波束成型技术

波束成型技术（共4篇）

波束成型技术 篇1

摘要：在窄带数字阵列波束形成中,通过补偿各阵元之间的时延带来的相移而合成波束。对于宽带数字阵列,相同的时延不同的频率会带来相移的不同,窄带波束形成方法会导致宽带波束方向图畸变,必须采用宽带数字波束形成技术。通过分析信号带宽对窄带数字波束形成的影响,以及宽带数字波束形成的原理,给出了基于分数时延的宽带数字波束形成方法和仿真的结果,在数字域上实现了宽带波束形成。

关键词：宽带,数字阵列,数字波束形成,分数时延

0 引言

数字阵列雷达有着波束控制灵活、能够实现超低副瓣、抗干扰性能强、系统可靠性高等优点,是未来相控阵雷达发展的趋势之一[1]。为获得高距离分辨力,提高目标识别能力,通常需要采用大瞬时宽带信号,随着高速采样及高速实时处理技术的发展,在数字阵列雷达中实现宽带数字波束形成已成为可能,宽带数字波束形成技术也受到越来越多的关注。

在窄带数字阵列波束形成中,通过补偿各阵元之间的时延带来的相移而合成波束。对于宽带数字阵列,相同的时延不同的频率会带来相移的不同,窄带波束形成方法会导致宽带波束方向图畸变,必须采用宽带数字波束形成技术。宽带波束形成的研究始于20世纪70年代,文献[2]从数字时延的基础上重点分析了宽带自适应方法,没有给出宽带线性调频信号脉冲压缩的影响,文献[3]讨论了基于确知波形的宽带波束形成方法,但无法适用任意波形,文献[4]讨论了无载波极窄脉冲的宽带波束形成方法,应用场合受限制,文献[5]讨论了基于线性调频信号的宽带发射波束置零方法,没有给出对脉冲压缩的影响。本文通过分析信号带宽对窄带数字波束形成的影响,以及宽带数字波束形成的原理,给出了基于分数时延的宽带数字波束形成方法和仿真的结果,同时给出了线性调频信号通过宽带波束形成以后脉冲压缩的结果,在数字域上实现了宽带波束形成。

1 信号带宽对窄带数字波束形成的影响

考虑线性均匀阵列,阵元间距为d,以第一路阵元接收信号为参考信号,第n路阵元接收信号的数学表达式为:

式中:f0为载波频率;n=1,2,⋯N,N为阵元个数;τn=(n-1)⋅d⋅sinθ/c为第n路阵元与参考阵元间的传播延时,θ为信号入射角,c为光速;s(t)为接收信号的复包络。

第n路阵元接收信号经过下变频后的基带信号的数学表达式为:

对于窄带波束形成系统,信号带宽B远小于载波频率f0,可以忽略各阵元接收复包络的差异,即s(t-τn)≈s(t),波束形成时只需补偿公式(2)中的相移项。而对于宽带系统,阵元接收复包络有如下关系式:

由式(3)可见,当频偏Δf足够大时,各阵元接收复包络信号之间的差异将不能忽略,否则波束方向图会发生偏移及展宽。以线性均匀阵列为例,假设阵元数为32,载波频率f0=1 GHz,带宽B=600 GHz,阵元间距d=λ02,信号入射方向θ=45°,图1显示了窄带波束形成方法,在频率分别为f=f0-B/2,f=f0,f=f0+B 2时的波束方向图,其波束指向分别为66.7°,40°,29.6°,可见在宽带情况下波束指向发生了不可接受的偏移,另外在f=f0-B 2时主瓣也发生了很大程度的展宽。解决问题的办法只有采取宽带波束形成方法。

2 宽带数字波束形成的原理及实现

以常用的有载波宽带雷达信号为例来说明。各阵元接收的基带信号如式(2)所示,宽带数字波束形成基本原理就是对式(2)中的第一项进行数字延时处理,对第二项进行数字移相处理[6],从而实现各阵元接收信号同相叠加,进而实现宽带数字波束形成,其实现的框图如图2所示。

3 基于分数时延的宽带数字波束形成

基于时延的宽带数字波束形成直接对宽带包络信号进行延时处理,延时滤波器的数学表达式为:

式中τ为延时量。对应的频域表达式为:

由式(5)可见理想的延时滤波器的频域传递函数为H(ω)=e-jωτ,对应的时域冲激响应函数为:

实际系统是在满足Nyquist采样定理的数字域进行的,式(6)中的积分上、下限变换为归一化频率-π和π,因此有如下表达式:

