比例环节、微分环节、积分环节的“WM-write2”“WM-write3”“WM-write4”的值分别为:3, 30, 0.003 3, 取阈值ε为0.55。输出控制电压信号、位置跟随曲线、偏差信号的实验结果分别如图7~图9所示。
图7为调节器输出的模拟控制电压信号, 通过“WM_DAC_1”通道接口, 与C space控制卡16bit的DA相连, 最终输出 (-10, +10) 范围内的电压值。
由图8可以看出, 虽然在电机换向时仍有一定量的超调, 经过0.2 s后, 电机跟踪效果很好。
从整个实验现象可得知, PID设置不同值时, 电机的实际位置控制效果不同, 随着PID参数的调节优化, 电机运动曲线逐步跟踪设定脉冲曲线, 并且误差也很小。
本文通过对PID算法的研究设计了积分分离的PID控制器, 并在Sinulink中编写了M文件, 结合了C space硬件在回路控制的优势, 通过在线适时调整参数, 找到了PID比较好的参数值, 实现了直线电机位置精准跟踪方波实验。实验结果表明:积分分离的PID调节器, 能够减小系统超调, 改善系统静、动态性能, 提高了直线电机位置跟踪的性能。又因为直线电机直接存在于硬件中, 在控制算法设计时, 无需创建直线电机的数学模型, 取代了传统的用理想电机数学模型代替实物带来的弊端, 也验证了积分分离的PID控制器的有效性。
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电机位置控制 篇5
1 方案分析与确定
这项设计使用单片机AT89C51作为系统的控制核心, 用达林顿晶体管集成IC ULN2003作为驱动放大器件, 由单片机输出的脉冲信号的高低电平来控制步进电机, 并通过控制程序实现位置控制的目的。
1.1 系统框图
用单片机控制步进电机到达预设定位置的系统如图1所示。
1.2 驱动电路的选择
驱动直接采用的是ULN2003, 而ULN2003是达林顿结构, 是一种继电器驱动芯片, 饱和压降VCE约为1 V, 输出端允许通过的IC电流为500 m A, 耐压BVCEO约为36 V。这些参数都是用户输出口外接负载估算的依据。
1.3 单片机系统与驱动器之间的接口和方向控制
利用单片机系统控制步进电机, 控制方式采用并行控制。单片机控制系统按照电动机旋转速度的要求从CP脉冲控制线发出相应周期间隔的脉冲串, 利用发出周期渐增或渐减的脉冲串来控制电机加速或减速, 通过停止发脉冲实现状态锁定, 进而实现对步进电机速度的控制。电动机方向的控制是通过方向电平控制线实现的, 当电动机需要正向旋转时, 其电平为“0”, 环形分配器按正方向分配脉冲;当电动机需要反方向旋转时, 其电平为“1”, 环形分配器按照反方向分配脉冲。
2 系统的硬件设计
2.1 步进电机
当步进电机没有超载时, 脉冲信号的频率和脉冲数控制着电机的转速和停止位置, 即给步进电机加1个脉冲信号, 电机就会转过1个步距角。混合式步进电机具有反应式和永磁式的优点, 包括五相和两相2种形式——两相步进角一般为1.8°, 五相步进角一般为0.72°。这种步进电机的应用最广泛, 本方案选用的就是这种步进电机。
2.2 AT89C51单片机
AT89C51单片机制造技术采用ATMEL高密度非易失存储器, 与工业标准的MCS-51指令集和输出管脚相兼容。AT89C51单片机的P1口是一个双向I/O口, 其中, P1.2~P1.7口内部提供了上拉电阻, P1.0、P1.1需要外部上拉, 而P3口是7个带有内部上拉电阻的双向口。
2.2.1 振荡器特性
反向放大器的输入和输出分别为XTAL1和XTAL2, 片内振荡器可以通过该反向放大器进行配置。XTAL2不接时, 表示采用外部时钟源驱动。
2.2.2 芯片擦除
使ALE管脚处于低电平10 ms, 同时, 正确的控制信号组合可以完成整个PEROM阵列和3个锁定位的电擦除。
2.3 系统硬件电路设计