则对应的数字域时延滤波器的冲激响应函数为:

式中:n为数字量化时间;D=τ/T,T为采样间隔。

数字量化后的延时量D通常为非整数,故上述滤波器称之为分数时延滤波器。由式(8)可知,当D取整数时,仅在n=D时有非零值,当D为非整数时,则在所有n处有非零值,同时注意到对于选定的参考阵元,扫描波束指向影响D的取值正负。只要出现当n<0时,有h(n)≠0,h(n)就是物理不可实现系统,需要采用延时加窗等方法逼近理想滤波器。为了不出现非因果系统,可以考虑如下表达式:

式中:W(n)为窗函数(通常为矩形窗);L=|D|max=(N-1)d/(c T);M=round(2L)为滤波器的阶数。

采用与图1相同的阵列及信号参数,采用分数时延的宽带波束形成方法进行了仿真试验。图3给出了频率分别为f=f0-B 2,f=f0,f=f0+B 2时的波束方向图,从图中可以看出,基于分数阶时延的宽带波束形成方法,方向图均没有发生偏移。

采用宽带信号可以获得高分辨一维距离像,在目标判性及识别等领域有着广泛应用。数字阵列雷达若采用宽带信号时,各阵元间复包络的走动就不能忽略不计,若采用窄带波束形成方法,必然带来主瓣的偏移和展宽,还会带来复包络的时域调制,破坏原有信号的包络形状和频谱结构,基于分数时延的宽带波束形成方法可以很好地解决此问题,下面通过一个仿真试验来说明。

线性阵列阵元数为32,阵元间距为半波长,载频为1 GHz,采用宽带线性调频信号,信号带宽为100 MHz,采样率为200 MHz,信号时宽为1μs,经分数时延宽带波束形成后,线性调频信号的脉冲压缩输出如图4所示,从图中可以看出,分数时延后的脉冲压缩输出与理想的脉冲压缩输出波形基本一致,副瓣略有提高,从而验证了基于分数时延的宽带波束形成方法的有效性。

4 结语

本文在分析信号带宽对窄带波束形成的影响的基础上,给出了宽带波束形成的原理和基于分数时延的宽带波束形成方法,并通过仿真试验验证了方法的有效性,易于工程实现。

参考文献

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波束成型技术 篇2

关键词：全空域,测控系统,射频采样,数字多波束形成

0 引言

随着航空航天事业的飞速发展,将逐步建成无人机网络、卫星导航系统和卫星星座网络,这给地面测控系统提出了更高的要求。全空域多目标测控技术是目前测控领域面临的一个重要课题,也是地面测控系统面临的新挑战。目前全空域相控阵测控系统的建设已提上日程,而波束形成技术作为全空域相控阵测控系统的关键技术,其形成方式及算法的设计尤为重要。相位控制可采用模拟方式( 在射频端采用微波移相器) 实现或采用数字波束形成( DBF) 方法实现。而采用数字波束形成方式,亦有一次变频和超外差方式之分。同其他波束形成方式相比,基于软件无线电的数字多波束形成技术在全空域多目标测控系统中具有独特的优势,值得深入研究。本文在分析全空域测控系统对波束形成设备需求的基础上,提出了基于射频采样的波束形成模块实现方案,并对共形球面阵的波束形成技术进行了分析及验证。和现有的波束形成方式相比,提出的实现方法简化了硬件设计,集成度高,幅相一致性好且多波束形成灵活。

1 全空域相控阵测控系统

全空域相控阵测控系统目前多采用球面共形阵进行分析[1],其优点是对于目标跟踪可平滑过渡,相位中心唯一,球面扫描增益一致; 但其缺点是阵面复杂,对于装配工艺、测试、维护及波束形成算法均提出了挑战。因此需要对球面阵波束形成方式及算法进行研究。以美国空军正在实施的网格球顶相控阵( GDPAA) 系统为例[2],该系统要求EIRP大于104 d Bm,而G / T值大于12 d B / K,能对中高轨及静止轨道卫星进行测控通信。其阵面采用多个五边形阵和六边形阵拼成一个整体上的球面,而每个多边形阵由若干子阵面组成,每个子阵面又由若干阵元所构成。最终用到的阵元数为60 300 个,其后的波束形成模块,包括信道设备、数据采集传输及波束形成算法极其复杂。

由上述分析可见,全空域相控阵测控系统如图1所示,采用球面共形布阵,阵元数极多,因此要求波束形成模块尽可能简单,以减少成本和空间,降低系统建设和维护的复杂度。

2 基于软件无线电的接收前端分析

由于受模数转换器件性能( 主要指采样位数、采样率及输入带宽等) 的限制,接收机体制主要有2 种[3]: 超外差和直接变频体制。其主要区别在于将信号下变频到基带的级数不同: 直接变频只用1 级,而超外差体制则采用2 级以上。下变频次数的增加虽然使接收机的复杂性也相应增加,而直接变频接收机也面临一些技术问题,所以现有的接收机大部分为超外差体制。但是随着器件的发展,使直接射频采样成为可能,即真正意义的软件无线电接收机具有了一定的可实现性。因此本文提出基于直接射频采样的接收机体制。由于超外差及直接变频体制原理在现有文献中已有详述,本文不再赘述。本节仅对直接射频采样体制的原理及其实现方式进行讨论分析。

直接射频体制接收机原理如图2 所示。天线接收信号经低噪声放大器( LNA) 提供合适的射频增益,其输出信号经过预选滤波器滤波后,输出需要频带的信号。滤波器的输出信号用频率为fs1的脉冲进行采样保持,然后通过连续时间插值滤波器进行二次抗混叠滤波,此时得到奈奎斯特带宽内信号,采用常规的AD芯片即可对该信号进行量化。这种直接射频采样的特点是模数转换分2 步进行[4]: ① 对射频信号进行带通滤波和无量化采样; ② 经过连续时间低通或带通滤波器滤波后,得到中频( 或零中频) 信号,然后用常规ADC进行量化。通过把采样和量化分开在不同的阶段实现,降低了对ADC的射频输入带宽、时钟抖动和采样率的要求。

这种体制的优点是: ① 消除了常规超外差接收机中因使用模拟混频器和本地振荡器而带来的增益起伏和噪声; ② 简化了硬件设计,使接收机可集成在单片微波集成电路上; ③ 消除了模拟失真和混频器非线性失真; ④ 可重配置,通过软件定义可灵活完成空时域滤波等功能,即真正意义的软件定义无线电功能。下面对该体制原理进行分析。

设采样脉冲信号为:

式中,; fs1为采样脉冲频率。式( 1) 的频域表示为:

式中,ωs1= 2πfs1。设场放输出信号为x( t) ,抗混叠滤波传递函数为h( t) ,采样后二次抗混叠滤波传递函数为f( t) ,则滤波后输出为:

其频域表示为:

将式( 2) 代入式( 4) ,得

式中,,Tk=P(kHωs1)/(2π),而XBL(ω)、XBR(ω)定义如下:

3 直接射频采样实现方案

由第2 节的分析可见,直接射频采样体制接收架构最简单,易于将相控阵接收组件集成化、小型化。因此下面讨论如何实现该种体制应用于数字波束形成的接收组件。

利用现有的芯片,可实现基于上述直接射频采样接收体制的数字波束形成接收组件。直接射频采样具体实现可分为T/H + AD结构和单射频AD芯片结构。以目前的芯片水平,采用T/H + AD结构可达Ku频段,如HMC5640 芯片,其射频输入带宽为18 GHz,最大采样率4 Gs/s,输入Vpp为1 V,其时钟抖动小于70 fs[5]。而单射频AD芯片可支持射频输入带宽至S频段。由于篇幅关系,此处仅对单芯片结构进行介绍。

单芯片采样原理仍如图2 所示,只是将采样保持与量化功能集成在一个单片微波集成电路上。如e2v公司的EV10AQ190 系列、TI的ADS54RF63 及ADC12D800RF等。以EV10AQ190 芯片为例,主要关注性能指标[6]如射频输入带宽( 3 d B) 为5 GHz、有效位数7. 7 位( 输入2. 3 GHz) 、时钟抖动120 fs等。由上述指标可见该芯片支持对统一S频段测控系统的直接射频采样。在射频直接输入时,其模数转换有效位数可达8 位左右。

4 球面共形阵数字波束形成

4. 1 架构设计

现有的测控系统,多采用射频移相器和数字波束形成相结合的方式[7]: 在射频端利用移相器实现子阵波束合成,然后采用超外差接收技术下变频到中频( 如在某测控频段系统中常采用2 级下变频到70 M中频) 。最后在中频进行AD采样并实现子阵间的数字波束形成。这种架构满足当前仅对某一部分空域进行单目标或少目标测控的需求: 由于覆盖空域小可采用平面相控阵,所需阵元少,布阵空间较充裕。因此可采用超外差接收体制的相控阵,该体制降低了AD采样的要求,但提高了信道的复杂度,而且采用射频移相精度受限。这降低了波束指向精度、导致旁瓣升高,并且不利于多目标多波束形成。