实验硬件电路连接图包括3部分, 即AT89C51单片机系统、Uln2003集成驱动电路和LM016L显示电路。单片机具有较强的控制能力, 步进电动机的位置控制可通过软件编程实现, 可以在不改变硬件电路的条件下, 通过改变程序来实现对步进电机不同位置的控制。在电路中设有键盘显示电路, 步进电机相关数据可以通过键盘输入。这时, 步进电机根据这些数据来工作, 以控制电机的位置。按键开关从上到下标为P1、P2、P3、P4和P5。P1控制电机状态 (正转、停止、反转、停止) , P2设置圈数, P3设置步数, P4为加1键, P5为减1键。对于显示部分, LM016L液晶显示电机的转动状态以及转动的圈数和步数。
3 系统的软件设计
3.1 程序主流程图
该系统的程序主流程如图2所示。
如图2所示, 当程序运行后, 先调用初始化程序清零寄存器, 然后调用控制程序发送控制信息, 再调用驱动程序驱动数码管显示和电机转动, 从而实现对电机转动位置的控制。
3.2 控制流程图
该系统的控制流程如图3所示。
程序开始运行后, 电机通电, 按P1键, 调用驱动程序电机准备开始转动, 再调用显示程序显示电机的圈数和步数。与此同时, 系统开始判断P2是否按下, 如果P2按下, 则调用设置圈数程序按键P4、P5设置圈数, 然后电机正转, 否则无动作。P3按下后, 调用设置步数程序按键P4、P5设置步数, 否则无动作。当P1再次被按下时, 调用反向程序, 再次设置圈数、步数, 这时电机反转, 否则无动作。当再次按下P1时, 电机停止转动, 数码管无显示, 否则无动作。
4 结束语
步进电机位置控制的应用设计选择了ATMEL公司生产的AT89C51单片机。通过软件程序编制, 利用单片机AT89C51控制UNL2003芯片实现了对步进电机位置的驱动和控制。这种控制方法电路简单, 大大降低了生产成本, 同时, 也为类似的设计提供了参考。
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电机位置控制 篇6
电子控制以其快速、高效和精确等优点在汽车上逐步取代了机械控制, 且随着电子技术的飞速发展, 电子控制在汽车上的应用越来越广泛, 特别是城市公交车, 在发动机怠速控制上应用电子控制显得更为重要。
近年来, 广州市80%以上的公交车都采用了电控LPG发动机。我们对47辆装用潍柴WT615.00 LPG发动机的公交车进行了故障统计分析, 结果表明, 发动机怠速故障占故障总数的20%, 其中怠速不稳占怠速故障总数的59.5%, 是怠速故障的主要表现形式。
经过技术交流和调查研究我们发现, 装用潍柴WT615.00 LPG发动机的宇通牌公交车, 其怠速不稳故障主要表现为收油时怠速偏高 (700～800r/min) 或偏低 (300～400r/min) 、怠速时“游车”, 同时氧浓度不正常, 收油怠速偏高时氧浓度一直偏浓, 且无法调节。
潍柴WT615.00 LPG发动机怠速控制的基本原理如图1所示, 发动机ECU根据发动机的工作状况发出指令, 控制步进电机的开度, 从而控制燃气从蒸发器到混合器的进气量, 并通过氧传感器将怠速转速反馈给ECU, 不断将怠速转速调整到最佳值。在怠速控制相关零部件均正常的情况下, 由图2可知, 燃气从怠速控制执行元件 (步进电机) 到混合器再到燃烧室的整个过程, 都会影响怠速控制的响应速度, 如果响应速度太慢, 必然会使得怠速控制无法调节。
为此, 我们将步进电机与混合器、蒸发器之间的位置进行了调整, 缩短了燃气从步进电机至混合器的距离, 调整前步进电机至蒸发器出口的距离约为10cm, 步进电机至混合器入口的距离约为90cm (如图2所示) ;调整后步进电机至蒸发器出口的距离约为55cm, 步进电机至混合器入口的距离约为25cm (如图3所示) 。
电机位置控制 篇7
永磁同步电机，特别是内置式结构，具有很高的功率、转矩密度以及功率因数，在电动汽车、航空、航海等体积受限的工业领域获得较大的应用。为了降低控制系统的成本、提升高速区域的控制精度，无位置传感器控制技术已成为一个研究热点[1,2,3]。但是，目前无位置控制技术普遍存在低速区观测精度较差的问题，而该转速区域的策略直接决定了全速度范围无位置控制的稳定性和算法的可行性，因此低速区的无位置传感器控制技术控制策略及其算法研究更亟待研究。