采用直接射频采样接收体制实现的数字波束形成架构如图3 所示。采用这种架构有如下优点:① 省去了下变频链路,简化了结构,可实现小型化;② 形成灵活的可扩展模块,可扩展为行波束形成、列波束形成、子阵波束形成及阵面波束形成等模块;③ 采用数字化,可灵活形成多波束; ④ 容易形成零陷,抗干扰性强。

4. 2 波束形成算法分析

阵元在球面上均匀分布,如图4 所示( 图中仅画出第n环)[8]。

其中第m个阵元坐标为( xmn,ymn,zmn) ,

式中,R为球体半径; Rn为第n环半径; N为n环上阵元个数,与期望的环上阵元间弧线长度dθdesired有关; floor( ) 为向下取整运算; 相邻环间纬线距离相等为dφ,因此ndφ为第n环到球顶的纬线长度;dθ= 2πRn/ N为环上阵元间实际弧线长度,与实际的阵元个数N有关,容易得到dθ≥ dθdesired。共形阵的合成方向图为n环上所有阵元共同作用得到:

式中,λ 为波长; wmn为加权系数; θ 为目标方位角;为俯仰角。共形阵相位补偿因子为:

值得说明的是,以上分析中的坐标( xmn,ymn,zmn) 既可表示阵元的坐标,也可表示第m个子阵模块的坐标。

5 测试结果分析

采用上述直接射频采样数字波束形成技术,实现了DBF处理模块样机。在数字波束形成中,主要关注通道的幅相一致性,因此对该处理模块在不同温度条件下的接收信噪比、幅相一致性进行了测试,测试结果如表1 所示( 其中幅度单位为d B,相位单位为度) 。由表1 可见,在高低温及常温下通道间的幅度差异<0. 5d B,相位差异< 4°,满足应用需求。

对DBF子阵合成的和差方向图测试结果如图5所示,其中图5( a) 为和波束方向图,而图5( b) 为差波束方向图。

由图5 可见,主旁瓣比约13 d B,差零深约33 d B,测试结果与理论相吻合。其原因是采用直接射频采样的数字波束形成技术,阵列幅相误差较小,而且阵列校正精度高。

6 结束语

全空域相控阵测控系统作为下一代地面测控系统的发展趋势,将会得到越来越多的关注。采用直接射频采样技术实现的测控系统数字波束形成处理模块,满足全空域共形阵对多波束形成的需求,实现了设备集成化、小型化。因此基于直接射频采样的数字波束形成技术在全空域测控领域中的应用将会得到越来越多的关注和应用。

参考文献

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波束成型技术 篇3

现代高技术战争中导弹的攻防对抗已成为重要的作战模式, 作为主要信息源的雷达被推向了战争的最前沿。随着航空兵器的速度提高, 传统两坐标雷达难以应付多批次、多方向和多层次的空中攻击, 因此, 各国竞相研制了数据处理率高、探测速度快、精度高和抗干扰能力强的三坐标雷达。

三坐标雷达主要测量目标的3个坐标 (方位、高度和距离) , 为导弹和火炮提供目标数据, 引导火控系统对目标实施打击。高精度的三坐标雷达还可直接引导防空导弹进行目标攻击, 大大提高系统反应速度。根据三坐标雷达作战使命的特点, 其关键性能指标包括:空域覆盖、威力 (作用距离) 、分辨率和精度。此外, 随着现代战争需要, 其反应时间、低截获性能、抗干扰能力和便携能力等也都制约着雷达整体性能。

三坐标雷达与传统两坐标雷达最主要的区别是俯仰空域探测能力, 包括俯仰空域的覆盖、俯仰角度分辨率及测量精度等。如对于低空、超低空目标, 其俯仰波束覆盖应该能满足0~5 km高度、0°~40°俯仰空域;要具有较强的生存能力;可及时地获取25 km范围内来袭目标信息, 以较高的精度提供给相应的指挥系统、火控系统, 或直接引导武器系统有效地拦截入侵目标。此外, 为了满足武器系统的高作战反应速度要求, 雷达要具有较高的数据更新率, 一般天线以60圈/分的速度扫描, 达到每秒一次的数据更新率。

1 三坐标雷达技术体制分析

地面对空情报三坐标雷达主要用于搜索、监视空中目标, 并对飞机进行作战引导。从20世纪50年代以来发展了采用单部天线实现防空情报三坐标雷达, 这些雷达通常是方位上机械旋转, 而仰角上采用了不同扫描方式, 主要有频率扫描、堆积多波束、一维相扫、混合扫描以及多波束等扫描方式。

1.1 频率扫描体制

频率扫描是利用天线阵列性能随频率变化的特点而实现天线波束变化。在天线阵列的馈线上, 随着载波频率变化导致波长变化, 其子阵相位也随着频率变化而变化, 导致天线面的等相位面发生偏转, 最终天线阵面合成方向图也随着发生偏移。

一般为增加频率改变对相位的影响程度, 馈线常采用蛇形馈线方式, 实现原理简单, 设备量少;但由于扫频因素, 如覆盖较大角度区域, 雷达设备需要占用较大的带宽。

1.2 堆积多波束体制

堆积多波束体制是采用多个天线指向不同俯仰方向, 分别进行探测, 依靠多个天线实现空间覆盖。该体制设备量随着堆积波束数量而成倍增加。

1.3 一维相扫体制

一维相扫体制是在俯仰方向上, 利用相控阵体制实现波束扫描。主要采用移相器对天线阵面各子阵单元进行移相, 使天线阵的等相位面发生偏转, 从而实现波束扫描。通常采用TR组件实现, 相位扫描控制较为灵活, 扫描速度快。

1.4 混合扫描体制

一般采用多种扫描方式共同实现, 如频扫加相扫和机扫加相扫等。为了弥补某项指标的不足而采取的一种较为折中的方式。根据组合方式的不同, 其某项或某几项指标有所提高, 但总体指标略有下降。同时带来设备量、复杂程度以及体积的增加。

1.5 多波束体制

多波束体制多为有源相控阵体制, 即在各子阵单元和路网络中进行特殊处理, 使得天线阵列具备多路输出, 根据设计实现波束数量、波束指向和波束宽度的变化, 最终实现多波束。

多波束体制与波束堆积体制不同, 可同时覆盖俯仰角度, 相对积分时间较其他体制长得多, 其信噪比大大提高。在相同威力要求条件下, 其发射功率大大降低, 可以简化整机实现难度。理论上收发天线可以互逆, 但实现多波束接收容易, 多波束发射较为困难。一般多波束天线常采用收发不同控制方式实现。

1.6 各种体制比较

还有其他一些三坐标实现体制, 这里不再介绍。根据设备的实现难易程度、威力、精度、设备量、反应时间、功耗和体积等因素, 对多种实现体制进行对比, 对比结果如表1所示。

根据以上分析可以看出, 频率扫描体制易于实现, 但占用频谱较宽, 容易受到干扰, 可应用于普通环境下的警戒监视。一维相扫体制与多波束体制波束覆盖灵活, 抗干扰能力较强, 可应用于战场环境条件下。多波束体制其数据更新率高、功耗小, 对高速飞行目标的预警与目标快速指示具有较强优势, 特别适用于连续波搜索雷达。

2 同时数字多波束体制

2.1 数字波束形成原理

直线阵列扫描原理图如图1所示。

对于平面阵列天线, 为了使阵列天线在空间扫描, 可在每个辐射源中附加一个相位, 设各阵元附加相移分别为0, θ, 2θ, ……, (N-1) θ, 则阵列天线波束指向由θ=0变到θ0。θ0与θ的关系为:

N个阵元上θ0+θ方向远场矢量和为:

由上式可得扫描时的方向性函数为:

式中, 为由于波程差引起的相邻阵元辐射场的相位差。在θ方向上, 各阵元的辐射场之间, 由于波程差引起的相位差正好与移相器引入的相位差相抵消, 导致各分量同相相加获得最大值。改变θ0值, 可改变波束指向, 从而达到波束扫描的目的。

2.2 数字复用实现同时多波束

多波束形成方法有多种, 如采用巴特勒矩阵网络和FFT算法等。此外, 还可以对各子阵信号进行多路复用后, 再采用移相的方法实现不同波束指向。数字复用实现多波束原理框图如图2所示。