文献[4,5,6,7,8,9]利用内置式永磁电机的凸极效应，向定子中注入一个高频信号来获得转子信号，以检出位置信号。它适合于低速和零速下情况，并且可以不受参数影响。但高速下，所注入的高频信号频率要很高，很难数字控制器实现。文献[10研究了在SPMSM电机采用高频信号注入观测方法的途径，其基本原理是利用磁路饱和所引起的弱凸极效应，来辨识转子位置。然而这种弱凸极效应依赖电机结构参数，同时也对传感器的精度要求较高。文献[11,12]将变压变频式(VVVF)开环控制技术用于永磁同步电机的启动和中低速运行。控制策略主要包括：恒压频比控制、电流模式控制和混合模式。可以实现带载的无位置传感器运行，并且不依赖于电机参数，但其缺点是不能获得高性能的传动特性，并且需要引入补偿环节来消除定子电阻所造成的压降以维持恒定磁通。
综上所述，研究切实可行的适用于中低速区运行的无位置传感器技术，是永磁同步电机驱动技术的一项非常关键的核心技术，本文正是基于此目的开展了对上述两种不同的低速区无位置控制技术进行了相关的对比研究工作，研究切实可行的低速区控制方案，并提出一种准电流内环的变压变频方案解决低速区定子电压补偿问题。
2 旋转式高频信号注入方案
高频注入式无位置控制策略利用了内置式永磁电机的d-q磁路不均匀所产生的凸极效应。可在不依赖电机参数的前提下，实现转子位置的辨识，其控制原理框图如图1所示。
当转速很低时，可忽略交叉耦合项影响，则永磁电机的d-q轴数学模型可近似为
式中：p为微分算子。
将式(1)左乘逆Park变换矩阵，可求得两相静止坐标下的数学模型：
其中：
两相静止坐标系下电感为
当电机静止或转速很低时，在原有基波电压中可叠加上高频谐波电压：
并且忽略α-β轴之间的耦合作用和电阻上压降，则有：
这样可得
为了从原始电流中还原出iαh和iβh，必须要利用带通滤波器，只允许所注入频率附近的电流通过该滤波器。
得到α-β轴的高频电流后，将其变换到旋转坐标系上有：
因此，为了消除d-q轴存在的直流分量，将其通过高通滤波器，则可得：
这样，d-q轴含有与2(θr-ωht)角度相关的量：
可见只要△Ih=0，则有：
与其利用转子凸极效应的无位置传感器算法类似，位置极性问题是由于所观测量是转子位置两倍的函数(即，2[θr-π/2])造成的。因此，一个重要工作是设计控制器使得△Ih=0，并进行相关极性判断。判断的依据是：+d轴和-d轴通入相同方向电流后由于磁场饱和程度的不同，等效阻抗不相同。
3 准电流内环式变压变频方案
大多数无位置控制磁链观测器，均存在零速奇点以及低速收敛速度慢等问题。为保证系统可靠收敛，在低速启动阶段也可采用变压变频控制技术来强制启动运行，并在可靠收敛区域实现模式切换，如图2所示。如前所述，其缺点是需要引入补偿环节来消除定子电阻所造成的压降以维持恒定磁通。
为解决这一问题，本文提出一种准电流内环的变压变频控制策略，具有传统的开环控制结构简单的优点，同时可以实现电流内环控制，确保了电流可控性能，如图3所示。改进型的电流闭环，可以在负载较轻时，电流给定值保持恒定，保证在整个变压变频工作转速下平稳运行。当负载较重时，需要根据负载情况动态调整给定电流值，可以较好地解决定子电阻补偿问题，从而保证在整个速度范围内维持定子磁场不变。
图4的工作原理是：其控制是定位于δ-γ坐标系，与实际d-q旋转坐标系存在一定相位差φ。初始时刻，在δ轴施加电压来产生电流iδ。这将在δ轴上产生定子磁极。该极将把d轴拉向定子δ轴。这样就使得δ轴和d轴相一致。因此，电机就可以工作在开环同步模式。从图4上可以看出，一旦进入稳态工作时，电流矢量位于d-q坐标系的第1象限，电流矢量所产生的定子磁极牵引永磁磁极进行旋转，并产生相应的有效转矩。实际上对于电机定子而言，电枢反应的直轴电流id为助磁电流。相对于传统矢量控制而言，定子磁链幅值要有相应增加，从而其电压利用率要有所损失。