以接收阵列为例, 多路天线子阵接收信号经过A/D采样形成数字信号;将各单元数字信号分配到数字复用器, 再根据需要重新组合输出至波束形成器;波束形成器内集成数字移相器, 可对各路子阵接收信号进行移相控制, 形成不同指向波束合成信号。可根据需要任意调整多波束数量及波束指向。由于数字分配不存在能量损失和增加噪声, 所以数字波束形成具有很高的合成效率。

2.3 数字波束形成指标论证

数字波束形成主要指标包括:俯仰角度覆盖范围、角度测量精度和天线增益及效率、作用距离、波束形成个数、波束宽度、栅瓣影响和副瓣等。

作用距离和角度测量精度往往决定了天线阵列增益和合成波束方向图波束宽度。高精度测角精度必然要求合成波束角度分辨率要高, 而对应天线阵列增益必然提高, 作用距离相对也较容易实现。俯仰角度覆盖范围与波束合成方向图决定了波束形成个数, 而波束形成个数也决定了接收机信号处理通道数量。合成天线阵列增益确定后, 天线效率和栅瓣决定了天线子阵数量, 也确定了射频前端的通道数量。

2.4 数字波束形成幅相校准

决定波束形成效果主要因素为各通道幅相一致性, 包括天线单元、馈线、接收通道、A/D采样和信号处理等部分的幅相一致性。数字复用内部采用统一时钟同步, 不会产生幅度、相位偏差, 不需要进行校准。A/D采样主要由于模拟放大器和采样时钟不同步, 造成信号幅度、相位偏差, 通过时钟分配器和设计可减少时钟不同步误差。为了避免相位模糊, 接收机常采用IQ正交通道。对于IQ正交性也需要进行校准。接收通道一般采用校准通道进行幅相校准, 其原理框图如图3所示。

在输入端馈入校准信号, 经过与实际信号相同路径到接收机;分别对各路信号进行幅度相位计算, 得到各通道幅度相位差值, 统一进行修正。该方法可在自检过程中完成, 较为准确方便。但随着校准通道的加入, 又引入了校准通道的幅相一致性误差;一般校准通道尽量采用无源器件, 使用仪器校准进行标定。

天线单元和馈线校准通常采用远场平面波仪器测量方法完成, 可在校准控制端对各项误差进行校准。

3 连续波多波束三坐标雷达的实现

同时多波束三坐标雷达的实现原理框图如图4所示。

雷达发射采用宽波束 (余割平方) 天线, 接收采用俯仰一维天线阵。接收单元经放大、下变频以及A/D采样得到一组数字信号;波束控制器对波束形成角度进行控制;信号经数字复用和多波束形成器, 得到所需方向的合成信号;信号经信号处理、数据处理最终得到目标的俯仰角度、距离和多普勒信息;结合伺服座体方位角度信息, 最终得到目标的方向、高度和距离等三坐标信息。

4 结束语

连续波同时多波束三坐标雷达具有低截获概率和较强抗干扰能力, 其数据更新率快, 可广泛应用于防空预警、监视、武器系统引导打击和反恐等领域。上述分析了同时多波束三坐标雷达的原理和特点, 研究了幅相校准关键技术, 给出了实现方案, 对同类产品的研究和实现具有一定的借鉴意义。

摘要：根据三坐标搜索雷达的特点, 对频率扫描、堆积多波束、一维相扫、混合扫描和多波束等多种雷达体制进行论述, 通过综合比较, 最终确定了采用连续波同时数字多波束体制实现三坐标搜索雷达。阐述了数字多波束形成原理, 给出了数字复用实现同时多波束的方法, 论证了数字多波束形成的技术指标, 详细分析了幅相校准关键技术。给出了连续波三坐标雷达的多波束实现方案, 并通过实践检验, 理论和方法具有实用性。

关键词：同时数字多波束,三坐标搜索,数字复用,幅相校准

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[5]管吉兴, 马瑞平, 黄巍, 等.直线阵列数字波束形成技术[J].无线电工程, 2011, 41 (9) :25-27.