同时，根据以功角来定义电磁转矩，有：
根据图4也可以看出，采用变压变频控制方式，在相同大小的d-q电流时，其功角要小于采用矢量控制的功角。本质上变压变频控制实际是通过调整功角来控制转矩和转速的目的，也即为功角控制，并且这种调整是一种自稳定过程。随着功角的增加，电磁转矩不断增大。
4 低速区方案测试及结果分析
4.1 旋转式高频注入式实验
为了测试高频注入式无位置观测器的控制策略，进行了相关的实验测试工作，实验样机的参数为：永磁磁链Ψf=0.051 7 Wb，绕组电阻R=0.018Ω，绕组电感Ld=0.054 mH,Lq=0.224 mH，极对数np=3，转动惯量J=0.1 kg·m2，额定转矩Te=70 N·m。
4.1.1 极性判断实验波形
由于高频注入式的收敛条件无法区分磁极的极性，可能会产生180°的偏差。为了准确获得电机的转子位置，本文采用的方法是在相应的d轴位置加上脉振的电压，根据磁路饱和不同的原理，判断所激励电流的幅值，如图5所示。图5中，+d轴为顺磁方向磁阻减小，检测出来的电流较-d轴的逆磁方向大，这样即可判断出转子的极性。
4.1.2 高频注入式运行实验波形
为更好测试方案的可行性，实验进行了几种较为典型的工况：带载正反转连续切换、静止-低速-高速模式切换以及连续高速下正反转切换。
电机正反转时角度对比波形如图6所示。
从图6中可以看出，在电机连续正反转过程中，观测值均能较好地跟随实际值进行变化，这一点不仅体现在稳态过程中，也体现在整个动态正反转的升减速过程中，体现出本方法的有效性。
模式切换波形如图7所示。从图7中可以清楚看出，初始时，工作在高频注入模式，电流中除含有一定幅值的高频电流谐波，而经过带通滤波器的iβh也只含有与位置相关的高频电流成分。在进行模式切换后，高频电流成分移除，只含有基波成分;而iβh中因为只包含高频谐波，因此在切换后电流值为零。而在模式切换的过程中，电流变化平稳，并未出现较大的超调和相位偏移，证明了两种方法均较好地观测出电机的转子位置。
模式切换转速波形对比图如图8所示。
从图8可以清楚地看出，在旋转注入式观测下的速度观测值与实际转速偏差很小，证明了方案的有效性。而在模式的切换过程中，转速变化较为平滑，由于电流变化存在暂态过程，转速存在很小的变化，但过渡过程非常短暂，基本可以忽略。两种模式相互切换在正反转过程中均能很好地平滑进行，基本上不会出现转速突变的现象。
4.2 开环强制启动及模式切换
在零速和低速阶段，采用准电流内环的变压变频控制强制启动，可实现电机从零速平稳启动。由于内环采用电流闭环控制，可实现电流幅值控制，并对定子电阻变化具有自适应补偿能力。
实际转子位置与给定转子位置如图9所示。
从图9可以看出，实际上变压变频控制所给定的位置信号要滞后实际的d轴方向。当负载较轻时，电流实际位于+d轴上。当负载加重时，电流逐渐向+q轴偏移并出现+q轴分量电流iq，从而自适应出现正电磁转矩，使系统重新达到平衡。
变压变频向矢量控制模式切换曲线如图10所示。
从图10中可以看出，在模式切换时刻由于电流矢量发生象限切换，出现短暂的转速变化，但很快进入矢量控制模式，完成整个切换阶段。由于基于磁链模型的观测器在零速和低速收敛很慢，随着转速的提高收敛速度加快。一旦进入收敛条件(滤波后的观测转速非常接近变压变频控制的给定转速)，则即可进入模式切换。同时，也可以实现随着转速的不断降低，出现从观测器模式向变压变频控制模式切换，但转速波动要稍大于采用高频注入式的无位置传感器算法。
5 结论
综上所述，对于永磁同步电机无位置控制技术，普遍存在低速区观测精度较差的问题。该转速区域的策略直接决定了全速度范围无位置控制的稳定性和算法的可行性。针对这一问题，本文进行相关的研究工作，采用高频注入式的无位置控制技术具有不依赖电机参数、可以结合矢量控制技术实现高性能的调速，但需要实现较为复杂的滤波器来进行信号辨识，同时所注入的高频信号会引起一定振动和噪声问题，并且无法应用在隐极式永磁同步电机。与此相比，具有准电流内环的变压变频无位置控制技术原理简单，不需要复杂的控制算法，不依赖电机参数以及凸极效应，但是其动态特性稍差。因此实际中，需要根据实际系统复杂性及控制性能要求选择所适合的控制策略。
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电机位置控制 篇8
近年来,随着永磁材料领域的快速发展,永磁同步电机(PMSM)所特有的结构紧凑,稳定性好,运行效率、功率因数和功率密度高,无需励磁电流等特点,使得永磁同步电机在生产和生活的各个方面的应用日益广泛[1]。而大转矩、低转速的复式永磁同步电机因其具有转子转动惯量和机电时间常数小、转矩质量比大、堵转转矩和峰值转矩高、低速运行平稳等有益的动态性能,在油田等场合作为抽油机使用,极大地节约了能源[2]。永磁同步电机的高性能控制如矢量控制[3]、直接转矩控制[4]等都需要在转子上安装机械式传感器,如光电编码器、旋转变压器等来得到实时的准确的转子位置和速度信息,以实现精确地磁场定向和速度反馈等。但是机械式传感器也带来了安装和维护困难、系统成本增加、运行稳定性降低等问题,特别是在油田恶劣工作环境下,因此无位置传感器控制的研究已成为一个热点,并取得了很大成果。
电机的转子位置和速度是进行电机控制的关键,无位置传感器策略就是根据电机绕组中的各种电信号,采用适当的方法估计转子的位置和速度,以实现转子位置自检测。目前,学者们提出的无位置策略中大多数是基于电机的基波励磁模型和反电势,如基于定子端电压和电流估算、基于观测器估算、全阶/降阶状态观测器、推广卡尔曼滤波器(EKF)、滑模观测器、模型参考自适应(MRAS)辨识等(这些策略实施简单,但在低速时反电势过小或根本无法检测,只适用于高速运行),以及适用于低速或零速运行的基于转子凸极的高频注入法[5]。由于复式永磁同步电机采用面贴式,其交直轴电感几乎相等,饱和凸极的实现和计算都不易,因而无法选用适于低速运行的基于转子凸极的高频注入法。而复式永磁电机虽然在低速下运行,但由于其特殊性反电势并不低,同时模型参考自适应法作为基于基波励磁的估算方法,采用参考模型,由其规定系统的性能,可以保证参数估计的渐进收敛,鲁棒性好,因而其应用的场合较多。
本研究主要探讨基于MRAS的低速永磁电机的无位置传感器控制。
1 基于MRAS的无位置传感器控制原理
模型参考自适应法的基本思想是:将不含未知参数的方程作为参考模型,将含有带估计参数的方程作为可调模型,两个模型的输出量具有相同物理意义,它们同时工作,利用其输出量的差值,根据合适的自适应率来调节可调模型的参数,以达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的[6,7,8,9,10],如图1所示。
能否构成品质优良的自适应系统,关键是自适应结构所执行的自适应规律的确定。
基于模型参考自适应法的无位置传感器控制即是将电机的实际运行情况作为参考模型,将含有待估算转速、电流等参数的电机模型作为可调模型,两个模型均输出电流值,利用电机的实测电流和估算电流的差值来对可调模型进行调节,使估算值跟踪实际值,从而达到电机稳定运行的目的。
在同步旋转dq坐标系下,PMSM的电压方程为:
式中:ud、uq、id、iq—定子在d、q轴下的电压、电流,RS、Ls—定子每相电阻、电感,ωr—转速,ψf—转子永磁磁链。
将式(1)进行化简,可表示为:
进一步简化为:
其中,id'=id+ψf/Ls,i'q=iq,u'd=ud+Rsψf/Ls,u'q=uq。
本研究将式(3)以估计值的形式表示如下(即将合成电流和转速作为估算值构成可调模型,而式(3)为电机的实际运行情况,即是参考模型):
本研究定义广义误差,再将式(3)与式(4)相减,可得:
其中,。
本研究根据式(5)和Popov超稳定理论,可求得自适应规律,如下所示:
)(6)式(6)可表示成如下形式:
其中,,εω通过PI调节器作用后产生速度信号使可调模型估计的与实际的趋向一致,定子电流矢量误差收敛于零,同时转速估计逐渐逼近实际值,如图2所示。