波束成型技术 篇4

“波束形成”指的是通过器件或设备使一个口径天线沿着空间指定的方向发射和接收信号。数字波束形成具有的优点主要有:在不降低信噪比的条件下, 数字波束形成可以产生多个高增益波束, 使系统可以同时跟踪多个目标;数字波束形成可以充分利用天线阵接收的所有信息优化系统性能。数字波束形成通过软件实现, 具有很高的灵活性和扩展性, 较高精度, 理论上, 可实现任意算法, 能够实时地实现对天线系统的校正等。[1,2,3,4,5,6]

DDS技术可以通过对数字信号的修改, 方便地产生各种雷达信号, 能够根据需要控制频率、相位改变, 灵活地对天线阵列进行相位和幅度加权[8]。采用DDS技术, 天线波束完全采用电子方法控制, 可实现电控移相扫描, 速度高, 且波束的数目、运动方式都可以根据需要进行控制, 可有效提高合成孔径雷达的测绘带宽和成像精度。因此采用数字波束形成技术是合成孔径雷达的重要发展方向之一。本文通过直接数字频率合成方法控制基带信号相位改变, 对数字波束形成的原理和工程可实现性进行了实验验证。

1 实验原理

天线阵列为N元均匀直线阵, 相邻阵元间隔为d, 各阵元各向同性, 各阵元加权分别为[w1, w2, …, wn], 信号是窄带信号, 波长为λ, 信号的来波方向为θ, 经加权控制的天线阵示意图如图1所示[3]:

对于均匀直线阵列, 方向性矢量为:

$\overrightarrow{v}=[1,e{}^{\text{j}\frac{2\pi }{\lambda }d\text{s}\text{i}\text{n}\theta },\cdots ‚e{}^{\text{j}\frac{2\pi }{\lambda }({\rm N}-1)d\text{s}\text{i}\text{n}\theta }]$ (1)

经加权后天线阵输出y (k) 为:

y (t) =WTX (t) (2)

均匀直线阵的方向函数为:

$\begin{array}{l}f(\theta )=w{}_1+w{}_{2}e{}^{\text{j}\frac{2\pi }{\lambda }d\text{s}\text{i}\text{n}\theta }+\cdots +w{}_{{\rm N}}e{}^{\text{j}\frac{2\pi }{\lambda }({\rm N}-1)d\text{s}\text{i}\text{n}\theta }=\\ w{}_1+w{}_{2}e{}^{\text{j}\beta (\theta )}+\cdots +w{}_{{\rm N}}e{}^{\text{j}({\rm N}-1)\beta (\theta )}=\end{array}$

${\displaystyle \sum _{k=1}^{{\rm N}}}$wkej (k-1) β (θ) =WTb (3)

式 (3) 中, $\beta (\theta )=\frac{2\pi }{\lambda }d\sin \theta ,W=[w{}_1,w{}_2,\cdots \cdots w{}_{{\rm N}}]{}^{\text{Τ}}‚b=[1,e{}^{\text{j}\beta (\theta )},\cdots e{}^{\text{j}({\rm N}-1)\beta (\theta )}]{}^{\text{Τ}}$。

实验中对均匀直线阵列进行了简化, 模拟两阵元信号合成, 验证了基带信号相移经混频后能够在现有设备基础上实现中频信号的移相, 从而最终实现对不同阵元天线间相差的控制。简化的实验验证方案原理如下:

提供w1, w2两个不同相位的信号, 假设两信号相差为Δθ, 两信号为:ejβ (θ) , ejβ (θ) +Δθ。

实验中, 分别采用数字信号基带板提供正交I、Q两路信号进行混频合成, 经过两次上变频后实现中频输出:

将基带相差转变为中频相差, 提供数字波束形成技术所要求的波束间的相差, 实现对天线波束的电子控制。

2 实验方案实现[2,4]

实验设备包括自研的基带信号板, 混频器, 数字示波器等。基带信号板主要通过FPGA调用其IP核实现ROM, 存储数字信号数据, 经DA转换后输出1 GHz的两路正交信号。原始信号数据由Matlab产生, 转换存入ROM核, 信号板将数据读入DA芯片产生模拟信号。

通过控制Matlab产生信号的相位, 可实现对基带模拟信号相位的控制。一方面实现数字波束形成所要求的信号相差, 另一方面可以通过对信号初始相位的调整, 补偿由模拟器件引起的相差, 保证实验的准确性。

实验验证方案分两部分进行, 首先是采用一块数字基带板, 输出的I、Q两路信号进行上变频, 将输出信号保存作为比较基准。随后将基带信号进行相移, 经混频输出后与未经相移处理的信号进行比较, 验证经过模拟链路处理后的信号能够实现实验原理所预期的中频相移, 并在实验过程中对模拟器件进行调校, 使模拟器件对实验的影响降到最小[6]。实验实现如图3所示过程。