本研究将式(6)用表示,可得到下式:
id、iq是电机的实测值,通过式(3)估算出,因而可以得到电机的转子位置和速度估算框图,如图3所示。
电机的实际电流和即以通过电机模型式(3)计算得到的估算电流,其矢量误差通过PI调节器即得到估算转速,并且估算转速将跟踪实际转速。
2 仿真与分析
为验证以上方法的正确性,本研究对一台低速永磁同步电机进行仿真。低速大力矩永磁同步电机的参数如下:定子相电阻2.1Ω,直轴电感110.6 mH,交轴电感130.6 mH,极对数24,额定转速10 r/min,转动惯量101.5 kg·m2。
本研究在Simulink下建立基于MRAS的无位置传感器控制仿真模型如图4所示。电机采用基于SVPWM的矢量控制,id*=0,转矩只与q轴电流有关,实现了解耦控制。
在额定转速10 r/min、电机空载的情况下,本研究得到电机转速的实测值和估算值及其偏差。转子位置角的实测值与估算值及其偏差如图5所示。
由图5可知,在电机起动加速阶段,转速的估算值和实测值误差较大,转子估算值在刚启动瞬间的1.2 r/min的跳变主要是由转子初始位置角定位引起的,达到稳定运行阶段后,其偏差基本为0;电机的转子位置角在整个运行阶段其估算值与实测值误差最大为4.1°,在稳定运行阶段其偏差几乎为0。因而模型参考自适应法对电机的转速与转子位置角的估算精度较高。另外,通过转速曲线也可看出电机的运行较平稳,静态性能较好。
电机的转矩响应曲线如图6所示。由图6可以看出,电机输出转矩在稳定运行时静态性能优良。
电机的给定转速在0.6 s时从10 r/min跳变到9 r/min,其速度和转矩响应曲线如图7所示。
负载转矩在0.6 s时从0跳变到50 N·m时,其转速和转矩响应曲线如图8所示。
由图7、图8可知,在电机稳定运行过程中,电机的转速或者负载转矩发生突变时,电机均能平稳且较快地跟随变化,其跟踪性能好,电机的动态性能较好,对给定转速变化和负载扰动的鲁棒性强。同时,其转速的估算与实际值的偏差也基本维持在0,估算精度较高。
在运行的过程中,由于发热、环境等因素的变化,电机的电阻、转子永磁磁链参数会发生变化。电机的定子每相电阻由2.1Ω增大为2.3Ω时,电机的转速与转子位置角曲线如图9所示。
由图9可以看出,当电机的定子电阻较小变化时,电机的转速估算和转子位置角估算精度会大大降低,其估算值与实测值之间的偏差变大。图中由于定子电阻仅变化一次,最终估算值与实测值的偏差基本稳定在0,而实际中若随着运行和温度的变化,定子电阻值在不断变化,转速和转子位置角的实测值与估算值一直保持较大偏差,不利于电机的稳定运行。在模型参考自适应系统中,参考模型式(3)和可调模型式(4)中均含有随着温度、环境等因素而变化的参数,如定子每相电阻、转子磁链等,参考模型给出的是实际电机的运行状态,即式(3)是根据实际情况始终反应电机的真实运行状态;而可调模型是在已知电机参数的前提下得到的,运行过程中,电机的电阻等参数发生变化,可调模型就不再准确,估算的精度就降低了。
从以上分析可知,模型参考自适应系统对电机额定参数非常敏感。在实际应用中,应根据具体情况对可调模型进行调整。
3 结束语
模型参考自适应系统基于参考模型,采用自适应规律完成系统所要求的性能,通过对低速大力矩的永磁同步电机的仿真分析可知,模型参考自适应法对转速和转子位置角的估算精度较高,稳态转速平稳且跟踪性能好,动静态性能较好,对电机给定转速和负载扰动的鲁棒性强,适应性好。
但同时,该方法对电机的参数很敏感,在电机的参数会发生较大变化的工作环境下,该方法的精度会下降,因而在下一步的实验调试过程中需要对可调模型根据运行和环境的变化做出适当调整。
总体而言,由于模型参考自适应法的估算精度较高和鲁棒性好,并且其实现也较容易,目前很多无位置传感器控制的场合都采用该方法。对于油田抽油用复式低速大力矩永磁同步电机,采用基于MRAS的无位置传感器方法简单易行,且精度较高。
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