第一部分实验是在同一套设备和链路上进行的两次实验。设备的初始条件一致, 因而由同轴连接线、功分器及其他模拟器件特性随温度及其他实验条件的改变对实验结果的影响非常小, 保证结果在同样实验状态下得到, 同时能够用于验证实验原理和进行实验设备的调校。

通过第一部分实验, 可验证器件的物理特性符合原理所需求的器件特性, 能够实现实验原理所描述的物理过程, 并掌握对设备进行调校的参数, 根据设备参数调整实验链路能满足进一步实验验证的要求。

数字波束形成要求同时在不同阵元间形成相差从而完成对波束的控制。在进一步的实验验证中, 采用两块数字基带板, 同时产生两路基带信号, 通过混频后, 验证基带信号相差对于中频信号相位的影响。实验实现如图4所示过程。

首先利用Matlab产生相同信号, 并经转换后添加到ROM核中, 经实验链路两次上变频后, 通过示波器测量, 进行相位校准, 检测两路信号由于模拟链路而产生的相差。通过对Matlab对信号的相位进行调整, 补偿模拟链路的相差, 使两路信号相位完全相同。随后保持其中一路信号相位不变, 在另一路信号中加入相差Δθ, 将经两次上变频后的两个链路输出的信号在示波器上进行相差比较, 验证产生相差的实验原理。

3 实验结果及分析

通过对实验数据的分析, 验证了在现有器件条件下, 实现基带移相改变中频相位实现数字波束形成的可行性。并根据实验过程和实验结果, 对进一步进行开发设计的方案和技术难点提出了一些看法。

以上图像是由示波器采集数据得到的时域图, 由于示波器存储深度的原因, 所采集到的波形数据不平滑。图中的数据分别在两路信号相差为0°和相差为50°时采集得到。第一幅图像两路信号没有相位差, 从第二幅图中可以明显的看到两路信号在中频上的相位差, 从而验证了在现有设备条件下, 能够实现实验原理所期望的通过在基带信号的相移, 实现中频信号移相的目的, 进而达到通过数字移相实现合成孔径雷达电控扫描的目的。

通过实验分析得到工程实现的难点所在, 主要包括以下几个方面:

首先, 模拟电路的实验状态控制非常困难。无论是温度变化, 还是实验状态的改变, 如对同轴线, 功分器等的触碰, 都会导致模拟电路特性的改变, 进而影响到最终的移相实验效果。在实际应用状态下, 可行的方法是搭建能够对信号进行自适应控制的信号产生链路, 根据模拟链路变化的情况, 实现数字信号对模拟链路的自适应控制相位补偿。要求能够对中高频信号状态进行检测, 中高频信号检测方法是一个亟待解决的问题。

其次, 实验设备的体积较大, 不适应合成孔径雷达小型化的要求。设备小型化工程化是数字波束形成技术应用于合成孔径雷达的关键。合成孔径雷达运载平台决定了必须满足小型化轻量化的要求, 而实验设备相对体积较大, 器件小型化是一个重要的方向。

再次, 必须充分考虑电磁兼容。直接数字波束形成意味着要在数字电路中输出达1 GHz的模拟信号, 会对其他电路产生干扰。在实验过程中出现过传输基带信号的同轴线对电路时钟的干扰。

4 结束语

本文通过现有实验设备对数字波束形成的工程可行性进行了验证, 并根据试验情况, 分析了工程实现需要进一步解决的问题。随着合成孔径雷达发展的需求和元器件技术的不断进步, 对于数字波束形成技术应用于合成孔径雷达的研究会有更多和更明确的需求。本文的实验验证为日后进一步的工程实现提供了一些参考依据和测量评估方法, 对后续的研究开发有一定的指导意义。

参考文献

[1]殷连生.相控阵雷达馈线技术.北京:国防工业出版社, 2007

[2]曾涛.高速并行DSP自适应数字波束形成系统及算法研究.硕士论文.成都:成都电子科技大学, 2001

[3]王玮.DBF算法研究及其硬件实现.硕士论文.南京理工大学, 2006

[4]张卫清, 谭剑美, 陈菡.DDS在数字阵列雷达中的应用, 雷达科学与技术, 2008;6:467—471

[5]王涛, 雷宏.相控阵雷达数字波束形成的实现.微计算机信息, 2005;11—2:93—96

[6]吴曼青, 葛家龙.数字阵列合成孔径雷达, 雷达科学与技术, 2009;2:1—9

[7]吴曼青, 王炎, 靳学明.收发全数字波束形成相控阵雷达关键技术研究.系统工程与电子技术, 2001; (4) :45—47